JP2009165316A - スイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度で、かつ誤作動のない過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】補助巻線１ｃに接続された過電圧検出調整回路６が、補助巻線１ｃに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成し、過電圧検出回路１７は、過電圧検出調整回路６が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出すると、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させる信号を生成して、出力直流電圧Ｖｏｕｔを低下させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置に関する。

負荷に安定した直流電圧を供給するスイッチング電源装置において、何らかの原因により出力直流電圧が所定の電圧より高くなる過電圧状態となることがあり、この出力直流電圧の過電圧状態による装置内の部品、および負荷の損傷を防止するために、出力直流電圧が過電圧状態となった場合に、出力直流電圧を低下させる必要がある。

図１２は、従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、一次巻線３１ａ、二次巻線３１ｂ、および補助巻線３１ｃを有するスイッチングトランス３１を備えており、一次巻線３１ａにはスイッチング素子３２が直列接続され、一次巻線３１ａおよびスイッチング素子３２に入力直流電圧Ｖｉｎが印加される。スイッチング素子３２が制御回路３３によってオン・オフ制御されることにより、スイッチングトランス３１の一次巻線３１ａから二次巻線３１ｂへ電力が伝達される。

スイッチングトランス３１の二次巻線３１ｂに誘起された交流電圧は、ダイオード３４ａおよびコンデンサ３４ｂからなる出力電圧生成回路３４によって整流・平滑されて出力直流電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷３６に供給される。この出力直流電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧検出回路３７によって検出され、出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルに応じた信号レベルのフィードバック信号を制御回路３３のフィードバック端子ＦＢにフィードバックすることによりスイッチング素子３２のオン・オフ動作が制御され、負荷に供給するエネルギーが調整されるため、出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に安定化される。

また、スイッチングトランス３１の補助巻線３１ｃに誘起された交流電圧は、ダイオード３５ａおよびコンデンサ３５ｂで構成される整流平滑回路３５によって整流・平滑されて制御回路３３のＶＣＣ端子に印加され、制御回路３３の動作用電力となる。

ここで、出力直流電圧Ｖｏｕｔが、何らかの原因によって所定の電圧より高くなると、スイッチングトランス３１の二次巻線３１ｂの電圧が上昇して、それと共に補助巻線３１ｃの電圧も上昇する。補助巻線３１ｃの電圧が上昇するとＶＣＣ端子の電圧も上昇するため、このＶＣＣ端子の電圧が一定値より高くなったことを出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態として検出し、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下するようにスイッチング素子３２のオン・オフ動作を制御することで、過電圧保護を行うことができる。

また、図１３に示すような回路構成によって過電圧保護を行うスイッチング電源装置も知られている（例えば、特許文献１参照。）。なお、前述した図１２に示すスイッチング電源装置を構成する部材に対応する部材には同一符号を付して、説明を省略する。

このスイッチング電源装置は、さらに抵抗３８、３９と、ツェナーダイオード４０と、コンデンサ４１を有し、ツェナーダイオード４０とコンデンサ４１の接続点が制御回路３３のＣＳ端子に接続されている。

出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧より高くなると、図１２に示したスイッチング電源装置と同様にスイッチングトランス３１の補助巻線３１ｃの電圧が上昇しＶＣＣ端子の電圧が上昇するため、ツェナーダイオード４０を介してコンデンサ４１が充電される。そして、制御回路３３が、ＣＳ端子の電圧の上昇を検出して、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下するようにスイッチング素子３２のオン・オフ動作を制御して、過電圧保護を行う。

しかしながら、従来のスイッチング電源装置には、以下の問題があった。図１４は補助巻線３１ｃに誘起される交流電圧の波形を示す図である。図１４に示すように、低電位から高電位に変化したときにリンギング成分が発生している。この補助巻線３１ｃの電圧を整流・平滑したＶＣＣ端子電圧は、補助巻線３１ｃからＶＣＣ端子に流れ込む電流が非常に小さいために図１４に示したリンギング成分の影響を受けやすく、このリンギング成分が大きくなるとＶＣＣ端子電圧が高くなる傾向がある。

図１５は、図１２や図１３に示した従来のスイッチング電源装置の通常動作時におけるＶＣＣ端子電圧と出力電力の関係を示す図である。補助巻線３１ｃの電圧の立ち上がり部に発生するリンギング成分の大きさは出力電力の大きさに依存し、出力電力が大きくなると、より大きなリンギング成分が補助巻線３１ｃの電圧に発生するため、図１５に示すようにＶＣＣ端子電圧が高くなってしまう。特に補助巻線３１ｃにおけるリーケージインダクタンスが大きい場合などは、補助巻線３１ｃの電圧に大きなリンギング成分が発生して出力電力の変化に伴いＶＣＣ端子電圧が大きく変化してしまう。そのため、前述したような出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態をＶＣＣ端子電圧によって検出して過電圧保護を行う従来のスイッチング電源装置では、回路部品の特性の違いによっても過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルに差が生じてしまい、精度の良い過電圧保護を行うことができないという問題がある。

また、前記した補助巻線３１ｃの電圧に発生するリンギング成分の影響により、出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に安定している通常動作時であっても出力電力が大きくなったときにＶＣＣ端子電圧が一定値まで上昇してしまい、出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態を誤検出してしまう可能性があり、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態でないにも関わらず過電圧保護が誤作動してしまうという問題がある。

また、出力電力の変化に伴いＶＣＣ端子電圧が変化しても通常動作時に過電圧保護が誤作動しないようにする目的から、過電圧保護が作動するＶＣＣ端子電圧に対する一定値をある程度高い電圧に設定する必要があるが、特にスイッチング素子と制御回路が同一基板上に形成された半導体装置を使用したスイッチング電源装置においては、このＶＣＣ端子電圧に対する一定値は半導体装置の設計時に決定される。そのため、従来は、過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することが困難であることから、スイッチングトランスの設計を変更して調整する必要があり、電源設計の自由度を低下させる原因となっていた。

また、特にスイッチング素子のオン・オフ動作の制御方式がリンギングチョークコンバータ方式であるスイッチング電源装置において、出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が発生したときにこれを検出する端子がオープンとなった場合は、過電圧保護を作動させることができなくなるが、スイッチング素子のオン・オフ動作は継続するため出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が長時間保持され、場合によってはさらに高い電圧まで上昇して、装置内の部品や、負荷を破壊してしまう可能性がある。
特開２００５−１７６５５６号公報

本発明は、上記問題点に鑑み、特別な部品追加によりコストアップすることなく、誤作動のない高精度な過電圧保護を実現でき、且つ過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することができ、電源設計の自由度の向上を実現できるスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記二次巻線に接続され前記スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記二次巻線に誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記補助巻線に接続され前記補助巻線に誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成する過電圧検出調整回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ動作の制御を行う制御回路とを備え、前記制御回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出する過電圧検出回路を含み、且つ前記過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御して出力直流電圧を低下させる機能を有することを特徴とする。

また、本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出調整回路は、少なくとも、複数個の抵抗からなる分圧回路を含み、前記分圧回路の定数を調整することにより過電圧検出する出力直流電圧の電圧レベルを設定できることを特徴とする。

また、本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になるとカウントを開始するパルス数カウント回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号の各パルスのピーク値が連続して一定値以上になった回数を前記パルス数カウント回路によりカウントし、そのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたカウント数に達しない場合には、前記パルス数カウント回路のカウント数をリセットすることを特徴とする。

また、本発明の請求項４記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを開始するタイマー回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを前記タイマー回路により開始し、その高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたモニター設定時間に達しない場合には、前記タイマー回路による高ピーク期間のモニターを停止することを特徴とする。

また、本発明の請求項５記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンタイミングを決める一定周期のパルス信号を生成する発振回路を含むことを特徴とする。

また、本発明の請求項６記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間に前記補助巻線に発生するリンギングの電圧レベルを検出し、その電圧レベルが所定の電圧以下になったことを検出したタイミングで前記スイッチング素子をオンさせる信号を生成するターンオン検出回路を含み、前記ターンオン検出回路は、前記過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項７記載の半導体装置は、請求項１ないし６のいずれかに記載のスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子および前記制御回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または同一のパッケージに組み込まれていることを特徴とする。

本発明の好ましい形態によれば、過電圧検出調整回路が生成する信号は出力電力の変化に依存せず、出力直流電圧の変化にのみ依存するので、補助巻線に接続された過電圧検出調整回路が生成する電圧信号から出力直流電圧が過電圧状態となったことを過電圧検出回路によって検出して、過電圧保護を作動させることにより、出力直流電圧の電圧レベルに対して高精度で正確な過電圧保護を行うことができ、また通常動作時における過電圧保護の誤作動を防止することができる。

また、スイッチングトランスの設計変更をすることなく、過電圧検出調整回路を構成する部品の定数を調整するだけで過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを自由に設定できるようになり、電源設計の自由度が向上する。

さらに、スイッチング素子のオン・オフ動作の制御方式がリンギングチョークコンバータ方式であっても、スイッチング素子のターンオン制御を行うターンオン検出回路の入力端子を、出力直流電圧の過電圧状態を検出する過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続することにより、その端子がオープンとなる異常状態となって過電圧保護を行えなくなっても、それと同時にスイッチング素子のオン・オフ動作が停止するので、出力直流電圧を低下させることができ、装置の信頼性が向上する。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。図１は本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図であり、図２はそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン・オフ動作（スイッチング動作）の制御方式として、電流モードのＰＷＭ制御を採用している。

図１において、スイッチングトランス１は一次巻線１ａ、二次巻線１ｂ、および補助巻線１ｃを有する。一次巻線１ａと二次巻線１ｂの極性は逆になっており、このスイッチング電源装置はフライバック型となっている。

一次巻線１ａにはスイッチング素子２が接続されている。このスイッチング素子２は、制御回路３が生成する制御信号によりオン・オフ制御（スイッチング制御）される。すなわち、スイッチング素子２は、そのゲートが制御回路３のゲートドライバ２０に接続しており、ゲートドライバ２０が生成するゲート信号（制御信号）に従いオン・オフ動作（スイッチング動作）する。

半導体装置４は、スイッチング素子２と制御回路３とから構成されており、外部入力端子としてＤＲＡＩＮ端子、ＧＮＤ端子、ＶＣＣ端子、ＯＶ端子、ＦＢ端子の５つの端子を有する。

ＤＲＡＩＮ端子は、半導体装置４の内部においてスイッチング素子２のドレインおよびレギュレータ１０に接続し、半導体装置４の外部においてスイッチングトランス１の一次巻線１ａに接続する。ＧＮＤ端子は、半導体装置４の内部においてスイッチング素子２のソース、および制御回路３のＧＮＤラインに接続し、半導体装置４の外部において、入力直流電圧Ｖｉｎが印加される２端子のうちの低電位側の端子に接続する。つまり、ＧＮＤ端子は、スイッチング素子２のソース、および制御回路３のＧＮＤラインをグランド（接地）レベルにする。

ＶＣＣ端子は、半導体装置４の内部において制御回路３のレギュレータ１０に接続し、半導体装置４の外部において整流平滑回路５に接続する。ＯＶ端子は、半導体装置４の内部において制御回路３の過電圧検出回路１７に接続し、半導体装置４の外部において過電圧検出調整回路６に接続する。ＦＢ端子は、半導体装置４の内部において制御回路３のフィードバック信号制御回路１３に接続し、半導体装置４の外部において出力電圧検出回路７に接続する。

直列接続されたスイッチングトランス１の一次巻線１ａとスイッチング素子２との両端に入力直流電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチング素子２のオン・オフ動作が開始すると、スイッチングトランス１の一次巻線１ａから二次巻線１ｂおよび補助巻線１ｃへ電力が伝達される。

二次巻線１ｂには、ダイオード８ａとコンデンサ８ｂとから構成される出力電圧生成回路８が接続されている。出力電圧生成回路８は、スイッチング素子２のオン・オフ動作により二次巻線１ｂに誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧Ｖｏｕｔを生成する。出力直流電圧Ｖｏｕｔは負荷９に印加される。

出力電圧検出回路７は、出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを検出する。ＦＢ端子を介して出力電圧検出回路７に接続する制御回路３は、出力電圧検出回路７により検出された出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを基に、出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に安定するようにスイッチング素子２のオン・オフ動作を制御する。具体的には、出力電圧検出回路７は、出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを示すフィードバック信号を生成し、制御回路３は、フィードバック信号制御回路１３において、そのフィードバック信号を基にスイッチング素子２をターンオフさせるタイミングを制御する。

補助巻線１ｃには、ダイオード５ａとコンデンサ５ｂとから構成される整流平滑回路５が接続されている。この整流平滑回路５は、スイッチング素子２のオン・オフ動作により補助巻線１ｃに誘起される交流電圧を整流・平滑して直流電圧を生成する。この整流平滑回路５が生成する直流電圧は、制御回路３の補助電源電圧ＶＣＣとして半導体装置４のＶＣＣ端子に印加される。

また、補助巻線１ｃと整流平滑回路５の接続点には、スイッチング素子２のオン・オフ動作により補助巻線１ｃに誘起される交流電圧を分圧する過電圧検出調整回路（分圧回路）６が接続されている。ここでは、２個の分圧抵抗６ａ、６ｂで構成される過電圧検出調整回路６を例に説明するが、無論、抵抗の個数は２個に限定されるものではない。このように過電圧検出調整回路６として分圧抵抗からなる分圧回路を採用することで、その分圧抵抗が、補助巻線１ｃの電圧の立ち上がりにおいて発生するリンギング成分を除去するので、過電圧検出調整回路６において、補助巻線１ｃに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成することができる。この交流電圧の信号は半導体装置４のＯＶ端子に印加される。

ここで、補助巻線１ｃには二次巻線１ｂに誘起される交流電圧に比例した電圧が誘起されるので、過電圧検出調整回路６が生成する信号は、二次巻線１ｂに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する信号となる。

なお、ここでは過電圧検出調整回路６を分圧抵抗を用いて構成したが、過電圧検出調整回路６は、補助巻線１ｃに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成できる回路であればよい。

図２において、レギュレータ１０は、半導体装置４のＤＲＡＩＮ端子とＶＣＣ端子に接続しており、ＶＣＣ端子に印加される補助電源電圧ＶＣＣの値が一定値以上の場合には、半導体装置４のＤＲＡＩＮ端子の電圧を安定化させ、またＶＣＣ端子から半導体装置４の内部回路用電源１１へ電流を供給し、内部回路用電源１１の電圧を一定に安定化する。一方、ＶＣＣ端子に印加される補助電源電圧ＶＣＣの値が一定値より低い場合には、レギュレータ１０は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源１１およびＶＣＣ端子へ電流を供給する。

すなわち、入力直流電圧Ｖｉｎが印加された直後の起動時には、スイッチング素子２がオン・オフ動作を開始するまで、レギュレータ１０は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源１１へ電流を供給して内部回路用電源１１の電圧を上昇させる一方で、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子を介して整流平滑回路５のコンデンサ５ｂに電流を供給して補助電源電圧ＶＣＣを上昇させる。

その後、補助電源電圧ＶＣＣが、起動・停止回路１２に予め設定されている起動電圧ＶＣＣＯＮに達すると、起動・停止回路１２が、３入力のＮＡＮＤ回路１８の任意の１つの入力端子に印加する信号のレベルをＬレベルからＨレベルに切り替える。また、このとき、発振回路１６から一定周期のパルス信号ＣＬＯＣＫが発振される。その結果、スイッチング素子２のオン・オフ動作が開始される。

スイッチング素子２のオン・オフ動作開始後は、レギュレータ１０は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源１１およびＶＣＣ端子への電流供給をストップする。一方、ＶＣＣ端子には補助巻線１ｂから整流平滑回路５を介して電流が供給されるようになり、レギュレータ１０は、ＶＣＣ端子から内部回路用電源１１へ電流を供給して、内部回路用電源１１の電圧を一定に安定化する。

また、スイッチング素子２のオン・オフ動作開始後に、何らかの原因で補助電源電圧ＶＣＣが、起動・停止回路１２に予め設定されている停止電圧ＶＣＣＯＦＦまで低下すると、起動・停止回路１２が、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルからＬレベルに切り替え、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させる。このとき、レギュレータ１０は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源１１へ電流を供給する一方で、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子を介して整流平滑回路５のコンデンサ５ｂに電流を供給する。

前述したように、起動・停止回路１２は、起動時に補助電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣＯＮ以上になると、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＬレベルからＨレベルに切り替えて、スイッチング素子２のオン・オフ動作を開始させる機能と、スイッチング素子２がオン・オフ動作を行っている間に、何らかの原因で補助電源電圧ＶＣＣが停止電圧ＶＣＣＯＦＦまで低下すると、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルからＬレベルに切り替えて、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させる機能を有する。

フィードバック信号制御回路１３は、その入力端子が半導体装置４のＦＢ端子に接続しており、出力電圧検出回路７により生成されたフィードバック信号を基に、出力直流電圧Ｖｏｕｔを一定に安定させるための電圧信号を生成する。この電圧信号は比較器１４の一方の入力端子に印加される。

具体的には、出力直流電圧Ｖｏｕｔが一定のときはフィードバック信号は一定の信号であるため、フィードバック信号制御回路１３は、比較器１４の入力端子に一定の電圧信号を印加する。一方、出力直流電圧Ｖｏｕｔが変化すると（例えば上昇すると）、フィードバック信号も変化（上昇）し、フィードバック信号制御回路１３は、そのフィードバック信号の変化に応じて、比較器１４の入力端子に印加する電圧信号を変化（下降）させる。

ドレイン電流検出回路１５は、スイッチング素子２に流れる電流であるドレイン電流ＩＤを検出し、その検出したドレイン電流ＩＤに比例する電圧信号を生成する。この電圧信号は比較器１４の他方の入力端子に印加される。

比較器１４は、ドレイン電流検出回路１５が生成する電圧信号とフィードバック信号制御回路１３が生成する電圧信号とを比較して、ドレイン電流検出回路１５が生成する電圧信号がフィードバック信号制御回路１３が生成する電圧信号以上になったとき、フリップフロップ回路１９のＲ（リセット）端子に印加する信号のレベルをＬレベルからＨレベルに切り替える。この信号により、スイッチング素子２のオフタイミングが決まる。

発振回路１６は、一定周期のパルス信号ＣＬＯＣＫを生成する。このパルス信号ＣＬＯＣＫはフリップフロップ回路１９のＳ（セット）端子に印加される。このパルス信号ＣＬＯＣＫにより、スイッチング素子２のオンタイミングが決まる。

フリップフロップ回路１９は、そのＱ端子がＮＡＮＤ回路１８の任意の１つの入力端子に接続しており、Ｓ端子に印加されるパルス信号ＣＬＯＣＫが立ち上がってから、Ｒ端子に印加される信号が立ち上がるまでの間、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルに保持し、Ｒ端子に印加される信号が立ち上がってから、Ｓ端子に印加されるパルス信号ＣＬＯＣＫが立ち上がるまでの間、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＬレベルに保持する。このフリップフロップ回路１９が生成する信号に応じて、スイッチング素子２はオン・オフ動作を行う。

過電圧検出回路１７は、その入力端子が半導体装置４のＯＶ端子に接続しており、ＯＶ端子に印加される電圧信号のピーク値が予め設定されている一定値ＶＯＶ以上になる過電圧状態を検出すると、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させる信号を生成して出力直流電圧Ｖｏｕｔを低下させる。

具体的には、過電圧検出回路１７は、比較器１７ａと、フリップフロップ回路１７ｂと、再起動トリガ１７ｃで構成され、比較器１７ａの一方の入力端子が、過電圧検出回路１７の入力端子となり、半導体装置４のＯＶ端子に接続している。また、フリップフロップ回路１７ｂの反転出力端子が、過電圧検出回路１７の出力端子となり、ＮＡＮＤ回路１８の任意の１つの入力端子に接続している。

ＯＶ端子の電圧レベル（すなわち、過電圧検出調整回路６が生成する交流電圧のピーク値）が比較器１７ａの基準電圧（一定値）ＶＯＶより低い場合、比較器１７ａは、フリップフロップ回路１７ｂのＳ（セット）端子にＬレベルの信号を出力する。これにより、フリップフロップ回路１７ｂから出力され、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルに維持される。

ＯＶ端子の電圧レベルが比較器１７ａの基準電圧（一定値）ＶＯＶ以上になると、比較器１７ａから出力され、フリップフロップ回路１７ｂのＳ端子に印加される信号のレベルはＬレベルからＨレベルへ切り替わり、フリップフロップ回路１７ｂから出力され、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルもＨレベルからＬレベルへ切り替わる。

その後はＯＶ端子の電圧レベルによらずフリップフロップ回路１７ｂが、そのＲ（リセット）端子に接続する再起動トリガ１７ｃにより再起動信号が生成されるまでＬレベルの信号を出力し続けることで、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させ、出力直流電圧Ｖｏｕｔを低下させる。

再起動トリガ１７ｃは、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下し、内部回路用電源１１の電圧が予め設定された電圧レベルまで低下すると、再起動信号を生成する。この再起動信号がフリップフロップ回路１７ｂのＲ端子に印加されると、フリップフロップ回路１７ｂから出力され、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わり、前述の出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下した異常状態が解除され、再びスイッチング素子２のオン・オフ動作を開始することが可能な状態となる。

３入力のＮＡＮＤ回路１８は、その出力端子がゲートドライバ２０の入力端子に接続しており、３つの入力端子に印加される信号のレベルが全てＨレベルとなるとき、ゲートドライバ２０の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルからＬレベルへ切り替える。

ゲートドライバ２０は、その出力端子がスイッチング素子２のゲートに接続している。したがって、パルス信号ＣＬＯＣＫが立ち上がりＮＡＮＤ回路１８の３つの入力端子に印加される信号のレベルが全てＨレベルになるとき、ゲートドライバ２０の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルからＬレベルへ切り替わるので、ゲートドライバ２０は、スイッチング素子２のゲートに印加するゲート信号のレベルをＬレベルからＨレベルへ切り替え、スイッチング素子２をオフ状態からオン状態へ移行（ターンオン）させる。

一方、ドレイン電流検出回路１５により検出されたドレイン電流ＩＤが、フィードバック信号制御回路１３が生成する電圧信号で決まる値に達して、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のうちの1つがＬレベルになるとき、ゲートドライバ２０の入力端子に印加される信号のレベルがＬレベルからＨレベルへ切り替わるので、ゲートドライバ２０はゲート信号のレベルをＨレベルからＬレベルへ切り替え、スイッチング素子２をオン状態からオフ状態へ移行（ターンオフ）させる。このように、このスイッチング電源装置は、ドレイン電流ＩＤのピーク値を制御して出力直流電圧Ｖｏｕｔを一定に安定化させる電流モードのＰＷＭ制御を実現している。

このスイッチング電源装置において、通常動作時は一定の電圧に安定するよう制御されている出力直流電圧Ｖｏｕｔが何らかの原因によって上昇すると、二次巻線１ｂに誘起される交流電圧のピーク値も上昇する。例えば、出力電圧検出回路７がオープンとなるような異常状態では、出力直流電圧Ｖｏｕｔを検出することができないか、もしくは出力直流電圧Ｖｏｕｔが一定の電圧に安定するようにスイッチング素子２のオン・オフ動作を制御するのに必要なフィードバック信号を生成することができず、出力直流電圧Ｖｏｕｔが大きく上昇する現象が生じ、この出力直流電圧Ｖｏｕｔの上昇は二次巻線１ｂにおける交流電圧のピーク値の上昇を引き起こす。

前述したように、補助巻線１ｃには二次巻線１ｂに誘起される交流電圧に比例した電圧が誘起され、補助巻線１ｃに接続された分圧抵抗６ａ、６ｂを含む過電圧検出調整回路６が生成する交流電圧は、二次巻線１ｂに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する信号となる。よって、出力直流電圧Ｖｏｕｔの上昇により二次巻線１ｂに発生する交流電圧のピーク値が上昇すると、半導体装置４のＯＶ端子に印加される交流電圧のピーク値も上昇することになる。

以上のことから、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態まで上昇すると、半導体装置４のＯＶ端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値ＶＯＶに達するまで上昇する。このとき、過電圧検出回路１７により出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が検出されると、過電圧検出回路１７からＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルからＬレベルに切り替わり、ゲートドライバ２０の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルとなるため、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止され、スイッチング素子２は、ターンオンしないよう制御される。

出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態になると、その後は過電圧検出回路１７はＬレベルの信号を生成し続け、スイッチング素子２のオフ状態が継続することになる。そして、スイッチングトランス１の一次巻線１ａから二次巻線１ｂへ電力が伝達されない状態が継続するため、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下し、出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が解消される。これにより、負荷９やスイッチング電源装置内の部品を過電圧から保護することができる。つまり、このスイッチング電源装置によれば、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下した状態が保持されるラッチ停止型の過電圧保護を実現できる。

図３に、通常動作時の出力直流電圧Ｖｏｕｔが、何らかの原因により過電圧状態の電圧まで上昇し、その後過電圧保護により出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。

具体的には、図３は、出力直流電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング素子２におけるドレイン−ソース間電圧と、二次巻線１ｂに誘起される交流電圧と、ＯＶ端子に発生する交流電圧の信号の波形を示している。

図３に示すように、一定値ＶＯＶは、通常動作時のＯＶ端子電圧のピーク値より高い電圧に設定されており、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値以上まで上昇すると、ＯＶ端子電圧のピーク値は一定値ＶＯＶ以上まで上昇する。過電圧検出回路１７はこの過電圧状態を検出すると、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルからＬレベルへ切り替え、スイッチング素子２のオン・オフ動作を停止させることで出力直流電圧Ｖｏｕｔを低下させ、過電圧保護を行う。

なお、本実施の形態１では、再起動トリガ１７ｃによる再起動信号の出力タイミングが内部回路用電源１１の電圧レベルによって決定されるラッチ停止型の過電圧保護を採用した例について説明したが、本発明の過電圧保護はこれに限られるものではなく、例えば、再起動信号の出力タイミングがＶＣＣ端子の電圧の挙動によって決定されるような構成にすることにより、自己復帰型の過電圧保護を採用することもできる。以下に、この自己復帰型の過電圧保護の一例を説明する。

図４（ａ）は、自己復帰型の過電圧保護におけるＶＣＣ端子の電圧の動作波形を示す図である。出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態まで上昇すると、前述したように、半導体装置４のＯＶ端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値ＶＯＶに達するまで上昇し、過電圧検出回路１７により出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が検出され、過電圧検出回路１７からＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルからＬレベルに切り替わり、ゲートドライバ２０の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルとなり、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止され、スイッチング素子２は、ターンオンしないよう制御される。

スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止すると、図４（ａ）に示すように、出力直流電圧Ｖｏｕｔが低下し、それとともにＶＣＣ端子の電圧が低下する。そして、ＶＣＣ端子の電圧が停止電圧ＶＣＣＯＦＦまで低下すると、前述したように、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子への電流供給が始まるため、ＶＣＣ端子の電圧は起動電圧ＶＣＣＯＮまで上昇する。ＶＣＣ端子の電圧が起動電圧ＶＣＣＯＮまで達すると、再起動トリガ１７ｃが再起動信号を生成する。その結果、フリップフロップ回路１７ｂから出力され、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わり、スイッチング素子２のオン・オフ動作が再開される。このとき、過電圧状態が解決されておらず、引き続きＯＶ端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値ＶＯＶに達している場合は、再びスイッチング素子２のオン・オフ動作が停止し、出力直流電圧ＶｏｕｔおよびＶＣＣ端子の電圧が低下する。したがって、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となる異常状態が解決するまでこの動作を繰り返し、過電圧保護を行う。これに対し、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止している間に、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となる異常状態が解決した場合は、スイッチング素子２のオン・オフ動作が再開されると、そのままオン・オフ動作を継続するため、正常な電源動作に自己復帰することができる。このように、自己復帰型の過電圧保護を実現することができる。

また、再起動トリガ１７ｃが、ＶＣＣ端子の電圧が停止電圧ＶＣＣＯＦＦまで低下した回数を、例えば４回までカウントすることができるカウンタ回路を備え、カウンタ数が４回に達すると再起動信号を生成する構成であれば、図４（ｂ）に示すように、過電圧状態が検出されてスイッチング素子２のオン・オフ動作が停止すると、ＶＣＣ端子の電圧が停止電圧ＶＣＣＯＦＦと起動電圧ＶＣＣＯＮとの間で下降・上昇を繰り返し、ＶＣＣ端子の電圧が停止電圧ＶＣＣＯＦＦまで低下する回数が４回になるまで、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止した状態が継続され、カウント数が４回に達すると、ＶＣＣ端子の電圧が起動電圧ＶＣＣＯＮまで上昇したときに、再起動トリガにより再起動信号が生成されて、スイッチング素子２のオン・オフ動作が再開される。

つまり、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止し、ＶＣＣ端子の電圧が下降・上昇を４回繰り返した後のみ再起動トリガ１７ｃが再起動信号を生成するタイマー間欠動作方式の自己復帰型の過電圧保護を実現することもできる。

図５に、ＯＶ端子電圧のピーク値と出力電力の関係を示す。前述したように、ＯＶ端子電圧は補助巻線１ｃに誘起される交流電圧を過電圧検出調整回路６の分圧抵抗６ａ、６ｂにより分圧した電圧である。この過電圧検出調整回路６を構成する分圧抵抗６ａ、６ｂが、補助巻線１ｃの電圧の立ち上がりにおいて発生するリンギング成分を除去する役割を果たすため、通常動作時におけるＯＶ端子電圧のピーク値は、図５に示すように、出力電力が変化してもほぼ一定となる。

したがって、ＯＶ端子電圧のピーク値は出力直流電圧Ｖｏｕｔおよび二次巻線１ｂの電圧の変化にのみ依存するため、出力電力の変化に依存して変化するリンギング成分を立ち上がり部に含む補助巻線１ｃの電圧を整流・平滑した電圧を検出して過電圧保護を行う従来の方法に比べて、出力直流電圧Ｖｏｕｔの上昇に対して高精度で正確な過電圧保護を行うことができ、通常動作時に過電圧保護が誤作動することを防止することができる。

また、ＯＶ端子電圧のピーク値は、過電圧検出調整回路６に含まれる分圧抵抗６ａ、６ｂの定数を変更することにより調整可能である。例えば分圧抵抗６ａ、６ｂの定数を調整して、一定値ＶＯＶに対してＯＶ端子電圧のピーク値を低めに設定しておけば、ＯＶ端子電圧のピーク値と一定値ＶＯＶとの電圧差が大きくなるため、過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを高く設定することができる。逆に、分圧抵抗６ａ、６ｂの定数を調整して、一定値ＶＯＶに対してＯＶ端子電圧のピーク値を高めに設定しておけば、過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを低めに設定することができる。

したがって、過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを、過電圧検出調整回路６における分圧抵抗６ａ、６ｂの定数の調整により決定できるようになるため、補助巻線１ｃの電圧を整流・平滑した電圧を検出して過電圧保護を行う従来の方法に比べて、電源設計の自由度が向上する。

すなわち、従来の過電圧保護では、過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルの調整は、スイッチングトランスの設計によって行わなければならず、電源の設計の自由度を低下させていたが、本実施の形態１では、前述したように分圧抵抗６ａ、６ｂの定数の調整により過電圧保護が作動する出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを決定できるので、電源設計の自由度が向上する。

（実施の形態２）
続いて、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態１におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。

図６は本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態１において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。

この半導体装置４ａにおける過電圧検出回路１７は、ＯＶ端子電圧のピーク値が連続して一定値ＶＯＶ以上になったときに、そのピーク値が一定値ＶＯＶ以上の連続するパルスの数をカウントするカウンタ回路１７ｄと、そのカウンタ回路１７ｄのカウント数をリセットする信号を出力するリセット回路１７ｅを含む点が、前述した実施の形態１におけるスイッチング電源装置と異なる。

過電圧検出回路１７において、比較器１７ａの出力端子がカウンタ回路１７ｄとリセット回路１７ｅの入力端子に接続されており、カウンタ回路１７ｄの出力端子は、フリップフロップ回路１７ｂのＳ端子に、また、リセット回路１７ｅの出力端子はカウンタ回路１７ｄに接続されている。

この図６に示す半導体装置４ａを、図１に示すスイッチング電源装置に、半導体装置４に替えて使用した場合の動作を説明する。図７に、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧保護が作動するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。

図７に示すように、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値まで上昇すると、ＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶまで達するが、この瞬間にはまだ過電圧保護は作動しない。

出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値まで上昇し、過電圧検出回路１７に入力されるＯＶ端子電圧の各パルスのピーク値が連続して一定値ＶＯＶ以上になると、比較器１７ａは、ＯＶ端子電圧の各パルスごとに一定値ＶＯＶ以上となる期間のみＨレベルとなる信号をカウンタ回路１７ｄに出力し、カウンタ回路１７ｄは、比較器１７ａから出力される信号のＬレベルからＨレベルへの切り替わりの回数をカウントする。

したがって、ピーク値が連続して一定値ＶＯＶ以上になるＯＶ端子電圧の波形の１パルスごとにカウント数が増えていき、カウント数が規定のカウント数に達すると、カウンタ回路１７ｄから出力される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わる。一例として、図７には、カウント数が４回に達するとカウンタ回路１７ｄから出力される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わる例を示している。

このようにカウンタ回路１７ｄのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると、過電圧検出回路１７からＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルからＬレベルに切り替わり、これにより過電圧保護が作動して、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止される。すなわち、カウンタ回路１７ｄは、ＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶに達した瞬間から過電圧保護が作動するまで一定の遅れ時間を生成する役割を果たす。

リセット回路１７ｅの入力端子は、カウンタ回路１７ｄの入力端子と同様に比較器１７ａの出力端子に接続されており、比較器１７ａから出力される信号レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わってから、ＯＶ端子電圧の波形における次のパルスの立ち上がり時まで、Ｌレベルの信号が入力され続けた場合に、カウンタ回路１７ｄにリセット信号を出力する。カウンタ回路１７ｄに、リセット回路１７ｅから出力されたリセット信号が入力されると、カウンタ回路１７ｄでカウントされていたカウント数がリセットされる。

以上説明した構成によれば、出力直流電圧Ｖｏｕｔは過電圧状態ではないが、図７に示すように、例えばＯＶ端子電圧の波形の１パルスのみが一定値ＶＯＶを超えるピーク値を持つ場合や、瞬間的に一定値ＶＯＶを超える大きなピーク値が発生した場合には過電圧保護を行わず、カウンタ回路１７ｄにおけるカウント数が一定数に達するまでの一定期間連続してＯＶ端子電圧の波形における各パルスが一定値ＶＯＶを超えるピーク値を持つ場合にのみ過電圧保護を行うことができる。

これにより、前述した実施の形態１における効果に加えて、ＯＶ端子電圧の波形にサージ波形等のイレギュラーな波形が付随することによって起こる過電圧保護の誤作動も防止することができ、スイッチング電源装置の信頼性をより向上させることができる。

（実施の形態３）
続いて、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態１、２におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。

図８は本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態１、２において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。

この半導体装置４ｂは、過電圧検出回路１７に、図６におけるカウンタ回路１７ｄの代わりにタイマー回路１７ｆを使用した構成であり、この構成の半導体装置を使用したスイッチング電源においても、前述した実施の形態２におけるスイッチング電源装置と同様の効果を得ることができる。

この半導体装置４ｂを、図１に示すスイッチング電源装置に、半導体装置４に替えて使用した場合の動作を説明する。図９に、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧保護が作動するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。

図９において、出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値以上まで上昇すると、ＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶまで達するが、前述した実施の形態２におけるスイッチング電源装置と同様に、この瞬間にはまだ過電圧保護は作動しない。

出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧検出回路１７に入力されるＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶ以上になると、比較器１７ａから出力される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わり、この信号の切り替わりでタイマー回路１７ｆによる、ＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶ以上である高ピーク期間のモニターがスタートする。この高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると、タイマー回路１７ｆから出力される信号のレベルがＬレベルからＨレベルに切り替わる。

このようにＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶ以上である高ピーク期間が予め設定されたモニター設定期間以上になると、過電圧検出回路１７からＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加される信号のレベルがＨレベルからＬレベルに切り替わり、これにより過電圧保護が作動して、スイッチング素子２のオン・オフ動作が停止される。すなわち、タイマー回路１７ｆは、前述の実施の形態２で説明したカウンタ回路と同様に、ＯＶ端子電圧のピーク値が一定値ＶＯＶに達した瞬間から過電圧保護が作動するまで一定の遅れ時間を生成する役割を果たす。

図８におけるリセット回路１７ｅは、比較器１７ａから出力される信号レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わってから、ＯＶ端子電圧の波形における次のパルスの立ち上がり時まで、Ｌレベルの信号が入力され続けた場合に、タイマー回路１７ｆにリセット信号を出力する。タイマー回路１７ｆに、リセット回路１７ｅから出力されたリセット信号が入力されると、タイマー回路１７ｆによる高ピーク期間のモニターがストップする。

これにより、前述した実施の形態２におけるスイッチング電源装置と同様に、過電圧保護の誤作動を防止することができ、スイッチング電源装置の信頼性をより向上させることができる。

（実施の形態４）
続いて、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態１ないし３におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。

図１０は本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態１ないし３において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。

この半導体装置４ｃは、発振回路に代えて、スイッチングトランス１の二次巻線１ｂに電流が流れていない期間に補助巻線１ｃに発生するリンギングの電圧レベルを検出し、所定の電圧以下になったことを検出するとスイッチング素子２をターンオンさせるターンオン検出回路２１を設けた点が、前述した実施の形態１ないし３における半導体装置と異なる。

ターンオン検出回路２１の入力端子は、過電圧検出回路１７の入力端子が接続するＯＶ端子に接続されている。ターンオン検出回路２１はＯＶ端子電圧を検出し、ＯＶ端子電圧が所定の電圧以下になるとターンオン検出信号を生成する。このターンオン検出信号はフリップフロップ回路１９のＳ端子に印加される。ターンオン検出信号は、ここでは信号レベルがＨレベルの信号であり、このターンオン検出信号により、スイッチング素子２のオンタイミングが決まる。

すなわち、フリップフロップ回路１９は、Ｓ端子にターンオン検出信号が印加されてから、Ｒ端子に印加される比較器１４からの信号が立ち上がるまでの間、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＨレベルに保持し、Ｒ端子に印加される信号が立ち上がってから、Ｓ端子に次のターンオン検出信号が印加されるまでの間、ＮＡＮＤ回路１８の入力端子に印加する信号のレベルをＬレベルに保持する。

このように、スイッチングトランス１の二次巻線１ｂに電流が流れていない期間に補助巻線１ｃに発生するリンギング電圧の電圧レベルの検出タイミングでスイッチング素子２をターンオンさせる制御を行う。

したがって、図１０に示した半導体装置４ｃを使用するスイッチング電源装置では、ＯＶ端子電圧の電位を検出してスイッチング素子２をターンオンさせるリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の制御が行われる。

以上説明した構成によれば、前述した実施の形態１ないし３におけるスイッチング電源装置の効果に加えて、以下の効果を得ることができる。すなわち、出力電圧検出回路７がオープンとなるなどの何らかの原因により出力直流電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となり、さらにＯＶ端子がオープンとなる異常状態が発生した場合、過電圧検出回路１７にＯＶ端子からの電圧信号が入力されないため、出力直流電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態を検出できず過電圧保護を行うことができないが、それと同時にターンオン検出回路２１にもＯＶ端子からの電圧信号が入力されなくなるためスイッチング素子２のオン・オフ動作が停止する。その結果、スイッチングトランス１の一次巻線１ａから二次巻線１ｂへの電力の伝達がストップし、出力直流電圧Ｖｏｕｔを低下させることができるため、より安全性の高いスイッチング電源装置を得られる。

（実施の形態５）
続いて、本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態１ないし４におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。

図１１は本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態１ないし４において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。

このスイッチング電源装置は、過電圧検出調整回路６が、分圧抵抗６ａ、６ｂに加えて、図１１に示すようにコンデンサ６ｃを含む構成となっている点が、前述した実施の形態１ないし４におけるスイッチング電源装置と異なる。

この構成によれば、分圧抵抗６ａ、６ｂとコンデンサ６ｃがノイズに対するフィルタの役割を果たすため、例えば補助巻線１ｃの電圧が高周波のリンギング成分を含んでいる場合などでも出力直流電圧Ｖｏｕｔの上昇に対して精度の良い過電圧検出を実現できる。

なお、図１１に示す半導体装置およびスイッチング電源装置では、スイッチング素子のオン・オフ動作（スイッチング動作）の制御方式として、電流モードのＰＷＭ制御を採用した場合について図示したが、無論、上述したリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の制御としても構わない。

また、上述した各スイッチング電源装置では、出力直流電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧に安定させる手段として、出力電圧検出回路７が生成するフィードバック信号を一次側にフィードバックさせる方法を採用したが、フィードバック方法は特に限定されず、例えばスイッチングトランスの二次巻線と補助巻線を利用してフィードバックする巻線帰還方式のフィードバックを行うようなスイッチング電源装置であっても構わない。

また、上述した各スイッチング電源装置に使用した半導体装置は、スイッチング素子とその制御回路が同一の半導体基板上に形成された半導体装置、または同一のパッケージに組み込まれた半導体装置であったが、スイッチング素子と制御回路は別の半導体基板上に形成されていても構わない。

本発明にかかるスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置は、特別な部品追加によりコストアップすることなく、誤作動のない高精度な過電圧保護を実現でき、且つ過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することができ、電源設計の自由度の向上を実現でき、スイッチング電源装置や、スイッチング電源装置を内蔵した各種電子機器に利用可能であり、特にスイッチング電源装置に接続される様々な負荷（装置等含む）に、過電圧がかかることを防止する過電圧保護を必要とする電子機器に有用である。

本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の動作波形を示す図 本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置における自己復帰型の過電圧保護の動作波形を示す図 本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の通常動作時におけるＯＶ端子電圧のピーク値と出力電力の関係を示す図 本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置が備える過電圧検出回路の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の動作波形を示す図 本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置が備える過電圧検出回路の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作波形を示す図 本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図 従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図 従来のスイッチング電源装置の他の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置、並びに従来のスイッチング電源装置の補助巻線の電圧波形を示す図 従来のスイッチング電源装置の通常動作時におけるＶＣＣ端子電圧と出力電力の関係を示す図

符号の説明

１ スイッチングトランス
１ａ 一次巻線
１ｂ 二次巻線
１ｃ 補助巻線
２ スイッチング素子
３ 制御回路
４ 半導体装置
５ 整流平滑回路
５ａ ダイオード
５ｂ コンデンサ
６ 過電圧検出調整回路
６ａ、６ｂ 分圧抵抗
６ｃ コンデンサ
７ 出力電圧検出回路
８ 出力電圧生成回路
８ａ ダイオード
８ｂ コンデンサ
９ 負荷
１０ レギュレータ
１１ 内部回路用電源
１２ 起動・停止回路
１３ フィードバック信号制御回路
１４ 比較器
１５ ドレイン電流検出回路
１６ 発振回路
１７ 過電圧検出回路
１７ａ 比較器
１７ｂ フリップフロップ回路
１７ｃ 再起動トリガ
１７ｄ カウンタ回路
１７ｅ リセット回路
１７ｆ タイマー回路
１８ ＮＡＮＤ回路
１９ フリップフロップ回路
２０ ゲートドライバ
２１ ターンオン検出回路
３１ スイッチングトランス
３１ａ 一次巻線
３１ｂ 二次巻線
３１ｃ 補助巻線
３２ スイッチング素子
３３ 制御回路
３４ 出力電圧生成回路
３４ａ ダイオード
３４ｂ コンデンサ
３５ 整流平滑回路
３５ａ ダイオード
３５ｂ コンデンサ
３６ 負荷
３７ 出力電圧検出回路
３８、３９ 抵抗
４０ ツェナーダイオード
４１ コンデンサ

Claims (7)

1. 一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記二次巻線に接続され前記スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記二次巻線に誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記補助巻線に接続され前記補助巻線に誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成する過電圧検出調整回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ動作の制御を行う制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出する過電圧検出回路を含み、且つ前記過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御して出力直流電圧を低下させる機能を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記過電圧検出調整回路は、少なくとも、複数個の抵抗からなる分圧回路を含み、前記分圧回路の定数を調整することにより過電圧検出する出力直流電圧の電圧レベルを設定できることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になるとカウントを開始するパルス数カウント回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号の各パルスのピーク値が連続して一定値以上になった回数を前記パルス数カウント回路によりカウントし、そのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたカウント数に達しない場合には、前記パルス数カウント回路のカウント数をリセットすることを特徴とする請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
4. 前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを開始するタイマー回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを前記タイマー回路により開始し、その高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたモニター設定時間に達しない場合には、前記タイマー回路による高ピーク期間のモニターを停止することを特徴とする請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンタイミングを決める一定周期のパルス信号を生成する発振回路を含むことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
6. 前記制御回路は、前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間に前記補助巻線に発生するリンギングの電圧レベルを検出し、その電圧レベルが所定の電圧以下になったことを検出したタイミングで前記スイッチング素子をオンさせる信号を生成するターンオン検出回路を含み、前記ターンオン検出回路は、前記過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続されていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載のスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子および前記制御回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または同一のパッケージに組み込まれていることを特徴とする半導体装置。

Images