JPH0674088U - 電源装置 - Google Patents
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- JPH0674088U JPH0674088U JP1404693U JP1404693U JPH0674088U JP H0674088 U JPH0674088 U JP H0674088U JP 1404693 U JP1404693 U JP 1404693U JP 1404693 U JP1404693 U JP 1404693U JP H0674088 U JPH0674088 U JP H0674088U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インダクタンス要素に流れる電流の零点を検
出するインピーダンス素子での電力損失を低減する。 【構成】 負荷LDへ供給するチョッパ回路と、チョッ
パ回路のインダクタンス要素L11に流れる電流を検出す
る抵抗R11と、この抵抗R11の両端電圧からインダクタ
ンス要素L11に流れる電流が零となるのを検出してチョ
ッパ回路のスイッチング素子Q11にオン信号を与えるチ
ョッパ制御回路CR1 とを備えている。そして、抵抗R
11を、スイッチング素子Q11のオフ時にインダクタンス
要素L11からチョッパ回路のコンデンサC11およびダイ
オードD11を通して電流が流れる第1のループの中で、
スイッチング素子Q11のオン時に電源からスイッチング
素子Q11およびインダクタンス要素L11を通して電流が
流れる第2のループとコンデンサC11から負荷LDを通
して電流が流れる第3のループとにそれぞれ重ならない
位置に挿入している。
出するインピーダンス素子での電力損失を低減する。 【構成】 負荷LDへ供給するチョッパ回路と、チョッ
パ回路のインダクタンス要素L11に流れる電流を検出す
る抵抗R11と、この抵抗R11の両端電圧からインダクタ
ンス要素L11に流れる電流が零となるのを検出してチョ
ッパ回路のスイッチング素子Q11にオン信号を与えるチ
ョッパ制御回路CR1 とを備えている。そして、抵抗R
11を、スイッチング素子Q11のオフ時にインダクタンス
要素L11からチョッパ回路のコンデンサC11およびダイ
オードD11を通して電流が流れる第1のループの中で、
スイッチング素子Q11のオン時に電源からスイッチング
素子Q11およびインダクタンス要素L11を通して電流が
流れる第2のループとコンデンサC11から負荷LDを通
して電流が流れる第3のループとにそれぞれ重ならない
位置に挿入している。
Description
【0001】
この考案は、商用交流電源の交流電圧を整流および平滑して負荷に電力を供給 する昇圧型,降圧型または昇降圧型のチョッパ回路を使用した電源装置に関し、 特に入力力率が高く、高周波成分の重畳の少ない入力電流が流れるようにした電 源装置に係る。
【0002】
第1の従来例である定電圧電源装置の回路図を図9に示す。この電源装置は、 チョッパ回路のインダクタンス要素に流れる電流のゼロ値とピーク値との2点を 検出して、チョッパ回路のスイッチング素子のオンオフ制御を行うものである。 つまり、この電源装置は、チョッパ回路(アクティブフィルタ)のうちの昇圧 チョッパ回路を示すものである。この昇圧チョッパ回路では、スイッチング素子 のスイッチング制御回路の一例として、シーメンス社製のスイッチング制御用集 積回路(TDA4814)を用いている。図9において、VS は商用電源、NF 1 はノイズフィルタ、DB2 は全波整流器、SAはスタートアップ回路である。 Q21はスイッチング素子、L21はインダクタンス要素、D21はダイオード、C21 はコンデンサであり、これらが昇圧チョッパ回路の主回路を構成している。RL は負荷である。R21〜R32はそれぞれ抵抗、VR1 は可変抵抗、C22〜C28はそ れぞれコンデンサ、D22はダイオードである。IC11は上記したスイッチング制 御用集積回路である。
【0003】 以上のような構成の定電圧電源装置は、脈流電圧波形を抵抗R21,R22で分圧 し、スイッチング制御用集積回路IC11の11番ピンの乗算器MP1 の端子M1 に加える。乗算器MP1 の端子M2 は、演算増幅器OP1 の出力端子に接続され ている。この演算増幅器OP1 は整流出力を定電圧化するための誤差増幅器を構 成し、非反転入力端子(+)に2Vの基準電圧が内部で与えられている。出力電 圧(負荷RL に加わる電圧)V0 の検出信号は演算増幅器OP1 の反転入力端子 (−)に12番ピンを介して印加される。
【0004】 出力電圧V0 が低下すると、演算増幅器OP1 の出力電圧が上昇し、乗算器M P1 の出力信号QMとしては、脈流電圧レベルを上昇させて比較器CP1 の非反 転入力端子(+)に加える。比較器CP1 の反転入力端子(−)、つまり4番ピ ンにはスイッチング電流の検出信号が加えられる。このスイッチング電流の検出 信号が、乗算器MP1 の出力電圧QMに等しくなると、比較器CP1 が反転する 。これによって、RSフリップフロップFF1 をリセットし、ドライブ回路DR 1 の出力をローレベルに落とし、スイッチング素子Q21をオフにする。
【0005】 すると、インダクタンス要素L21を流れていた電流で逆起電力が発生し、ダイ オードD21を通して負荷RL へ電流を供給する。インダクタンス要素L21に巻装 された巻線n2 は、インダクタンス要素L21(巻線n1 )内を流れる電流を検出 するためのである。インダクタンス要素L21の蓄積エネルギーがすべて負荷RL へ供給し終わると、逆起電力の発生がなくなり、巻線n2 の端子電圧e2 が0と なる。
【0006】 図10および図11(a),(b)に示すように、巻線n2 の端子電圧e2 は 、スイッチング素子Q21のオン時には、入力電圧VINが印加されるので、
【0007】
【数1】
【0008】 e2 =(n2 /n1 )・VIN となる。スイッチング素子Q21のオフ期間中は、電圧e2 ′は、
【0009】
【数2】 e2 ′=(n2 /n1 )・(V0 −VIN) となる。 蓄積エネルギーを放出し終わると、e2 が0となり、スイッチング制御用集積 回路IC11の内部のフリップフロップFF1 をセットして、スイッチング素子Q 21 をオンにする信号を出力する。
【0010】 つまり、図12に示すように、脈流波形(曲線A1 )がインダクタンス要素L 21 の電流(曲線A2 )のピーク値B(スイッチング素子Q21を流れるドレイン電 流のピーク値)が沿うように、スイッチング素子Q21がオフされることになる。 したがって、入力電流波形は正弦波に近い波形となる。 図11(a)は図10において、スイッチング素子Q21に流れる電流i1 とダ イオードD21を通して流れる電流i2 を示し、図11(b)は巻線n2 の電圧の 変化を示している。
【0011】 しかし、上記のような電源装置では、チョッパ制御回路(スイッチング制御回 路)に乗算器を用いるため、チョッパ制御回路の構成が複雑となる。 つぎに、別の従来例として、スイッチング素子のオン期間を一定に制御するチ ョッパ回路を用いた電源装置について、図13ないし図17を参照しながら説明 する。
【0012】 図13は一般的な昇圧チョッパ回路の回路図を示している。図13において、 Vinは直流電源、L11はインダクタンス要素、Q11はスイッチング素子、D11は ダイオード、C11はコンデンサである。I(t)はインダクタンス要素L11に流 れる電流、V0 はコンデンサC11の両端間の電圧である。 図13に示した昇圧チョッパ回路において、インダクタンス要素L11に流れる 電流をI(t)とし、インダクタンス要素L11のインダクタンス値をLとし、入 力電圧をVとすると、
【0013】
【数3】 V=L・{dI(t)/dt} が成り立つ。ここで、電流I(t)について求めると、
【0014】
【数4】
【0015】
【数5】 (VT/L)=I(T)−I(0) ただし、T:スイッチング素子Q11がオンとなっている期間) となる。スイッチング素子Q11が必ず電流I(t)が0になってからオンとなる なら、I(0)=0となり、I(T)は、図14に示すように、スイッチング素 子Q11の1周期分のオン時間でのドレイン電流のピーク値となる。したがって、 スイッチング素子Q11の1周期分のインダクタンス要素L11の電流のピーク値I P は、
【0016】
【数6】 IP =VT/L となる。ここで、Vは入力電圧で、直流電源Vinが図15のように、商用電源V S (電圧はV0 sin ωt)と全波整流器DB1 からなるなら、
【0017】
【数7】 V=V0 |sin ωt| となるので、インダクタンス要素L11の電流のピーク値IP は、
【0018】
【数8】 IP =(V0 T/L)・|sin ωt| となり、(V0 T/L)は定数であるから、インダクタンス要素L11の電流のピ ーク値IP は脈流波形に沿ったものとなる。 以上のような考え方を利用して、図9の第1の従来例のような乗算器を用いず に、スイッチング素子のオンのタイミングをとるためのインダクタンス要素L11 の電流の零検出のみでチョッパ回路の制御を行うものがある。このような第2お よび第3の従来例を図16および図17に示す。
【0019】 図16の電源装置は、インダクタンス要素L11の電流零検出を、インダクタン ス要素L11に付設した2次巻線の出力に基づいて行うものであり、図17の電源 装置は、インダクタンス要素L11の電流零検出を、インダクタンス要素L11の電 流が流れるループ内に挿入したインピーダンス素子である抵抗R14の両端電圧に 基づいて行うものである。
【0020】 図17の従来例は、インピーダンス素子である抵抗R14での損失が問題となる が、インダクタンス要素L11に2次巻線を設けることが必要な図16の従来例に 比べて、コスト面で有利であり、一般的によく用いられている。 以下に、図17の電源装置の構成および動作について説明する。なお、図16 の電源装置の説明については省略するが、インダクタンス要素L11に流れる電流 の検出の仕方が異なるのみで、その他の構成動作は図17の電源装置と同様であ る。
【0021】 この図17の電源装置は、商用電源VS に全波整流器DB1 およびコンデンサ C4 を接続し、全波整流器DBの直流出力端子間にインダクタンス要素L11,ス イッチング素子Q11,ダイオードD11,コンデンサC11よりなる昇圧チョッパ回 路を接続し、コンデンサC11の両端子間に負荷LDを接続している。また、イン ダクタンス要素L11の電流が流れるループ中に電流検出用の抵抗R14を挿入して いる。CR1 は以下に説明するチョッパ制御回路である。
【0022】 抵抗R14の電圧から、検出器DT1 は、インダクタンス要素L11とダイオード D11とコンデンサC11とを通って抵抗R14に流れる電流(矢符X2 で示すループ )が零になるのを検出して、ハイレベルの信号を出力する。この結果、論理回路 ブロック(フリップフロップ)LG1 のS(スタート)端子にハイレベルの信号 が入り、O(アウト)端子からはハイレベルの信号が出力され、/O(反転アウ ト)端子からはローレベルの信号が出力され、スイッチング素子Q11をオンにし 、スイッチング素子Q4 をオフにする。
【0023】 スイッチング素子Q1 がオンとなると、インダクタンス要素L11,スイッチン グ素子Q11,抵抗R14を通る電流(矢符X1 で示すループ)が流れる。また、こ のとき、スイッチング素子Q4 がオフとなることで、電源電圧VCCにより、トラ ンジスタQ2 ,Q3 よりなるカレントミラー回路で抵抗R2 による決まる電流が コンデンサC2 を充電し、コンデンサC2 の両端電圧が直線的に上昇していく。 この電圧は比較器IC1 の非反転入力端子(+)に加えられる。
【0024】 一方、抵抗R4 ,R5 による分圧電圧が基準電圧Vref とともに演算増幅器I C2 に入力され、演算増幅器IC2 の出力はあるレベルで一定となっており、そ の電圧レベルにコンデンサC2 の両端電圧が達すると、比較器IC1 からハイレ ベルの信号が出力され、論理回路ブロックLG1 のR(リセット)端子に入力さ れる。そうすると、論理回路ブロックLG1 のO端子からローレベルの信号が、 また/O端子からハイレベルの信号が出力されて、スイッチング素子Q11をオフ にし、スイッチング素子Q4 をオンにする。
【0025】 スイッチング素子Q11がオンとなっている期間にインダクタンス要素L11およ びスイッチング素子Q11を通じて流れていた電流(矢符X1 のループ)によりイ ンダクタンス要素L11に蓄えられたエネルギーがスイッチング素子Q11をオフに したときに、インダクタンス要素L11からダイオードD11,コンデンサC11,抵 抗R14へと流れてコンデンサC11が充電される(矢符X2 のループ)。また、前 記の要領でコンデンサC11が充電されている間には、スイッチング素子Q4 がオ ンとなるため、コンデンサC2 の電圧は上がらない。インダクタンス要素L11の エネルギーによる電流が流れ終えると、抵抗R14を流れる電流が零となり、最初 の動作に戻る。
【0026】
図17に示した電源装置は、インダクタンス要素L11に流れる電流の零点を抵 抗R14の電圧の変化で検出するため、インダクタンス要素L11に2次巻線を設け ることが不要で、安価になるが、インピーダンス素子である抵抗R14での電力損 失が問題となる。
【0027】 したがって、この考案の目的は、インダクタンス要素に流れる電流の零点を検 出するインピーダンス素子での電力損失を低減することができる電源装置を提供 することである。
【0028】
この考案の電源装置は、電源と、インダクタンス要素,スイッチング素子,ダ イオードおよびコンデンサからなり電源を受けて出力端に略一定直流電圧を発生 して負荷へ供給する昇圧型,降圧型または昇降圧型のチョッパ回路と、インダク タンス要素に流れる電流を検出するインピーダンス素子と、このインピーダンス 素子の両端電圧からインダクタンス要素に流れる電流が零となるのを検出してス イッチング素子にオン信号を与えるチョッパ制御回路とを備えている。そして、 インピーダンス素子を、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素からコ ンデンサおよびダイオードを通して電流が流れる第1のループの中で、スイッチ ング素子のオン時に電源からスイッチング素子およびインダクタンス要素を通し て電流が流れる第2のループとコンデンサから負荷を通して電流が流れる第3の ループとにそれぞれ重ならない位置に挿入している。
【0029】 図1は昇圧型チョッパ回路の回路例を示し、VS は商用電源、DB1 は全波整 流器、L11はインダクタンス要素、Q11はスイッチング素子、D11はダイオード 、C11はコンデンサ、LDは負荷である。この昇圧型チョッパ回路では、矢符X 2 で示す経路が上記の第1のループであり、矢符X1 で示す経路が上記の第2の ループであり、矢符X3 で示す経路が第3のループであり、インピーダンス素子 は、図1中の太線の箇所のいずれかに挿入すればよい。
【0030】 図2は降圧型チョッパ回路の回路例を示し、VS は商用電源、DB1 は全波整 流器、L12はインダクタンス要素、Q12はスイッチング素子、D12はダイオード 、C12はコンデンサ、LDは負荷である。この降圧型チョッパ回路では、矢符Y 2 で示す経路が上記の第1のループであり、矢符Y1 で示す経路が上記の第2の ループであり、矢符Y3 で示す経路が第3のループであり、インピーダンス素子 は、図2中の太線の箇所のいずれかに挿入すればよい。
【0031】 図3は昇降圧型チョッパ回路の回路例を示し、VS は商用電源、DB1 は全波 整流器、L13はインダクタンス要素、Q13はスイッチング素子、D13はダイオー ド、C13はコンデンサ、LDは負荷である。この昇降圧型チョッパ回路では、矢 符Z2 で示す経路が上記の第1のループであり、矢符Z1 で示す経路が上記の第 2のループであり、矢符Z3 で示す経路が第3のループであり、インピーダンス 素子は、図2中の太線の箇所のいずれかに挿入すればよい。
【0032】
この考案の構成によれば、インダクタンス要素に流れる電流の零点を検出する インピーダンス素子は、スイッチング素子がオン時に流れる電流経路とコンデン サの両端から負荷へ流れる電流経路には挿入していないので、インダクタンス要 素にエネルギーを蓄積するときおよびコンデンサの両端から負荷へ電力供給する ときのインピーダンス素子による電力損失が無くなる。
【0033】
この考案の第1の実施例を図4および図5に基づいて説明する。 この電源装置は、昇圧チョッパ回路を使用した例を示すもので、インダクタン ス要素L11の電流の零点を検出するためのインピーダンス素子である抵抗R11を 、スイッチング素子Q11のオフ時にインダクタンス要素L11からコンデンサC11 およびダイオードD11を通して電流が流れる第1のループ(図1,図4の矢符X 2 参照)の中で、スイッチング素子Q11のオン時に電源からスイッチング素子Q 11 およびインダクタンス要素L11を通して電流が流れる第2のループ(図1,図 4の矢符X1 参照)とコンデンサC11から負荷LDを通して電流が流れる第3の ループ(図1,図4の矢符X3 参照)とにそれぞれ重ならない位置に挿入してい る。
【0034】 このように構成すると、スイッチング素子Q11がオンのとき(電流検出が不必 要な時間帯)は電流が矢符X1 のように、抵抗R11を通ることなく流れる。また 、スイッチング素子Q11がオフのとき(電流検出が必要な時間帯)は電流が矢符 X2 のように、抵抗R11を通して流れ、インダクタンス要素L11に流れる電流の 零点を検出することができる。また、コンデンサC11から負荷LDへの電流は、 矢符X3 のように、抵抗R11を通らずに流れる。
【0035】 したがって、スイッチング素子Q11がオンのとき、ならびに負荷LDへ給電す るときの抵抗R11での無駄な電力損失を無くし、かつ図17の従来例と同様にイ ンダクタンス要素L11の電流の零点の検出を行うことができる。 図5に図4の電源装置の具体回路構成を示す。この回路構成は、抵抗R11の挿 入位置が図17と異なるだけで、チョッパの動作については図17の電源装置と 同様であるので、説明は省略する。
【0036】 図8に図4,図5に示した電源装置の各部のタイムチャートを示す。図8(a )はスイッチング素子Q11の両端電圧(ドレイン・ソース間電圧)VDSを示し、 同図(b)はインダクタンス要素L11に流れる電流IL11 を示し、同図(c)は インピーダンス素子である抵抗R14に流れる電流IR11 を示している。なお、図 8(c)において、破線は従来例で流れていた電流IR11 である。P1 ,P2 は 検出のポイントである。なお、このタイムチャートは、後述の第2および第3の 実施例の場合も同じである。
【0037】 図8から、スイッチング素子Q11がオンとなって、インダクタンス要素L11に 流れる電流IL11 が増加している時(電流検出が不必要な時)には、抵抗R11に は電流IR11 が流れず、スイッチング素子Q11がオフとなって、インダクタンス 要素L11に流れる電流IL11 が減少している時(電流検出が必要な時)には、抵 抗R11に電流IR11 が流れていることがわかる。
【0038】 この実施例の電源装置によれば、インダクタンス要素L11に流れる電流の零点 を検出する抵抗R11を、スイッチング素子Q11のオフ時にインダクタンス要素L 11 からコンデンサC11およびダイオードD11を通して電流が流れる第1のループ (矢符X2 )の中で、スイッチング素子Q11のオン時に電源からスイッチング素 子Q11およびインダクタンス要素L11を通して電流が流れる第2のループ(矢符 X1 )とコンデンサC11から負荷LDを通して電流が流れる第3のループ(矢符 X3 )とにそれぞれ重ならない位置に挿入し、スイッチング素子Q11がオン時に 流れる電流経路とコンデンサC11の両端から負荷LDへ流れる電流経路には挿入 していないので、インダクタンス要素L11にエネルギーを蓄積するときおよびコ ンデンサC11の両端から負荷へ電力供給するときの抵抗R11による電力損失を無 くすことができ、インダクタンス要素L11に流れる電流の零点を検出する抵抗R 11 の電力損失を少なくすることができる。
【0039】 この考案の第2の実施例を図6に基づいて説明する。 この電源装置は、降圧チョッパ回路を使用した例を示すもので、インダクタン ス要素L12の電流の零点を検出するためのインピーダンス素子である抵抗R12を 、スイッチング素子Q12のオフ時にインダクタンス要素L12からコンデンサC12 およびダイオードD12を通して電流が流れる第1のループ(図2の矢符Y2 参照 )の中で、スイッチング素子Q12のオン時に電源からスイッチング素子Q12およ びインダクタンス要素L12を通して電流が流れる第2のループ(図2の矢符Y1 参照)とコンデンサC12から負荷LDを通して電流が流れる第3のループ(図2 の矢符Y3 参照)とにそれぞれ重ならない位置に挿入している。
【0040】 このように構成すると、スイッチング素子Q12がオンのとき(電流検出が不必 要な時間帯)は電流が矢符X1 のように、抵抗R12を通ることなく流れる。また 、スイッチング素子Q12がオフのとき(電流検出が必要な時間帯)は電流が矢符 X2 のように、抵抗R12を通して流れ、インダクタンス要素L12に流れる電流の 零点を検出することができる。また、コンデンサC12から負荷LDへの電流は、 矢符X3 のように、抵抗R12を通らずに流れる。
【0041】 したがって、スイッチング素子Q12がオンのとき、ならびに負荷LDへ給電す るときの抵抗R12での無駄な電力損失を無くし、かつ図17の従来例と同様にイ ンダクタンス要素L12の電流の零点の検出を行うことができる。 なお、図6のチョッパ制御回路CR1 の動作は図17の従来例と同様であり、 チョッパ回路の動作のみが、昇圧型と降圧型とで違うのみであり、詳しい説明は 省略する。制御回路CR2 はチョッパ制御回路CR1 から検出回路DT1 と抵抗 R4 ,R5 を省いたものである。
【0042】 この実施例の電源装置によると、チョッパ回路の動作が異なるものの、第1の 実施例と同様の効果が得られる。 この考案の第3の実施例を図7に基づいて説明する。 この電源装置は、昇降圧チョッパ回路を使用した例を示すもので、インダクタ ンス要素L13の電流の零点を検出するためのインピーダンス素子である抵抗R13 を、スイッチング素子Q13のオフ時にインダクタンス要素L13からコンデンサC 13 およびダイオードD13を通して電流が流れる第1のループ(図2の矢符Z2 参 照)の中で、スイッチング素子Q13のオン時に電源からスイッチング素子Q13お よびインダクタンス要素L13を通して電流が流れる第2のループ(図2の矢符Z 1 参照)とコンデンサC13から負荷LDを通して電流が流れる第3のループ(図 2の矢符Z3 参照)とにそれぞれ重ならない位置に挿入している。
【0043】 このように構成すると、スイッチング素子Q13がオンのとき(電流検出が不必 要な時間帯)は電流が矢符Z1 のように、抵抗R13を通ることなく流れる。また 、スイッチング素子Q13がオフのとき(電流検出が必要な時間帯)は電流が矢符 Z2 のように、抵抗R13を通して流れ、インダクタンス要素L13に流れる電流の 零点を検出することができる。また、コンデンサC13から負荷LDへの電流は、 矢符Z3 のように、抵抗R13を通らずに流れる。
【0044】 したがって、スイッチング素子Q13がオンのとき、ならびに負荷LDへ給電す るときの抵抗R13での無駄な電力損失を無くし、かつ図17の従来例と同様にイ ンダクタンス要素L13の電流の零点の検出を行うことができる。 なお、図7のチョッパ制御回路CR1 の動作は図17の従来例と同様であり、 チョッパ回路の動作のみが、昇圧型と降圧型とで違うのみであり、詳しい説明は 省略する。制御回路CR2 はチョッパ制御回路CR1 から検出回路DT1 と抵抗 R4 ,R5 を省いたものである。また、負荷LDはインバータINVと放電ラン プLAにより構成されている。
【0045】 この実施例の電源装置によると、チョッパ回路の動作が異なるものの、第1の 実施例と同様の効果が得られる。
【0046】
この考案の電源装置によれば、インダクタンス要素に流れる電流の零点を検出 するインピーダンス素子を、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素か らコンデンサおよびダイオードを通して電流が流れる第1のループの中で、スイ ッチング素子のオン時に電源からスイッチング素子およびインダクタンス要素を 通して電流が流れる第2のループとコンデンサから負荷を通して電流が流れる第 3のループとにそれぞれ重ならない位置に挿入し、スイッチング素子がオン時に 流れる電流経路とコンデンサの両端から負荷へ流れる電流経路には挿入していな いので、インダクタンス要素にエネルギーを蓄積するときおよびコンデンサの両 端から負荷へ電力供給するときのインピーダンス素子による電力損失を無くすこ とができ、インダクタンス要素に流れる電流の零点を検出するインピーダンス素 子の電力損失を少なくすることができる。
【図1】昇圧チョッパの回路を示す回路図である。
【図2】降圧チョッパの回路を示す回路図である。
【図3】昇降圧チョッパの回路を示す回路図である。
【図4】この考案の第1の実施例の電源装置の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図5】図4の電源装置の具体構成を示す回路図であ
る。
る。
【図6】この考案の第2の実施例の電源装置の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図7】この考案の第3の実施例の電源装置の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図8】図4の電源装置の動作を示す各部のタイムチャ
ートである。
ートである。
【図9】第1の従来例の構成を示す回路図である。
【図10】図9の回路の動作説明のための回路図であ
る。
る。
【図11】図10の回路のタイムチャートである。
【図12】脈流電圧とインダクタンス要素の電流の波形
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図13】昇圧チョッパ回路を示す回路図である。
【図14】図13の昇圧チョッパ回路においてインダク
タンス要素に流れる電流を示すタイムチャートである。
タンス要素に流れる電流を示すタイムチャートである。
【図15】昇圧チョッパ回路を示す回路図である。
【図16】第2の従来例の構成を示す回路図である。
【図17】第3の従来例の構成を示す回路図である。
CR1 チョッパ制御回路 R11 抵抗(インピーダンス素子) L11 インダクタンス要素 Q11 スイッチング素子 D11 ダイオード C11 コンデンサ DB1 全波整流器 VS 商用電源 LD 負荷
Claims (1)
- 【請求項1】 電源と、インダクタンス要素,スイッチ
ング素子,ダイオードおよびコンデンサからなり前記電
源を受けて出力端に略一定直流電圧を発生して負荷へ供
給する昇圧型,降圧型または昇降圧型のチョッパ回路
と、前記インダクタンス要素に流れる電流を検出するイ
ンピーダンス素子と、このインピーダンス素子の両端電
圧から前記インダクタンス要素に流れる電流が零となる
のを検出して前記スイッチング素子にオン信号を与える
チョッパ制御回路とを備えた電源装置において、 前記インピーダンス素子を、前記スイッチング素子のオ
フ時に前記インダクタンス要素から前記コンデンサおよ
びダイオードを通して電流が流れる第1のループの中
で、前記スイッチング素子のオン時に前記電源から前記
スイッチング素子および前記インダクタンス要素を通し
て電流が流れる第2のループと前記コンデンサから負荷
を通して電流が流れる第3のループとにそれぞれ重なら
ない位置に挿入したことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1404693U JPH0674088U (ja) | 1993-03-25 | 1993-03-25 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1404693U JPH0674088U (ja) | 1993-03-25 | 1993-03-25 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0674088U true JPH0674088U (ja) | 1994-10-18 |
Family
ID=11850165
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1404693U Pending JPH0674088U (ja) | 1993-03-25 | 1993-03-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0674088U (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001136737A (ja) * | 1999-11-02 | 2001-05-18 | Fairchild Semiconductor Corp | 低い衝撃係数および高いクロック周波数で動作するバック変換器内の無損失電流検出 |
JP2002320378A (ja) * | 2001-04-19 | 2002-10-31 | Yokogawa Electric Corp | コンバータ |
WO2010061654A1 (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-03 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
JP2012016136A (ja) * | 2010-06-30 | 2012-01-19 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
JP2016119790A (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 株式会社ノーリツ | 力率改善回路、スイッチング電源装置およびそれを備えた給湯装置 |
-
1993
- 1993-03-25 JP JP1404693U patent/JPH0674088U/ja active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US8395366B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter including input current detecting circuit |
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JP2016119790A (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 株式会社ノーリツ | 力率改善回路、スイッチング電源装置およびそれを備えた給湯装置 |
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