JP5532127B2 - 電源システム及びその制御装置及びその制御装置の製造方法 - Google Patents

電源システム及びその制御装置及びその制御装置の製造方法 Download PDF

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Description

この発明は、複数の電源装置を並列接続してなる電源システム、この電源システムの制御装置及びこの制御装置の製造方法に関する。
複数の電源装置を並列接続してなる電源システムにおいては、稼動している電源装置の負荷電流をバランスさせる必要がある。そこで、上記負荷電流をバランスさせるための手法について、既に多数の提案がなされている（例えば、特許文献１，２参照）。
また、変換効率の向上を目的として、稼動させる電源装置の台数を負荷電流に応じて切り換える電源システムが特許文献３，４に開示されている。
これらは、電源システムの負荷電流ITOTALを個々の電源装置の定格最大電流IOMAXで除し、その除算結果を切り上げ処理した数値を電源装置の必要稼動台数として決定している。この方式によれば、稼動中の個々の電源装置の負荷電流（平均値）が定格最大電流IOMAXに達した場合に、稼動数を１つ増やすこととなる。
特開２００７-１０４８３４号公報 特開２００７-１４３２９２号公報 特開平１１-１２７５７３号公報 特開２００９-１５９６９１号公報
上記定格最大電流（IOMAX）は、個々の電源装置において最も変換効率の高い値（特許文献４の場合：図７参照）、もしくは、最大ではないにしてもそれに準ずる程度の高い変換効率となる値である。
稼動中の個々の電源装置の負荷電流（の平均値）が定格最大電流（IOMAX）に達した瞬間に稼動台数を１台増やすという上記従来の電源システムの方式を採用した場合、稼動台数の増加に伴って個々の電源装置の変換効率が低下すること、つまり、電源システムの変換効率が低下することになる。このように、従来の電源システムは、電源装置の稼働台数の切り換えに伴って変換効率が低下するという問題点を有する。
そこで、本発明は、効率を低下させることなく電源装置の稼働台数を切り換えることができる電源システム及びその制御装置及びその制御装置の製造方法を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するため、本発明は、並列接続されたz台（zは２以上の自然数）の電源装置と、前記電源装置の稼動台数を制御する稼動台数制御装置と、を備える。前記稼動台数制御装置は、
前記z台の電源装置の負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定する、
前記関数ｆ１〜ｆｚに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を稼動させた場合の総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
関数ηqと関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iq（qは（z-1）以下の自然数）を求める、 というプロセスを経て決定される交点電流i1〜i(z-1)に基づいて稼動させる前記電源装置の台数を決定するように構成される。
前記稼動台数制御装置は、例えば、前記交点電流i1〜i(z-1)を格納する交点電流記憶要素と、前記総負荷電流を検出する電流検出要素と、を有する。この場合、前記電流検出要素により検出される前記総負荷電流と前記交点電流値記憶要素に格納された前記交点電流i1〜i(z-1) とを比較することによって前記稼動させる電源装置の台数が決定される。
前記稼動台数制御装置は、例えば、前記電流検出要素により検出される前記総負荷電流をiとするとき、前記稼動させる電源装置の台数を、i＜i1なら１、iq＜i≦i(q+1)ならq+1、i(z-1)＜iならzと決定するか、もしくは、i≦i1なら１、iq≦i＜i(q+1)ならq+1、i(z-1)≦iならzと決定するように構成される。
前記稼動台数制御装置は、前記交点電流i1〜i(z-1)に基づいて、稼働台数減少用閾値ijL=i(j-1)/j，稼働台数増加用閾値ijH=ij/j（jは2〜（z-1）の自然数）、および稼働台数増加用閾値i1H=i1，稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/z（但し、i1Lは存在しない、もしくはゼロとし、izHは存在しない、もしくは前記ｚ台の電源装置の各許容負過電流の内の最大値を超える値とする）を出力する閾値発生要素と、稼動している前記電源装置の台数nを記憶する台数記憶要素と、前記稼動している電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、を有することができる。この稼動台数制御装置では、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値を閾値inLおよびinHと比較し、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値が前記閾値inL以下であれば稼動している前記電源装置の台数を（n-1）とし、前記負荷電流の値が前記閾値inH以上であれば（n+1）とする。
前記下に凸の関数f1〜fzは、例えば、前記総負荷電流に対する偶数次の多項式である。前記下に凸の関数f1〜fzがひとつの二次式
Figure 0005532127
に実質的に等しい。この場合、前記閾値inLは下式のｚをz=(n-1)としたものであり、前記閾値inHは下式のｚをz=(n+1)としたものである。
Figure 0005532127
前記下に凸の関数f1〜fzは、例えば、全て前記負荷電流に対するひとつの二次の多項式に実質的に等しい。この場合、前記稼動台数制御装置は、前記電源装置の稼働台数nを記憶する台数記憶要素と、稼動している前記電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、前記電流検出要素の出力信号を自乗する自乗要素と、稼働台数減少用閾値VthL＝K・((n-1)/n)（Kは正定数）および稼働台数増加用閾値VthH＝K・((n+1)/n)を与える閾値発生要素と、を備えることができ、前記自乗要素の出力と前記閾値VthL，VthHとを比較することによって前記電源装置の稼働台数nを増減させる。
前記閾値発生要素は、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端子に定電圧を印加する定電圧源と、前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接続された抵抗値Rdの固定抵抗器と、前記演算増幅器の反転入力端子と基準電位点の間に接続され、前記稼働台数ｎを受けて抵抗値を変更する可変抵抗回路と、をそれぞれ備える非反転増幅回路を有することができる。
前記非反転増幅回路は、前記稼働台数nに対し、前記可変抵抗回路を一端が前記演算増幅器の出力端子に接続された抵抗値Rdの抵抗と、抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路として前記演算増幅器の出力端子から前記稼働台数増加用閾値VthHを出力し、前記抵抗値Rdの抵抗と前記抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との接続点の電位を稼働台数減少用閾値VthHとして出力する。
前記非反転増幅回路の可変抵抗回路は、例えば、前記演算増幅器の反転入力端子と前記基準電位点の間に直列に接続されたｚ個の抵抗値Rdの抵抗器と、前記ｚ個の抵抗器の直列回路における抵抗器の直列接続数を変化させる（z-1）個のスイッチ素子と、前記稼働台数nに基づき前記（z-1）個のスイッチ素子のオンオフを制御して、前記抵抗値Rdの抵抗と抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路を形成するデコーダと、を有するように構成される。
前記稼動台数制御装置は、前記電源装置の稼動台数を決定するために、前記交点電流もしくは前記交点電流に基づく閾値にヒステリシス幅を持たせるように構成することができる。
また、前記稼動台数制御装置は、前記電源装置の稼働台数を変更した後の所定時間において、前記稼働台数の変更を禁止するように構成することができる。そして、前記電源装置には、例えば、降圧型のスイッチング電源装置が適用される。
本発明は、並列接続されたz台（zは２以上の自然数）の電源装置を有する電源システムにおける制御装置も提供する。この制御装置は、
前記z台の電源装置の負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定する、
前記関数f1〜fzに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を稼動させた場合の総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
関数ηqと関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iq（qは（z-1）以下の自然数）を求める、
というプロセスを経て決定される交点電流i1〜i(z-1)の値に基づいて稼動させる前記電源装置の台数を決定するように構成される。
この制御装置は、前記交点電流i1〜i(z-1)の値を格納する交点電流値記憶要素と、前記総負荷電流を検出する電流検出要素と、を有することができる。この場合、前記電流検出要素により検出された前記総負荷電流と前記交点電流値記憶要素に格納された前記交点電流i1〜i(z-1)とを比較することによって前記稼動させる電源装置の台数が決定される。
また、この制御装置は、前記電流検出要素により検出された前記総負荷電流をiとするとき、前記稼動させる電源装置の台数を、i＜i1なら１、iq＜i≦i(q+1)ならq+1、i(z-1)＜iならzと決定するか、もしくは、i≦i1なら１、iq≦i＜i(q+1)ならq+1、i(z-1)≦iならzと決定するように構成される。
さらに、この制御装置は、前記交点電流i1〜i(z-1)に基づいて、稼働台数減少用閾値ijL=i(j-1)/j，稼働台数増加用閾値ijH=ij/j（jは2〜(z−1)の自然数）、および稼働台数増加用閾値i1H=i1，稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/z（但し、i1Lは存在しない、もしくはゼロとし、izHは存在しない、もしくは前記ｚ台の電源装置の各許容負過電流の内の最大値を超える値とする）を出力する閾値発生要素と、稼動している前記電源装置の台数nを記憶する台数記憶要素と、前記稼動していう電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、を有することができる。この制御装置は、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値を閾値inLおよびinHと比較し、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値が前記閾値inL以下であれば稼動している前記電源装置の台数を（n-1）とし、前記負荷電流の値が前記閾値inH以上であれば（n+1）とする。
前記下に凸の関数f1〜fzは、例えば、前記総負荷電流に対する偶数次の多項式である。
前記下に凸の関数f1〜fz、例えば、ひとつの二次式
Figure 0005532127
に実質的に等しい。この場合、前記inLが下式のｚをz=(n-1)としたものであり、前記inHが下式のｚをz=(n+1)としたものである。
Figure 0005532127
前記下に凸の関数f1〜fzは、例えば、全て前記負荷電流に対するひとつの二次の多項式に実質的に等しい。この場合、この制御装置は、前記電源装置の稼働台数nを記憶する台数記憶要素と、稼動している前記電源装置のうちの１台の負荷電流を検出して、これに相当する電圧信号を出力する電流検出要素と、前記電流検出要素の出力信号を自乗する自乗要素と、稼働台数減少用閾値VthL＝K・((n-1)/n)（Kは正定数）および稼働台数増加用閾値VthH＝K・((n+1)/n)を与える閾値発生要素と、を備え、前記自乗要素の出力と前記閾値VthL，VthHとを比較することによって前記電源装置の稼働台数ｎを増減させる。
前記閾値発生要素は、例えば、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端子に定電圧を印加する定電圧源と、前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接続された抵抗値Rdの固定抵抗器と、前記演算増幅器の反転入力端子と基準電位点の間に接続され、前記稼働台数nを受けて抵抗値を変更する可変抵抗回路と、をそれぞれ備える非反転増幅回路を有し、前記非反転増幅回路は、前記稼働台数nに対し、前記可変抵抗回路一端が前記演算増幅器の出力端子に接続された抵抗値Rdの抵抗と、抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路として前記演算増幅器の出力端子から前記稼働台数増加用閾値VthHを出力し、前記前記抵抗値Rdの抵抗と前記抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との接続点の電位を稼働台数減少用閾値VthLとして出力する。
前記非反転増幅回路の可変抵抗回路は、例えば、前記演算増幅器の反転入力端子と前記基準電位点の間に直列に接続されたｚ個の抵抗値Rdの抵抗器と、前記ｚ個の抵抗器の直列回路における抵抗器の直列接続数を変化させる（z−1）個のスイッチ素子と、前記稼働台数nに基づき前記（z−1）のスイッチ素子のオンオフを制御して、前記抵抗値Rdの抵抗と抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路を形成するデコーダと、を有するように構成される。
前記電源装置の稼動台数を決定するために、前記交点電流もしくは前記交点電流に基づく閾値にヒステリシス幅を持たせるように構成することができる。また、前記電源装置の稼働台数を変更した後の所定時間において、前記稼働台数の変更を禁止することも可能である。前記電源装置としては、例えば、降圧型のスイッチング電源装置が適用される。
本発明は、z台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを並列稼動させる電源システムの制御装置の製造方法も提供する。この製造方法は、
前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流に対する損失特性をそれぞれに下に凸の関数f1〜fzで同定する、
前記関数f1〜fzに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を並列稼動させたときの総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
関数ηq（qは（z−1）以下の自然数）と関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iqを求める、
というプロセスを経て得られた前記交点電流iqの値もしくは前記交点電流iqに所定の演算を施した値を記憶要素に記憶させるステップと、
前記記憶要素に記憶させた値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定する制御要素を設けるステップと、
を含む。
また、本発明は、並列稼動させるz台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを備える電源システムの制御装置の製造方法も提供する。この製造方法は、
前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定することによって導かれる下式（１）または（２）によって前記電源装置の稼働台数をnと（n+1）との間で切り換えるための閾値を求めるステップと、
前記閾値を記憶要素に記憶させるステップと、
前記記憶要素に記憶させた閾値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定する制御要素を設けるステップと、
を含む。
Figure 0005532127
更に、本発明は、z台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを並列稼動させる電源システムの制御装置の更に別の製造方法も提供する。この製造方法は、
前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流iに対する損失特性をひとつの二次式ai2+bi+cで同定するステップと、
c/aを計算するステップと、
c/aに比例した値を前記電源システムの制御装置の記憶要素に記憶させる、もしくは該電源システムの制御装置が有する基準電圧源の出力電圧をc/aに比例した値に調整するステップと、
前記c/aに比例した値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定するステップと、
を含む。
本発明によれば、効率を低下させることなく電源装置の稼働台数を切り換えて、効率の最適化を図ることができるので、高い実用性及び経済性が得られる。
本発明に係る電源システムの一実施形態を示すブロック図である。 交点電流検出回路の構成例を示すブロック図である。 基準電圧発生器２２，２４の構成例を示す回路図である。 スイッチング電源装置の負荷電流―電力特性を例示したグラフである。 下に凸の関数の例を示すグラフである。 スイッチング電源装置の稼働台数をｎ＝１からｎ＝２に１台増加させた場合の稼働台数切替点と効率特性を例示したグラフである。 スイッチング電源装置の稼働台数を多数変化させた場合の各稼働台数切替点と最適化効率特性を例示したグラフである。
図１は、本発明に係る電源システムの実施形態を示している。この電源システムは、複数のスイッチング電源装置ＰＳ（ＰＳ−１〜ＰＳ−ｋ）を並列接続した構成を有する。
本実施形態の電源システムにおける各スイッチング電源装置ＰＳは、ＭＯＳＦＥＴ１，２と、ＰＷＭ信号等の変調信号でこのＭＯＳＦＥＴ１，２をスイッチング動作させる制御部３と、平滑用のインダクタ４、キャパシタ５とを有した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵し、ＭＯＳＦＥＴ１，２のスイッチング動作によって直流入力電圧Viを直流出力電圧Voに変換する。
なお、上記各スイッチング電源装置ＰＳの負荷電流imはバランスしているものとする。各スイッチング電源装置ＰＳの負荷電流imをバランスさせる技術は、前記特許文献１，２等によって公知であるので、ここではその説明を省略する。
上記スイッチング電源装置ＰＳの損失には、一般に以下の成分が含まれる。
・インダクタ４の直流損失（PLdc）
・インダクタ４の交流損失（PLac）
・ＭＯＳＦＥＴ１，２のゲート電荷損失（PQg）
・ＭＯＳＦＥＴ１，２の接合容量の損失（PQDS）
・ＭＯＳＦＥＴ１の導通損失（PONH）
・ＭＯＳＦＥＴ２の導通損失（PONL）
・ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオード（図示せず）の導通損失（PBDI）
・ＭＯＳＦＥＴ１のターンオンおよびターンオフ損失（PSW）
・制御部３の電力消費（PCTRL）
上記インダクタ４の直流損失PLdcは、下式（１）で与えられる。
Figure 0005532127
また、上記インダクタ４の交流損失PLacは、下式（２）で与えられる。
Figure 0005532127
上記ＭＯＳＦＥＴ１，２のゲート電荷損失PQgは、下式（５）のように表される。
Figure 0005532127
また、上記ＭＯＳＦＥＴ１，２の接合容量の損失PQDSは、下式（６）のように表される。
Figure 0005532127
上記ＭＯＳＦＥＴ１の導通損失PONHは、下式（７）で与えられる。
Figure 0005532127
上記ＭＯＳＦＥＴ２の導通損失PONLは、下式（１０）で与えられる。
Figure 0005532127
上記ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオードの導通損失PBDIは、下式（１１）で与えられる。
Figure 0005532127
また、上記ＭＯＳＦＥＴ１のターンオンおよびターンオフ損失PSWは、下式（１２）のように表される。
Figure 0005532127
上記制御部３の電力消費PCTRLは、以下のように表される。
Figure 0005532127
各スイッチング電源装置ＰＳにおける全電力損失PLは、上述の電力損失要素を加え合わせることによって計算される。
各スイッチング電源装置ＰＳにおける供給電圧Vi、出力電圧Voおよびスイッチング周波数fを固定すると、式 (１)の電力損失PLdc、式（７）の導通損失PONHおよび式（１０）の導通損失PONL が負荷電流imの二次関数となり、式（１１）の電力損失PBDIと式（１２）のターンオン、ターンオフ損失PSWが負荷電流imの一次関数となり、かつ、他の電力損失は一定値となる。
したがって、全電力損失PLは、以下のように、負荷電流imの二次関数によって近似的に表される（近似的にとは、寄生素子等の影響を無視しているという意味である。）。
Figure 0005532127
上記式（１５）の係数ａ，ｂおよびｃは、式（１４）に式（１）〜（１３）を代入することによって求めることが可能である。図４は、上記のように二次関数によって近似的に表された全電力損失PLを例示したものであり、詳細な説明は省略するが、実験結果とよい一致をみせている。
以上は、理論的に全電力損失PLの特性を関数で近似する手法であるが、負荷電流im−全電力損失PL特性を実験によって求め、その特性を数値解析（例えば、多項式回帰）によって何らかの関数で近似することも可能である。
しかし、この場合、上記近似に用いられる関数は、二次式の関数だけでなく、それよりも高次の偶数次の多項式からなる関数や、他のより複雑な関数になる可能性がある。なぜなら、スイッチング電源装置ＰＳに含まれる寄生素子（抵抗、容量、インダクタンス）は、該スイッチング電源装置ＰＳの損失にどのように影響するか不明であるからである。但し、この場合でも、（広義の）下に凸の関数になる。すなわち、上記関数が奇数次の多項式の関数等になるということはあり得ない。（広義の）下に凸の関数の例を図５に示す。
図１において、稼動状態にあるスイッチング電源装置ＰＳの台数がｎである場合、総負荷電流ioは下式（１６）のように表される。なお、ここでは、各スイッチング電源装置ＰＳの特性が等しい、もしくは等しいと看做すことができるとしている。また、各スイッチング電源装置ＰＳの電力損失PLが式（１５）で表されることから、電源システムの電力変換効率（以下、単に効率と記す）ηn(io)は下式（１７）のように表される。
Figure 0005532127
そして、スイッチング電源装置ＰＳの稼動台数がｎ+１に増加された場合には、総負荷
電流ioが下式（１８）のように表され、また、電源システムの効率ηn+１(io)が下式（１９）のように表される。
Figure 0005532127
本実施形態の電源システムは、総負荷電流ioが電源システムの効率のピークを超えて増大するとその効率が低下するが、スイッチング電源装置ＰＳの並列稼動台数を増やすことによってその効率の低下を抑制して、電源システムの効率を向上することができる。すなわち、図６にｎ＝１，ｎ＝２のときの効率特性を例示したように、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を増やすことによって（ｎ＝１からｎ＝２への切替によって）総負荷電流ioが大となる領域における電源システムの効率が向上する。
本実施形態において、スイッチング電源装置ＰＳの稼動台数は、総負荷電流ioの閾値ith_nに基づいて切替られる。この閾値ith_nは、式(１７)と式（１９）で示される効率が等しいときの、つまり、下式（２０）、（２１）の関係が成立するときの総負荷電流ioの値（図６の例では、各効率特性の交点における総負荷電流ioの値）である。
Figure 0005532127
以上から、スイッチング電源装置ＰＳの並列稼動台数をｎからｎ+１に切り替える指標
となる総負荷電流ioの閾値ith_nは下式（２２）で示される。
Figure 0005532127
総負荷電流ioは、スイッチング電源装置ＰＳの並列稼動数ｎに応じて分担される。よって、スイッチング電源装置ＰＳ一台あたりの負荷電流imの閾値Imth_nは下式(２３)で示される。
Figure 0005532127
この結果、電源システムの効率を最適にするためには、稼働中の個々のスイッチング電源装置ＰＳの負荷電流imが閾値Imth_nに到達したところで該スイッチング電源装置ＰＳの並列段数（並列稼動台数）をｎからｎ+１に切替ればよいことになる。
一方、スイッチング電源装置ＰＳの並列稼動台数をｎからｎ−１に切替えるための閾値は、式（２３）のｎをｎ−１に置換し、さらに（ｎ−１）／ｎを乗じたものになる。何故ならば、式（２３）のｎをｎ−１に置換しただけでは、（ｎ−１）台とｎ台とを切替える際の閾値として、総負荷電流ioを（ｎ−１）台で分担したときの電流を求めたことになるからである。そこで、ｎ台で分担したときの電流に変換するために（ｎ−１）／ｎを乗じる計算を実施すれば、式（２３）のルート内の（ｎ＋１）／ｎが（ｎ−１）／ｎに置換された式となる。
なお、式（２２）、（２３）におけるc/aは、入力電圧Vi及び出力電圧Voが一定である
場合、一定値と見なすことができる。
本電源システムでは、上記スイッチング電源装置ＰＳ−１〜ＰＳ−ｋの内の任意の１つ、例えば、スイッチング電源装置ＰＳ−１がマスター電源装置として選定され、このスイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流imが電流センサ６によって検出される。この電流センサ６は、例えば、電流センス抵抗、カレントトランス等からなり、検出した負荷電流imに対応する信号を切替処理部８に出力する。
切替処理部８は、図２に示す交点電流検出回路２０を内蔵している。この交点検出回路２０において、電圧発生器２１は、上記電流センサ６で検出される負荷電流imに基づいてα・im 2を演算し、これに対応する電圧VCURを発生する。
閾値発生器２２および２４は、図３に例示するひとつの反転増幅回路で構成される。すなわち、図３の回路は、演算増幅器３１と、該演算増幅器３１の非反転入力端子にα・c/aに対応する電圧を入力する直流電圧源３２と、演算増幅器３１の反転入力端子と出力端子間に接続された抵抗器３３（抵抗値Rd）と、演算増幅器３１の反転入力端子と基準電位点（接地）間に接続されたｚ個（ｚは電源システムが有するスイッチング電源装置ＰＳの総数）の抵抗器３４（抵抗値Rd）の直列回路、この直列回路における抵抗器３４の直列接続数を変化させる（ｚ−１）個のスイッチ素子３５と、スイッチング電源装置ＰＳの稼動台数ｎに基づいて各スイッチ素子３５を選択的にオンオフさせるデコーダ３６と、を備えている。
上記デコーダ３６は、スイッチング電源装置ＰＳの並列稼動台数ｎに基づき、図３の左端から（ｎ−１）番目までのスイッチ素子３５をオフ（遮断）し、ｎ番目のスイッチ素子３５をオン（導通）させる。これにより、上記抵抗器３４の直列回路の抵抗値がn・Rdになるので、α・（c/a）・（（n+1）/n）に対応する閾電圧 VREF-1が閾値発生器２２から出力されることになる。なお、ｎ＝ｚの場合はオンを指示するスイッチ素子３５が存在しないが、結線により既にz番目の抵抗器３４と基準電位点（接地）間が接続されているので問題ない。
上記のように、抵抗器３４の直列回路、各スイッチ素子３５およびデコーダ３６は、スイッチング電源装置ＰＳの稼動台数ｎによって抵抗値が変化する可変抵抗器を構成している。
また、図３の左端の抵抗器３４と左端のスイッチ素子３５との接続点をNode1とすると、上記抵抗器３４の直列回路は、接続点Node1を接続点とする抵抗値Rdの抵抗（接続点Node1より左の抵抗）と抵抗値(n-1)・Rdの抵抗（接続点Node1より右の抵抗）とからなる分圧回路となっているため、接続点Node1から閾電圧VREF-2＝α・（c/a）・（（n-1）/n）を出力することができる。
閾値発生器２２，２４は、上記の構成に限定されない。例えば、各スイッチ素子３５を、図３の左端の抵抗器３４を除く全ての抵抗器３４に対しそれぞれ並列に接続して、スイッチ素子３５がオンすると並列接続されている抵抗器３４の端子間が短絡するように構成してもよい。この構成によっても、抵抗器３４の直列回路の抵抗値をn・Rdにして、α・（c/a）・（（n+1）/n）およびα・（c/a）・（（n-1）/n）に対応するという閾値発生器２２，２４の出力VREF-1 ,VREF-2を得ることができる。
上記のように、この閾値発生器２２，２４は、非反転増幅回路としての構成を有し、上記稼動台数ｎに基づくスイッチ素子３５の作動によって前記式（２３）におけるルート内のα・（c/a）・（（n+1）/n）および上で説明したα・（c/a）・（（n-1）/n）に対応する閾電圧VREF-1,VREF-2を出力する。
比較器２３は、上記電圧VCURと上記閾電圧VREF-1とを比較し、また、比較器２５は上記電圧VCURと上記閾電圧VREF-2とを比較する。このとき、ｎが最大値ｚであると、閾電圧VREF-1＝α・(c/a)・((z+1)/z)となるが、この値が、ｚ台のスイッチング電源装置ＰＳの各許容負過電流の内の最大値を示す値より大きければ、交点電流検出回路２０がｎを最大値ｚよりさらに増やせという指示をすることがない。電圧α・(c/a)・((z+1)/z)が上記最大値を示す値より小さいときは、電圧発生回路とマルチプレクサ回路の組み合わせなどにより、ｎ＝ｚのときに閾値発生器２２が閾電圧VREF-1として非常に大きな値（例えば、電源電圧もしくはこれより少し低い値）を比較器２３の反転入力に入力するようにすれば、閾電圧VREF-1が上記最大値を示す値より大きいという条件を満たすことができる。また、ｎがｎ＝１であるとすると、比較器２５の反転入力をゼロ電位（ＧＮＤ）にすることになる。なお、上記係数αは、比較器２３，２５がコモンモードレンジ（同相入力電圧範囲）で動作するようにその値が設定される。
切替処理部８は、現時点で並列稼動しているスイッチング電源装置ＰＳの台数ｎをメモリ９に記憶するとともに、電流センサ６から負荷電流imを常時入力する。そして、上記交点電流検出回路２０の比較器２３は、負荷電流imに基づく電圧VCURが基準電圧VREF-1に到達したときにハイレベル信号「Ｈ」を出力する。式（１６）の関係から明らかなように、この信号「Ｈ」の出力時点は、総負荷電流ioが式（２２）で示される閾値ith_nに到達する時点、つまり、図６に例示した（１台から２台への）稼働台数切替点の値に到達する時点である。
切替処理部８はマイクロプロセッサを内蔵している。このマイクロプロセッサは、上記信号「Ｈ」に基づいて、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数をｎからｎ＋１に増加する処理、つまり、現在稼動していないスイッチング電源装置ＰＳの内の1台を稼動状態にさせる処理を実行し、これによって、電源システムの効率が最適に維持される。
一方、切替処理部８は、負荷電流imに基づく電圧VCURが閾電圧VREF-2まで低下したときに、比較器２５からローレベル信号「Ｌ」を出力する。この信号「Ｌ」の出力時点は、総負荷電流ioが図６に例示した（２台から１台への）稼働台数切替点の値まで低下する時点である。
そこで、切替処理部８の上記マイクロプロセッサは、上記信号「Ｌ」に基づいて、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数をｎからｎ−１に減少する処理、つまり、現在稼動中のスイッチング電源装置ＰＳの内の1台を稼動停止状態にさせる処理を実行し、これによって、電源システムの効率が最適に維持される。
かくして、本実施形態に係る電源システムによれば、図７に示すような形態でスイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を切替えて、常に最適化された効率で運転されることになる。
ここで、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を切替えるための閾値についてより詳細に説明する。図７の各稼働台数切替点における総負過電流ioは、稼働台数切替用の閾値となる交点電流である。そこで、この交点電流をi1〜i(z-1)とすると、例えば、交点電流i1は図７におけるn=1の曲線とn=2の曲線の交点の電流となり、また、交点電流i(z-1)は図７におけるn=z-1の曲線とn=zの曲線の交点の電流となる。
図３に示した閾値発生器２２，２４は、稼働台数減少用閾値ijL、稼働台数増加用閾値ijH（jは2〜（z-1）の自然数）および稼働台数増加用閾値i1H=i1、稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/zを発生する。なお、議論の簡単化のため、電流／電圧の換算係数は無視している。図３において、基準電圧VREF-1は上記稼働台数増加用閾値ijHおよび稼働台数増加用閾値i1H=i1に対応し、基準電圧VREF-2は稼働台数減少用閾値ijLおよび稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/zに対応する。すなわち、これらの閾値は、いずれも、マスタースイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流imに対する閾値として発生される。
ここで、例えば、jを２とすると、稼働台数減少用閾値i2Lは稼働台数を２から１に減少するときの閾値であり、i2L=i(2-1)/2=i1/2となる。また、稼働台数増加用閾値i2Hは稼働台数を１から２に増加するときの閾値であり、i2H=i2/2となる。
なお、稼働台数減少用閾値i1Lは、存在しない、もしくは、ゼロであるとする。また、稼働台数増加用閾値izHは、存在しない、もしくは、ｚ台のスイッチング電源装置ＰＳの各許容負過電流の内の最大値を超える値であるとする。
本発明は、既述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づいて、下記のような各種の変形、変更および組合せが可能である。
（ａ）例えば、上記実施形態では、マスター電源装置としてのスイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流imに基づいてスイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を切替えているが、これに代えて、前記総負荷電流ioに基づいて該稼働台数を切替えることも可能である。
この場合、電流センサ６で負荷電流imを検出する代わりに、電流センサ７により総負荷電流ioが検出される。そして、図２示す電圧発生器２１は、上記電流センサ７で検出される負荷電流ioに基づいてα・io 2を演算して、これに対応する電圧VCURを発生するように構成される。一方、閾値発生器２２は、前記式（２２）におけるルート内のα・（c/a）・n（n+1）に対応する閾電圧VREF-1を出力するように構成され、また、閾値発生器２４は、α・（c/a）・n（n+1）のｎをｎ-1に置換したα・（c/a）・n（n-1）に対応する閾電圧VREF-２を出力するようにそれぞれ構成される。なお、上記のように電流センサ７を使用する場合には、電流センサ６は不要である。つまり、本発明は、電流センサ６または７のいずれかが備えられていれば実施可能である。
（ｂ）一方、上記実施形態では、総負荷電流ioが交点電流値（スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を切替える電流値）になったことを図２に示した交点電流検出回路２０を用いて検出しているが、これは切替処理部８のマイクロプロセッサの負担を減らすためである。したがって、切替処理部８が処理能力の高いマイクロプロセッサを備えている場合には、上記交点電流検出回路２０が実行する処理を上記マイクロプロセッサに実行させるようにしてもよい。
この場合、切替処理部８には、負荷電流（マスタースイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流im、もしくは、電源システムの総負荷電流io）をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器が設けられ、また、このＡ／Ｄ変換器の出力に対する閾値（交点電流に対応する閾値）が図２に示すメモリ１０に予め記憶される。そして、上記マイクロプロセッサは、Ａ／Ｄ変換器の出力とメモリ１０に記憶された現在のスイッチング電源装置ＰＳの稼働台数ｎに対応する閾値とを比較し、その比較結果に基づいて、電源システムの効率が最適化されるように上記稼働台数を増加もしくは減少させる処理を実行する。
（ｃ）上記実施形態では、各スイッチング電源装置ＰＳの負荷電流がバランスしている（各スイッチング電源装置ＰＳの特性が等しければ、負荷電流が等しい）ことを前提としている。なお、前記したように、各スイッチング電源装置ＰＳの負荷電流をバランスさせる制御は従来公知である。
しかし、上記負荷電流のバランスをとる制御を行ったとしても、スイッチング電源装置ＰＳの稼動台数が変更された直後は、そのバランスが崩れることになる。そこで、稼動台数を増加する過渡段階においては、新規に稼動させたスイッチング電源装置ＰＳを徐々に立ち上げる（ソフトスタート）とともに、他のスイッチング電源装置ＰＳの負荷電流を徐々に下げるという処理を実行することが望ましい。
また、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を減少するときは、いきなり１台のスイッチング電源装置ＰＳを停止させると、その瞬間においては、それまでそのスイッチング電源装置ＰＳが供給していた分の電流が負荷に供給できなくなる。そこで、停止させるスイッチング電源装置ＰＳの負荷電流を徐々に電流を下げるとともに、他のスイッチング電源装置ＰＳの負荷電流を徐々に上げという処理を実行することが望ましい。この場合、停止させるスイッチング電源装置ＰＳの負荷電流がゼロとなった段階で台数の切替が完了することになる。
上記のような処理は、周知の手段で実行可能であるので、ここではその説明を省略する。なお、上記の処理は切替処理部８において実行される。
（ｄ）ところで、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数が変更された直後は、電源システムは定常状態ではなく過渡状態にある。したがって、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数が変更されているときに次の台数変更処置が許されると、過渡状態の電流を検出することになるために、台数の変更処置を誤るというトラブルが起こる可能性がある。特に、台数の切替判断を総負荷電流ioではなくてマスタースイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流imに基づいて行う場合には、上記のトラブルを発生する可能性が高くなる。なぜなら、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数が変更された直後においては、負荷電流imの値が該負荷電流imと比較される電流閾値近傍に留まっているからである。
上記のトラブルを回避するには、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を決定するために総負荷電流ioもしくはマスタースイッチング電源装置ＰＳ−１の負荷電流imを示す値と比較される閾値（交点電流を示す値）にヒステリシス幅を持たせればよい。
上記のトラブルは、スイッチング電源装置ＰＳの稼働台数変更後の所定時間、稼動台数の変更処理を禁止することによっても回避することができる。
なお、上記閾値にヒステリシス幅を持たせることと、稼働台数変更後の所定時間、稼動台数の変更処理を禁止することとを併用してもよい。
また、上記閾値にヒステリシス幅を持たせる手段や上記稼動台数の変更処理を所定時間禁止する手段は、切替処理部８内に設けることができる。
（ｅ）前記実施形態は、各スイッチング電源装置ＰＳの特性が等しい、もしくは等しいと看做すことができるという前提の下に構成されている。しかし、本発明は、各スイッチング電源装置ＰＳの特性が等しくない場合でも実施可能である。
すなわち、各スイッチング電源装置ＰＳの特性が等しくない場合には、スイッチング電源装置ＰＳの効率を表す前記式（１５）の近似式もしくは寄生素子の影響を考慮したより高次の項を含む（広義の）下に凸の関数を、全てのスイッチング電源装置ＰＳについて理論的もしくは実験的に求め、効率を表すそれらの式に基づく数値計算によって図７に例示したグラフに準じたグラフを作成する。そして、このグラフ上の個々の効率曲線の交点における総負荷電流ioの値をスイッチング電源装置ＰＳの稼働台数を切替えるための判定閾値として図１に示すメモリ１０に記憶させる。なお、上記判定閾値を用いた稼働台数を切替処理は前述した実施形態におけるそれと同様であるので、その説明を省略する。
（ｆ）前記実施形態では、電源装置として降圧型スイッチング電源ＰＳが使用されているが、本発明は、昇圧型、昇降圧型、反転型など、他の様々なスイッチング電源にも適用することができる。
（ｇ）電源装置の稼働台数の切替をデジタル制御によって行う場合は、前述したアルゴリズムを記憶手段に記憶させ、かつ、このアルゴリズムを実行する制御装置に各スイッチング電源装置ＰＳの特性を示すデータ（例えば、スイッチング電源装置ＰＳの全台数および各スイッチング電源装置ＰＳについての式（１５）の定数ａ，ｂ，ｃ）を入力する手段を設けておくことによって、上記したさまざまなスイッチング電源装置に対して柔軟に本発明を適用することができる。
１，２ ＭＯＳＦＥＴ
３ 制御部
４ インダクタ
５ キャパシタ
６，７ 電流センサ
８ 切替処理部
９，１０ メモリ
２０ 交点電流検出回路
２１ 電圧発生器
２２，２４ 閾値発生器
２３，２５ 比較器
３１ 演算増幅器
３２ 直流電圧源
３３，３４ 抵抗器
３５ スイッチ素子
３６ デコーダ

Claims (27)

  1. 並列接続されたz台（zは２以上の自然数）の電源装置と、前記電源装置の稼動台数を制御する稼動台数制御装置と、を備え、前記稼動台数制御装置は、
    前記z台の電源装置の負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定する、
    前記関数ｆ１〜ｆｚに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を稼動させた場合の総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
    関数ηqと関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iq（qは（z-1）以下の自然数）を求める、
    というプロセスを経て決定される交点電流i1〜i(z-1)に基づいて稼動させる前記電源装置の台数を決定することを特徴とする電源システム。
  2. 前記稼動台数制御装置は、
    前記交点電流i1〜i(z-1)を格納する交点電流値記憶要素と、
    前記総負荷電流を検出する電流検出要素と、を有し、
    前記電流検出要素により検出される前記総負荷電流と前記交点電流値記憶要素に格納された前記交点電流i1〜i(z-1) とを比較することによって前記稼動させる電源装置の台数を決定する、ことを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
  3. 前記稼動台数制御装置は、前記電流検出要素により検出される前記総負荷電流をiとするとき、前記稼動させる電源装置の台数を、i＜i1なら１、iq＜i≦i(q+1)ならq+1、i(z-1)＜iならzと決定するか、もしくは、i≦i1なら１、iq≦i＜i(q+1)ならq+1、i(z-1)≦iならzと決定する、ことを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
  4. 前記稼動台数制御装置は、
    前記交点電流i1〜i(z-1)に基づいて、稼働台数減少用閾値ijL=i(j-1)/j，稼働台数増加用閾値ijH=ij/j（jは2〜（z-1）の自然数）、および稼働台数増加用閾値i1H=i1，稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/z（但し、i1Lは存在しない、もしくはゼロとし、izHは存在しない、もしくは前記ｚ台の電源装置の各許容負過電流の内の最大値を超える値とする）を出力する閾値発生要素と、
    稼動している前記電源装置の台数nを記憶する台数記憶要素と、
    前記稼動している電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、を有し、
    前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値を閾値inLおよびinHと比較し、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値が前記閾値inL以下であれば稼動している前記電源装置の台数を（n-1）とし、前記負荷電流の値が前記閾値inH以上であれば（n+1）とすることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
  5. 前記下に凸の関数f1〜fzが前記総負荷電流に対する偶数次の多項式であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電源システム。
  6. 前記下に凸の関数f1〜fzがひとつの二次式
    Figure 0005532127
    に実質的に等しく、前記閾値inLが下式のｚをz=(n-1)としたものであり、前記閾値inHが下式のｚをz=(n+1)としたものであることを特徴とする請求項４に記載の電源システム。
    Figure 0005532127
  7. 前記下に凸の関数f1〜fzが全て前記負荷電流に対するひとつの二次の多項式に実質的に等しく、前記稼動台数制御装置は、
    前記電源装置の稼働台数nを記憶する台数記憶要素と、
    稼動していう前記電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、
    前記電流検出要素の出力信号を自乗する自乗要素と、
    稼働台数減少用閾値VthL＝K・((n-1)/n)（Kは正定数）および稼働台数増加用閾値VthH＝K・((n+1)/n)を与える閾値発生要素と、を備え、
    前記自乗要素の出力と前記閾値VthL，VthHとを比較することによって前記電源装置の稼働台数nを増減させることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
  8. 前記閾値発生要素は、
    演算増幅器と、
    前記演算増幅器の非反転入力端子に定電圧を印加する定電圧源と、
    前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接続された抵抗値Rdの固定抵抗器と、
    前記演算増幅器の反転入力端子と基準電位点の間に接続され、前記稼働台数ｎを受けて抵抗値を変更する可変抵抗回路と、
    をそれぞれ備える非反転増幅回路を有し、
    前記非反転増幅回路は、前記稼働台数nに対し、前記可変抵抗回路を一端が前記演算増幅器の出力端子に接続された抵抗値Rdの抵抗と、抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路として、前記演算増幅器の出力端子から前記稼働台数増加用閾値VthHを出力し、前記抵抗値Rdの抵抗と前記抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との接続点の電位を稼働台数減少用閾値VthLとして出力することを特徴とする請求項７に記載の電源システム。
  9. 前記非反転増幅回路の可変抵抗回路は、
    前記演算増幅器の反転入力端子と前記基準電位点の間に直列に接続されたｚ個の抵抗値Rdの抵抗器と、
    前記ｚ個の抵抗器の直列回路における抵抗器の直列接続数を変化させる（z-1）個のスイッチ素子と、
    前記稼働台数nに基づき前記（z-1）個のスイッチ素子のオンオフを制御して、前記抵抗値Rdの抵抗と抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路を形成するデコーダと、
    を有することを特徴とする請求項８に記載の電源システム。
  10. 前記稼動台数制御装置は、前記電源装置の稼動台数を決定するために、前記交点電流もしくは前記交点電流に基づく閾値にヒステリシス幅を持たせるようにしたことを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電源システム。
  11. 前記稼動台数制御装置は、前記電源装置の稼働台数を変更した後の所定時間において、前記稼働台数の変更を禁止することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電源システム。
  12. 前記電源装置が降圧型のスイッチング電源装置である請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の電源システム。
  13. 並列接続されたz台（zは２以上の自然数）の電源装置を有する電源システムにおける制御装置であって、 前記z台の電源装置の負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定する、
    前記関数f1〜fzに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を稼動させた場合の総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
    関数ηqと関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iq（qは（z-1）以下の自然数）を求める、
    というプロセスを経て決定される交点電流i1〜i(z-1)の値に基づいて稼動させる前記電源装置の台数を決定するように構成したことを特徴とする電源システムの制御装置。
  14. 前記交点電流i1〜i(z-1)の値を格納する交点電流値記憶要素と、
    前記総負荷電流を検出する電流検出要素と、を有し、
    前記電流検出要素により検出された前記総負荷電流と前記交点電流値記憶要素に格納された前記交点電流i1〜i(z-1)とを比較することによって前記稼動させる電源装置の台数を決定する、ことを特徴とする請求項１３に記載の電源システムの制御装置。
  15. 前記電流検出要素により検出された前記総負荷電流をiとするとき、前記稼動させる電源装置の台数を、i＜i1なら１、iq＜i≦i(q+1)ならq+1、i(z-1)＜iならzと決定するか、もしくは、i≦i1なら１、iq≦i＜i(q+1)ならq+1、i(z-1)≦iならzと決定する、ことを特徴とする請求項１４に記載の電源システムの制御装置。
  16. 前記交点電流i1〜i(z-1)に基づいて、稼働台数減少用閾値ijL=i(j-1)/j，稼働台数増加用閾値ijH=ij/j（jは2〜(z−1)の自然数）、および稼働台数増加用閾値i1H=i1，稼働台数減少用閾値izL=i(z-1)/z（但し、i1Lは存在しない、もしくはゼロとし、izHは存在しない、もしくは前記ｚ台の電源装置の各許容負過電流の内の最大値を超える値とする）を出力する閾値発生要素と、
    稼動している前記電源装置の台数nを記憶する台数記憶要素と、
    前記稼動していう電源装置のうちの１台の負荷電流を検出する電流検出要素と、を有し、
    前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値を閾値inLおよびinHと比較し、前記電流検出要素により検出された前記負荷電流の値が前記閾値inL以下であれば稼動している前記電源装置の台数を（n-1）とし、前記負荷電流の値が前記閾値inH以上であれば（n+1）とすることを特徴とする請求項１３に記載の電源システムの制御装置。
  17. 前記下に凸の関数f1〜fzが前記総負荷電流に対する偶数次の多項式であることを特徴とする請求項１３ないし１６のいずれかに記載の電源システムの制御装置。
  18. 前記下に凸の関数f1〜fzがひとつの二次式
    Figure 0005532127
    に実質的に等しく、前記閾値inLが下式のｚをz=(n-1)としたものであり、前記閾値inHが下式のｚをz=(n+1)としたものであることを特徴とする請求項１６に記載の電源システムの制御装置。
    Figure 0005532127
  19. 前記下に凸の関数f1〜fzが全て前記負荷電流に対するひとつの二次の多項式に実質的に等しく、
    前記電源装置の稼働台数nを記憶する台数記憶要素と、
    稼動している前記電源装置のうちの１台の負荷電流を検出して、これに相当する電圧信号を出力する電流検出要素と、
    前記電流検出要素の出力信号を自乗する自乗要素と、
    稼働台数減少用閾値VthL＝K・((n-1)/n)（Kは正定数）および稼働台数増加用閾値VthH＝K・((n+1)/n)を与える閾値発生要素と、を備え、
    前記自乗要素の出力と前記閾値VthL，VthHとを比較することによって前記電源装置の稼働台数ｎを増減させることを特徴とする請求項１３に記載の電源システムの制御装置。
  20. 前記閾値発生要素は、
    演算増幅器と、
    前記演算増幅器の非反転入力端子に定電圧を印加する定電圧源と、
    前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接続された抵抗値Rdの固定抵抗器と、
    前記演算増幅器の反転入力端子と基準電位点の間に接続され、前記稼働台数nを受けて抵抗値を変更する可変抵抗回路と、
    をそれぞれ備える非反転増幅回路を有し、
    前記非反転増幅回路は、前記稼働台数nに対し、前記可変抵抗回路を一端が前記演算増幅器の出力端子に接続された抵抗値Rdの抵抗と、抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路として、前記演算増幅器の出力端子から前記稼働台数増加用閾値VthHを出力し、前記抵抗値Rdの抵抗と前記抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との接続点の電位を稼働台数減少用閾値Vthとして出力することを特徴とする請求項１９に記載の電源システムの制御装置。
  21. 前記非反転増幅回路の可変抵抗回路は、
    前記演算増幅器の反転入力端子と前記基準電位点の間に直列に接続されたｚ個の抵抗値Rdの抵抗器と、
    前記ｚ個の抵抗器の直列回路における抵抗器の直列接続数を変化させる（z−1）個のスイッチ素子と、
    前記稼働台数nに基づき前記（ｚ−１）のスイッチ素子のオンオフを制御して、前記抵抗値Rdの抵抗と抵抗値(n-1)・Rdの抵抗との直列回路を形成するデコーダと、
    を有することを特徴とする請求項２０に記載の電源システムの制御装置。
  22. 前記電源装置の稼動台数を決定するために、前記交点電流もしくは前記交点電流に基づく閾値にヒステリシス幅を持たせるようにしたことを特徴とする請求項１３ないし２１のいずれか１項に記載の電源システムの制御装置。
  23. 前記電源装置の稼働台数を変更した後の所定時間において、前記稼働台数の変更を禁止することを特徴とする請求項１３ないし２２のいずれか１項に記載の電源システムの制御装置。
  24. 前記電源装置が降圧型のスイッチング電源装置である請求項１３ないし２３のいずれか１項に記載の電源システムの制御装置。
  25. z台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを並列稼動させる電源システムの制御装置の製造方法であって、
    前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流に対する損失特性をそれぞれに下に凸の関数f1〜fzで同定する、
    前記関数f1〜fzに基づいて、n台（nはz以下の自然数）の前記電源装置を並列稼動させたときの総負荷電流に対する変換効率を表す関数ηnを求める、
    関数ηq（qは（z−1）以下の自然数）と関数η(q+1)の交点の電流である交点電流iqを求める、
    というプロセスを経て得られた前記交点電流iqの値もしくは前記交点電流iqに所定の演算を施した値を記憶要素に記憶させるステップと、
    前記記憶要素に記憶させた値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定する制御要素を設けるステップと、
    を含むことを特徴とする電源システムの制御装置の製造方法。
  26. 並列稼動させるz台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを備える電源システムの制御装置の製造方法であって、
    前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流に対する損失特性をそれぞれ下に凸の関数f1〜fzで同定することによって導かれる下式（１）または（２）によって前記電源装置の稼働台数をnと（n+1）との間で切り換えるための閾値を求めるステップと、
    前記閾値を記憶要素に記憶させるステップと、
    前記記憶要素に記憶させた閾値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定する制御要素を設けるステップと、
    を含むことを特徴とする電源システムの制御装置の製造方法。
    Figure 0005532127
  27. z台（zは２以上の自然数）の電源装置PS-1〜PS-zを並列稼動させる電源システムの制御装置の製造方法であって、
    前記z台の電源装置PS-1〜PS-zの負荷電流iに対する損失特性をひとつの二次式ai2+bi+cで同定するステップと、
    c/aを計算するステップと、
    c/aに比例した値を前記電源システムの制御装置の記憶要素に記憶させる、もしくは該電源システムの制御装置が有する基準電圧源の出力電圧をc/aに比例した値に調整するステップと、
    前記c/aに比例した値に基づいて前記電源装置の稼働台数を決定するステップと、
    を含むことを特徴とする電源システムの制御装置の製造方法。
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5849517B2 (ja) * 2011-08-12 2016-01-27 株式会社Ihi 電源システム
CN103107693A (zh) * 2011-11-14 2013-05-15 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 测试电源装置
US9201434B2 (en) * 2013-03-01 2015-12-01 Nvidia Corporation Multiphase current-parking switching regulator
JP6173008B2 (ja) * 2013-04-23 2017-08-02 ローム株式会社 電源回路
JP6162523B2 (ja) 2013-07-30 2017-07-12 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 電源システムおよびその制御方法ならびに電源制御プログラム
JP6162539B2 (ja) 2013-08-22 2017-07-12 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 電源システムおよびその制御方法ならびに電源制御プログラム
JP2015149815A (ja) * 2014-02-05 2015-08-20 株式会社デンソー 電力変換装置
DE102014107019A1 (de) * 2014-05-19 2015-11-19 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Netzteilanordnung für ein elektronisches Gerät
JP6294770B2 (ja) * 2014-06-10 2018-03-14 矢崎総業株式会社 スイッチング電源
US10013004B2 (en) * 2014-10-24 2018-07-03 Dell Products L.P. Systems and methods for measurement of input current of voltage regulator
US11005370B2 (en) * 2015-04-10 2021-05-11 Texas Instruments Incorporated Dynamic phase change mechanism in multi-phase converters
JP6634311B2 (ja) * 2016-02-24 2020-01-22 本田技研工業株式会社 電源装置、機器及び制御方法
WO2017145305A1 (ja) 2016-02-24 2017-08-31 本田技研工業株式会社 電源装置、機器及び制御方法
CN108604863B (zh) 2016-02-24 2020-08-28 本田技研工业株式会社 电源装置、设备及控制方法
JP6461838B2 (ja) 2016-02-24 2019-01-30 本田技研工業株式会社 電源装置、機器及び制御方法
KR102542512B1 (ko) * 2016-04-25 2023-06-13 삼성디스플레이 주식회사 전원 공급 장치 및 이를 갖는 표시장치
US11199894B2 (en) 2018-10-30 2021-12-14 Dell Products L.P. Method and apparatus for providing high bandwidth capacitor circuit in power assist unit
US10948959B2 (en) * 2018-10-31 2021-03-16 Dell Products, L.P. Method and apparatus to control power assist unit

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11127573A (ja) * 1997-10-23 1999-05-11 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータの並列運転装置
JP4108705B2 (ja) 2005-10-06 2008-06-25 エヌイーシーコンピュータテクノ株式会社 電源装置及び電源装置の制御方法
JP2007116834A (ja) 2005-10-20 2007-05-10 Oki Electric Ind Co Ltd マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ回路
JP4773186B2 (ja) 2005-11-18 2011-09-14 コーセル株式会社 並列運転電源システム
JP2007325446A (ja) 2006-06-02 2007-12-13 Sony Corp 電源装置
US8193796B2 (en) * 2006-07-03 2012-06-05 Infineon Technologies Austria Ag Multiphase power regulator with load adaptive phase control
JP2008187865A (ja) 2007-01-31 2008-08-14 Nagano Japan Radio Co 充電装置
US7982441B2 (en) * 2007-02-15 2011-07-19 International Rectifier Corporation Converter circuit
US8618788B2 (en) 2007-03-30 2013-12-31 Malay Trivedi Dynamically adjusted multi-phase regulator
US8319484B2 (en) * 2007-12-12 2012-11-27 Intersil Americas Inc. Voltage regulator system and method for efficiency optimization using duty cycle measurements
JP5060274B2 (ja) 2007-12-25 2012-10-31 パナソニック株式会社 電源システム

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