JP5553540B2 - ドライバ回路及び制御回路 - Google Patents

Description

ドライバ回路及び制御回路に関するものである。

従来、発光ダイオード（Light Emitting Diode：ＬＥＤ）を駆動するドライバ回路が各種提案されている（例えば、特許文献１参照）。ドライバ回路の回路例を図３，４に示す。

図３に示すドライバ回路は、一定電圧に制御した出力電圧Ｖｏを発光ダイオード５１に供給し、発光ダイオード５１に一定の電流を流す。発光ダイオード５１のカソードに接続したトランジスタＱ５１を制御信号Ｓｃによりオンオフ制御する。従って、制御信号Ｓｃのデューティを変更することにより、発光ダイオード５１のオン時間が変更されるため、光量（輝度）変更が可能である。

図４に示すドライバ回路は、発光ダイオード５１のカソードが接続されたノードの電位を、パルスの制御信号Ｓｃの平均電圧と等しくするように、出力電圧Ｖｏを調整する。発光ダイオード５１には、上記ノードの電位と抵抗Ｒ５１の抵抗値に応じた電流が流れる。制御信号Ｓｃの平均電圧は、デューティに対応する。従って、制御信号Ｓｃのデューティを変更することにより、発光ダイオード５１の光量変更が可能である。

特開２００４−０２２９２９号公報

ところで、図３に示すドライバ回路は、接続される発光ダイオード５１による電圧降下（順方向電圧）にばらつきがあっても駆動可能なように出力電圧Ｖｏにマージンが設定される。このマージンは、出力電圧Ｖｏにおける損失となり、効率の点で問題となる。

一方、図４に示すドライバ回路は、制御信号Ｓｃのデューティにより発光ダイオード５１に流れる電流が変化するため、発光ダイオード５１から出射される光の色温度が変化する。色温度の変化は、白色の発光ダイオードほど顕著である。

このドライバ回路で、低損失で色温度の変化を抑制することを目的とする。

本発明の一観点によれば、ドライバ回路は、駆動信号に応答してオンオフする第１のトランジスタを含み、前記第１トランジスタのオンオフにより入力電圧に基づいて負荷に供給する出力電圧を生成する電圧生成部と、前記負荷とグランドとの間に接続され、制御信号に応答して前記負荷から前記グランドに向って流れる駆動電流をオンオフ制御する第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと前記グランドとの間に接続され、前記駆動電流を設定する抵抗と、前記第２のトランジスタと前記抵抗との間の駆動電圧に応じて前記駆動信号のパルス幅を調整する制御回路とを有し、前記制御回路は、前記駆動信号を出力するドライバを含み、前記制御信号に基づいて、前記第１のトランジスタがオフする間、前記ドライバを停止する。

開示のドライバ回路によれば、低損失で色温度の変化を抑制することができる。

一実施形態のドライバ回路の回路図である。 図１のドライバ回路の動作波形図である。 ドライバ回路の従来例を示す回路図である。 ドライバ回路の従来例を示す回路図である。

以下、一実施形態を図１〜図２に従って説明する。
図１に示すように、ドライバ回路は、電圧生成部１１と制御回路１２を含む。電圧生成部１１は、インダクタＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１を含む。インダクタＬ１の第１端子は入力電圧Ｖｉが供給される入力端子Ｐ１に接続され、インダクタＬ１の第２端子はダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードは出力端子Ｐ２に接続されている。上記インダクタＬ１の第２端子はトランジスタＱ１に接続されている。トランジスタＱ１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースが低電位電源（本実施形態ではグランド）に接続され、ドレインがインダクタＬ１に接続され、ゲートには制御回路１２から駆動信号Ｓｄが供給されている。上記出力端子Ｐ２にはコンデンサＣ１の第１端子が接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。

上記トランジスタＱ１は、Ｈレベルの駆動信号Ｓｄに応答してオンし、Ｌレベルの駆動信号Ｓｄに応答してオフする。トランジスタＱ１がオンすると、インダクタＬ１に電流が流れる。トランジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ１は電流を流そうとし、入力端子Ｐ１からインダクタＬ１とダイオードＤ１との間のノードＮ１に向って電流が流れ、ノードＮ１の電圧が上昇する。ノードＮ１の電圧と出力端子Ｐ２の電圧との差がダイオードＤ１の順方向電圧以上となるとダイオードＤ１が導通し電流が出力端子Ｐ２に向って流れる。言い換えれば、トランジスタＱ１をオンしてインダクタＬ１に電流を流してインダクタＬ１にエネルギを蓄積し、トランジスタＱ１をオフしてインダクタＬ１に蓄積したエネルギを出力端子Ｐ２側に放出することで電圧変換を行う。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を介して流れる電流（電荷）を蓄積し、出力電圧Ｖｏを平滑化する。上記の動作を繰り返すことにより、ドライバ回路は、入力電圧Ｖｉより高い出力電圧Ｖｏを生成する。

端子Ｐ２には負荷１３の第１端子が接続され、負荷１３の第２端子は端子Ｐ３に接続されている。負荷１３は、複数の発光ダイオード１３ａ〜１３ｄを含む。複数の発光ダイオード１３ａ〜１３ｄは、端子Ｐ２から端子Ｐ３に向って順方向となるように直列接続されている。即ち、端子Ｐ２には発光ダイオード１３ａのアノードが接続され、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｃのカソードは次段の発光ダイオード１３ｂ〜１３ｄのアノードに接続され、発光ダイオード１３ｄのカソードは端子Ｐ３に接続されている。

端子Ｐ３には、トランジスタＱ２が接続されている。トランジスタＱ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレインが負荷１３に接続され、ソースが抵抗Ｒ１を介してグランドに接続され、ゲートが端子Ｐ４に接続されている。その端子Ｐ４には制御信号Ｓｃが供給されている。制御信号Ｓｃはパルス信号であり、トランジスタＱ２は、Ｈレベルの制御信号Ｓｃに応答してオンし、Ｌレベルの制御信号Ｓｃに応答してオフする。

トランジスタＱ２がオンすると、負荷１３には、出力電圧Ｖｏと、端子Ｐ２とグランドとの間のインピーダンス（抵抗成分）に応じた駆動電流Ｉｄが流れる。負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄは、この駆動電流Ｉｄに応じた輝度で発光する。このとき、負荷１３と抵抗Ｒ１との間のノードＮ２の電圧Ｖｄは、駆動電流Ｉｄと抵抗Ｒ１の抵抗値に応じた電圧となる。

トランジスタＱ２がオフすると、電流Ｉｄが流れなくなるため、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄは発光を停止する。すると、ノードＮ２の電圧Ｖｄは、グランドレベル（０ボルト）となる。

即ち、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｄは、Ｈレベルの制御信号Ｓｃに応答して発光し、Ｌレベルの制御信号Ｓｃに応答して発光を停止する。つまり、ドライバ回路は、負荷１３の発光ダイオード１３ａ〜１３ｄをパルス駆動する。そして、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｄが発光している期間は、制御信号ＳｃがＨレベルである期間に相当し、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄから出射される光の光量は、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｄに駆動電流Ｉｄが流れる期間（発光期間：オン期間）と駆動電流Ｉｄが流れない期間（非発光期間：オフ期間）との比、即ち制御信号Ｓｃのデューティ比に対応する。従って、制御信号Ｓｃのデューティを変更することにより、負荷１３の発光ダイオード１３ａ〜１３ｄから出射される光量を変更することができる。

次に、制御回路１２について説明する。
制御回路１２は、１つの半導体チップ（ＬＳＩ）に形成された素子を含む。この制御回路１２は、トランジスタＱ１に接続された端子Ｔ１と、トランジスタＱ２及び端子Ｐ４に接続された端子Ｔ２と、トランジスタＱ２と抵抗Ｒ１との間のノードＮ２に接続された端子Ｔ３を含む。従って、制御回路１２は、端子Ｔ１からトランジスタＱ１を駆動するための駆動信号Ｓｄを出力する。また、制御回路１２は、端子Ｔ２から制御信号Ｓｃを入力し、端子Ｔ３からノードＮ２の電圧Ｖｄを入力する。なお、制御回路１２は、図示しない電源端子を有し、制御回路１２に含まれる素子の動作に必要な動作電圧が電源端子から供給される。動作電圧は、例えば入力電圧Ｖｉ、図示しない電源回路により生成された電圧である。

制御回路１２は、サンプルホールド回路（ＳＨ回路）２１、誤差増幅器（エラーアンプ）２２、ソフトスタート制御回路２３、比較器（ＰＷＭコンパレータ）２４、発振器２５、ドライバ２６、基準電源Ｅ１を含む。

ＳＨ回路２１は、スイッチＳＷ１とコンデンサＣ１１を含む。スイッチＳＷ１の第１端子は端子Ｔ３を介してノードＮ２に接続され、スイッチＳＷ１の第２端子はコンデンサＣ１１の第１端子に接続され、コンデンサＣ１１の第２端子はグランドに接続されている。また、コンデンサＣ１１の第１端子は誤差増幅器２２の反転入力端子に接続されている。スイッチＳＷ１には端子Ｔ２及び端子Ｐ４を介して制御信号Ｓｃが供給される。スイッチＳＷ１は、上記の負荷１３を駆動するためのトランジスタＱ２と同様に、制御信号Ｓｃに応答してオンオフする。つまり、スイッチＳＷ１は、トランジスタＱ２と同様に、Ｈレベルの制御信号Ｓｃに応答してオンし、Ｌレベルの制御信号Ｓｃに応答してオフする。

スイッチＳＷ１がオン（トランジスタＱ２がオン）すると、そのスイッチＳＷ１が接続されたノードＮ２の電圧ＶｄがコンデンサＣ１１に供給され、そのコンデンサＣ１１の第１端子には電圧Ｖｄによる電荷が蓄積され、第１端子の電圧がノードＮ２の電圧Ｖｄと等しくなる。スイッチＳＷ１がオフ（トランジスタＱ２がオフ）すると、コンデンサＣ１１はノードＮ２から切り離される。従って、コンデンサＣ１１は、スイッチＳＷ１がオン、即ちトランジスタＱ２がオンして負荷１３に電流Ｉｄが流れるときのノードＮ２の電圧Ｖｄを保持する。このコンデンサＣ１１に保持した電圧Ｖｈがフィードバック電圧として誤差増幅器２２に供給される。

図２左部分に一点鎖線で示すように、ノードＮ２の電圧Ｖｄは、制御信号ＳｃによりオンオフされるトランジスタＱ２を介して負荷１３（発光ダイオード１３ａ〜１３ｄ）に流れる駆動電流Ｉｄに応じて、パルス状に変化する。ＳＨ回路２１は、トランジスタＱ２のオン期間（制御信号ＳｃがＨレベルである期間）に電圧Ｖｄをサンプリングし、トランジスタＱ２のオフ期間、保持した電圧Ｖｈを出力する。

誤差増幅器２２は２つの非反転入力端子を有し、第１の非反転入力端子には基準電源Ｅ１から第１の基準電圧Ｖｒ１が供給され、第２の非反転入力端子にはソフトスタート制御回路２３から第２の基準電圧Ｖｒ２が供給される。第１の基準電圧Ｖｒ１は、負荷１３に流す駆動電流Ｉｄのピーク値に応じて設定されている。

ソフトスタート制御回路２３は、ドライバ回路の起動時に、第２の基準電圧Ｖｒ２をグランドレベルから所定電圧（第１の基準電圧Ｖｒ１以上の電圧であり、例えば動作電圧）まで徐々に上昇させる。誤差増幅器２２は、２つの非反転入力端子に供給される基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２のうちの低い方の電圧と、反転入力端子に供給される保持電圧Ｖｈとの差電圧を増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。

比較器２４の非反転入力端子には誤差増幅器２２から出力される誤差電圧Ｖｅが供給され、反転入力端子には発振器２５から出力される参照電圧Ｖｃとを比較し、その比較結果に応じたレベルの誤差信号Ｓｅを出力する。発振器２５は、図２に示すように、波形が三角波状の参照電圧Ｖｃを生成する。従って、比較器２４は、誤差電圧Ｖｅと参照電圧Ｖｃの比較結果に応じた誤差信号Ｓｅを出力する。本実施形態において、比較器２４は、誤差電圧Ｖｅが参照電圧Ｖｃよりも高い期間ではＨレベルの誤差信号Ｓｅを出力し、誤差電圧Ｖｅが参照電圧Ｖｃよりも低い期間ではＬレベルの誤差信号Ｓｅを出力する。従って、誤差電圧Ｖｅが参照電圧Ｖｃのピーク電圧（トップ電圧とボトム電圧）の範囲内にあるとき、誤差信号Ｓｅはパルス信号であり、そのパルス幅は誤差電圧Ｖｅに対応する。また、比較器２４は、誤差電圧Ｖｅが参照電圧Ｖｃのピーク電圧の範囲外にあるとき、誤差信号Ｓｅは一定レベル（Ｈレベル又はＬレベル）となる。

ドライバ２６には、上記誤差信号Ｓｅと許可信号Ｓａが入力される。ドライバ２６の出力端子は端子Ｔ１を介してトランジスタＱ１のゲートに接続される。ドライバ２６は、誤差信号Ｓｅに基づいて、トランジスタＱ１を制御可能なレベルの駆動信号Ｓｄを生成する。誤差信号Ｓｅがパルス信号であるため、ドライバ２６から出力される駆動信号Ｓｄはパルス信号である。そして、ドライバ２６は、許可信号Ｓａに応答して、駆動信号Ｓｄを出力又は停止する。本実施形態に於いて、ドライバ２６は、Ｈレベルの許可信号Ｓａに応答して駆動信号Ｓｄを出力し、Ｌレベルの許可信号Ｓａに応答して駆動信号Ｓｄの出力を停止する。従って、駆動信号Ｓｄは、図２左部分に示すように、制御信号ＳｃがＨレベルである期間、誤差電圧Ｖｅと参照電圧Ｖｃの比較に応じたパルスとなり、制御信号ＳｃがＬレベルである期間、一定レベル（本実施形態ではＬレベル）となる。

トランジスタＱ１は、駆動信号Ｓｄに応答してオンオフする。従って、パルス信号である駆動信号ＳｄによりトランジスタＱ１がスイッチングする。なお、駆動信号Ｓｄの出力停止は、ドライバ２６が一定レベルの駆動信号Ｓｄを出力することであり、このレベルはトランジスタＱ１がオフするレベルである。つまり、駆動信号Ｓｄの出力が停止されることにより、トランジスタＱ１がオフする。従って、駆動信号Ｓｄの出力が停止されると、トランジスタＱ１のスイッチングが停止される。

上記の構成による出力電圧Ｖｏの制御を説明する。なお、誤差増幅器２２は、保持電圧Ｖｈを第１の基準電圧Ｖｒ１又は第２の基準電圧Ｖｒ２と比較するが、何れの基準電圧でも動作は同じであるため、ここでは、第１の基準電圧Ｖｒ１と比較する場合について説明する。また、保持電圧Ｖｈは、ノードＮ２の電圧Ｖｄと等しい電圧であり、電圧Ｖｄが負荷１３の駆動に関するものであるから、ノードＮ２の電圧Ｖｄに対応する制御として説明する。

ノードＮ２の電圧Ｖｄが低下すると、誤差増幅器２２は、誤差電圧Ｖｅを高くする。その結果、比較器２４から出力される誤差信号ＳｅのＨレベルのパルス幅が長くなる。この結果、トランジスタＱ１のオン時間が長くなり、出力電圧Ｖｏが上昇する。従って、ノードＮ２の電圧Ｖｄが上昇する。ノードＮ２の電圧Ｖｄが上昇すると、誤差増幅器２２は、誤差電圧Ｖｅを低くする。その結果、比較器２４から出力される誤差信号ＳｅのＨレベルのパルス幅が短くなる。この結果、トランジスタＱ１のオン時間が短くなり、出力電圧Ｖｏが低下する。従って、ノードＮ２の電圧Ｖｄが低下する。ドライバ回路は、上記の動作を繰り返すことにより、ノードＮ２の電圧Ｖｄを第１の基準電圧Ｖｒ１に近づけるように動作し、ノードＮ２の電圧Ｖｄが、第１の基準電圧Ｖｒ１と等しい、又は近い電圧で安定する。つまり、ドライバ回路は、ノードＮ２の電圧Ｖｄを第１の基準電圧Ｖｒ１と等しくするように、出力電圧Ｖｏを生成するトランジスタＱ１のスイッチングを制御する。

このとき、出力電圧Ｖｏは、負荷１３に含まれる発光ダイオードの順方向電圧Ｖｆと、発光ダイオードの段数ｎに応じた電圧（Ｖｏ＝Ｖｆ×ｎ＋Ｖｄ）となる。従って、順方向電圧が異なる発光ダイオードを含む負荷を端子Ｐ２，Ｐ３間に接続すると、ドライバ回路は、発光ダイオードの順方向電圧に応じて出力電圧Ｖｏを制御する。同様に、発光ダイオードの段数が異なる負荷を端子Ｐ２，Ｐ３間に接続すると、ドライバ回路は、負荷に含まれる発光ダイオードの段数に応じて出力電圧Ｖｏを制御する。このように、ドライバ回路は、負荷１３に応じて出力電圧Ｖｏを制御するため、マージンの設定が不要となり、生成する出力電圧Ｖｏの使用効率がよい。従って、図３に示す従来例と比べて、出力電圧Ｖｏにおける損失が少なく、消費電力が低減される。

負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの輝度は、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの駆動時間、即ち発光ダイオード１３ａ〜１３ｄを駆動する制御信号Ｓｃのパルス幅に対応する。従って、制御信号Ｓｃのパルス幅を変更することにより、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの輝度を変更することができる。このとき、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄ、即ち負荷１３に流れる駆動電流Ｉｄは、ノードＮ２の電圧Ｖｄと抵抗Ｒ１の抵抗値に応じて決定され、制御信号Ｓｃのパルス幅の影響を受けない。従って、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの輝度を変更しても、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｄに流れる駆動電流Ｉｄは変化しないため、各発光ダイオード１３ａ〜１３ｄから出射される光の色度は変化しない。つまり、色度の変化を抑制することができる。

また、上記の制御回路１２は、判定回路２７、アンド回路２８を含む。本実施形態に於いて、判定回路２７は比較器である。以後、比較器として説明する。比較器２７の反転入力端子はグランドに接続され、非反転入力端子は端子Ｔ３に接続されている。従って、比較器２７は、ノードＮ２の電圧Ｖｄとグランドレベルとを比較し、その比較結果に応じたレベルの判定信号Ｓｋを出力する。比較器２７は、電圧Ｖｄがグランドレベルに基づく電圧より低いときにＬレベルの判定信号Ｓｋを出力し、電圧Ｖｄがグランドレベルに基づく電圧よりも高いときにＨレベルの判定信号Ｓｋを出力する。グランドレベルに基づく電圧は、例えば比較器２７における入力オフセットである。比較器２７は、電圧Ｖｄがオフセット電圧よりも低いときにＬレベルの判定信号Ｓｋを出力し、電圧Ｖｄがオフセット電圧よりも高いときにＨレベルの判定信号Ｓｋを出力する。

なお、本実施形態では、電圧Ｖｄを判定するために比較器２７の入力オフセットを利用している。ノードＮ２の電圧Ｖｄは、端子Ｐ２，Ｐ３間に負荷１３が接続され、負荷駆動用のトランジスタＱ２がオンしているときに、負荷１３を駆動する駆動電流Ｉｄと、抵抗Ｒ１の抵抗値により定まる値となる。このときの電圧を第１の電圧とする。一方、負荷１３（発光ダイオード）の脱落や端子Ｐ２，Ｐ３間に断線等の異常が生じたとき、又はトランジスタＱ２がオフしているときに、ノードＮ２の電圧Ｖｄはグランドレベルと等しい電圧、またはグランドレベルに近い電圧となる。このときの電圧を第２の電圧とする。比較器２７は、ノードＮ２の電圧Ｖｄが、上記の第１の電圧であるか第２の電圧であるかを判定するためのものである。従って、この判定が可能なようにしきい値が設定されればよく、本実施形態では比較器２７の入力オフセットをしきい値として設定している。

比較器２７には、ソフトスタート制御回路２３から出力される制御信号Ｓｓが供給される。ソフトスタート制御回路２３は、上記したように、基準電圧Ｖｒ２をグランドレベルから所定電圧まで徐々に上昇させる。所定電圧と等しい基準電圧Ｖｒ２を出力することにより、ソフトスタートが完了する。ソフトスタート制御回路２３は、このソフトスタートの間、Ｌレベルの制御信号Ｓｓを出力し、ソフトスタートの完了後にＨレベルの制御信号Ｓｓを出力する。比較器２７は、Ｈレベルの制御信号Ｓｓに応答して動作し、比較結果に応じたレベルの判定信号Ｓｋを出力する。また、比較器２７は、Ｌレベルの制御信号Ｓｓに応答して比較動作を停止し、Ｈレベルの判定信号Ｓｋを出力する。

上記の比較器２７から出力される判定信号Ｓｋは、アンド回路２８に供給される。このアンド回路２８は、上記の比較器２７の出力端子に接続された入力端子と、端子Ｔ２を介して端子Ｐ４に接続された入力端子と、ドライバ２６に接続された出力端子とを有している。従って、アンド回路２８は、上記の判定信号Ｓｋと制御信号Ｓｃを論理積演算した結果に応じた許可信号Ｓａを出力する。従って、アンド回路２８は、判定信号Ｓｋと制御信号Ｓｃのうちの少なくとも一方がＬレベルのときにＬレベルの許可信号Ｓａを出力し、判定信号Ｓｋと制御信号ＳｃがともにＨレベルのときにＨレベルの許可信号Ｓａを出力する。

上記したように、ドライバ２６は、Ｈレベルの許可信号Ｓａに応答して駆動信号Ｓｄを出力し、Ｌレベルの許可信号Ｓａに応答して駆動信号Ｓｄの出力を停止する。許可信号Ｓａは、制御信号Ｓｃと判定信号Ｓｋに基づく。従って、ドライバ２６は、制御信号Ｓｃに基づいて、トランジスタＱ２をオフするとき、即ち負荷１３を駆動しない（発光ダイオード１３ａ〜１３ｄを発光させない）ときに、駆動信号Ｓｄの出力を停止する。つまり、信号を出力する出力部の動作を停止するため、消費電力が低減する。

また、制御信号ＳｃによりトランジスタＱ２をオフすると、トランジスタＱ２と抵抗Ｒ１の間のノードＮ２にける電圧Ｖｄが低下する。この電圧Ｖｄを誤差増幅器２２に供給すると、誤差増幅器２２は、トランジスタＱ２をオンしている時の電圧Ｖｄの変動と同様に動作し、誤差電圧Ｖｅが変動する。その結果、誤差信号Ｓｅのパルス幅が、基準電圧Ｖｒ１に対応するパルス幅からずれる。次に、制御信号ＳｃによりトランジスタＱ２をオンすると、その制御信号Ｓｃによりドライバ２６が駆動信号Ｓｄを出力する。この時の駆動信号Ｓｄのパルス幅は、ノードＮ２の電圧Ｖｄが安定しているときのパルス幅よりも長いため、出力電圧Ｖｏ、ひいてはノードＮ２の電圧Ｖｄが上昇する。その結果、負荷１３に流れる駆動電流Ｉｄが多くなる。即ち、ノードＮ２の電圧Ｖｄを誤差増幅器２２に供給すると、次にトランジスタＱ２をオンしたときの出力電圧Ｖｏが変動する。

本実施形態では、トランジスタＱ２をオンしているときの電圧ＶｄをＳＨ回路２１にて保持し、その保持電圧Ｖｈを誤差増幅器２２に供給している。従って、誤差電圧Ｖｅ、誤差信号Ｓｅのパルス幅の変動が抑制される。従って、次にトランジスタＱ２をオンした時には、ノードＮ２の電圧Ｖｄを安定化する基準電圧Ｖｒ１に対応するパルス幅の駆動信号Ｓｄが出力されるため、出力電圧Ｖｏ、ひいては電圧Ｖｄの変動を抑制することができる。このため、負荷１３に流す駆動電流Ｉｄの変動を抑制することができるため、負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄから放射される光の色度の変動を抑制することができる。

負荷１３の脱落などの異常が発生すると、図２に示すように、トランジスタＱ２をオンしているときであっても保持電圧Ｖｈがほぼグランドレベルとなるため、誤差電圧Ｖｅが高くなる。このため、ドライバ２６の動作を制御しない、つまり駆動信号Ｓｄを継続して出力すると、出力電圧Ｖｏが高くなり、過電圧状態となる。本実施形態のドライバ２６は、判定信号Ｓｋに基づいて、駆動信号Ｓｄの出力を停止する。つまり、トランジスタＱ１のスイッチングを停止するため、出力電圧Ｖｏが異常に高くなる過電圧状態を防止することができる。

ところで、例えば図４に示すように、出力電圧Ｖｏをフィードバックし、その出力電圧Ｖｏが所定電圧よりも高くなると負荷の異常と判定し、ドライバを停止することが考えられる。この回路では、負荷（発光ダイオード）の脱落により発光ダイオードのカソードにおける電圧が低下し、その電圧に応じて出力電圧Ｖｏを上昇させる。そして、その出力電圧Ｖｏが所定電圧より高くなってからドライバを停止する。

一方、本実施形態のドライバ回路は、負荷１３の脱落によりノードＮ２の電圧Ｖｄが低下すると、ドライバ２６を停止する。このため、図４に示す回路例と比べて、早くドライバ２６を停止することができ、出力電圧Ｖｏの上昇を抑制する。

また、発光ダイオードを駆動するドライバ回路は、入力電圧Ｖｉより高い出力電圧Ｖｏを生成する。例えば、リチウム電池など電池で直列接続された４つの発光ダイオードを駆動するドライバ回路では、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖｉの３〜４倍の電圧となる。このため、出力電圧Ｖｏを監視する過電圧保護回路には、耐圧の高い素子を用いなければならない。

一方、本実施形態のドライバ回路は、負荷１３を駆動するトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１の間のノードＮ２の電圧Ｖｄをフィードバックし、出力電圧Ｖｏの過電圧を防止する。つまり、比較器２７は、過電圧防止回路の一例としてあげられる。出力電圧Ｖｏは、この電圧Ｖｄに対応する。従って、電圧Ｖｄは低い方が、出力電圧Ｖｏに対する効率がよい。従って、この電圧Ｖｄが供給される比較器２７は、耐圧を高くする必要がなく、他の回路素子と同程度の耐圧であればよい。高い耐圧の素子は、耐圧が低い素子よりも占有面積が大きい。従って、低い耐圧の素子により過電圧防止回路を構成することができるため、ドライバ回路を形成する面積を従来例と比べて小さくすることができる。

以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ドライバ回路は、負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄのカソード側に接続されたトランジスタＱ２を制御信号Ｓｃによりオンオフすることにより、負荷１３を駆動する。負荷１３に流れる駆動電流Ｉｄは、トランジスタＱ２とグランドとの間に接続された抵抗Ｒ１と、ノードＮ２の駆動電圧Ｖｄに応じて設定される。従って、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの輝度を変更するべくトランジスタＱ２のオン期間を変更しても、負荷１３に流れる駆動電流Ｉｄは変化しないため、発光ダイオード１３ａ〜１３ｄから放射される光の色度の変動を抑制することができる。

（２）ドライバ回路は、負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄのカソード側に接続されたトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１の間のノードＮ２の電圧Ｖｄと等しい保持電圧Ｖｈを誤差増幅器２２に帰還して駆動信号Ｓｄのパルス幅を調整するようにした。その結果、出力電圧Ｖｏは、ノードＮ２の電圧Ｖｄと、負荷１３に含まれる発光ダイオード１３ａ〜１３ｄの段数及び順方向電圧に応じた電圧となる。従って、出力電圧Ｖｏにマージンを設定する方法と比べて、生成する出力電圧Ｖｏの使用効率がよい。即ち、出力電圧Ｖｏにおける損失を少なくすることができ、消費電力を低減することができる。

（３）制御回路１２は、出力電圧Ｖｏを生成するためのトランジスタＱ１をオンオフする駆動信号Ｓｄを出力するドライバ２６を含む。そして、負荷１３に接続されたトランジスタＱ２をオンオフして負荷１３対する駆動電流Ｉｄのオンオフを制御する制御信号Ｓｃが入力されるアンド回路２８から出力される許可信号Ｓａに基づいて、トランジスタＱ２のオフ期間にドライバ２６を停止するようにした。ドライバ２６は、駆動信号Ｓｄの出力を停止する。つまり、信号を出力する出力部の動作を停止するため、消費電力を低減することができる。

（４）比較器２７は、負荷１３を駆動するトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１との間のノードＮ２の電圧Ｖｄに基づいて、判定信号Ｓｋを出力する。アンド回路２８は、この判定信号Ｓｋに基づいて許可信号Ｓａを出力し、ドライバ２６は、許可信号Ｓａに基づいて停止する。その結果、トランジスタＱ１のスイッチングを停止するため、出力電圧Ｖｏが異常に高くなる過電圧状態等を防止することができる。

（５）制御回路１２は、ノードＮ２の電圧ＶｄをサンプリングするＳＨ回路２１を含み、ＳＨ回路２１の保持電圧Ｖｈと基準電圧Ｖｒ１とを比較してトランジスタＱ１をオンオフする駆動信号Ｓｄを生成する。ノードＮ２の電圧Ｖｄは、トランジスタＱ２がオフするとグランドレベルに低下するため、そのトランジスタＱ２をオンしたときには、所望の出力電圧Ｖｏに対応する電圧からずれている場合がある。しかし、保持電圧Ｖｈに応じて生成した駆動信号ＳｄによりトランジスタＱ１を駆動して出力電圧Ｖｏを生成しているため、駆動電圧Ｖｄの変動の影響を受けない。つまり、安定した出力電圧Ｖｏを生成することができる。

（６）比較器２７は、負荷１３を駆動するトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１との間のノードＮ２の電圧Ｖｄに基づいて、負荷１３の異常を判定する。ノードＮ２の電圧Ｖｄは、負荷１３に異常が発生したとき、又はトランジスタＱ２がオフしたときにグランドレベルとなるため、この電圧Ｖｄが供給される比較器２７は、耐圧を高くする必要がなく、他の回路素子と同程度の耐圧であればよい。高い耐圧の素子は、耐圧が低い素子よりも占有面積が大きい。従って、低い耐圧の素子により過電圧防止回路を構成することができるため、ドライバ回路を形成する面積を従来例と比べて小さくすることができる。

（７）ソフトスタート制御回路２３は、第２の基準電圧Ｖｒ２をドライバ回路の起動時に徐々に上昇させるようにした。従って、誤差増幅器２２は、起動時に、保持電圧Ｖｈと第２の基準電圧Ｖｒ２との差に応じた誤差電圧Ｖｅを出力する。その結果、起動時における突入電流の発生を抑制することができる。

（８）ソフトスタート制御回路２３は、ソフトスタート完了後にソフトスタート制御信号Ｓｓを出力し、比較器２７はソフトスタート制御信号Ｓｓに基づいて、ソフトスタート完了後に動作するようにした。その結果、起動時における電圧変動によりドライバ２６が停止するのを防止することができる。また、起動時に比較器２７を停止することにより、消費電力を低減することができる。

尚、上記各実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記実施形態では、抵抗Ｒ１により負荷１３に流れる電流Ｉｄを設定するようにしたが、定電流源を用いて負荷１３に流れる電流Ｉｄを設定するようにしてもよい。

・上記実施形態では、制御回路１２を半導体チップ上に形成したが、チップに含む素子を適宜変更してもよい。例えば、トランジスタＱ１，Ｑ２のうちの少なくとも一方を制御回路１２と共にチップ上に形成してもよい。

上記各実施形態に関し、以下の付記を開示する。

１１ 電圧生成部
１２ 制御回路
１３ 負荷
２６ ドライバ
Ｉｄ 駆動電流
Ｒ１ 抵抗
Ｓｃ 制御信号
Ｓｄ 駆動信号
Ｑ１ 第１のトランジスタ
Ｑ２ 第２のトランジスタ
Ｖｄ 駆動電圧
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｖｒ１ 第１の基準電圧

Claims (6)

1. 駆動信号に応答してオンオフする第１のトランジスタを含み、前記第１トランジスタのオンオフにより入力電圧に基づいて負荷に供給する出力電圧を生成する電圧生成部と、
   前記負荷とグランドとの間に接続され、制御信号に応答して前記負荷から前記グランドに向って流れる駆動電流をオンオフ制御する第２のトランジスタと、
   前記第２のトランジスタと前記グランドとの間に接続され、前記駆動電流を設定する抵抗と、
   前記第２のトランジスタと前記抵抗との間の駆動電圧に応じて前記駆動信号のパルス幅を調整する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、前記駆動信号を出力するドライバを含み、前記制御信号に基づいて、前記第２のトランジスタがオフする間、前記ドライバを停止し、
   前記駆動電流は、前記抵抗及び前記駆動電圧に基づいて設定される、
   ことを特徴とするドライバ回路。
2. 前記制御回路は、
   前記駆動電圧に基づいて、前記負荷に対する異常の有無を判定して判定信号を出力する判定回路を有し、
   前記ドライバは、前記判定回路に基づいて、前記負荷に異常が発生した場合に前記駆動信号の出力を停止する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のドライバ回路。
3. 前記制御回路は、
   前記判定信号と前記制御信号とに基づいて許可信号を生成するアンド回路を含み、
   前記ドライバは、前記許可信号に基づいて、前記負荷に異常が発生した場合に前記駆動信号の出力を停止する、
   ことを特徴とする請求項２に記載のドライバ回路。
4. 前記制御回路は、
   前記制御信号に基づいて前記第２トランジスタのオン期間に、前記負荷に流す駆動電流を設定する抵抗と前記第２のトランジスタとの間の電圧を保持するサンプルホールド回路と、
   前記サンプルホールド回路の保持電圧と、前記出力電圧に応じて設定された第１の基準電圧との差に応じた誤差電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差電圧と三角波状の参照電圧とを比較して誤差信号を生成する比較器と、
   を有し、
   前記ドライバは、前記誤差信号に基づいて前記出力電圧を生成するための前記第１のトランジスタを駆動する前記駆動信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載のドライバ回路。
5. 前記制御回路は、
   起動時に、第２の基準電圧を徐々に上昇させ、ソフトスタート完了後にソフトスタート制御信号を出力するソフトスタート制御回路を含み、
   前記誤差増幅器は、前記保持電圧を、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの低い方の電圧と差に応じて前記誤差電圧を生成し、
   前記判定回路は、前記ソフトスタート制御信号に基づいて、ソフトスタート完了後に動作する、
   ことを特徴とする請求項４に記載のドライバ回路。
6. 負荷に供給する出力電圧を生成するための第１のトランジスタをオンオフする駆動信号を生成する制御回路であって、
   前記駆動信号を出力するドライバを含み、
   制御信号に基づいてオンオフし、前記負荷からグランドに向って流れる駆動電流を制御する第２のトランジスタと前記グランドとの間に接続され前記駆動電流を設定する抵抗と、前記第２のトランジスタとの間の駆動電圧に応じて前記駆動信号のパルス幅を調整し、前記制御信号に基づいて、前記第２のトランジスタがオフする間、前記ドライバを停止し、
   前記駆動電流は、前記抵抗及び前記駆動電圧に基づいて設定される、
   ことを特徴とする制御回路。

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