JP5528431B2

JP5528431B2 - ２次歪補正受信機及び２次歪補正方法

Info

Publication number: JP5528431B2
Application number: JP2011507045A
Authority: JP
Inventors: 忠士森田; 克人清水
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-04-03
Filing date: 2010-04-02
Publication date: 2014-06-25
Anticipated expiration: 2030-04-02
Also published as: JPWO2010113527A1; US20120002770A1; WO2010113527A1; US8391818B2

Description

本発明は、無線通信装置に関し、特に相互変調２次歪を補正する２次歪補正受信機及び２次歪補正方法に関する。

近年、携帯電話やワンセグ受信機などの無線受信機において、広帯域化が要求されている。より広帯域な受信システムを実現するには、相互変調２次歪のキャンセル機能を強化する必要がある。

相互変調２次歪のキャンセル方式の中でよく知られている方法として、非特許文献１に開示された方法がある。図１は、非特許文献１に開示される受信機１０の構成を示すブロック図である。非特許文献１に開示される方法では、図１に示すように、ＩＦ信号から重み付けされたレファレンス信号を減算させることによって、ミキサ１１で発生する相互変調２次歪を調整する。この重み付けに用いる補正係数は以下の方法で決定される。

ミキサ１１からは、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２に対して差動出力信号が出力され、コモンモード検出部１４に対してコモンモード出力信号が出力される。まず、コモンモード検出部１４は、ミキサ１１のコモンモード出力信号を検出し、その信号に対して、ＬＰＦ１５はローパスフィルタ処理を行い、その高調波成分を除去する。さらに、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１６は、ＬＰＦ１５の出力をデジタル信号に変換し、デジタル領域のレファレンス信号を生成し、デジタル領域のレファレンス信号をＬＭＳ１７に出力する。

次に、ミキサ１１の差動出力信号に対して、ＬＰＦ１２は、その高調波信号を除去する。さらに、ＡＤＣ１３は、ＬＰＦ１２の出力をデジタル信号に変換して、デジタル領域のＩＦ信号を生成し、デジタル領域のＩＦ信号をＬＭＳ１７に出力する。

ＬＭＳ（Least Mean Square）１７は、前述のデジタル領域のレファレンス信号とＩＦ信号との間の相関値を求め、ＬＭＳアルゴリズムを用いることによって、相互変調２次歪の補正に用いる最適な補正係数を決定する。

また、別の相互変調２次歪のキャンセル方式として、特許文献１に開示された方法がある。この方式では、図２のように、ＤＣ（Direct Current）検出部２２は、ミキサ２１の出力に含まれているＤＣ（Direct Current）成分を検出し、受信機２０は、ＤＣ成分に応じた定電流を定電流源２３からミキサ２１の出力に注入することによって、ミキサ出力のＤＣ成分を補正し２次歪を抑圧する。

米国特許第７４２１２６０号明細書

IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.43,NO.11,NOVEMBER 2008, "Digital Adaptive IIP2 Calibration Scheme for CMOS Downconversion Mixers"

しかしながら、前記非特許文献１の方式では、補正係数を決定するには、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方が必要となり、ミキサの差動出力信号のみだけを用いて補正係数を決定することが難しい。さらに、ミキサの差動出力信号とコモンモード出力信号との間で相関を取りＬＭＳアルゴリズムを用いて補正係数を決定するためには、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方の中心電圧を精度良く調整する必要がある。そのため、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方の中心電圧を調整するための回路が２つ必要となり、その調整に余分な工数が必要になる。

また、前記特許文献１の方式では、相互変調２次歪を十分にキャンセルさせることが難しいという課題があった。

本発明の目的は、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる２次歪補正受信機及び２次歪補正方法を提供することである。

本発明の２次歪補正受信機は、入力信号に対して非線形処理を行って差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する、非線形特性を持つ能動素子と、前記コモンモード出力信号を抽出するコモンモード検出部と、抽出された前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する重み付け部と、前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する補正信号注入部と、前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出するＤＣ成分検出部と、前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付け部で用いる重み付け係数を決定する重み決定部と、を具備し、前記重み決定部は、前記補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を前記重み付け係数とする構成を採る。

本発明の２次歪補正方法は、非線形特性を持つ能動素子により発生する２次歪成分を除去する２次歪補正方法であって、入力信号に対して、前記能動素子が非線形処理を行って得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を抽出し、前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成し、前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力し、前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出し、前記平均ＤＣ成分をゼロにする係数を、前記重み付けに用いる重み付け係数とする。

これらによれば、補正信号を差動出力信号に注入して得られる補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を用いて、コモンモード出力信号に対して用いる重み付け係数を決定することができるので、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。

本発明によれば、非線形能動素子の差動出力信号のみを用いて、２次歪み成分をキャンセルするための重み付け係数を決定することができ、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。

非特許文献１の受信機の構成を示す図特許文献１の受信機の構成を示す図本発明の受信機の基本構成を示すブロック図本発明の実施の形態１に係るＤＣ検出部の内部構成を示すブロック図本発明の実施の形態２に係る受信機の要部構成を示すブロック図本発明の実施の形態３に係る受信機の要部構成を示すブロック図実施の形態３に係るミキサの構成例を示す図本発明の実施の形態４に係る受信機の要部構成を示すブロック図実施の形態４に係るアンプの構成例を示す図本発明の実施の形態５に係るＤＣ検出部の内部構成を示すブロック図本発明の実施の形態６に係る受信機の要部構成を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（本発明の２次歪補正受信機の基本構成）
図３は、本発明の受信機１００の基本構成を示すブロック図である。

非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形変換し、非線形変換により得られた差動出力信号と、コモンモード出力信号とを出力する。ここで、差動出力信号とは、非線形能動素子部１１０に差動出力型の能動素子を用いた場合（差動システム）に、当該差動システムにおける２系統出力信号の差の成分を示す信号である。コモンモード出力信号とは、当該差動システムにおける２系統出力信号の和の成分を示す信号である。

この非線形能動素子部１１０は、非線形特性を有し、例えばミキサにより構成される。そして、その差動出力信号には、相互変調２次歪成分が混入している。

コモンモード検出部１２０は、非線形能動素子部１１０から出力されるコモンモード出力信号を検出する。ここで検出されるコモンモード出力信号には、信号入力によって発生するＤＣ（Direct Current）成分、及び、相互変調２次歪成分を含むＡＣ成分の両方の成分が含まれている。

なお、２次歪成分は、差動出力では打ち消される傾向があり、コモンモード出力では強めあって出力されるという特徴がある。

そして、重み付け部１３０は、前述のコモンモード出力信号に対して、後述の重み決定部１６０により決定される重み付け係数（重み付け係数）を用いて重み付けを行い、補正信号を生成する。

補正信号注入部１４０は、非線形能動素子部１１０の差動出力信号から、重み付け部１３０から出力される補正信号を減算して、補正差動出力信号を生成する。これにより、差動出力信号に含まれていた２次歪成分が除去される。なお、歪成分の除去の方法については、後述する。

次に、ＤＣ検出部１５０において、補正信号注入部１４０から出力される補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を検出する。ＤＣ検出部１５０における平均ＤＣ成分の検出方法については、後述する。

重み決定部１６０は、ＤＣ検出部１５０により検出された平均ＤＣ成分と、現時点での重み付け係数とから、より最適な重み付け係数を算出し、重み付け部１３０へ出力する。重み付け係数の算出方法については、後述する。

（相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係）
ここで、ある信号を非線形能動素子に入力した時に発生する相互変調２次歪とＤＣオフセットとの関係について説明する。相互変調２次歪は、非線形能動素子の２乗成分によって発生すると言われている。そこで（式１）の２乗演算に関する入出力モデルについて考える。（式１）において、Ｘが入力信号であり、Ｙが出力信号である。

次に、入力信号Ｘとして、（式２）に示すように、ともに振幅の大きさがＡで、周波数の異なる２つのトーン波が入力される場合を考える。

その時の出力信号Ｙは（式３）で表わされる。

ここでは、非線形能動素子として差動出力型の能動素子を用いた受信機を想定するので、差動出力間のアンバランス成分を表す係数として、Ｋ１及びＫ２（Ｋ１−Ｋ２＜＜１）を導入する。差動成分それぞれの信号が、Ｋ１又はＫ２を（式３）に掛け合わせた信号であるとすると、差動出力成分（Ｙ１、Ｙ２）は、それぞれ（式４）、（式５）で表すことができる。

上記（式４）及び（式５）から、相互変調２次歪成分及びＤＣ成分の各々を抽出し、それらの差動成分として整理する。相互変調２次歪成分の差動成分ＩＭ２＿ｄｉｆｆは（式６）で表され、ＤＣ成分の差動成分ＤＣ＿ｄｉｆｆは（式７）で表される。

同様に、（式４）と（式５）の中から、相互変調２次歪成分とＤＣ成分の各々を抽出し、それらのコモンモード成分として整理する。相互変調２次歪成分のコモンモード成分ＩＭ２＿ｃｏｍは（式８）で表され、ＤＣ成分のコモンモード成分ＤＣ＿ｃｏｍは（式９）で表わされる。

ここで上記のコモンモード成分に重み付け係数ｗを乗算し、得られる補正信号を非線形能動素子の差動出力信号に注入して得られる補正差動出力信号成分を整理する。補正差動出力信号に含まれる相互変調２次歪成分ＩＭ２＿ｏｕｔは（式１０）で表され、補正差動出力信号に含まれるＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔは（式１１）で表される。

ここで（式１１）のＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔに注目し、この成分が完全にゼロになるような重み付け係数ｗを見つけることを考える。ＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔが完全にゼロになるようなｗは、（式１２）に示すｗ＿ｃａｌになると予測される。

ここで、このｗ＝ｗ＿ｃａｌの状態で、上記補正差動出力信号に含まれる相互変調２次歪成分ＩＭ２＿ｏｕｔを調べる。（式１２）のｗ＿ｃａｌを（式１０）中のｗに代入すると、ＩＭ２＿ｏｕｔはゼロになることがわかる。

つまり、受信機１００において、最終出力（補正差動出力信号）に含まれるＤＣ成分がゼロになるような重み付け係数（ｗ＝ｗ＿ｃａｌ）を用いて、コモンモード出力信号を重み付けして、補正信号を生成し、当該補正信号を差動出力信号に注入して最終出力（補正差動出力信号）を出力することにより、最終出力（補正差動出力信号）に含まれる相互変調２次歪成分もゼロになることが分かる。

本願発明者らは、上述した相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係を発見し、本願発明に係る２次歪補正受信機及び２次歪補正方法を想到するに至った。

（実施の形態１）
本実施の形態では、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる受信機及び歪補正方法について説明する。なお、本実施の形態に係る受信機の構成は、図３と同様の構成であるため、図３を援用して説明する。

非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形変換し、非線形変換により得られた差動出力信号と、コモンモード出力信号とを出力する。この非線形能動素子部１１０は、非線形特性を有し、例えばミキサにより構成される。そして、差動出力信号には、相互
変調２次歪成分が混入している。差動出力信号に含まれるＤＣ成分及び相互変調２次歪成分は、それぞれ、上述した（式６）、（式７）で表される。

コモンモード検出部１２０は、非線形能動素子部１１０から出力されるコモンモード出力信号を検出する。ここで検出されるコモンモード出力信号は、信号入力によって発生するＤＣ成分と、相互変調２次歪成分を含むＡＣ成分の両方の成分が含まれている。これらの成分は、それぞれ、上述した（式８）、（式９）で表される。

重み付け部１３０は、前述のコモンモード出力信号に対して、重み付け係数を用いて重み付けを行い、補正信号を生成する。重み付けは、具体的には、カレントミラー回路を用いたり、可変増幅器を用いたりすることにより実現できる。

コモンモード出力信号に重み付けを行うことによって生成された補正信号は、補正信号注入部１４０において、非線形能動素子部１１０の差動出力信号に注入され、補正差動出力信号が生成される。補正差動出力信号に含まれるＤＣ成分及び相互変調２次歪成分は、それぞれ、上述した（式１０）、（式１１）で表される。

ＤＣ検出部１５０は、補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を検出する。図４は、ＤＣ検出部１５０の具体的な構成を示すブロック図である。

平均演算部１５１は、それまでに入力されていた補正差動出力信号に対して、平均演算を実施する。この平均演算部１５１の具体的な構成の一例として、一次型のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いることができる。

カウンタ部１５２ではあらかじめ決定されている一定期間をカウントし、一定期間ごとに更新タイミング信号を更新部１５３に出力する。

更新部１５３は、カウンタ部１５２より一定期間ごとに与えられる更新タイミング信号が入力されると、平均演算部１５１で算出された平均値を更新し、平均ＤＣ成分として出力する。

なお、上記の、あらかじめ決定されている一定期間とは、例えば、２０ミリ秒である。ただし、この「一定期間」としては、通信されるデータに依存せずにＤＣ成分を検出するために、複数のシンボルをまたがるような長い時間が必要であり、その長さは通信方式によって異なる。

再度、図３に戻り、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分を用いて、重み付け係数を決定する。具体的には、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数ｗ＿ｃａｌを重み付け係数とする。係数ｗ＿ｃａｌは、上述の（式１２）より得られる。

また、重み決定部１６０は、ＤＣ検出部１５０で検出した平均ＤＣ成分と、現時点での重み付け係数（ｗ（ｔ））から、より最適な次時点での重み付け係数（ｗ（ｔ＋１））を算出する。次時点での重み付け係数（ｗ（ｔ＋１））は、以下の（式１３）より求めることができる。

（式１３）において、μは更新係数であり、本実施の形態においては、十分に小さい固
定の値とする。この更新係数μに大きい値を選択すると、重み付け係数ｗ（ｔ）が最適値へ収束するまでの時間は短くなるが、受信機１００を有するシステムの安定度は低くなる傾向がある。一方、更新係数μに小さい値を選択すると、重み付け係数ｗ（ｔ）が最適値へ収束するまでの時間は長くなるが、システムの安定度は向上するという傾向がある。従って、このシステムにおける最適な更新係数μは、実際に評価を実施することによって最適な値を選択することにより決定されるとする。

なお、上記の（式１３）による重み付け係数ｗ（ｔ）の更新を行うためには、図４の更新部１５３として、乗算回路及び加算回路を用いることによって容易に実現することができる。また、乗算回路に代えてビットシフトにより乗算を実現してもよい。

このように、重み決定部１６０で算出された重み付け係数ｗ（ｔ）は、重み付け部１３０に出力され、重み付け部１３０では、重み付け係数ｗ（ｔ）が用いられて、コモンモード出力信号に重み付けが実施される。

なお、上記のシステムは、非線形能動素子部１１０に信号が何も入力されていない時に、補正信号注入部１４０の出力信号のＤＣオフセット成分が完全にゼロになるように事前に調整されていることを前提にしている。

そして、事前に補正信号注入部１４０の出力信号のＤＣオフセット成分が完全にゼロになるように調整された状態で、ある入力信号が非線形能動素子部１１０に入力される状態で、ＤＣ検出部１５０は、補正信号注入部１４０から出力される補正差動出力信号のＤＣ成分を検出する。そして、重み決定部１６０は、当該ＤＣ成分がゼロになるように重み付け係数を決定する。そして、重み付け部１３０は、当該重み付け係数を用いてコモンモード出力信号に重み付けして補正信号を生成する。そして、補正信号注入部１４０は、当該補正信号を差動出力信号に注入することにより、補正差動出力信号から相互変調２次歪成分を除去する。

このように、本実施の形態では、前述した相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係を利用している。すなわち、本実施の形態では、補正差動出力信号のＤＣ成分が完全にキャンセルできている重み付け係数（（式１２）参照）と、補正差動出力信号の相互変調２次歪成分を完全にキャンセルできる重み付け係数とが、同じ値であるという関係を利用している。そのため、重み付け係数を決定する際には、ＤＣ検出部１５０で検出された補正差動出力信号のＤＣ成分のみを用いればよく、補正差動出力信号及びコモンモード出力信号の中心電圧の調整も不要である。従って、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、相互変調２次歪成分を精度よくキャンセルすることができる。

以上のように、非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形処理を行って、差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する。コモンモード検出部１２０は、コモンモード出力信号を抽出する。重み付け部１３０は、抽出されたコモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する。補正信号注入部１４０は、補正信号を差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する。ＤＣ検出部１５０は、補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出する。重み決定部１６０は、平均ＤＣ成分を用いて、重み付け部１３０で用いる重み付け係数を決定する。このとき、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を重み付け係数とする。

このようにして、重み付け部１３０は、ＤＣ成分をキャンセルできる重み付け係数（（式１２）参照）を用いて、コモンモード出力信号を重み付けして補正信号を生成し、補正信号注入部１４０が、当該補正信号を差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力することにより、相互変調２次歪成分をキャンセルすることができる。

本実施の形態では、重み付け係数は、補正差動出力信号のみを用いて決定されるので、差動出力信号及びコモンモード出力信号の中心電圧を調整するための回路が不要となり、その調整工数も不要になる。そのため、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルさせることができる。

（実施の形態２）
図５は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図５の受信機２００において、図３の受信機１００と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図５の受信機２００は、図３の受信機１００に対して、コモンモード検出部１２０と重み付け部１３０との間にＬＰＦ２１０を追加した構成を採る。

ＬＰＦ２１０は、キャンセルしたい相互変調２次歪の成分が通過周波数帯域となり、帯域外の不必要な妨害波などを除去するフィルタを使用する。コモンモード検出部１２０の後段にＬＰＦ２１０を設けることにより、ＬＰＦ２１０が、コモンモード出力信号のうち、相互変調２次歪成分以外の成分を除去するので、重み付け部１３０には、コモンモード出力信号のうち、相互変調２次歪成分と同一の周波数成分のみが入力されるようになる。この結果、重み付け部１３０において、適切な補正信号を生成することができるので、補正信号注入部１４０において、相互変調２次歪成分を精度良くキャンセルすることができる。

以上のように、本実施の形態では、受信機２００は、コモンモード検出部１２０と重み付け部１３０との間に、コモンモード出力信号の周波数帯以外の周波数成分を除去するＬＰＦ２１０を具備する。これにより、簡易な回路構成で、さらに高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。

（実施の形態３）
図６は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図６の受信機３００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、非線形能動素子部１１０にミキサ３１０を適用した例である。

ミキサ３１０は、入力信号の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする。そして、ミキサ３１０は、入力信号の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする際に得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を、それぞれ、補正信号注入部１４０及びコモンモード検出部１２０に出力する。

ミキサ３１０は、例えば、図７に示すようなダブルバランスミキサの構成を採る。この場合、ミキサ３１０は、入力信号ＲＦ＋，ＲＦ−をローカル信号ＬＯ＋，ＬＯ−によりスイッチングを行うことによって、入力信号ＲＦ＋，ＲＦ−の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする。なお、ミキサ３１０の構成は、図７以外の構成であってもよい。

（実施の形態４）
図８は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図８の受信機４００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、非線形能動素子部１１０にアンプ４１０を適用した例である。

アンプ４１０は、入力信号の振幅を調整（増幅）する。そして、アンプ４１０は、入力信号の振幅を調整（増幅）する際に得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を、
それぞれ、補正信号注入部１４０及びコモンモード検出部１２０に出力する。

アンプ４１０は、例えば、図９に示すような差動アンプの構成を採る。なお、アンプの構成は、一般的に知られているものを用いればよく、図９以外の構成であってもよい。

（実施の形態５）
本実施の形態では、ＤＣ検出部の別の内部構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態に係る受信機は、実施の形態１から実施の形態４の受信機のＤＣ検出部１５０に代えて、ＤＣ検出部１５０Ａを有する点のみが異なり、他の構成は同様である。そのため、本実施の形態に係る受信機の図示及び説明を省略し、ＤＣ検出部１５０Ａについてのみ説明する。

図１０は、本実施の形態に係るＤＣ検出部１５０Ａの内部構成を示すブロック図である。なお、図１０のＤＣ検出部１５０Ａにおいて、図４のＤＣ検出部１５０と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図１０のＤＣ検出部１５０Ａは、図４のＤＣ検出部１５０に対し、カウンタ部１５２及び更新部１５３に代えて、ΔＤＣ検出部１５４及び更新部１５５を有する。

ＤＣ検出部１５０では、更新部１５３は、一定の期間ごとに平均ＤＣ値を更新していた。

一方、ＤＣ検出部１５０Ａでは、ΔＤＣ検出部１５４は、平均演算部１５１で計算される平均ＤＣ値（ｔ）と、一つ前のタイムステップにおける平均ＤＣ値（ｔ−１）との差を計算する。

ΔＤＣ検出部１５４は、平均ＤＣ値（ｔ−１）と平均ＤＣ値（ｔ）との差が、ある閾値より小さくなれば、平均ＤＣ値として収束したと判断する。そして、そのタイミングで、ΔＤＣ検出部１５４は、更新部１５５に重み付け係数の更新指示を与える。

そして、更新部１５５は、ΔＤＣ検出部１５４からの更新指示に従って、平均ＤＣ値を更新する。

なお、これらの演算は、例えば数十ＭＨｚ程度の速度で行われることが考えられる。そのため、上述のタイムステップは数十ナノ秒程度が一般的である。なお、最適な閾値は、システムにより異なるので、実評価により最適な値を決定し用いる事が好ましい。

以上のように、本実施の形態では、ＤＣ検出部１５０Ａは、平均ＤＣ成分の値の収束度を判定し、値が収束したと判定した場合に、平均ＤＣ成分を重み決定部１６０に出力する。これにより、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができるという効果に加えて、より高速に重み付け係数を収束させることができるようになる。

（実施の形態６）
本実施の形態では、受信機周辺の電波状態が激変した場合、一時的に、更新係数μ（（式１３）参照）の値をμ＿ｐｒｅｄに変更する。ここで、μ＿ｐｒｅｄは、事前に設定されており、重み付け係数の収束完了までに要する時間を短くするために大きな値に設定されている。

図１１は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図１１の受信機５００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。図１１の受信機５００は、図５の受信機２００に対して、
通信状況検出部５１０及びμ値制御部５２０を更に追加した構成を採る。

通信状況検出部５１０は、受信機５００の周辺の電波状態の変動を調べる。電波状態の変動を調べる方法としては、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）指標の変動差、ＤＣ検出部１５０で検出されるＤＣ値の変動差などいろいろな指標による判断が考えられる。以下では、その一例として、通信状況検出部５１０が、ＥＶＭ指標の変動差を用いて、電波状況の変動を調べる場合を例に説明する。

通信状況検出部５１０は、補正差動出力信号のＥＶＭ値を計算する。次に、通信状況検出部５１０は、ＥＶＭ値（ｔ）と、一つ前のタイムステップにおけるＥＶＭ値（ｔ−１）との変動差を計算する。そして、その変動差が、事前に決められた閾値より大きい場合、通信状況検出部５１０は、μ値制御部５２０に対してμ値変更通知を行う。

μ値制御部５２０は、通信状況検出部５１０からのμ値変更通知を受け取ると、μ値を事前に設定されたμ＿ｐｒｅｄに変更し、変更後のμ値を重み決定部１６０に出力する。なお、μ値制御部５２０は、一定時間が経過した後、変更されたμ値を元の値に再設定し、再設定後のμ値を重み決定部１６０に出力する。

以上のように、本実施の形態では、通信状況検出部５１０は、受信機５００の周辺の電波状態の変動を調べ、μ値制御部５２０は、μ値変更通知を受け取ると、μ値を事前に設定されたμ＿ｐｒｅｄに変更し、変更後のμ値を重み決定部１６０に出力する。したがっって、重み決定部１６０は、通信の状態の変化が大きい場合、あらかじめ決められた値に変更された更新係数μを用いて、重み係数を決定する。

このようにして、受信機の電波変動がある場合、更新係数μを一時的に大きな値に変更することにより、重み付け係数の収束に要する時間を早めることができる。そして、一定期間経過した後、すなわち収束の最終段階に達した後に、μ値を元の小さな値に再設定することで、トータルでより高速に最適重み付けを決定することができる。このように、本実施の形態によれば、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができるという効果に加えて、受信機の電波変動があった場合にでも、重み付け係数の収束に要する時間を早めることができる。

２００９年４月３日出願の特願２００９−０９１０５７に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明に係る次歪補正受信機及び２次歪補正方法によれば、簡易な回路構成で、相互変調２次歪を精度よくキャンセルさせることができる。

１００，２００，３００，４００，５００受信機
１１０非線形能動素子部
１２０コモンモード検出部
１３０重み付け部
１４０補正信号注入部
１５０，１５０ＡＤＣ検出部
１６０重み決定部
１５１平均演算部
１５２カウンタ部
１５３，１５５更新部
１５４ ΔＤＣ検出部
２１０ＬＰＦ
３１０ミキサ
４１０アンプ
５１０通信状況検出部
５２０ μ値制御部
３１１〜３１６，４１１，４１２トランジスタ

Claims

入力信号に対して非線形処理を行って差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する、非線形特性を持つ能動素子と、
前記コモンモード出力信号を抽出するコモンモード検出部と、
抽出された前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する重み付け部と、
前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する補正信号注入部と、
前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出するＤＣ成分検出部と、
前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付け部で用いる重み付け係数を決定する重み決定部と、
を具備し、
前記重み決定部は、前記補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を前記重み付け係数とする２次歪補正受信機。
前記重み決定部は、前記平均ＤＣ成分の値と、現時点で用いている前記重み付け係数とを用いて、前記重み付け係数を更新する、
請求項１記載の２次歪補正受信機。
前記重み決定部は、前記平均ＤＣ成分の値に所定の更新係数を乗算して得られる値と、現時点で用いている前記重み付け係数とを加算することにより、更新後の重み付け係数を生成する、
請求項１記載の２次歪補正受信機。
前記重み決定部は、通信の状態の変化が大きい場合は、前記更新係数をあらかじめ設定された係数に変更して、前記重み係数を決定する、
請求項３記載の２次歪補正受信機。
前記ＤＣ成分検出部は、一定期間ごとに前記平均ＤＣ成分の値を前記重み付け決定部に出力する、
請求項１に記載の２次歪補正受信機。
前記ＤＣ成分検出部は、前記平均ＤＣ成分の値の収束度を判定し、値が収束したと判定した場合に、前記平均ＤＣ成分を前記重み決定部に出力する、
請求項１に記載の２次歪補正受信機。
前記コモンモード検出部と前記重み付け部との間に設けられ、前記コモンモード出力信号の周波数帯以外の周波数成分を除去するローパスフィルタ部を、更に具備する、
請求項１に記載の２次歪補正受信機。
前記能動素子は、ミキサであり、前記入力信号の周波数をダウンコンバートする、
請求項１に記載の２次歪補正受信機。
前記能動素子は、アンプであり、前記入力信号の振幅を調整する、
請求項１に記載の２次歪補正受信機。
非線形特性を持つ能動素子により発生する２次歪成分を除去する２次歪補正方法であって、
入力信号に対して、前記能動素子が非線形処理を行って得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を抽出し、
前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成し、
前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力し、
前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出し、
前記平均ＤＣ成分をゼロにする係数を、前記重み付けに用いる重み付け係数とする、
２次歪補正方法。