JP5556643B2 - 増幅装置および歪み補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、増幅装置および歪み補償方法に関し、信号の増幅を行う増幅装置および信号の歪み補償を行う歪み補償方法に関する。

近年のブロードバンドサービスによる通信需要の増大に伴い、無線通信ネットワークの低コスト化・高速化が進展している。このような状況の中で、基地局や携帯電話機等に搭載される高出力アンプ（ハイパワーアンプ）は、今後の高速無線通信ネットワークを構築するためのキーデバイスとなっており、ハイパワーアンプの高効率化が求められている。

例えば、次世代無線ブロードバンド技術であるWiMAX（Worldwide Interoperability for Microwave Access）では、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式が採用されているが、OFDMは、ピーク電力が大きいため、高い出力電力で動作するアンプが要求される。

このような通信サービスを提供する場合において、少ない消費電力でいかに高いレベルの高周波信号を出力するかといった、ハイパワーアンプの高効率化が重要である。
一方、近年になって、複数個のハイパワーアンプを組み合わせて、単一のハイパワーアンプを構成した複合ハイパワーアンプが開発されている。ある仕様に対して設計された複合ハイパワーアンプは、一般的に、標準型のハイパワーアンプよりも機能性に優れており、アンプ性能を向上させ、有用性を高めることができる。このため、無線通信装置においても、複合ハイパワーアンプが広く適用されている。

従来技術として、非線形歪みの除去を行うOFDM変調器が提案されている。また、ＡＭ−ＡＭ特性またはＡＭ−ＰＭ特性の歪補償データを変動させて、歪成分電力を低減させる技術が提案されている。さらに、Ｎ個のアンプを複合化したドハティアンプが提案されている。さらにまた、ＬＩＮＣ（Linear amplification using nonlinear components）トランスミッタの位相歪を抑制するための技術が提案されている。

特開２０００−２２６５９号公報 特開２００６−１４０６４５号公報

A Mixed-Signal Approach Towards Linear and Efficient N-Way Doherty Amplifiers：IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.55, NO.5, MAY 2007 An Adaptive Digital Method of Imbalances Cancellation in LINC Transmitters：IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL.54, NO.3, MAY 2005

ハイパワーアンプまたは複合ハイパワーアンプでは、高効率化を達成するために非線形領域で動作させることがあるが、非線形領域で動作させると歪み特性の劣化が顕著となる。このため、非線形領域での動作時には、歪み補償であるプレディストーション（predistortion）が行われている。

一方、複合ハイパワーアンプは、複数のハイパワーアンプで構成されるため、個々のハイパワーアンプの出力が相互に干渉する、クロスリーケージ（cross leakage）の現象が生じる。

従来の複合ハイパワーアンプでは、クロスリーケージに対する考慮が何ら施されておらず、クロスリーケージの影響を受けている信号を直接用いてプレディストーションを行っていた。このため、高精度の歪み補償が実現できておらず、効率の高い信号増幅を行うことができないといった問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、高精度の歪み補償を行い、高効率の増幅を行う増幅装置を提供することを目的とする。
また、本発明の他の目的は、高精度の歪み補償を行い、高効率の増幅を行う歪み補償方法を提供することである。

上記課題を解決するために、増幅装置が提供される。増幅装置は、複数の増幅器と、前記増幅器の出力がクロスリーケージを受けて生じた複数のリーケージ信号を受信し、前記リーケージ信号のレベル値の線形結合を行って、複数の線形結合信号を生成する線形結合部と、前記線形結合信号のレベル値から、前記増幅器の複数の出力増幅信号の実レベル値を求める出力算出部とを備える。

高精度の歪み補償を行って高効率の増幅を行うことが可能になる。

増幅装置の構成例を示す図である。 複合ハイパワーアンプの構成例を示す図である。 複合ハイパワーアンプの構成例を示す図である。 クロスリーケージを説明するための図である。 増幅装置の構成例を示す図である。 線形結合部の構成例を示す図である。 ディジタル・プレディストーションのパフォーマンス結果を示す図である。 ディジタル・プレディストーションのパフォーマンス結果を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は増幅装置の構成例を示す図である。増幅装置１は、増幅器１１−１〜１１−ｎ、線形結合部１２、出力算出部１３および歪み補償部１４−１〜１４−ｎを備える。

なお、増幅器１１−１〜１１−ｎは、例えば、ハイパワーアンプに該当するので、以降では、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎと呼ぶ。また、歪み補償としては、例えば、プレディストーションを行うので、歪み補償部１４−１〜１４−ｎをプレディストーション部１４−１〜１４−ｎと呼ぶ。

ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎは、プレディストーション部１４−１〜１４−ｎから出力されたプレディストーション後の入力信号を増幅する。線形結合部１２は、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎの出力がハイパワーアンプ間のクロスリーケージによって影響を受けて生じた複数のリーケージ信号を受信する（クロスリーケージについては後述する）。

そして、リーケージ信号のレベル値の線形結合を行って、複数の線形結合信号を生成する。出力算出部１３は、線形結合信号のレベル値から、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎそれぞれの出力増幅信号の実レベル値を求める。

プレディストーション部１４−１〜１４−ｎは、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎの入力信号のレベル値と、出力増幅信号の実レベル値との誤差が所定値となるような補正値を内部で生成し、補正値をハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎの入力に重畳する。

次にプレディストーションについて説明する。ハイパワーアンプは、高効率を得るために非線形領域で動作させることが行われるが、非線形領域では、増幅した信号が歪みとなって現れ、相互変調歪み（IMD：Inter−Modulation Distortion）などが生じて、歪み特性が劣化する。

なお、アンプの高効率化とは、アンプへの供給電力と入力信号の電力の総和に対する出力信号電力の比をいう。効率が高いほど、少ない消費電力で高レベルの信号を出力することができる。

一方、歪み特性が劣化すると、信号点の遷移にずれが生じるため、本来の信号の位相や振幅にもずれが生じ、変調精度（EVM：Error Vector Magnitude）やビット誤り率（BER：Bit Error Rate）の劣化を引き起こすことになる。

このような、歪み特性を補償する技術として、プレディストーションが知られている。プレディストーションは、アンプの歪みと逆の特性を持つ補正信号（プレディストーション信号）を生成して入力信号を調整し、これにより、アンプ出力の歪み特性をキャンセルして、歪みを補償して線形化を図るものである。

プレディストーションでは、通常、ハイパワーアンプの出力信号をフィードバックして、所定の処理を行った後に、補正信号を生成している。なお、補正信号をディジタル信号処理で生成する構成のものを、ディジタル・プレディストーション（DPD：Digital Predistortion）と呼んでいる。

次に一般的な複合ハイパワーアンプの構成について説明する。図２は複合ハイパワーアンプの構成例を示す図である。複合ハイパワーアンプ５０は、乗算器５１−１〜５１−ｎ、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎおよび加算器５６を備える。なお、クロスリーケージが生じていない状態であると仮定する。

乗算器５１−１は、入力信号ｘ１と、ハイパワーアンプ５２−１のプレディストーション用の補正信号ｈ１とを乗算して、乗算信号ａ１を生成する。また、乗算器５１−２は、入力信号ｘ２と、ハイパワーアンプ５２−２のプレディストーション用の補正信号ｈ２とを乗算して、乗算信号ａ２を生成する。同様に、乗算器５１−ｎは、入力信号ｘｎと、ハイパワーアンプ５２−ｎのプレディストーション用の補正信号ｈｎとを乗算して、乗算信号ａｎを生成する。

ハイパワーアンプ５２−１は、乗算信号ａ１を増幅して出力信号ｙ１^*を生成し、ハイパワーアンプ５２−２は、乗算信号ａ２を増幅して出力信号ｙ２^*を生成する。同様に、ハイパワーアンプ５２−ｎは、乗算信号ａｎを増幅して出力信号ｙｎ^*を生成する。加算器５６は、出力信号ｙ１^*、ｙ２^*、・・・、ｙｎ^*を加算して、最終の出力信号ｙを生成して出力する。

複合ハイパワーアンプ５０の出力線形化を図るためには、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎを個別に線形化する。このため、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎそれぞれの入力信号ｘ１〜ｘｎに対して、補正信号ｈ１〜ｈｎをそれぞれ重畳して、個別にプレディストーションを実施することになる。

ここで、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎそれぞれの非線形領域における入力に対する出力の伝達関数をｆ１（ｐ）、ｆ２（ｐ）、・・・、ｆｎ（ｐ）とする。複合ハイパワーアンプ５０のプレディストーションを行う場合、単一の出力信号ｙを解析するのみでは、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎそれぞれの伝達関数ｆ１（ｐ）〜ｆｎ（ｐ）に応じた補正信号ｈ１〜ｈｎを生成することは困難である。したがって、補正信号ｈ１〜ｈｎを算出するために、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎの各出力信号ｙ１^*〜ｙｎ^*の値が用いられる。

次にディジタル・プレディストーションにより補正信号ｈ１〜ｈｎを生成する構成要素を備えた複合ハイパワーアンプの構成について説明する。図３は複合ハイパワーアンプの構成例を示す図である。複合ハイパワーアンプ５０ａは、乗算器５１−１〜５１−ｎ、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎ、減算器５３−１〜５３−ｎ、適応フィルタ５４−１〜５４−ｎ、信号分岐部（カプラ）５５−１〜５５−ｎおよび加算器５６を備える。なお、クロスリーケージが生じていない状態であると仮定する。

乗算器５１−１は、入力信号ｘ１と補正信号ｈ１とを乗算して、乗算信号ａ１を生成する。ハイパワーアンプ５２−１は、乗算信号ａ１を増幅して出力信号ｙ１^*を生成する。カプラ５５−１は、出力信号ｙ１^*を２分岐し、一方を減算器５３−１へ、他方を加算器５６へ出力する。

減算器５３−１は、入力信号ｘ１と出力信号ｙ１^*との減算を行って誤差信号ｅ１（＝ｘ１−ｙ１^*）を生成する。適応フィルタ５４−１は、誤差信号ｅ１が所定値になるように、最適アルゴリズムに従ってフィルタ係数を適応的に調整し、フィルタリング結果である補正信号ｈ１を出力する。

一方、乗算器５１−ｎは、入力信号ｘｎと補正信号ｈｎとを乗算して、乗算信号ａｎを生成する。ハイパワーアンプ５２−ｎは、乗算信号ａｎを増幅して出力信号ｙｎ^*を生成する。カプラ５５−ｎは、出力信号ｙｎ^*を２分岐し、一方を減算器５３−ｎへ、他方を加算器５６へ出力する。

減算器５３−ｎは、入力信号ｘｎと出力信号ｙｎ^*との減算を行って誤差信号ｅｎ（＝ｘｎ−ｙｎ^*）を生成する。適応フィルタ５４−ｎは、誤差信号が所定値になるように、最適アルゴリズムに従ってフィルタ係数を適応的に調整し、フィルタリング結果である補正信号ｈｎを生成して出力する。

加算器５６は、出力信号ｙ１^*、ｙ２^*、・・・、ｙｎ^*を加算して、最終の出力信号ｙを生成して出力する。なお、適応フィルタ５４−１〜５４−ｎに使用する最適アルゴリズムとしては、例えば、LMS（Least Mean Square）のような最小自乗法アルゴリズムを使用することができる。

上記のように、複合ハイパワーアンプ５０ａに対して、適切なディジタル・プレディストーションを行うためには、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎそれぞれの出力信号ｙ１^*、ｙ２^*、・・・、ｙｎ^*を用いることが重要となる。

次にクロスリーケージについて説明する。複合ハイパワーアンプ５０ａは、複数のハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎを含み、個々のハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎの出力が結合された構成を有する。

また、上述のように、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎの個々の出力信号は、ディジタル・プレディストーションを行うために、カプラ５５−１〜５５−ｎで分岐された後、適応フィルタ５４−１〜５４−ｎ側へフィードバックされる構成になっている。

しかし、複合ハイパワーアンプ５０ａの内部では、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎの出力は、完全なアイソレート状態にはなっておらず、隣接するハイパワーアンプ間で相互に干渉を受ける。

このため、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎの出力は、隣接するハイパワーアンプの出力信号の漏れ信号が重畳されるクロスリーケージの現象が生じている。したがって、カプラ５５−１〜５５−ｎを介して、ハイパワーアンプ５２−１〜５２−ｎからフィードバックされる信号も、クロスリーケージの影響を受けた信号となる。

図４はクロスリーケージを説明するための図である。２つのハイパワーアンプ５２−１、５２−２で構成される複合ハイパワーアンプ５０−１において、クロスリーケージが生じている様子を示すモデル図である。

ここで、ハイパワーアンプ５２−１側から加算器５６へ送信する信号のレベル値をｙ１とし、ハイパワーアンプ５２−２側から加算器５６へ送信する信号のレベル値をｙ２とすると、複合ハイパワーアンプ５０−１で生じているクロスリーケージの関係は、以下の式（１ａ）、（１ｂ）で表せる。なお、α、βは漏れ係数（０≦α，β≦１）である。漏れ係数は、複合ハイパワーアンプの内部構成のトポロジに依存した値をとる。

ｙ１＝（１−α）・ｙ１^*＋β・ｙ２^* ・・・（１ａ）
ｙ２＝（１−β）・ｙ２^*＋α・ｙ１^* ・・・（１ｂ）
ハイパワーアンプ５２−１の出力信号ｙ１^*に対して、漏れ係数αが重み付けされた漏れ信号α・ｙ１^*が、ハイパワーアンプ５２−２の出力側へ漏れ出す。また、ハイパワーアンプ５２−２の出力信号ｙ２^*に対して、漏れ係数βが重み付けされた漏れ信号β・ｙ２^*が、ハイパワーアンプ５２−１の出力側へ漏れ出す。

したがって、加算器５６へ入力する一方の信号ｙ１は、式（１ａ）に示すように、ハイパワーアンプ５２−１の出力信号ｙ１^*から漏れ信号α・ｙ１^*を差し引いた残りの信号（１−α）・ｙ１^*と、ハイパワーアンプ５２−２から漏れ出した漏れ信号β・ｙ２^*とが結合された信号となる。

また、加算器５６へ入力する他方の信号ｙ２は、式（１ｂ）に示すように、ハイパワーアンプ５２−２の出力信号ｙ２^*から漏れ信号β・ｙ２^*を差し引いた残りの信号（１−β）・ｙ２^*と、ハイパワーアンプ５２−１から漏れ出した漏れ信号α・ｙ１^*とが結合された信号となる。

したがって、カプラ５５−１では、実際にはハイパワーアンプ５２−１の出力信号ｙ１^*をフィードバックしているのではなく、クロスリーケージの影響を受けている信号ｙ１をプレディストーション処理側へフィードバックしている。

同様に、カプラ５５−２では、実際にはハイパワーアンプ５２−２の出力信号ｙ２^*をフィードバックしているのではなく、クロスリーケージの影響を受けている信号ｙ２をプレディストーション処理側へフィードバックしている。

ハイパワーアンプ５２−１の正確なディジタル・プレディストーションを行うためには、ハイパワーアンプ５２−１の出力信号ｙ１^*（実レベル値ｙ１^*）が必要である。しかし、カプラ５５−１を介してフィードバックされる実際の信号は、クロスリーケージの影響を受けた、隣接するハイパワーアンプ５２−２の漏れ信号が含まれている信号ｙ１である。このように、複合ハイパワーアンプ５０−１の構成では、ハイパワーアンプ５２−１のプレディストーションを正確に行うことができない。

ハイパワーアンプ５２−２に関しても同様である。すなわち、ハイパワーアンプ５２−２の正確なディジタル・プレディストーションを行うためには、ハイパワーアンプ５２−２の出力信号ｙ２^*（実レベル値ｙ２^*）が必要である。

しかし、カプラ５５−２を介してフィードバックされる実際の信号は、クロスリーケージの影響を受けた、隣接するハイパワーアンプ５２−１の漏れ信号が含まれている信号ｙ２である。このように、複合ハイパワーアンプ５０−１の構成では、ハイパワーアンプ５２−２のプレディストーションを正確に行うことができない。

以上説明したように、従来の一般的な複合ハイパワーアンプでは、個々のハイパワーアンプの出力を、カプラを介して単純にフィードバックさせて、クロスリーケージの影響を受けているハイパワーアンプの出力信号で、ディジタル・プレディストーションを行っていた。

このため、補正信号の推定にエラーが生じ、ディジタル・プレディストーションの線形化パフォーマンスの精度を低下させ、効率の高い複合ハイパワーアンプを構築できないといった問題があった。

本技術は、このような点に鑑みてなされたものであり、高精度の歪み補償を行い、高効率の増幅を行う増幅装置１および歪み補償方法を提供するものである。
次に本技術について詳しく説明する。最初に、クロスリーケージの影響を受けている信号から、ディジタル・プレディストーションに用いるフィードバック信号を導く際の解析手順について説明する。なお、２つのハイパワーアンプ５２−１、５２−２で構成される複合ハイパワーアンプの場合を例にして説明する。

ハイパワーアンプ５２−１の出力信号ｙ１^*と、ハイパワーアンプ５２−２の出力信号ｙ２^*とは、クロスリーケージの影響を受け、その関係は、上述の式（１ａ）、（１ｂ）となる。

次に式（１ａ）と式（１ｂ）との和と差を求めて、信号ｙ１、ｙ２の線形結合を行う。和をｙ₊、差をｙ_-とすると、以下の式（２ａ）、（２ｂ）となる。
ｙ₊＝ｙ１＋ｙ２＝（１−α）・ｙ１^*＋β・ｙ２^*＋（１−β）・ｙ２^*＋α・ｙ１^*
＝ｙ１^*＋ｙ２^* ・・・（２ａ）
ｙ_-＝ｙ１−ｙ２＝（１−α）・ｙ１^*＋β・ｙ２^*−（１−β）・ｙ２^*−α・ｙ１^*
＝（１−２α）・ｙ１^*−（１−２β）・ｙ２^* ・・・（２ｂ）
ここで、α＝βとすると、式（２ｂ）は以下となる。

ｙ_-＝（１−２α）（ｙ１^*−ｙ２^*） ・・・（２ｃ）
また、式（２ｃ）を（１−２α）でスケーリングして、両辺に１／（１−２α）を掛けると、式（２ｃ）は以下となる。

ｙ_-／（１−２α）＝ｙ１^*−ｙ２^* ・・・（２ｄ）
式（２ａ）、式（２ｄ）からｙ１^*、ｙ２^*を求めると、以下のように表せる。なお、ｙ１^*をｙ１^*ａ、ｙ２^*をｙ２^*ａと置く。

ｙ１^*ａ＝ｙ１^*＝（ｙ₊＋ｙ_-／（１−２α））／２ ・・・（３ａ）
ｙ２^*ａ＝ｙ２^*＝（ｙ₊−ｙ_-／（１−２α））／２ ・・・（３ｂ）
次に行列表現した場合について説明する。式（１ａ）、式（１ｂ）を行列表現すると、式（４）となる。なお、漏れ係数α、βからなる２×２行列をリーケージ行列と呼ぶことにする。

また、式（２ａ）のｙ₊＝ｙ１＋ｙ２と、式（２ｂ）のｙ_-＝ｙ１−ｙ２を行列表現すると、式（５）となる。なお、線形結合時の行列要素１、−１からなる２×２の行列をＬ行列と呼ぶことにする。

式（５）に式（４）を代入して式（５ａ）となる。

式（５ａ）の両辺に左から、リーケージ行列とＬ行列とを乗算した行列Ｍの逆行列を掛ける。逆行列Ｍ^-1は式（６）である。

すると、式（７）となり、ｙ１^*、ｙ２^*が求まる。

ここで、ベクトル（ｙ１^*，ｙ２^*，・・・，ｙｎ^*）をＹ^*と表し、ベクトル（ｙ＋，ｙ−，・・・）を“Ａ”と表し、リーケージ行列を行列“Ｂ”と表し、Ｌ行列を“Ｌ”と表すと、一般式は式（８）となる。

Ｙ^*＝［Ｌ・Ｂ］^-1・Ａ・・・（８）
なお、未知数α、βは、例えば、ACLR（Adjacent Channel Leakage Power Ratio：隣接チャネル漏洩電力比）のような、ディジタル・プレディストーションの品質評価にもとづく、一般的なLMSアルゴリズムから推定することが可能である。

また、上記の２×２のＬ行列の逆行列は、式（９ａ）である。また、３×３のＬ行列は式（９ｂ）であり、式（９ｂ）の逆行列は式（９ｃ）となる。

上記のようにして、クロスリーケージの影響を受けている信号から、ディジタル・プレディストーションに用いる信号Ｙ^*を導くことができる。そして、このようにして求めたｙ１^*、ｙ２^*は、クロスリーケージの影響を受けていないハイパワーアンプの実レベル値であるため、精度の高いディジタル・プレディストーションを実現することが可能になる。

次に上記の解析によって求められたフィードバック信号の生成機能を有する増幅装置の構成について説明する。図５は増幅装置の構成例を示す図である。２つのハイパワーアンプ１１−１、１１−２を有する場合の増幅装置１ａを示している。

増幅装置１ａは、ハイパワーアンプ１１−１、１１−２、線形結合部１２−１、出力算出部１３−１、プレディストーション部１４−１、１４−２およびアンテナＡ１を備える。ハイパワーアンプ１１−１、１１−２は、プレディストーション部１４−１、１４−２から出力されたプレディストーション後の入力信号ｓ１、ｓ２を増幅する。

線形結合部１２−１は、ハイパワーアンプ１１−１、１１−２の出力がハイパワーアンプ間のクロスリーケージによって影響を受けた複数のリーケージ信号ｙ１、ｙ２を受信する。そして、リーケージ信号ｙ１、ｙ２の線形結合として式（５ａ）の演算処理を行って、線形結合信号ｙ₊、ｙ_-を生成する。

出力算出部１３−１は、線形結合信号ｙ₊、ｙ_-に対して、式（７）の演算処理を行って、ハイパワーアンプ１１−１、１１−２の出力増幅信号ｙ１^*ａ（＝ｙ１^*）、ｙ２^*ａ（＝ｙ２^*）を求める。

アンテナＡ１は、増幅装置１ａが例えば、無線通信装置の出力段に実装されるような場合に取り付けられて、線形結合信号ｙ１₊（増幅装置１ａの最終的な増幅信号ｙと等価である）を空間へ出力する。

プレディストーション部１４−１は、減算器１４ａ−１、適応フィルタ１４ｂ−１および乗算器１４ｃ−１を含む。減算器１４ａ−１は、入力信号ｘ１と出力増幅信号ｙ１^*ａとの減算を行って誤差信号ｅ１１（＝ｘ１−ｙ１^*ａ）を生成する。

適応フィルタ１４ｂ−１は、誤差信号が所定値になるように、最適アルゴリズムに従ってフィルタ係数を適応的に調整し、フィルタリング結果である補正信号ｈ１１を生成して出力する。乗算器１４ｃ−１は、入力信号ｘ１と補正信号ｈ１１とを乗算し、乗算した信号ｓ１をハイパワーアンプ１１−１へ入力する。

プレディストーション部１４−２は、減算器１４ａ−２、適応フィルタ１４ｂ−２および乗算器１４ｃ−２を含む。減算器１４ａ−２は、入力信号ｘ２と出力増幅信号ｙ２^*ａとの減算を行って誤差信号ｅ１２（＝ｘ２−ｙ２^*ａ）を生成する。

適応フィルタ１４ｂ−２は、誤差信号が所定値になるように、最適アルゴリズムに従ってフィルタ係数を適応的に調整し、フィルタリング結果である補正信号ｈ１２を生成して出力する。乗算器１４ｃ−２は、入力信号ｘ２と補正信号ｈ１２とを乗算し、乗算した信号ｓ２をハイパワーアンプ１１−２へ入力する。

以上説明したように、増幅装置１ａは、リーケージ信号から線形結合信号を生成する線形結合部１２−１と、線形結合信号からハイパワーアンプの出力増幅信号を求める出力算出部１３−１とを備える構成とした。

これにより、精度の高いプレディストーションに用いるための、クロスリーケージの影響を受けていないフィードバック信号を生成することが可能になる。また、プレディストーション部１４−１、１４−２を備えて、クロスリーケージの影響を受けていないフィードバック信号でディジタル・プレディストーションを行うことにより、精度の高いプレディストーション処理が可能になる。

次に線形結合部１２−１の構成について説明する。図６は線形結合部の構成例を示す図である。線形結合部１２−１は、結合器１２ａ−１、１２ａ−２、移相器１２ｂ−１、１２ｂ−２、レベル調整部１２ｃおよびカプラＣ１〜Ｃ３を備える。

カプラＣ１は、ハイパワーアンプ１１−１側のリーケージ信号ｙ１を２分岐し、一方を結合器１２ａ−１側へ送信し、他方を移相器１２ｂ−１側へ送信する。カプラＣ２は、ハイパワーアンプ１１−２側のリーケージ信号ｙ２を２分岐し、一方を結合器１２ａ−１側へ送信し、他方を移相器１２ｂ−２側へ送信する。

結合器１２ａ−１は、ハイパワーアンプ１１−１側のリーケージ信号ｙ１と、ハイパワーアンプ１１−２側のリーケージ信号ｙ２とを結合して、線形結合信号ｙ＋を生成する。カプラＣ３は、線形結合信号ｙ＋を２分岐し、一方はアンテナＡ１側へ送信し、他方は出力算出部１３−１側へ送信する。なお、線形結合信号ｙ＋は、増幅装置１の最終出力であるから、例えば、アンテナＡ１を通じて空間へ出力される。

移相器１２ｂ−１は、ハイパワーアンプ１１−１側のリーケージ信号ｙ１の位相を＋９０度シフトし、移相器１２ｂ−２は、ハイパワーアンプ１１−２側のリーケージ信号ｙ２の位相を−９０度シフトする。

結合器１２ａ−２は、移相器１２ｂ−１からの出力信号と、移相器１２ｂ−２からの出力信号とを結合する。レベル調整部１２ｃは、結合器１２ａ−２からの出力信号のレベルを調整して、出力算出部１３−１側へ送信する。

上記のような、線形結合部１２−１の構成により、リーケージ信号から線形結合信号を生成する際の線形結合処理を簡易な回路構成により実現することが可能になる。
次にシミュレーション結果について説明する。図７、図８はディジタル・プレディストーションのパフォーマンス結果を示す図である。縦軸は装置出力レベル（ｄＢ）、横軸は周波数（ＭＨｚ）であり、各周波数における出力レベル変化を示している。また、図７は、従来の複合ハイパワーアンプの場合であり、図８は、本技術の増幅装置の場合である。

図７において、グラフｇ１は、クロスリーケージがない場合の出力レベル（理想的な出力レベル）であり、各周波数においてほぼ一定レベルである。グラフｇ２は、ディジタル・プレディストーションを実施しなかった場合の出力レベルである。

一方、グラフｇ３〜ｇ７は、クロスリーケージが生じており、クロスリーケージの影響を受けたフィードバック信号でディジタル・プレディストーションを行った従来の場合である。図に示されるように、グラフｇ３〜ｇ７のように、リーケージレベルが増加するにつれて、各周波数において理想値から離れていき、平坦さが崩れていくことがわかる。

図８において、グラフｇ１は、クロスリーケージがない場合の出力レベル（理想的な出力レベル）であり、各周波数においてほぼ一定レベルである。グラフｇ２は、ディジタル・プレディストーションを実施しなかった場合の出力レベルである。グラフｇ０は、本技術のディジタル・プレディストーションを行った場合である。図に示されるように、本技術のディジタル・プレディストーションを行った場合は、理想的なグラフｇ１とほぼ一致していることがわかる。

以上説明したように、増幅装置１では、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎの出力がクロスリーケージを受けて生じた複数のリーケージ信号のレベル値の線形結合を行って、複数の線形結合信号を生成し、線形結合信号のレベル値から、ハイパワーアンプ１１−１〜１１−ｎの複数の出力増幅信号のレベル値を求める構成とした。

このようにして求められた、クロスリーケージの影響が抑制された出力増幅信号の実レベル値をプレディストーション処理側へフィードバックして、プレディストーションを行うことにより、高精度の歪み補償が実現することができ、延いては効率の高い信号増幅を行うことが可能になる。

以上、実施の形態を例示したが、実施の形態で示した各部の構成は同様の機能を有する他のものに置換することができる。また、他の任意の構成物や工程が付加されてもよい。

１ 増幅装置
１１−１〜１１−ｎ 増幅器
１２ 線形結合部
１３ 出力算出部
１４−１〜１４−ｎ 歪み補償部

Claims (8)

1. 複数の増幅器と、
   前記増幅器の出力がクロスリーケージを受けて生じた複数のリーケージ信号を受信し、前記リーケージ信号のレベル値の線形結合を行って、複数の線形結合信号を生成する線形結合部と、
   前記線形結合信号のレベル値から、前記増幅器の複数の出力増幅信号の実レベル値を求める出力算出部と、
   を有することを特徴とする増幅装置。
2. 前記増幅器の出力の歪み補償を行う歪み補償部をさらに備え、前記歪み補償部は、前記増幅器の入力信号のレベル値と、前記出力増幅信号の実レベル値との誤差が所定値となるような補正信号を生成し、前記補正信号を前記増幅器の入力に乗算することを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
3. 第１の増幅器と、
   第２の増幅器と、
   前記第１の増幅器がクロスリーケージを受けて生じた前記第１の増幅器側の第１のリーケージ信号と、前記第２の増幅器がクロスリーケージを受けて生じた前記第２の増幅器側の第２のリーケージ信号とを受信し、前記第１のリーケージ信号のレベル値と、前記第２のリーケージ信号のレベル値との線形結合を行って、第１の線形結合信号と第２の線形結合信号とを生成する線形結合部と、
   前記第１の線形結合信号のレベル値および前記第２の線形結合信号のレベル値から、前記第１の増幅器の第１の出力増幅信号の実レベル値および前記第２の増幅器の第２の出力増幅信号の実レベル値を求める出力算出部と、
   を有することを特徴とする増幅装置。
4. 前記線形結合部は、
   前記第１の増幅器側の漏れ係数をα、前記第２の増幅器側の漏れ係数をβ、前記第１の出力増幅信号の実レベル値をｙ１^*、前記第２の出力増幅信号の実レベル値をｙ２^*とし、前記第１の線形結合信号のレベル値ｙ₊と、前記第２の線形結合信号のレベル値ｙ_-は、
   

   

   で行列表現される値であることを特徴とする請求項３記載の増幅装置。
5. 前記出力算出部は、
   

   

   の両辺に左から
   

   

   の逆行列を掛けて、
   

   

   で示される前記第１の出力増幅信号の実レベル値ｙ１^*と、前記第２の出力増幅信号の実レベル値ｙ２^*を求めることを特徴とする請求項４記載の増幅装置。
6. 前記線形結合部は、
   前記第１のリーケージ信号と前記第２のリーケージ信号とを結合して、前記第１の線形結合信号を生成する第１の結合器と、
   前記第１のリーケージ信号の位相を＋９０°シフトする第１の移相器と、
   前記第２のリーケージ信号の位相を−９０°シフトする第２の移相器と、
   前記第１の移相器の出力信号と、前記第２の移相器の出力信号とを結合して、前記第２の線形結合信号を生成する第２の結合器と、
   を備えることを特徴とする請求項３記載の増幅装置。
7. 前記第１の増幅器の出力の歪み補償を行う第１の歪み補償部と、前記第２の増幅器の出力の歪み補償を行う第２の歪み補償部をさらに備え、
   前記第１の歪み補償部は、前記第１の増幅器の入力信号のレベル値と、前記第１の出力増幅信号の実レベル値との誤差が所定値となるような第１の補正信号を生成し、前記第１の補正信号を前記第１の増幅器の入力に乗算し、
   前記第２の歪み補償部は、前記第２の増幅器の入力信号のレベル値と、前記第２の出力増幅信号の実レベル値との誤差が所定値となるような第２の補正信号を生成し、前記第２の補正信号を前記第２の増幅器の入力に乗算する、
   ことを特徴とする請求項３記載の増幅装置。
8. 歪み補償方法において、
   複数の増幅器の出力がクロスリーケージを受けて生じた複数のリーケージ信号に対し、前記リーケージ信号のレベル値の線形結合を行って、複数の線形結合信号を生成し、
   前記線形結合信号のレベル値から、前記増幅器の複数の出力増幅信号の実レベル値を求め、
   前記増幅器の入力信号のレベル値と、前記出力増幅信号の実レベル値との誤差が所定値となるような補正信号を生成し、
   前記補正信号を前記増幅器の入力に乗算して、前記増幅器の出力の歪みを補償することを特徴とする歪み補償方法。
   

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