JP2009165316A - スイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高精度で、かつ誤作動のない過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】補助巻線1cに接続された過電圧検出調整回路6が、補助巻線1cに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成し、過電圧検出回路17は、過電圧検出調整回路6が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出すると、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させる信号を生成して、出力直流電圧Voutを低下させる。
【選択図】図1
【解決手段】補助巻線1cに接続された過電圧検出調整回路6が、補助巻線1cに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成し、過電圧検出回路17は、過電圧検出調整回路6が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出すると、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させる信号を生成して、出力直流電圧Voutを低下させる。
【選択図】図1
Description
本発明は、過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置に関する。
負荷に安定した直流電圧を供給するスイッチング電源装置において、何らかの原因により出力直流電圧が所定の電圧より高くなる過電圧状態となることがあり、この出力直流電圧の過電圧状態による装置内の部品、および負荷の損傷を防止するために、出力直流電圧が過電圧状態となった場合に、出力直流電圧を低下させる必要がある。
図12は、従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、一次巻線31a、二次巻線31b、および補助巻線31cを有するスイッチングトランス31を備えており、一次巻線31aにはスイッチング素子32が直列接続され、一次巻線31aおよびスイッチング素子32に入力直流電圧Vinが印加される。スイッチング素子32が制御回路33によってオン・オフ制御されることにより、スイッチングトランス31の一次巻線31aから二次巻線31bへ電力が伝達される。
スイッチングトランス31の二次巻線31bに誘起された交流電圧は、ダイオード34aおよびコンデンサ34bからなる出力電圧生成回路34によって整流・平滑されて出力直流電圧Voutとなり、負荷36に供給される。この出力直流電圧Voutは、出力電圧検出回路37によって検出され、出力直流電圧Voutの電圧レベルに応じた信号レベルのフィードバック信号を制御回路33のフィードバック端子FBにフィードバックすることによりスイッチング素子32のオン・オフ動作が制御され、負荷に供給するエネルギーが調整されるため、出力直流電圧Voutが所定の電圧に安定化される。
また、スイッチングトランス31の補助巻線31cに誘起された交流電圧は、ダイオード35aおよびコンデンサ35bで構成される整流平滑回路35によって整流・平滑されて制御回路33のVCC端子に印加され、制御回路33の動作用電力となる。
ここで、出力直流電圧Voutが、何らかの原因によって所定の電圧より高くなると、スイッチングトランス31の二次巻線31bの電圧が上昇して、それと共に補助巻線31cの電圧も上昇する。補助巻線31cの電圧が上昇するとVCC端子の電圧も上昇するため、このVCC端子の電圧が一定値より高くなったことを出力直流電圧Voutの過電圧状態として検出し、出力直流電圧Voutが低下するようにスイッチング素子32のオン・オフ動作を制御することで、過電圧保護を行うことができる。
また、図13に示すような回路構成によって過電圧保護を行うスイッチング電源装置も知られている(例えば、特許文献1参照。)。なお、前述した図12に示すスイッチング電源装置を構成する部材に対応する部材には同一符号を付して、説明を省略する。
このスイッチング電源装置は、さらに抵抗38、39と、ツェナーダイオード40と、コンデンサ41を有し、ツェナーダイオード40とコンデンサ41の接続点が制御回路33のCS端子に接続されている。
出力直流電圧Voutが所定の電圧より高くなると、図12に示したスイッチング電源装置と同様にスイッチングトランス31の補助巻線31cの電圧が上昇しVCC端子の電圧が上昇するため、ツェナーダイオード40を介してコンデンサ41が充電される。そして、制御回路33が、CS端子の電圧の上昇を検出して、出力直流電圧Voutが低下するようにスイッチング素子32のオン・オフ動作を制御して、過電圧保護を行う。
しかしながら、従来のスイッチング電源装置には、以下の問題があった。図14は補助巻線31cに誘起される交流電圧の波形を示す図である。図14に示すように、低電位から高電位に変化したときにリンギング成分が発生している。この補助巻線31cの電圧を整流・平滑したVCC端子電圧は、補助巻線31cからVCC端子に流れ込む電流が非常に小さいために図14に示したリンギング成分の影響を受けやすく、このリンギング成分が大きくなるとVCC端子電圧が高くなる傾向がある。
図15は、図12や図13に示した従来のスイッチング電源装置の通常動作時におけるVCC端子電圧と出力電力の関係を示す図である。補助巻線31cの電圧の立ち上がり部に発生するリンギング成分の大きさは出力電力の大きさに依存し、出力電力が大きくなると、より大きなリンギング成分が補助巻線31cの電圧に発生するため、図15に示すようにVCC端子電圧が高くなってしまう。特に補助巻線31cにおけるリーケージインダクタンスが大きい場合などは、補助巻線31cの電圧に大きなリンギング成分が発生して出力電力の変化に伴いVCC端子電圧が大きく変化してしまう。そのため、前述したような出力直流電圧Voutの過電圧状態をVCC端子電圧によって検出して過電圧保護を行う従来のスイッチング電源装置では、回路部品の特性の違いによっても過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルに差が生じてしまい、精度の良い過電圧保護を行うことができないという問題がある。
また、前記した補助巻線31cの電圧に発生するリンギング成分の影響により、出力直流電圧Voutが所定の電圧に安定している通常動作時であっても出力電力が大きくなったときにVCC端子電圧が一定値まで上昇してしまい、出力直流電圧Voutの過電圧状態を誤検出してしまう可能性があり、出力直流電圧Voutが過電圧状態でないにも関わらず過電圧保護が誤作動してしまうという問題がある。
また、出力電力の変化に伴いVCC端子電圧が変化しても通常動作時に過電圧保護が誤作動しないようにする目的から、過電圧保護が作動するVCC端子電圧に対する一定値をある程度高い電圧に設定する必要があるが、特にスイッチング素子と制御回路が同一基板上に形成された半導体装置を使用したスイッチング電源装置においては、このVCC端子電圧に対する一定値は半導体装置の設計時に決定される。そのため、従来は、過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することが困難であることから、スイッチングトランスの設計を変更して調整する必要があり、電源設計の自由度を低下させる原因となっていた。
また、特にスイッチング素子のオン・オフ動作の制御方式がリンギングチョークコンバータ方式であるスイッチング電源装置において、出力直流電圧Voutの過電圧状態が発生したときにこれを検出する端子がオープンとなった場合は、過電圧保護を作動させることができなくなるが、スイッチング素子のオン・オフ動作は継続するため出力直流電圧Voutの過電圧状態が長時間保持され、場合によってはさらに高い電圧まで上昇して、装置内の部品や、負荷を破壊してしまう可能性がある。
特開2005−176556号公報
本発明は、上記問題点に鑑み、特別な部品追加によりコストアップすることなく、誤作動のない高精度な過電圧保護を実現でき、且つ過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することができ、電源設計の自由度の向上を実現できるスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置を提供することを目的とする。
本発明の請求項1記載のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記二次巻線に接続され前記スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記二次巻線に誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記補助巻線に接続され前記補助巻線に誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成する過電圧検出調整回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ動作の制御を行う制御回路とを備え、前記制御回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出する過電圧検出回路を含み、且つ前記過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御して出力直流電圧を低下させる機能を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項2記載のスイッチング電源装置は、請求項1記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出調整回路は、少なくとも、複数個の抵抗からなる分圧回路を含み、前記分圧回路の定数を調整することにより過電圧検出する出力直流電圧の電圧レベルを設定できることを特徴とする。
また、本発明の請求項3記載のスイッチング電源装置は、請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になるとカウントを開始するパルス数カウント回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号の各パルスのピーク値が連続して一定値以上になった回数を前記パルス数カウント回路によりカウントし、そのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたカウント数に達しない場合には、前記パルス数カウント回路のカウント数をリセットすることを特徴とする。
また、本発明の請求項4記載のスイッチング電源装置は、請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを開始するタイマー回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを前記タイマー回路により開始し、その高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたモニター設定時間に達しない場合には、前記タイマー回路による高ピーク期間のモニターを停止することを特徴とする。
また、本発明の請求項5記載のスイッチング電源装置は、請求項1ないし4のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンタイミングを決める一定周期のパルス信号を生成する発振回路を含むことを特徴とする。
また、本発明の請求項6記載のスイッチング電源装置は、請求項1ないし4のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間に前記補助巻線に発生するリンギングの電圧レベルを検出し、その電圧レベルが所定の電圧以下になったことを検出したタイミングで前記スイッチング素子をオンさせる信号を生成するターンオン検出回路を含み、前記ターンオン検出回路は、前記過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続されていることを特徴とする。
また、本発明の請求項7記載の半導体装置は、請求項1ないし6のいずれかに記載のスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子および前記制御回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または同一のパッケージに組み込まれていることを特徴とする。
本発明の好ましい形態によれば、過電圧検出調整回路が生成する信号は出力電力の変化に依存せず、出力直流電圧の変化にのみ依存するので、補助巻線に接続された過電圧検出調整回路が生成する電圧信号から出力直流電圧が過電圧状態となったことを過電圧検出回路によって検出して、過電圧保護を作動させることにより、出力直流電圧の電圧レベルに対して高精度で正確な過電圧保護を行うことができ、また通常動作時における過電圧保護の誤作動を防止することができる。
また、スイッチングトランスの設計変更をすることなく、過電圧検出調整回路を構成する部品の定数を調整するだけで過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを自由に設定できるようになり、電源設計の自由度が向上する。
さらに、スイッチング素子のオン・オフ動作の制御方式がリンギングチョークコンバータ方式であっても、スイッチング素子のターンオン制御を行うターンオン検出回路の入力端子を、出力直流電圧の過電圧状態を検出する過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続することにより、その端子がオープンとなる異常状態となって過電圧保護を行えなくなっても、それと同時にスイッチング素子のオン・オフ動作が停止するので、出力直流電圧を低下させることができ、装置の信頼性が向上する。
(実施の形態1)
以下、本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。図1は本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図であり、図2はそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン・オフ動作(スイッチング動作)の制御方式として、電流モードのPWM制御を採用している。
以下、本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。図1は本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図であり、図2はそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン・オフ動作(スイッチング動作)の制御方式として、電流モードのPWM制御を採用している。
図1において、スイッチングトランス1は一次巻線1a、二次巻線1b、および補助巻線1cを有する。一次巻線1aと二次巻線1bの極性は逆になっており、このスイッチング電源装置はフライバック型となっている。
一次巻線1aにはスイッチング素子2が接続されている。このスイッチング素子2は、制御回路3が生成する制御信号によりオン・オフ制御(スイッチング制御)される。すなわち、スイッチング素子2は、そのゲートが制御回路3のゲートドライバ20に接続しており、ゲートドライバ20が生成するゲート信号(制御信号)に従いオン・オフ動作(スイッチング動作)する。
半導体装置4は、スイッチング素子2と制御回路3とから構成されており、外部入力端子としてDRAIN端子、GND端子、VCC端子、OV端子、FB端子の5つの端子を有する。
DRAIN端子は、半導体装置4の内部においてスイッチング素子2のドレインおよびレギュレータ10に接続し、半導体装置4の外部においてスイッチングトランス1の一次巻線1aに接続する。GND端子は、半導体装置4の内部においてスイッチング素子2のソース、および制御回路3のGNDラインに接続し、半導体装置4の外部において、入力直流電圧Vinが印加される2端子のうちの低電位側の端子に接続する。つまり、GND端子は、スイッチング素子2のソース、および制御回路3のGNDラインをグランド(接地)レベルにする。
VCC端子は、半導体装置4の内部において制御回路3のレギュレータ10に接続し、半導体装置4の外部において整流平滑回路5に接続する。OV端子は、半導体装置4の内部において制御回路3の過電圧検出回路17に接続し、半導体装置4の外部において過電圧検出調整回路6に接続する。FB端子は、半導体装置4の内部において制御回路3のフィードバック信号制御回路13に接続し、半導体装置4の外部において出力電圧検出回路7に接続する。
直列接続されたスイッチングトランス1の一次巻線1aとスイッチング素子2との両端に入力直流電圧Vinが印加され、スイッチング素子2のオン・オフ動作が開始すると、スイッチングトランス1の一次巻線1aから二次巻線1bおよび補助巻線1cへ電力が伝達される。
二次巻線1bには、ダイオード8aとコンデンサ8bとから構成される出力電圧生成回路8が接続されている。出力電圧生成回路8は、スイッチング素子2のオン・オフ動作により二次巻線1bに誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧Voutを生成する。出力直流電圧Voutは負荷9に印加される。
出力電圧検出回路7は、出力直流電圧Voutの電圧レベルを検出する。FB端子を介して出力電圧検出回路7に接続する制御回路3は、出力電圧検出回路7により検出された出力直流電圧Voutの電圧レベルを基に、出力直流電圧Voutが所定の電圧に安定するようにスイッチング素子2のオン・オフ動作を制御する。具体的には、出力電圧検出回路7は、出力直流電圧Voutの電圧レベルを示すフィードバック信号を生成し、制御回路3は、フィードバック信号制御回路13において、そのフィードバック信号を基にスイッチング素子2をターンオフさせるタイミングを制御する。
補助巻線1cには、ダイオード5aとコンデンサ5bとから構成される整流平滑回路5が接続されている。この整流平滑回路5は、スイッチング素子2のオン・オフ動作により補助巻線1cに誘起される交流電圧を整流・平滑して直流電圧を生成する。この整流平滑回路5が生成する直流電圧は、制御回路3の補助電源電圧VCCとして半導体装置4のVCC端子に印加される。
また、補助巻線1cと整流平滑回路5の接続点には、スイッチング素子2のオン・オフ動作により補助巻線1cに誘起される交流電圧を分圧する過電圧検出調整回路(分圧回路)6が接続されている。ここでは、2個の分圧抵抗6a、6bで構成される過電圧検出調整回路6を例に説明するが、無論、抵抗の個数は2個に限定されるものではない。このように過電圧検出調整回路6として分圧抵抗からなる分圧回路を採用することで、その分圧抵抗が、補助巻線1cの電圧の立ち上がりにおいて発生するリンギング成分を除去するので、過電圧検出調整回路6において、補助巻線1cに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成することができる。この交流電圧の信号は半導体装置4のOV端子に印加される。
ここで、補助巻線1cには二次巻線1bに誘起される交流電圧に比例した電圧が誘起されるので、過電圧検出調整回路6が生成する信号は、二次巻線1bに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する信号となる。
なお、ここでは過電圧検出調整回路6を分圧抵抗を用いて構成したが、過電圧検出調整回路6は、補助巻線1cに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成できる回路であればよい。
図2において、レギュレータ10は、半導体装置4のDRAIN端子とVCC端子に接続しており、VCC端子に印加される補助電源電圧VCCの値が一定値以上の場合には、半導体装置4のDRAIN端子の電圧を安定化させ、またVCC端子から半導体装置4の内部回路用電源11へ電流を供給し、内部回路用電源11の電圧を一定に安定化する。一方、VCC端子に印加される補助電源電圧VCCの値が一定値より低い場合には、レギュレータ10は、DRAIN端子から内部回路用電源11およびVCC端子へ電流を供給する。
すなわち、入力直流電圧Vinが印加された直後の起動時には、スイッチング素子2がオン・オフ動作を開始するまで、レギュレータ10は、DRAIN端子から内部回路用電源11へ電流を供給して内部回路用電源11の電圧を上昇させる一方で、DRAIN端子からVCC端子を介して整流平滑回路5のコンデンサ5bに電流を供給して補助電源電圧VCCを上昇させる。
その後、補助電源電圧VCCが、起動・停止回路12に予め設定されている起動電圧VCCONに達すると、起動・停止回路12が、3入力のNAND回路18の任意の1つの入力端子に印加する信号のレベルをLレベルからHレベルに切り替える。また、このとき、発振回路16から一定周期のパルス信号CLOCKが発振される。その結果、スイッチング素子2のオン・オフ動作が開始される。
スイッチング素子2のオン・オフ動作開始後は、レギュレータ10は、DRAIN端子から内部回路用電源11およびVCC端子への電流供給をストップする。一方、VCC端子には補助巻線1bから整流平滑回路5を介して電流が供給されるようになり、レギュレータ10は、VCC端子から内部回路用電源11へ電流を供給して、内部回路用電源11の電圧を一定に安定化する。
また、スイッチング素子2のオン・オフ動作開始後に、何らかの原因で補助電源電圧VCCが、起動・停止回路12に予め設定されている停止電圧VCCOFFまで低下すると、起動・停止回路12が、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルからLレベルに切り替え、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させる。このとき、レギュレータ10は、DRAIN端子から内部回路用電源11へ電流を供給する一方で、DRAIN端子からVCC端子を介して整流平滑回路5のコンデンサ5bに電流を供給する。
前述したように、起動・停止回路12は、起動時に補助電源電圧VCCが起動電圧VCCON以上になると、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをLレベルからHレベルに切り替えて、スイッチング素子2のオン・オフ動作を開始させる機能と、スイッチング素子2がオン・オフ動作を行っている間に、何らかの原因で補助電源電圧VCCが停止電圧VCCOFFまで低下すると、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルからLレベルに切り替えて、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させる機能を有する。
フィードバック信号制御回路13は、その入力端子が半導体装置4のFB端子に接続しており、出力電圧検出回路7により生成されたフィードバック信号を基に、出力直流電圧Voutを一定に安定させるための電圧信号を生成する。この電圧信号は比較器14の一方の入力端子に印加される。
具体的には、出力直流電圧Voutが一定のときはフィードバック信号は一定の信号であるため、フィードバック信号制御回路13は、比較器14の入力端子に一定の電圧信号を印加する。一方、出力直流電圧Voutが変化すると(例えば上昇すると)、フィードバック信号も変化(上昇)し、フィードバック信号制御回路13は、そのフィードバック信号の変化に応じて、比較器14の入力端子に印加する電圧信号を変化(下降)させる。
ドレイン電流検出回路15は、スイッチング素子2に流れる電流であるドレイン電流IDを検出し、その検出したドレイン電流IDに比例する電圧信号を生成する。この電圧信号は比較器14の他方の入力端子に印加される。
比較器14は、ドレイン電流検出回路15が生成する電圧信号とフィードバック信号制御回路13が生成する電圧信号とを比較して、ドレイン電流検出回路15が生成する電圧信号がフィードバック信号制御回路13が生成する電圧信号以上になったとき、フリップフロップ回路19のR(リセット)端子に印加する信号のレベルをLレベルからHレベルに切り替える。この信号により、スイッチング素子2のオフタイミングが決まる。
発振回路16は、一定周期のパルス信号CLOCKを生成する。このパルス信号CLOCKはフリップフロップ回路19のS(セット)端子に印加される。このパルス信号CLOCKにより、スイッチング素子2のオンタイミングが決まる。
フリップフロップ回路19は、そのQ端子がNAND回路18の任意の1つの入力端子に接続しており、S端子に印加されるパルス信号CLOCKが立ち上がってから、R端子に印加される信号が立ち上がるまでの間、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルに保持し、R端子に印加される信号が立ち上がってから、S端子に印加されるパルス信号CLOCKが立ち上がるまでの間、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをLレベルに保持する。このフリップフロップ回路19が生成する信号に応じて、スイッチング素子2はオン・オフ動作を行う。
過電圧検出回路17は、その入力端子が半導体装置4のOV端子に接続しており、OV端子に印加される電圧信号のピーク値が予め設定されている一定値VOV以上になる過電圧状態を検出すると、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させる信号を生成して出力直流電圧Voutを低下させる。
具体的には、過電圧検出回路17は、比較器17aと、フリップフロップ回路17bと、再起動トリガ17cで構成され、比較器17aの一方の入力端子が、過電圧検出回路17の入力端子となり、半導体装置4のOV端子に接続している。また、フリップフロップ回路17bの反転出力端子が、過電圧検出回路17の出力端子となり、NAND回路18の任意の1つの入力端子に接続している。
OV端子の電圧レベル(すなわち、過電圧検出調整回路6が生成する交流電圧のピーク値)が比較器17aの基準電圧(一定値)VOVより低い場合、比較器17aは、フリップフロップ回路17bのS(セット)端子にLレベルの信号を出力する。これにより、フリップフロップ回路17bから出力され、NAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルに維持される。
OV端子の電圧レベルが比較器17aの基準電圧(一定値)VOV以上になると、比較器17aから出力され、フリップフロップ回路17bのS端子に印加される信号のレベルはLレベルからHレベルへ切り替わり、フリップフロップ回路17bから出力され、NAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルもHレベルからLレベルへ切り替わる。
その後はOV端子の電圧レベルによらずフリップフロップ回路17bが、そのR(リセット)端子に接続する再起動トリガ17cにより再起動信号が生成されるまでLレベルの信号を出力し続けることで、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させ、出力直流電圧Voutを低下させる。
再起動トリガ17cは、出力直流電圧Voutが低下し、内部回路用電源11の電圧が予め設定された電圧レベルまで低下すると、再起動信号を生成する。この再起動信号がフリップフロップ回路17bのR端子に印加されると、フリップフロップ回路17bから出力され、NAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わり、前述の出力直流電圧Voutが低下した異常状態が解除され、再びスイッチング素子2のオン・オフ動作を開始することが可能な状態となる。
3入力のNAND回路18は、その出力端子がゲートドライバ20の入力端子に接続しており、3つの入力端子に印加される信号のレベルが全てHレベルとなるとき、ゲートドライバ20の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルからLレベルへ切り替える。
ゲートドライバ20は、その出力端子がスイッチング素子2のゲートに接続している。したがって、パルス信号CLOCKが立ち上がりNAND回路18の3つの入力端子に印加される信号のレベルが全てHレベルになるとき、ゲートドライバ20の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルからLレベルへ切り替わるので、ゲートドライバ20は、スイッチング素子2のゲートに印加するゲート信号のレベルをLレベルからHレベルへ切り替え、スイッチング素子2をオフ状態からオン状態へ移行(ターンオン)させる。
一方、ドレイン電流検出回路15により検出されたドレイン電流IDが、フィードバック信号制御回路13が生成する電圧信号で決まる値に達して、NAND回路18の入力端子に印加される信号のうちの1つがLレベルになるとき、ゲートドライバ20の入力端子に印加される信号のレベルがLレベルからHレベルへ切り替わるので、ゲートドライバ20はゲート信号のレベルをHレベルからLレベルへ切り替え、スイッチング素子2をオン状態からオフ状態へ移行(ターンオフ)させる。このように、このスイッチング電源装置は、ドレイン電流IDのピーク値を制御して出力直流電圧Voutを一定に安定化させる電流モードのPWM制御を実現している。
このスイッチング電源装置において、通常動作時は一定の電圧に安定するよう制御されている出力直流電圧Voutが何らかの原因によって上昇すると、二次巻線1bに誘起される交流電圧のピーク値も上昇する。例えば、出力電圧検出回路7がオープンとなるような異常状態では、出力直流電圧Voutを検出することができないか、もしくは出力直流電圧Voutが一定の電圧に安定するようにスイッチング素子2のオン・オフ動作を制御するのに必要なフィードバック信号を生成することができず、出力直流電圧Voutが大きく上昇する現象が生じ、この出力直流電圧Voutの上昇は二次巻線1bにおける交流電圧のピーク値の上昇を引き起こす。
前述したように、補助巻線1cには二次巻線1bに誘起される交流電圧に比例した電圧が誘起され、補助巻線1cに接続された分圧抵抗6a、6bを含む過電圧検出調整回路6が生成する交流電圧は、二次巻線1bに誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する信号となる。よって、出力直流電圧Voutの上昇により二次巻線1bに発生する交流電圧のピーク値が上昇すると、半導体装置4のOV端子に印加される交流電圧のピーク値も上昇することになる。
以上のことから、出力直流電圧Voutが過電圧状態まで上昇すると、半導体装置4のOV端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値VOVに達するまで上昇する。このとき、過電圧検出回路17により出力直流電圧Voutの過電圧状態が検出されると、過電圧検出回路17からNAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルからLレベルに切り替わり、ゲートドライバ20の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルとなるため、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止され、スイッチング素子2は、ターンオンしないよう制御される。
出力直流電圧Voutが過電圧状態になると、その後は過電圧検出回路17はLレベルの信号を生成し続け、スイッチング素子2のオフ状態が継続することになる。そして、スイッチングトランス1の一次巻線1aから二次巻線1bへ電力が伝達されない状態が継続するため、出力直流電圧Voutが低下し、出力直流電圧Voutの過電圧状態が解消される。これにより、負荷9やスイッチング電源装置内の部品を過電圧から保護することができる。つまり、このスイッチング電源装置によれば、出力直流電圧Voutが低下した状態が保持されるラッチ停止型の過電圧保護を実現できる。
図3に、通常動作時の出力直流電圧Voutが、何らかの原因により過電圧状態の電圧まで上昇し、その後過電圧保護により出力直流電圧Voutが低下するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。
具体的には、図3は、出力直流電圧Voutと、スイッチング素子2におけるドレイン−ソース間電圧と、二次巻線1bに誘起される交流電圧と、OV端子に発生する交流電圧の信号の波形を示している。
図3に示すように、一定値VOVは、通常動作時のOV端子電圧のピーク値より高い電圧に設定されており、出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値以上まで上昇すると、OV端子電圧のピーク値は一定値VOV以上まで上昇する。過電圧検出回路17はこの過電圧状態を検出すると、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルからLレベルへ切り替え、スイッチング素子2のオン・オフ動作を停止させることで出力直流電圧Voutを低下させ、過電圧保護を行う。
なお、本実施の形態1では、再起動トリガ17cによる再起動信号の出力タイミングが内部回路用電源11の電圧レベルによって決定されるラッチ停止型の過電圧保護を採用した例について説明したが、本発明の過電圧保護はこれに限られるものではなく、例えば、再起動信号の出力タイミングがVCC端子の電圧の挙動によって決定されるような構成にすることにより、自己復帰型の過電圧保護を採用することもできる。以下に、この自己復帰型の過電圧保護の一例を説明する。
図4(a)は、自己復帰型の過電圧保護におけるVCC端子の電圧の動作波形を示す図である。出力直流電圧Voutが過電圧状態まで上昇すると、前述したように、半導体装置4のOV端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値VOVに達するまで上昇し、過電圧検出回路17により出力直流電圧Voutの過電圧状態が検出され、過電圧検出回路17からNAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルからLレベルに切り替わり、ゲートドライバ20の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルとなり、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止され、スイッチング素子2は、ターンオンしないよう制御される。
スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止すると、図4(a)に示すように、出力直流電圧Voutが低下し、それとともにVCC端子の電圧が低下する。そして、VCC端子の電圧が停止電圧VCCOFFまで低下すると、前述したように、DRAIN端子からVCC端子への電流供給が始まるため、VCC端子の電圧は起動電圧VCCONまで上昇する。VCC端子の電圧が起動電圧VCCONまで達すると、再起動トリガ17cが再起動信号を生成する。その結果、フリップフロップ回路17bから出力され、NAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わり、スイッチング素子2のオン・オフ動作が再開される。このとき、過電圧状態が解決されておらず、引き続きOV端子に印加される交流電圧のピーク値が一定値VOVに達している場合は、再びスイッチング素子2のオン・オフ動作が停止し、出力直流電圧VoutおよびVCC端子の電圧が低下する。したがって、出力直流電圧Voutが過電圧状態となる異常状態が解決するまでこの動作を繰り返し、過電圧保護を行う。これに対し、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止している間に、出力直流電圧Voutが過電圧状態となる異常状態が解決した場合は、スイッチング素子2のオン・オフ動作が再開されると、そのままオン・オフ動作を継続するため、正常な電源動作に自己復帰することができる。このように、自己復帰型の過電圧保護を実現することができる。
また、再起動トリガ17cが、VCC端子の電圧が停止電圧VCCOFFまで低下した回数を、例えば4回までカウントすることができるカウンタ回路を備え、カウンタ数が4回に達すると再起動信号を生成する構成であれば、図4(b)に示すように、過電圧状態が検出されてスイッチング素子2のオン・オフ動作が停止すると、VCC端子の電圧が停止電圧VCCOFFと起動電圧VCCONとの間で下降・上昇を繰り返し、VCC端子の電圧が停止電圧VCCOFFまで低下する回数が4回になるまで、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止した状態が継続され、カウント数が4回に達すると、VCC端子の電圧が起動電圧VCCONまで上昇したときに、再起動トリガにより再起動信号が生成されて、スイッチング素子2のオン・オフ動作が再開される。
つまり、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止し、VCC端子の電圧が下降・上昇を4回繰り返した後のみ再起動トリガ17cが再起動信号を生成するタイマー間欠動作方式の自己復帰型の過電圧保護を実現することもできる。
図5に、OV端子電圧のピーク値と出力電力の関係を示す。前述したように、OV端子電圧は補助巻線1cに誘起される交流電圧を過電圧検出調整回路6の分圧抵抗6a、6bにより分圧した電圧である。この過電圧検出調整回路6を構成する分圧抵抗6a、6bが、補助巻線1cの電圧の立ち上がりにおいて発生するリンギング成分を除去する役割を果たすため、通常動作時におけるOV端子電圧のピーク値は、図5に示すように、出力電力が変化してもほぼ一定となる。
したがって、OV端子電圧のピーク値は出力直流電圧Voutおよび二次巻線1bの電圧の変化にのみ依存するため、出力電力の変化に依存して変化するリンギング成分を立ち上がり部に含む補助巻線1cの電圧を整流・平滑した電圧を検出して過電圧保護を行う従来の方法に比べて、出力直流電圧Voutの上昇に対して高精度で正確な過電圧保護を行うことができ、通常動作時に過電圧保護が誤作動することを防止することができる。
また、OV端子電圧のピーク値は、過電圧検出調整回路6に含まれる分圧抵抗6a、6bの定数を変更することにより調整可能である。例えば分圧抵抗6a、6bの定数を調整して、一定値VOVに対してOV端子電圧のピーク値を低めに設定しておけば、OV端子電圧のピーク値と一定値VOVとの電圧差が大きくなるため、過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルを高く設定することができる。逆に、分圧抵抗6a、6bの定数を調整して、一定値VOVに対してOV端子電圧のピーク値を高めに設定しておけば、過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルを低めに設定することができる。
したがって、過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルを、過電圧検出調整回路6における分圧抵抗6a、6bの定数の調整により決定できるようになるため、補助巻線1cの電圧を整流・平滑した電圧を検出して過電圧保護を行う従来の方法に比べて、電源設計の自由度が向上する。
すなわち、従来の過電圧保護では、過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルの調整は、スイッチングトランスの設計によって行わなければならず、電源の設計の自由度を低下させていたが、本実施の形態1では、前述したように分圧抵抗6a、6bの定数の調整により過電圧保護が作動する出力直流電圧Voutの電圧レベルを決定できるので、電源設計の自由度が向上する。
(実施の形態2)
続いて、本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
続いて、本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
図6は本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態1において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。
この半導体装置4aにおける過電圧検出回路17は、OV端子電圧のピーク値が連続して一定値VOV以上になったときに、そのピーク値が一定値VOV以上の連続するパルスの数をカウントするカウンタ回路17dと、そのカウンタ回路17dのカウント数をリセットする信号を出力するリセット回路17eを含む点が、前述した実施の形態1におけるスイッチング電源装置と異なる。
過電圧検出回路17において、比較器17aの出力端子がカウンタ回路17dとリセット回路17eの入力端子に接続されており、カウンタ回路17dの出力端子は、フリップフロップ回路17bのS端子に、また、リセット回路17eの出力端子はカウンタ回路17dに接続されている。
この図6に示す半導体装置4aを、図1に示すスイッチング電源装置に、半導体装置4に替えて使用した場合の動作を説明する。図7に、出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧保護が作動するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。
図7に示すように、出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値まで上昇すると、OV端子電圧のピーク値が一定値VOVまで達するが、この瞬間にはまだ過電圧保護は作動しない。
出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値まで上昇し、過電圧検出回路17に入力されるOV端子電圧の各パルスのピーク値が連続して一定値VOV以上になると、比較器17aは、OV端子電圧の各パルスごとに一定値VOV以上となる期間のみHレベルとなる信号をカウンタ回路17dに出力し、カウンタ回路17dは、比較器17aから出力される信号のLレベルからHレベルへの切り替わりの回数をカウントする。
したがって、ピーク値が連続して一定値VOV以上になるOV端子電圧の波形の1パルスごとにカウント数が増えていき、カウント数が規定のカウント数に達すると、カウンタ回路17dから出力される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わる。一例として、図7には、カウント数が4回に達するとカウンタ回路17dから出力される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わる例を示している。
このようにカウンタ回路17dのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると、過電圧検出回路17からNAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルからLレベルに切り替わり、これにより過電圧保護が作動して、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止される。すなわち、カウンタ回路17dは、OV端子電圧のピーク値が一定値VOVに達した瞬間から過電圧保護が作動するまで一定の遅れ時間を生成する役割を果たす。
リセット回路17eの入力端子は、カウンタ回路17dの入力端子と同様に比較器17aの出力端子に接続されており、比較器17aから出力される信号レベルがHレベルからLレベルに切り替わってから、OV端子電圧の波形における次のパルスの立ち上がり時まで、Lレベルの信号が入力され続けた場合に、カウンタ回路17dにリセット信号を出力する。カウンタ回路17dに、リセット回路17eから出力されたリセット信号が入力されると、カウンタ回路17dでカウントされていたカウント数がリセットされる。
以上説明した構成によれば、出力直流電圧Voutは過電圧状態ではないが、図7に示すように、例えばOV端子電圧の波形の1パルスのみが一定値VOVを超えるピーク値を持つ場合や、瞬間的に一定値VOVを超える大きなピーク値が発生した場合には過電圧保護を行わず、カウンタ回路17dにおけるカウント数が一定数に達するまでの一定期間連続してOV端子電圧の波形における各パルスが一定値VOVを超えるピーク値を持つ場合にのみ過電圧保護を行うことができる。
これにより、前述した実施の形態1における効果に加えて、OV端子電圧の波形にサージ波形等のイレギュラーな波形が付随することによって起こる過電圧保護の誤作動も防止することができ、スイッチング電源装置の信頼性をより向上させることができる。
(実施の形態3)
続いて、本発明の実施の形態3に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1、2におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
続いて、本発明の実施の形態3に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1、2におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
図8は本発明の実施の形態3に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態1、2において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。
この半導体装置4bは、過電圧検出回路17に、図6におけるカウンタ回路17dの代わりにタイマー回路17fを使用した構成であり、この構成の半導体装置を使用したスイッチング電源においても、前述した実施の形態2におけるスイッチング電源装置と同様の効果を得ることができる。
この半導体装置4bを、図1に示すスイッチング電源装置に、半導体装置4に替えて使用した場合の動作を説明する。図9に、出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧保護が作動するときの本スイッチング電源装置の動作波形を示す。
図9において、出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値以上まで上昇すると、OV端子電圧のピーク値が一定値VOVまで達するが、前述した実施の形態2におけるスイッチング電源装置と同様に、この瞬間にはまだ過電圧保護は作動しない。
出力直流電圧Voutが過電圧検出設定値以上まで上昇し、過電圧検出回路17に入力されるOV端子電圧のピーク値が一定値VOV以上になると、比較器17aから出力される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わり、この信号の切り替わりでタイマー回路17fによる、OV端子電圧のピーク値が一定値VOV以上である高ピーク期間のモニターがスタートする。この高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると、タイマー回路17fから出力される信号のレベルがLレベルからHレベルに切り替わる。
このようにOV端子電圧のピーク値が一定値VOV以上である高ピーク期間が予め設定されたモニター設定期間以上になると、過電圧検出回路17からNAND回路18の入力端子に印加される信号のレベルがHレベルからLレベルに切り替わり、これにより過電圧保護が作動して、スイッチング素子2のオン・オフ動作が停止される。すなわち、タイマー回路17fは、前述の実施の形態2で説明したカウンタ回路と同様に、OV端子電圧のピーク値が一定値VOVに達した瞬間から過電圧保護が作動するまで一定の遅れ時間を生成する役割を果たす。
図8におけるリセット回路17eは、比較器17aから出力される信号レベルがHレベルからLレベルに切り替わってから、OV端子電圧の波形における次のパルスの立ち上がり時まで、Lレベルの信号が入力され続けた場合に、タイマー回路17fにリセット信号を出力する。タイマー回路17fに、リセット回路17eから出力されたリセット信号が入力されると、タイマー回路17fによる高ピーク期間のモニターがストップする。
これにより、前述した実施の形態2におけるスイッチング電源装置と同様に、過電圧保護の誤作動を防止することができ、スイッチング電源装置の信頼性をより向上させることができる。
(実施の形態4)
続いて、本発明の実施の形態4に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1ないし3におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
続いて、本発明の実施の形態4に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1ないし3におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
図10は本発明の実施の形態4に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態1ないし3において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。
この半導体装置4cは、発振回路に代えて、スイッチングトランス1の二次巻線1bに電流が流れていない期間に補助巻線1cに発生するリンギングの電圧レベルを検出し、所定の電圧以下になったことを検出するとスイッチング素子2をターンオンさせるターンオン検出回路21を設けた点が、前述した実施の形態1ないし3における半導体装置と異なる。
ターンオン検出回路21の入力端子は、過電圧検出回路17の入力端子が接続するOV端子に接続されている。ターンオン検出回路21はOV端子電圧を検出し、OV端子電圧が所定の電圧以下になるとターンオン検出信号を生成する。このターンオン検出信号はフリップフロップ回路19のS端子に印加される。ターンオン検出信号は、ここでは信号レベルがHレベルの信号であり、このターンオン検出信号により、スイッチング素子2のオンタイミングが決まる。
すなわち、フリップフロップ回路19は、S端子にターンオン検出信号が印加されてから、R端子に印加される比較器14からの信号が立ち上がるまでの間、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをHレベルに保持し、R端子に印加される信号が立ち上がってから、S端子に次のターンオン検出信号が印加されるまでの間、NAND回路18の入力端子に印加する信号のレベルをLレベルに保持する。
このように、スイッチングトランス1の二次巻線1bに電流が流れていない期間に補助巻線1cに発生するリンギング電圧の電圧レベルの検出タイミングでスイッチング素子2をターンオンさせる制御を行う。
したがって、図10に示した半導体装置4cを使用するスイッチング電源装置では、OV端子電圧の電位を検出してスイッチング素子2をターンオンさせるリンギングチョークコンバータ(RCC)方式の制御が行われる。
以上説明した構成によれば、前述した実施の形態1ないし3におけるスイッチング電源装置の効果に加えて、以下の効果を得ることができる。すなわち、出力電圧検出回路7がオープンとなるなどの何らかの原因により出力直流電圧Voutが過電圧状態となり、さらにOV端子がオープンとなる異常状態が発生した場合、過電圧検出回路17にOV端子からの電圧信号が入力されないため、出力直流電圧Voutの過電圧状態を検出できず過電圧保護を行うことができないが、それと同時にターンオン検出回路21にもOV端子からの電圧信号が入力されなくなるためスイッチング素子2のオン・オフ動作が停止する。その結果、スイッチングトランス1の一次巻線1aから二次巻線1bへの電力の伝達がストップし、出力直流電圧Voutを低下させることができるため、より安全性の高いスイッチング電源装置を得られる。
(実施の形態5)
続いて、本発明の実施の形態5に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1ないし4におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
続いて、本発明の実施の形態5に係るスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置の一構成例について、図面を交えて説明する。但し、前述した実施の形態1ないし4におけるスイッチング電源装置並びに半導体装置と異なる点についてのみ説明する。
図11は本発明の実施の形態5に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。なお、前述した実施の形態1ないし4において説明した部材に対応する部材には同一符号を付している。
このスイッチング電源装置は、過電圧検出調整回路6が、分圧抵抗6a、6bに加えて、図11に示すようにコンデンサ6cを含む構成となっている点が、前述した実施の形態1ないし4におけるスイッチング電源装置と異なる。
この構成によれば、分圧抵抗6a、6bとコンデンサ6cがノイズに対するフィルタの役割を果たすため、例えば補助巻線1cの電圧が高周波のリンギング成分を含んでいる場合などでも出力直流電圧Voutの上昇に対して精度の良い過電圧検出を実現できる。
なお、図11に示す半導体装置およびスイッチング電源装置では、スイッチング素子のオン・オフ動作(スイッチング動作)の制御方式として、電流モードのPWM制御を採用した場合について図示したが、無論、上述したリンギングチョークコンバータ(RCC)方式の制御としても構わない。
また、上述した各スイッチング電源装置では、出力直流電圧Voutを所定の電圧に安定させる手段として、出力電圧検出回路7が生成するフィードバック信号を一次側にフィードバックさせる方法を採用したが、フィードバック方法は特に限定されず、例えばスイッチングトランスの二次巻線と補助巻線を利用してフィードバックする巻線帰還方式のフィードバックを行うようなスイッチング電源装置であっても構わない。
また、上述した各スイッチング電源装置に使用した半導体装置は、スイッチング素子とその制御回路が同一の半導体基板上に形成された半導体装置、または同一のパッケージに組み込まれた半導体装置であったが、スイッチング素子と制御回路は別の半導体基板上に形成されていても構わない。
本発明にかかるスイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置は、特別な部品追加によりコストアップすることなく、誤作動のない高精度な過電圧保護を実現でき、且つ過電圧保護が作動する出力直流電圧の電圧レベルを周辺の回路部品により調整することができ、電源設計の自由度の向上を実現でき、スイッチング電源装置や、スイッチング電源装置を内蔵した各種電子機器に利用可能であり、特にスイッチング電源装置に接続される様々な負荷(装置等含む)に、過電圧がかかることを防止する過電圧保護を必要とする電子機器に有用である。
1 スイッチングトランス
1a 一次巻線
1b 二次巻線
1c 補助巻線
2 スイッチング素子
3 制御回路
4 半導体装置
5 整流平滑回路
5a ダイオード
5b コンデンサ
6 過電圧検出調整回路
6a、6b 分圧抵抗
6c コンデンサ
7 出力電圧検出回路
8 出力電圧生成回路
8a ダイオード
8b コンデンサ
9 負荷
10 レギュレータ
11 内部回路用電源
12 起動・停止回路
13 フィードバック信号制御回路
14 比較器
15 ドレイン電流検出回路
16 発振回路
17 過電圧検出回路
17a 比較器
17b フリップフロップ回路
17c 再起動トリガ
17d カウンタ回路
17e リセット回路
17f タイマー回路
18 NAND回路
19 フリップフロップ回路
20 ゲートドライバ
21 ターンオン検出回路
31 スイッチングトランス
31a 一次巻線
31b 二次巻線
31c 補助巻線
32 スイッチング素子
33 制御回路
34 出力電圧生成回路
34a ダイオード
34b コンデンサ
35 整流平滑回路
35a ダイオード
35b コンデンサ
36 負荷
37 出力電圧検出回路
38、39 抵抗
40 ツェナーダイオード
41 コンデンサ
1a 一次巻線
1b 二次巻線
1c 補助巻線
2 スイッチング素子
3 制御回路
4 半導体装置
5 整流平滑回路
5a ダイオード
5b コンデンサ
6 過電圧検出調整回路
6a、6b 分圧抵抗
6c コンデンサ
7 出力電圧検出回路
8 出力電圧生成回路
8a ダイオード
8b コンデンサ
9 負荷
10 レギュレータ
11 内部回路用電源
12 起動・停止回路
13 フィードバック信号制御回路
14 比較器
15 ドレイン電流検出回路
16 発振回路
17 過電圧検出回路
17a 比較器
17b フリップフロップ回路
17c 再起動トリガ
17d カウンタ回路
17e リセット回路
17f タイマー回路
18 NAND回路
19 フリップフロップ回路
20 ゲートドライバ
21 ターンオン検出回路
31 スイッチングトランス
31a 一次巻線
31b 二次巻線
31c 補助巻線
32 スイッチング素子
33 制御回路
34 出力電圧生成回路
34a ダイオード
34b コンデンサ
35 整流平滑回路
35a ダイオード
35b コンデンサ
36 負荷
37 出力電圧検出回路
38、39 抵抗
40 ツェナーダイオード
41 コンデンサ
Claims (7)
- 一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記二次巻線に接続され前記スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記二次巻線に誘起される交流電圧を整流・平滑して出力直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記補助巻線に接続され前記補助巻線に誘起される交流電圧のリンギング成分を除去した電圧成分に比例する交流電圧の信号を生成する過電圧検出調整回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ動作の制御を行う制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になる過電圧状態を検出する過電圧検出回路を含み、且つ前記過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御して出力直流電圧を低下させる機能を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記過電圧検出調整回路は、少なくとも、複数個の抵抗からなる分圧回路を含み、前記分圧回路の定数を調整することにより過電圧検出する出力直流電圧の電圧レベルを設定できることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になるとカウントを開始するパルス数カウント回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号の各パルスのピーク値が連続して一定値以上になった回数を前記パルス数カウント回路によりカウントし、そのカウント数が予め設定されたカウント数に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたカウント数に達しない場合には、前記パルス数カウント回路のカウント数をリセットすることを特徴とする請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記過電圧検出回路は、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを開始するタイマー回路を備え、前記過電圧検出調整回路が生成する交流電圧の信号のピーク値が一定値以上になると、そのピーク値が連続して一定値以上となる高ピーク期間のモニターを前記タイマー回路により開始し、その高ピーク期間が予め設定されたモニター設定時間に達すると過電圧状態であることを検出し、予め設定されたモニター設定時間に達しない場合には、前記タイマー回路による高ピーク期間のモニターを停止することを特徴とする請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンタイミングを決める一定周期のパルス信号を生成する発振回路を含むことを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間に前記補助巻線に発生するリンギングの電圧レベルを検出し、その電圧レベルが所定の電圧以下になったことを検出したタイミングで前記スイッチング素子をオンさせる信号を生成するターンオン検出回路を含み、前記ターンオン検出回路は、前記過電圧検出回路の入力端子と同一の端子に接続されていることを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 請求項1ないし6のいずれかに記載のスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子および前記制御回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または同一のパッケージに組み込まれていることを特徴とする半導体装置。
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