JP5545075B2

JP5545075B2 - 直流電源装置

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Publication number: JP5545075B2
Application number: JP2010148984A
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Inventors: 瑞木宇津野; 幸世荒井; 勇二佐山; 博章木内
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Priority date: 2010-06-30
Filing date: 2010-06-30
Publication date: 2014-07-09
Anticipated expiration: 2030-06-30
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Description

本発明は、直流電源装置に係り、特に力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という）を降圧型とした直流電源装置に関する。

商用交流電源の交流電圧を整流平滑回路により整流して直流電圧に変換し、更にこの直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより所望の直流電圧に変換して出力する直流電源装置が従来から用いられている。商用交流電源から整流平滑回路により整流された直流電源を得る際、正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、力率が悪化したり、高調波を発生して周辺に悪影響を与える。これを解決するためＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路を設けることがある。
このＰＦＣ回路は、一般に降圧型ＰＦＣ回路よりも昇圧型ＰＦＣ回路がよく用いられる。そして、昇圧型ＰＦＣ回路の後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続し所望の低圧の直流出力電圧を得ている。

ＰＦＣ回路を用いた従来技術として、例えば、特開２００２−２６２５６３号公報（特許文献１）、特開２０１０−４０８７８号公報（特許文献２）などを挙げることができる。特許文献１に開示された力率改善コンバータにはＰＦＣ回路として昇圧型の力率改善コンバータが用いられている。また、特許文献２に開示された発光ダイオード点灯装置には昇圧動作と力率改善動作を行う昇圧チョッパ（ＢＵＣ）が用いられている。

特開２００２−２６２５６３号公報特開２０１０−４０８７８号公報

上記従来技術では、入力された交流電圧から所望の低圧の直流電圧を出力するために、前段に昇圧型のＰＦＣ回路を設け、後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを設けていた。このように、上記従来技術の直流電源装置が、前段にＰＦＣ回路として昇圧型の力率改善コンバータや昇圧型のチョッパを用い、後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続して用いてきたのは、次のような理由による。
（１）前段のＰＦＣ回路を昇圧型ＰＦＣ回路にすると効率を向上することができる。前段のＰＦＣ回路には交流電源の交流電圧を全波整流した直流電圧が入力されるので、ＰＦＣ回路を昇圧型にしても降圧型にしてもスイッチング素子として同じ耐圧が要求され、換言すればスイッチング素子の仕様としてオン抵抗の小さなものに置き換えることができない。このため、スイッチング素子のオン抵抗の仕様は昇圧型でも降圧型でも同じになる。扱う電力が同じであれば、ＰＦＣ回路を降圧型にして電圧を下げるとその代わりに電流が増える。したがって、降圧型ＰＦＣ回路では昇圧型ＰＦＣ回路に対し大きな電流が流れるので、スイッチング素子のオン抵抗による損失が増加し、効率が低下する。このため、昇圧型ＰＦＣ回路のほうが一般に効率が良い。
（２）また、前段を降圧型ＰＦＣ回路とすると、昇圧型ＰＦＣ回路としたときよりも大きな電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバータへ入力されることになり、これによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電流も大きくなる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率も低下し、電源システム全体の効率が低下する。このため、昇圧型ＰＦＣ回路を用いたほうが電源システム全体の効率を向上させるために有利である。
（３）昇圧型ＰＦＣ回路で昇圧電圧を得ることで、瞬時停電などの障害があっても、１〜２サイクル分の電力を保持することが容易になり、電源の負荷である装置が停止することを回避してシステムとしての信頼性を得ることができる。

上記従来技術は、ＰＦＣ回路を昇圧型とすることにより、効率を向上させ、瞬時停電に対するシステムの信頼性を向上させることができるなどの利点はあるが、発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）を負荷とするような照明用の直流電源装置では、ＬＥＤ負荷を低圧で駆動するために、低圧の直流出力電圧を得る必要があり、昇圧型ＰＦＣ回路の後段に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを設けなければならない。このため、直流電源装置を構成する部品点数が増え、装置の小型化を図る上で障害となり、また、信頼性（ＭＴＢＦ）も低下するなど問題がある。更にコストアップを招く原因となっていた。また、ＬＥＤを負荷とするような照明用の直流電源装置では、瞬時停電に対するシステムの信頼性は要求されていない。したがって、ＬＥＤを負荷とするような照明用の直流電源装置では、ＰＦＣ回路を昇圧型とする必要性がない。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の上記問題を解決した直流電源装置を提供することにある。

本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換して出力する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、前記整流器の出力にスイッチング素子とリアクトルが直列接続され、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより降圧された直流電圧を負荷に供給する降圧型コンバータと、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記電流検出手段で検出された電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段が、前記リアクトルに流れる電流検出信号を前記交流電源の交流電圧の半周期よりも長い時定数を有するフィルタを介して出力するようにしてもよい。
また、前記電流検出手段の信号を一定の信号となる様に制御することで定電流制御するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置が、前記臨界電流検出手段が、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧を超えたことを検出するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段、三角波発生手段、及びゲート信号出力手段の第２基準電位が、前記整流器の整流出力正極端子側の第１基準電位に対しフローティングであってもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段が、直列接続された前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に設けられた電流検出抵抗により前記リアクトルに流れる電流を検出するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記臨界電流検出手段を、前記リアクトルと出力端子との間の電圧をダイオードを介してコンパレータの反転入力端子に入力し、前記コンパレータの非反転入力端子に前記所定電圧を入力し、該コンパレータにより前記リアクトルと出力端子との間の電圧を前記第１の所定電圧と比較することで検出する手段としてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷がＬＥＤ負荷であってもよい。

本発明によれば、ＬＥＤ照明装置などを負荷とする電源装置を、定電流制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ単体で、力率改善機能を備えた降圧型電源装置として提供することができる。したがって、従来技術のように力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを組み合わせることなく、或いは力率改善回路の制御部に乗算器を用いることなくＤＣ−ＤＣコンバータ単体で力率改善が可能になるので、部品点数を大幅に減らし、小型・安価で総合効率を向上し、信頼性の高い電源装置を提供することが可能となる。また、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにて構成するため、平滑コンデンサへの突入電流防止回路などが不要になり、小型・安価な電源装置を提供できる。

本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示した図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の１／２の時点における回路動作波形を示した図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の時点における回路動作波形を示した図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、力率改善動作を模式的に示した図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧波形と入力電流波形をシミュレーションにより示した図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧に対する力率を実測した特性図である。従来技術による直流電源装置の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。

特許文献１に記載された従来技術では、力率改善するためにスロープ信号生成部（乗算回路）が必要になる。これに対し本発明では、リアクトルＬ1の電流の検出のみで力率改善を行うようにし、スロープ信号を用いないようにしている。これにより、スロープ信号生成部が必要なくなり、回路構成を簡単にすることができ、簡易に力率改善を行うことが可能となる。また、リアクトルＬ1の電流を平均化した信号をフィードバックしているので、特許文献１に記載された従来技術のように交流入力電圧の低電圧からピーク電圧に至る変化に対応したドレイン電流の検出は必要としない。この特許文献１に記載された従来技術と同じ信号の検出幅でもスイッチングのＯＮパルス変化幅を大きくとることが可能なので、乗算器を用いた力率改善回路と比較しても、同等な力率値を得ることが可能となる。

（実施形態）
図１に、本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示す。
図１に示すように、直流電源装置１は、商用交流電源ＡＣ１の交流電圧を整流回路ＤＢで全波整流した脈流電圧をスイッチング素子Ｑ１でスイッチングし、降圧することで出力電圧を得ている。

出力の制御は、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号を検出して平均化し、この検出信号に基づき定電流制御となるように行う。リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトルＬ1に直列接続された電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧降下で検出し、この信号をリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号として制御回路２のフィードバック端子に入力する。ここで、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２、及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の時定数で平均化されている。この平均化されたリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号は、定電流制御信号電圧となる。

一方、ダイオードＤ２を介して入力した電圧からリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）を検出し、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のＯＮ信号開始点を決めるパルスを生成する。このパルスを起点として定電流源ＣＣ１の一定電流でコンデンサＣｔを充電して三角波を生成し、この三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達する期間までスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達した時点でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、次の臨界電流のパルス発生タイミングで三角波をリセットする。

このように、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして出力電流を制御すると、スイッチング素子Ｑ１をＯＮするパルス幅は定電流制御信号電圧に応じた一定のパルス幅となり、しかも臨界動作でスイッチングさせることができる。これにより、入力電流波形が正弦波状に近似され、後述の図４のように力率改善を行うことが可能となる。
次に、直流電源装置１の回路構成、及びその回路動作について更に詳述する。

図１を参照して、直流電源装置１の回路構成を説明する。
直流電源装置１の入力端子であるＡＣin1とＡＣin2には商用交流電源ＡＣ１が接続される。この入力端子ＡＣin1とＡＣin2は、ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されており、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧が全波整流されて出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖin）にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子には電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続されている。また、電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子は、リアクトルＬ1の一方の端子に接続され、リアクトルＬ1の他方の端子は直流電源装置１の正側出力端子Ｐout1に接続されている。一方、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は直流電源装置１の負側出力端子Ｐout2（ＧＮＤ１）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子と電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点にはダイオードＤ１のカソード端子が接続され、ダイオードＤ１のアノード端子は整流回路ＤＢの整流出力負極端子と負側出力端子Ｐout2とが接続されたＧＮＤ１ラインに接続されている。また、正側出力端子Ｐout1と負側出力端子Ｐout2間には平滑コンデンサＣ１が接続されている。

点線枠２で示した部分は、直流電源装置１を制御する制御回路を示している。制御回路２には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖinが入力され、また、ダイオードＤ２を介して正側出力端子Ｐout1の電圧が入力され、また、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧が抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３で平滑されて入力されている。また、制御回路２からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に、ＯＮ／ＯＦＦ信号が出力されている。

制御回路２は、ワンショット（ONE SHOT）回路３、起動回路４、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オペアンプＯＰ１、トランスコンダクタンスアンプ（Operational Transconductance Amplifier）ＯＴＡ１、電流源回路ＣＣ１、バッファ回路ＢＦ、コンデンサＣｔ、Ｃｆｂ、抵抗Ｒ４、Ｒ５、基準電圧Ｖref1、Ｖref2、Ｖref3などからなっている。

整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖin）は制御回路２の起動回路４に接続されており、起動回路４は直流電源装置１に商用交流電源ＡＣ１が接続された初期に制御回路２を起動するようになっている。

コンパレータＣＰ２の反転入力端子はダイオードＤ２のカソード端子に接続され、ダイオードＤ２のアノード端子は正側出力端子Ｐout1に接続されている。また、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子は基準電圧Ｖref3の正極端子に接続されている。
また、コンパレータＣＰ２の出力端子はワンショット回路３の入力端子に接続されている。ワンショット回路３の出力端子は、コンパレータＣＰ１の反転入力端子、コンデンサＣｔの一方の端子、及び電流源回路ＣＣ１の一方の端子である電流出力端子が接続された接続点に接続されている。電流源回路ＣＣ１の他方の端子は制御回路２の制御電源回路である内部レギュレータＲｅｇ（不図示）の出力端子に接続されている。

電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子とリアクトルＬ1の一方の端子が接続された接続点には、抵抗Ｒ２の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ２の他方の端子には抵抗Ｒ３の一方の端子が接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子とスイッチング素子Ｑ１のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子とが接続された接続点には、コンデンサＣ２の一方の端子とコンデンサＣ３の一方の端子が接続され、コンデンサＣ２の他方の端子は抵抗Ｒ２の他方の端子と抵抗Ｒ３の一方の端子が接続された接続点に接続され、コンデンサＣ３の他方の端子は抵抗Ｒ３の他方の端子に接続されている。抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３は、電流検出抵抗Ｒ１の両端に発生した電圧を平滑して制御回路２に出力するフィルタ回路を構成している。

電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子、コンデンサＣ２の一方の端子、及びコンデンサＣ３の一方の端子が接続された接続点は、基準電圧Ｖref1、Ｖref2、Ｖref3の負極端子と接続されて制御回路２の基準電位ＧＮＤ２となっている。この基準電位ＧＮＤ２の電位はスイッチング素子Ｑ１のソース端子と電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点の電位であり、整流回路ＤＢの整流出力負極端子と負側出力端子Ｐout2とが接続されたＧＮＤ１ラインに対し電位がフローティングとなっている。基準電位ＧＮＤ２には抵抗Ｒ５の他方の端子、コンデンサＣｔの他方の端子、コンデンサＣｆｂの他方の端子も接続されている。

また、内部レギュレータＲｅｇの出力端子には抵抗Ｒ４の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ４の他方の端子は抵抗Ｒ５の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ５の他方の端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。抵抗Ｒ４の他方の端子と抵抗Ｒ５の一方の端子が接続された接続点には、抵抗Ｒ３の他方の端子とコンデンサＣ３の他方の端子が接続された接続点及びオペアンプＯＰ１の反転入力端子が接続されている。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は基準電圧電源Ｖref2の正極端子に接続され、基準電圧Ｖref2の負極端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子はトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖref1の正極端子に接続され、基準電圧Ｖref1の負極端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子はコンデンサＣｆｂの一方の端子に接続され、コンデンサＣｆｂの他方の端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１は非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖref1と反転入力端子に入力されたオペアンプＯＰ１の出力端子からの電圧との差電圧を電流に変換して増幅し出力する。したがって、コンデンサＣｆｂはトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１からの出力電流により充放電される。

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子とコンデンサＣｆｂの一方の端子が接続された接続点は、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子はバッファ回路ＢＦの入力端子に接続され、バッファ回路ＢＦの出力端子はスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。

次に、直流電源装置１の回路動作を、図２、図３も参照して説明する。図２は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧（電圧Ｖin）のピーク値の１／２の値の点における動作波形を示している。また、図３は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧（電圧Ｖin）のピーク値の点における動作波形を示している。

図２、図３における各波形は、上から、リアクトルＬ1に流れる電流波形ＩＬ1、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧波形ＶＲ１、コンデンサＣ２の電圧波形Ｖｃ２、コンデンサＣ３の電圧波形Ｖｃ３、コンデンサＣｔの電圧波形Ｖｃｔ、コンデンサＣｆｂの電圧波形Ｖｃｆｂ、ワンショット回路３の出力波形、バッファ回路ＢＦの出力波形を示している。

リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（バッファ回路ＢＦの出力がＨ）のときリアクトルＬ1に整流回路ＤＢの正弦波脈動電圧の瞬時値と出力電圧との差電圧が印加されるので、その電圧に略比例した傾斜で増加する（ＯＮ電流という）。また、スイッチング素子がＯＦＦするとリアクトルＬ1に蓄積されたエネルギーは、リアクトルＬ1〜平滑コンデンサＣ１〜ダイオードＤ１〜リアクトルＬ1の閉回路で放電されるので、平滑コンデンサＣ１は充電され、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1を減少させる（回生電流という）。したがって、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、図２、図３に示されるように、三角波状の電流が流れる。時刻ｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、・・・、ｔ２５で示した各タイミングは、回生電流が０Ａになって、自由振動が開始するタイミングである（臨界電流という）。後述するように、時刻ｔ１、ｔ３、・・・ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、・・・、ｔ２５の各タイミングでは臨界電流で自由振動が開始し、このときの自由振動による基準電圧Ｖｒｅｆ３を超える電圧を検出して、内部で生成している三角波（コンデンサＣｔの電圧ＶＣｔ）をリセットする。このリセット周期がスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期となる。

リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、電流検出抵抗Ｒ１により検出される。この検出電圧ＶＲ１は電流が抵抗Ｒ１からリアクトルＬ1の方向に流れるとき、スイッチング素子Ｑ１のソース端子側よりリアクトルＬ1の一方の端子側の方が低電圧になるので図２、図３に示されるように負の電圧として検出される。

電流検出抵抗Ｒ１により検出された電圧ＶＲ１は、抵抗２とコンデンサＣ２，及び抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３により積分される。ここで、この積分乗数の時定数は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期以上の時定数に設定される。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２で構成される第１段のフィルタ回路の出力電圧は、図２、図３のＶｃ２で示されるコンデンサＣ２の電圧であり、やや脈動成分が含まれている。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で構成される第２段のフィルタ回路の出力電圧は、図２、図３のＶｃ３で示されるコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３であり、Ｖｃ２に比べると脈動成分が少なくなり、略一定の電圧となっている。

抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の時定数回路で構成される第２段のフィルタ回路の出力電圧は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。ここで、電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子の電位が電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子の電位（基準電位ＧＮＤ２）に対して負電位になるため、フィルタ回路の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との接続点から入力される電圧を、内部レギュレータＲｅｇの出力電圧を抵抗Ｒ４とＲ５とで分圧した点に接続し、正電位にバイアスしてオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力している。図２、図３に示したＶｃ３は正電位にバイアスされている状態を示している。

また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖref2が接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力された上記フィルタ回路のバイアスされた電圧と非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖref2が比較され、オペアンプＯＰ１はこれらの差分を増幅してトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に出力する。

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖref1が接続され、非反転入力端子の入力電圧と基準電圧Ｖref1とを比較して、その電圧の差分を増幅し、かつ、電圧信号から電流信号に変換して出力する。ここで、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子にはコンデンサＣｆｂとコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力電流はコンデンサＣｆｂの電荷を充放電する。これにより、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力からコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される信号は電圧信号に置き換えられる。

コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、定電流回路ＣＣ１の出力端子とコンデンサＣｔの一方の端子とワンショット回路３の出力端子とが接続された接続点に接続されている。ここで、定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３は、三角波発振器を構成している。すなわち、定電流回路ＣＣ１でコンデンサＣｔを一定電流で充電することで三角波波形の傾斜を決定し、ワンショット回路３は三角波発振のリセットタイミングを決定するパルス信号を出力する。定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３で構成される三角波発振の出力波形は、図２、図３にコンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔとして示されている。

リアクトルＬ1と平滑コンデンサＣ１が接続された接続点の電圧がダイオードＤ２を介してコンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖref3の電圧がコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に入力されている。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦした後のリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の回生が終了した臨界電流時点で自由振動が開始され、この自由振動による制御回路２の基準電位ＧＮＤ２に対して基準電圧Ｖref3を超える正極性の電圧が生じる。この自由振動の電圧が基準電位Ｖref3を超えると、コンパレータＣＰ２の出力は、Ｈレベル信号をワンショット回路３へ出力する。ワンショット回路３は、コンパレータＣＰ２からこのＨレベル信号が入力されたときパルス信号を出力する（図２、図３のワンショット回路３の出力信号参照）。このパルス信号によりコンデンサＣｔの電荷は急速放電される。すなわち、ワンショット回路３は、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の臨界電流のタイミングｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングにてパルス信号を出力する。このパルス信号はスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期における周期開始タイミングを決定する。

バッファ回路ＢＦの出力、言い換えるとスイッチング素子Ｑ１のＯＮパルス信号は、コンパレータＣＰ１により決定される。図２、図３に示すように、コンパレータＣＰ１は、反転入力端子の三角波信号Ｖｃｔと、非反転入力端子のＶｃｆｂ端子電圧を比較し、Ｖｃｆｂ端子電圧よりも三角波信号Ｖｃｔが低い期間（例えば、図２、図３に示すｔ１〜ｔ２、ｔ２１〜ｔ２２などのＴon期間）にＯＮパルス信号をバッファＢＦから出力する。また、ＯＦＦ期間は、前述したようにリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の回生が終了した時点までとなり、図２、図３に示すように、コンデンサＣｔの三角波信号のピーク電圧は固定されず、次のワンショット回路３からのパルス信号まで上昇することになる。図２、図３を比較すると、バッファ回路ＢＦのＴoff期間が図２に対し図３で長くなっている。このように、三角波発振の周波数は固定されず、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧により変化する。

但し、バッファ回路ＢＦのＴon期間は、前述の脈動電圧に左右されず略等しいパルス幅となっている。これは、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の電流検出抵抗Ｒ１の信号（ＶＲ１）が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３により積分され、この積分乗数の時定数は商用交流電源ＡＣ１の半周期以上の時定数に設定されるため、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子の入力電圧の変化が少ないことによる。入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の１／２の場合を示した図２のＶｃ３と、入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の場合を示した図３のＶｃ３の電圧は、略等しい電圧である。これにより、図２、図３に示すように、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間におけるＯＮパルス幅は位相の異なる点であっても略一定となり、入力電圧波形に近似した入力電流が流れることになる。

図４の上側の図は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間における動作を、実際のスイッチング回数（例えば２０kHz）より極端に少なくして（図４ではＶinの半周期で９回のスイッチング回数）、模式的に分かりやすく示したものである。商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧がＶinとして示されている。また、脈動電圧Ｖinの内側に三角波が示されているのはリアクトルＬ1の電流を示している。三角波のＴonとして灰色に塗り潰した部分はＯＮ電流で、その後に続くＴoffとして示した部分は回生電流を示している。図４の下側の図は、上側の図の一部を拡大して示した図である。回生電流で示したリアクトルＬ1の電流IＬ1が０Ａに達した臨界電流直後は自由振動電流が発生する。

臨界電流を起点としてスイッチング素子Ｑ１がＯＮして、リアクトルＬ1に脈動電圧Ｖinと平滑コンデンサＣ１の電圧 (出力電圧Ｖｏ)との差電圧が印加されると、リアクトルＬ1の電流は(Ｖin−Ｖｏ)／Ｌの傾斜で(Ｖin−Ｖｏ)・Ｔon／Lの値まで増加する（LはリアクトルＬ1のインダクタンス値）。このとき、リアクトルＬ1のインダクタンス値Lは一定値で、また期間Ｔonが一定なので、ＯＮ電流における電流のピーク値はその時点の脈動電圧Ｖinの瞬時値と出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例することになる。また、回生電流では、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする代わりにダイオードＤ１がＯＮしてリアクトルＬ1に誘導起電力による電流が流れる。このとき、リアクトルＬ1には平滑コンデンサＣ１の電圧(出力電圧Ｖｏ)が印加される。したがってリアクトルＬ1の電流はＶo／Ｌの傾斜で０Ａ（臨界電流）まで減少する（Ｔoffの期間）。このとき、臨界電流を検出し、この時点を起点に再びスイッチング素子Ｑ１をＯＮすることを繰り返せば、リアクトルＬ1に流れる電流のピーク値が脈動電圧Ｖinの瞬時値に追従して変化させることができるようになり、力率改善が行える。

図５は、本実施形態の直流電源装置１の入力電圧と入力電流の波形をシミュレーションにより得た波形を示している。シミュレーション条件は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間Ｔonを一定とし、臨界電流を起点にスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すものとしている。したがって、オン・オフ電流には次の関係式が成り立つ。
(Ｖin−Ｖo)・Ｔon／L＝Ｖo・Ｔoff／L
このシミュレーション結果をみると、直流電源装置の入力側の電圧と電流は正弦波形となっている。つまり、正側出力端子Ｐout1と負側出力端子Ｐout2間に接続された平滑コンデンサＣ１を充放電する電流は正弦波になる。そして、直流電源装置の出力電流は一定の定電流波形となる。すなわち、電流検出抵抗Ｒ１で検出されたリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の信号を抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３のＲＣ回路で時定数をもって定電流制御することは、一定の負荷抵抗における出力側の平滑コンデンサＣ１の電圧を検出しているのと等価になっていることを意味している。

図６は直流電源装置１に接続された交流電源ＡＣ１の交流電圧と交流電流の実測波形である。また、図７は入力電圧を８０Ｖから２４０Ｖまで変化させたときの力率の実測値を示している。実測された力率は０．９８に達している。これはＪＩＳＣ６１０００−３−２の照明器具に関する規格であるクラスＣを満足している。

図８は、コンデンサインプット型の従来技術による直流電源装置の入力電圧と入力電流の波形を参考に示したもので、力率は約０．６である。従来技術では正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、高調波が多く含まれ、力率が悪化したり、高調波により周辺に悪影響を与える。これに対し本発明による実施形態の直流電源装置１によれば、図６に示したように、入力電流が位相の広い範囲で流れ、力率が改善されていることが分かる。

本発明の上記実施形態では、直流電源装置１を１つのコンバータのみで構成することにより、商用交流電源ＡＣ１から整流回路ＤＢ、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ1を介して平滑用コンデンサＣ１へ接続している。このため、スイッチング素子Ｑ１が平滑コンデンサＣ１に直列接続されることで平滑コンデンサＣ１への電源投入時のＯＮ／ＯＦＦスイッチとなり、平滑コンデンサＣ１への突入電流が流れないという利点が生ずる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングＯＮ／ＯＦＦ動作により平滑コンデンサＣ１の接続が開始されるので、突入電流防止回路が不要となり、従来の方式に比べて部品を減らせる利点がある。

また、本実施形態による直流電源装置１では、降圧チョッパーの電流検出回路の時定数（抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で決まる時定数）が商用交流電源ＡＣ１の半周期以上の大きな時定数に設定され、電流検出値そのものはその時定数程度の時間以上で略一定の電流値となるように制御される。したがって、商用交流電源ＡＣ１の周期よりも短い時間で捉えると正弦波状の電流となり、一定の電流にはならないが、商用交流電源ＡＣ１の周期よりも長い時間で捉えると、降圧チョッパー出力電流の平均値は、設定した定電流値を出力することになる。ここで、平滑コンデンサＣ１の静電容量を適切に選定することで、商用周波数のリップル成分の少ない定電流を得ることができる。

以上、従来のコンデンサインプット型の降圧チョッパーが力率０．５〜０．６であるのに対し、本実施形態の直流電源装置１によれば、乗算器無しの簡単な回路構成で、０．９以上の力率を達成できる。
また、リアクトルＬ1に流れる電流を検出し、この検出電流に基づき制御するため、直流電源装置１の出力は定電流制御となる。この定電流制御により負荷電流を一定に制御することができるので、ＬＥＤ負荷にも対応することができる。
また、本実施形態の直流電源装置１では、制御回路２の基準電位ＧＮＤ２はスイッチング素子Ｑ１のソース端子側に設定されている。制御回路２の基準電位ＧＮＤ２をフローティングとすることで、商用電源からの降圧型力率改善回路を構成するに際してスイッチング素子Ｑ１を降圧側に接続しても、スイッチング素子Ｑ１の制御端子を駆動するためのゲートドライブ回路をレベルシフトすることなく駆動することができ、一般的な制御回路を低圧側に接続した駆動回路に比べてレベルシフト回路を設けずに簡易に構成することができる。
また、商用電源からの降圧型力率改善回路を１コンバータで構成することで、部品点数を大幅に減らし、価格を抑えることができる。
また、商用電源からの降圧型力率改善回路を１コンバータで構成することで、突入電流を防止することができる。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

１・・・直流電源装置
２・・・制御回路
３・・・ワンショット回路
４・・・起動回路
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｒ１・・・電流検出抵抗
Ｒ２〜Ｒ５・・・抵抗
Ｃ１・・・平滑コンデンサ
Ｃ２〜Ｃ３、Ｃｔ、Ｃｆｂ・・・コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
Ｌ1・・・リアクトル
ＤＢ・・・整流回路
Ｖin・・・ＲＣ１の正極側出力電圧
ＡＣ１・・・商用交流電源
Ｖo・・・直流電源装置１の出力電圧
ＡＣin1、ＡＣin2・・・入力端子
Ｖin・・・整流回路ＤＢの整流回路正極端子の電圧
Ｐout1・・・正側出力端子
Ｐout2・・・負側出力端子
ＯＰ１、ＯＰ２・・・オペアンプ
ＣＰ１、ＣＰ２・・・コンパレータ
ＯＴＡ１・・・トランスコンダクタンスアンプ
ＣＣ１・・・電流源回路

Claims

交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換して出力する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、
前記整流器の出力にスイッチング素子とリアクトルが直列接続され、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより降圧された直流電圧を負荷に供給する降圧型コンバータと、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記電流検出手段で検出された電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段と、
を備えたことを特徴とする直流電源装置。
前記電流検出手段は、前記リアクトルに流れる電流検出信号を前記交流電源の交流電圧の半周期よりも長い時定数を有するフィルタを介して出力することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
前記電流検出手段の信号を一定の信号となる様に制御することで定電流制御することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載の直流電源装置。
前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧を超えたことを検出することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
前記電流検出手段、三角波発生手段、及びゲート信号出力手段の第２基準電位は、前記整流器の整流出力正極端子側の第１基準電位に対しフローティングであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
前記電流検出手段は、直列接続された前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に設けられた電流検出抵抗により前記リアクトルに流れる電流を検出することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の直流電源装置。
前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルと出力端子との間の電圧をダイオードを介してコンパレータの反転入力端子に入力し、前記コンパレータの非反転入力端子に前記所定電圧を入力し、該コンパレータにより前記リアクトルと出力端子との間の電圧を前記第１の所定電圧と比較することで検出する手段としたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の直流電源装置。
前記負荷はＬＥＤ負荷であることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の直流電源装置。