JP5391696B2 - 回転機の制御装置及び制御システム - Google Patents

Description

本発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置及び制御システムに関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。このため、指令電圧が上昇していくことで、三角波比較ＰＷＭ制御の制御性が低下する。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、三角波比較ＰＷＭ制御の制御性が低下する場合、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御に切り替えることも提案されている。またここでは、回転機を流れる電流が、三角波比較ＰＷＭ制御における指令電流曲線よりも界磁を強める領域となることで、矩形波制御から三角波比較ＰＷＭ制御へと切り替えることも提案されている。

特開２００２−２２３５９０号公報

ところで、矩形波制御を行う際には、通常、回転速度が上昇し３相電動機の誘起電圧が大きくなるにつれてｄ軸方向の電流を増やし磁極方向の磁束を低減するいわゆる弱め界磁制御がなされる。このため、弱め界磁制御の必要性の低下とともに三角波比較ＰＷＭ制御に切り替えられることとなる。ただし、上記従来技術のように磁束が一旦不必要に強められた後、三角波比較ＰＷＭ制御に移行する場合には、無駄な電流が流れた後、三角波比較ＰＷＭ制御がなされることとなる。

なお、このような問題は、上記切替制御に限って生じるものでは無く、一般に、フィードバック制御をするものにあっては、一旦電流が所望の値から乖離することでこの乖離を解消しようとするものであるため、電流を所望の値に制御するうえで必ずしも制御性が高いものとはならなかった。このため、例えば３相電動機を流れる電流がインバータの最大許容電流を超える事態が生じる懸念も払拭できない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで回転機の制御量を制御するに際し、回転機を流れる電流が所望の値から大きく外れる事態を好適に回避することのできる回転機の制御装置及び制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

第１の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を設定した場合に前記回転機を流れる電流を予測する電流予測手段と、前記電力変換回路の実際の操作状態が、前記予測される電流が許容範囲から外れるものに対応する操作状態となることを回避する回避手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、電流予測手段を備えることで、電力変換回路を実際に操作する以前に、所定の操作状態とした場合に回転機を流れる電流を予測することができる。そしてこの予測された電流が許容範囲から外れるものに対応する操作状態とならないように電力変換回路を操作することで、回転機を流れる電流が所望の値から大きく外れる事態を好適に回避することができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記電流予測手段は、前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定したとした場合について前記回転機を流れる電流をそれぞれ予測することを特徴とする。

第３の発明は、第１又は第２の発明において、前記回転機は、同期回転機であり、前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムが所定の低電圧領域に対応するものである場合、前記回転機を流れる電流が指令電流となるように前記電力変換回路を操作する第１制御手段と、前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムが所定の高電圧領域に対応するものである場合、前記第１制御手段の指令電流よりも磁極方向の磁束を弱めるように前記電力変換回路を操作する第２制御手段とを更に備え、前記回避手段は、前記電流予測手段による予測に基づき、前記第１制御手段と前記第２制御手段との切替領域近傍において前記第１制御手段による指令電流よりも磁極方向の磁束を強める電流となると予測される操作状態を回避することを特徴とする。

上記切替領域近傍において第１制御手段による指令電流よりも磁極方向の磁束を強める電流を流すことは、回転機に無駄な電流を流すことを意味する。上記発明では、この点に鑑み、こうした電流を流すこととなると予測される操作状態を避けることで、回転機に無駄な電流が流れることを好適に回避することができる。

なお、上記切替領域近傍とは、第１制御手段による指令電流が電力変換回路の入力電圧によって実現可能な上限値に対応する値を中心としこれとの乖離度合いが所定以下となる領域としてもよい。また、所定以上の電圧利用率となる領域としてもよい。

第４の発明は、第１〜第３のいずれかの発明において、前記回避手段は、前記電流予測手段によって予測される電流が前記電力変換回路のスイッチング素子の最大許容電流を超えるものに対応する操作状態を避けて前記電力変換回路の実際の操作状態を設定することを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子に最大許容電流を超える電流が流れることを好適に回避することができるため、電力変換回路の信頼性の低下を回避したり、電力変換回路の強制的なシャットダウン処理を回避したりすることができる。

第５の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、前記電流予測手段によって予測される電流に基づき、前記回転機の状態量を算出する手段を更に備え、前記回避手段は、前記算出される状態量が所定の制約を満たさないものに対応する操作状態となることを回避することで、前記予測される電流が前記制約に対応する許容範囲から外れるものに対応する操作状態となることを回避することを特徴とする。

回転機の電流が予測される場合、回転機の他の状態量も予測可能である。そして、これら他の状態量にも様々な制約が生じ得る。上記発明では、この点に鑑み、上記電流の許容範囲を、他の状態量に対する制約によって間接的に設定する。

第６の発明は、第５の発明において、前記状態量は、前記回転機の磁束であることを特徴とする。

磁束は、トルクや誘起電圧を定めるパラメータとなることなどから、これに制約が課せられることがある。この点、上記発明では、回避手段を備えることで、この制約から外れる制御を好適に回避することができる。

第７の発明は、第１〜第６のいずれかの回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。

上記発明では、回避手段を備えることで、回転機を流れる電流が所望の値から大きく外れる事態を好適に回避することができるため、信頼性の高いシステムを実現している。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる指令電流の設定を示す図。 電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるインバータの操作に関する処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるインバータの操作に関する処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるインバータの操作に関する処理の手順を示す流れ図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

上記制御装置１４は、モータジェネレータ１０に対する要求トルクを実現するための指令電流となるように、インバータＩＶを操作する。図２に、本実施形態にかかる指令電流の設定を示す。

図２中、１点鎖線は、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御によって定まる指令電流を、回転２次元座標系（ｄｑ座標系）の電流として示した最大トルク曲線である。一方、破線は、電源電圧ＶＤＣ及び電気角速度ωによって実現できる電流の上限値を示す電流制限楕円である。これは、以下の式（ｃ１）、(ｃ２)に示す電圧方程式において、出力電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）のノルムが電源電圧ＶＤＣに対応する上限値となる際の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）の軌跡として導出することができる。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωΦ …（ｃ２）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、(ｃ２)において、電気角速度ω、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数Φを用いた。

また、図２中、２点鎖線は、最大トルク曲線と電流制限楕円との交点Ｐにおけるトルクと同一のトルクを生成可能な電流を示す等トルク曲線である。ここで、等トルク曲線のうち、交点Ｐよりもｄ軸電流を減らす側（負のｄ軸電流を増やす側）については、電流制限楕円によって囲われた領域に入るものの、交点Ｐよりもｄ軸電流を増やす側（負のｄ軸電流を減らす側）については、電流制限楕円によって囲われた領域から外れる。換言すれば、交点Ｐよりもｄ軸電流を減らす側については、電源電圧ＶＤＣによって実現可能であるものの、交点Ｐよりもｄ軸電流を増やす側については、電源電圧ＶＤＣによって実現不可能である。これは、上記の式（ｃ２）において、ｄ軸電流を負で大きくすることで、ｄ軸電圧に対する誘起電圧ωΦの寄与を低減することができることによる。

上記に鑑み、本実施形態では、指令電流を実線にて定義する。すなわち、要求トルクを実現するための最大トルク曲線上の点が電流制限楕円内の領域にある場合には、最大トルク曲線を指令電流とし、ない場合には、等トルク曲線のうちｄ軸方向の磁束を弱める弱め界磁制御を行う部分を指令電流とする。なお、電流制限楕円は、電源電圧ＶＤＣ及び電気角速度ωに依存するものであるため、指令電流は、電源電圧ＶＤＣ及び電気角速度ωに応じて可変設定されるものとなる。

モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、本実施形態では、インバータＩＶの操作状態を設定した場合にモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、この予測電流が指令電流に近くなる操作状態となるようにインバータＩＶを操作するモデル予測制御を行う。ここでは、まずインバータＩＶの操作状態について説明する。

インバータＩＶの操作状態は、図３に示す８つの電圧ベクトルによって表現できる。ここで例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加する電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図３（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

本実施形態では、インバータＩＶの操作状態をこれら８つの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれとした場合にモータジェネレータ１０に流れる電流を予測し、これに基づき実際の操作状態とする電圧ベクトルを選択する。

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。図４に示す処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、現在の電流の検出値ｉｄ，ｉｑを取得する。この処理は、電流センサ１６〜１８によって検出される実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３相変換することで、実電流ｉｄ，ｉｑとする処理である。続くステップＳ１２では、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を指定するパラメータｎをゼロとする。続くステップＳ１４では、電流の初期値を上記ステップＳ１０における実電流ｉｄ，ｉｑとし、インバータＩＶの操作状態を電圧ベクトルＶｎとした際の電流を予測する（電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出する）。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測することで行うことができる。
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωΦ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、ここで、出力電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）は、インバータＩＶの操作状態としてゼロベクトル（Ｖ０，Ｖ７）を選択する場合にはゼロベクトルとし、非ゼロベクトルを選択する場合には、先の図３（ｂ）に示したベクトルのノルムを電源電圧ＶＤＣとして、これをｄｑ変換したベクトルとすればよい。

続くステップＳ１６においては、電源電圧ＶＤＣに応じた等トルク曲線Ｌｅと最大トルク曲線Ｌｍとの交点Ｐ近傍であるか否かを判断する。この処理は、次回のインバータＩＶの操作によって、最大トルク制御と弱め界磁制御との切替が要求される可能性がある領域であるか否かを判断するものである。ここで交点Ｐ近傍とは、交点からの距離が所定以下の領域としてもよい。またこれに代えて、所定以上の電圧利用率（上記交点Ｐとなる際の電圧利用率又はこれよりも微少量だけ小さい電圧利用率以上の電圧利用率）となる領域としてもよい。この場合、弱め界磁制御領域のうち交点Ｐよりもｄ軸の電流が大きく低減された領域をも含むこととなるが、後述するステップＳ１８の処理のためになんら支障を生じることなく、簡易な判断が可能となる。

上記ステップＳ１６において交点近傍と判断される場合、ステップＳ１８において、予測される電流ｉｄｅ，ｉｑｅが最大トルク曲線Ｌｍよりもｄ軸電流を増加させる側であるか否かを判断する。換言すれば、最大トルク曲線Ｌｍよりも磁極方向の磁束を強める側であるか否かを判断する。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、電圧ベクトルＶｎを、インバータＩＶの操作状態の候補から排除する。

上記ステップＳ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１６、Ｓ１８において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、パラメータｎが「７」であるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、これらをインバータＩＶの操作状態とした場合の電流の予測が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２２において否定判断される場合、ステップＳ２４においてパラメータｎを「１」インクリメントし、ステップＳ１４に移行する。

上記ステップＳ２２においてパラメータｎが「７」であると判断される場合、ステップＳ２６において、インバータＩＶの操作状態の各候補のうち、指令電流と予測される電流との偏差が最小となる電圧ベクトルを、インバータＩＶの操作状態に決定し、実際のインバータＩＶの操作状態がこの電圧ベクトルとなるようにインバータＩＶを操作する。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）最大トルク制御と弱め界磁制御との切替領域近傍において最大トルク制御による指令電流よりも磁極方向の磁束を強める電流となると予測される操作状態を回避してインバータＩＶを操作した。これにより、モータジェネレータ１０に無駄な電流が流れることを好適に回避することができる。

（２）インバータＩＶの操作状態を全ての非ゼロベクトルのそれぞれに設定した場合とゼロベクトルに設定した場合とについてモータジェネレータ１０を流れる電流をそれぞれ予測した。これにより、インバータＩＶの操作状態として最適な状態を探すことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、最大トルク制御と弱め界磁制御との切替領域近傍において磁束が強められることとなる電圧ベクトルとなることを避けてインバータＩＶを操作した。これに対し、本実施形態では、インバータＩＶを流れる電流が許容最大電流を超えることとなる電圧ベクトルとなることを避けてインバータＩＶを操作する。

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。図５に示す処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図５において、先の図４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４の処理の後、ステップＳ３０において、予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅを３相変換することで、３相の電流（ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅ）を予測する。続くステップＳ３２においては、これら３相の電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅの最大値が、閾値電流Ｉｔｈを超えるか否かを判断する。ここで閾値電流Ｉｔｈは、インバータＩＶの許容最大電流である。ここで最大許容電流とは、インバータＩＶの構造上、その信頼性を維持することのできる上限値としてもよい。また、インバータＩＶを駆動する駆動回路等に、インバータＩＶを流れる電流が過度に大きくなることでインバータＩＶを強制的にシャットダウンする機能が搭載されている場合には、シャットダウンがなされることのない電流の上限値としてもよい。これにより、インバータＩＶが実際にシャットダウンされる事態を好適に回避することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（３）予測される電流が、インバータＩＶのスイッチング素子の最大許容電流を超えるものに対応する操作状態を避けてインバータＩＶの実際の操作状態を設定した。これにより、スイッチング素子に最大許容電流を超える電流が流れることを好適に回避することができるため、インバータＩＶの信頼性の低下を回避したり、インバータＩＶの強制的なシャットダウン処理を回避したりすることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、予測される電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき鎖交磁束による電圧ωφを予測し、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、予想される電圧ωφがインバータＩＶの出力可能電圧を上回ると予測されるものとなることを避けてインバータＩＶを操作する。

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。図６に示す処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４の処理が完了すると、ステップＳ４０において、予測される電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき鎖交磁束ベクトルのノルムφを予測する。この処理は、モータジェネレータ１０のインダクタンスを用いて行うことができる。詳しくは、上記の式（ｃ１）の右辺第２項と、上記の式（ｃ２）の右辺第１項及び第３項とを成分とするベクトルのノルムを算出し、これを電気角速度ωで除算する処理とすればよい。

続くステップＳ４２では、鎖交磁束ベクトルのノルムφが閾値電圧Ｖｔｈを電気角速度ωで除算した値よりも大きいか否かを判断する。この処理は、電源電圧ＶＤＣによって力行制御を実現可能であるか否かを判断するためのものである。ここで、閾値電圧Ｖｔｈは、電源電圧ＶＤＣによって実現できるインバータＩＶの出力電圧ベクトル（２次元座標系上のベクトル）のノルムの上限値である。すなわち、鎖交磁束ベクトルのノルムに電気角速度ωを乗算したものは、磁束による電圧相当となるため、この電圧がインバータＩＶによって印加される電圧よりも大きくならないことが、力行制御が実現可能であることの条件となる。

そしてステップＳ４２において否定判断される場合、ステップＳ２０において、この電圧ベクトルＶｎを、インバータＩＶの操作状態の候補から排除する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（４）モータジェネレータ１０の鎖交磁束ベクトルのノルムが、電源電圧ＶＤＣから定まる閾値電圧Ｖｔｈを電気角速度ωで除算した値を上回ることとなる電圧ベクトルをインバータＩＶの操作状態の候補から排除した。これにより、力行制御が実現不可能となる操作状態を好適に排除することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・特定の電圧ベクトルを避ける処理としては、上記第１〜３の実施形態にて例示した処理のいずれか１つを行うものに限らず、これら３つの処理のうちの２つ又は全部を行うものであってもよい。

・上記第３の実施形態においては、力行制御を前提として鎖交磁束ベクトルのノルムφに関する制約を設定したがこれに限らず、回生制御時において制約を設定してもよい。

・上記各実施形態では、最大トルク制御を行って且つ、最大トルク制御による指令電流をインバータＩＶの入力電圧によって実現することができなくなることで弱め界磁制御を行ったがこれに限らない。例えば最大効率制御を行って且つ、最大効率制御による指令電流をインバータＩＶの入力電圧によって実現することができなくなることで弱め界磁制御を行ってもよい。また例えば、ｄ軸方向の電流をゼロとする制御を行って且つ、この制御による指令電流をインバータＩＶの入力電圧によって実現することができなくなることで弱め界磁制御を行ってもよい。

・上記第１の実施形態では、上記交点Ｐ近傍において、最大トルク制御を行っているとき及び弱め界磁制御を行っているときの双方について、最大トルク制御よりも磁束を強めることとなると予測される電圧ベクトルを避けてインバータＩＶを操作したがこれに限らない。例えば、上記交点Ｐ近傍において、最大トルク制御を行っているとき及び弱め界磁制御を行っているときのいずれか一方のみにおいて、最大トルク制御よりも磁束を強めることとなると予測される電圧ベクトルを避けてインバータＩＶを操作してもよい。

・上記第１の実施形態では、全領域においてモデル予測制御を行ったがこれに限らない。例えば、弱め界磁制御時のみモデル予測制御を行って且つ、最大トルク制御については、三角波比較ＰＷＭ制御を行ってもよい。また例えば、弱め界磁制御を矩形波制御として行って且つ、最大トルク制御をモデル予測制御によって行ってもよい。こうした場合であっても、モデル予測制御から他の制御へと切り替える切り替え点近傍において、最大トルク制御よりも磁束を強めることとなると予測される電圧ベクトルを避けてインバータＩＶを操作することは有効である。

更に、例えばモデル予測制御を一切用いることなく最大トルク制御を三角波比較ＰＷＭ制御によって行って且つ弱め界磁制御を矩形波制御によって行うものにおいて、これらの切り替え点近傍において、現在の制御が指定する電圧ベクトルによって最大トルク制御よりも磁束を強めることとなると予測される場合、制御を切り替えるようにしてもよい。これによっても、最大トルク制御よりも磁束を強めることとなると予測される電圧ベクトルを避けてインバータＩＶを操作することができると考えられる。

・モデル予測制御としては、１制御周期後の電流の予測に基づきインバータＩＶの操作状態とする電圧ベクトルを設定するものに限らない。例えば、複数の制御周期のそれぞれにおける電圧ベクトルを設定する場合について各制御周期においてモータジェネレータ１０を流れる電流の予測に基づき、これら複数の制御周期のそれぞれにおいてインバータＩＶを操作するための電圧ベクトルを設定するものであってもよい。

・モデル予測制御としては、インバータＩＶの操作状態となり得る全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれをインバータＩＶの操作状態として設定した場合の電流をそれぞれ予測するものに限らず、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうちの一部に設定した場合のそれぞれの電流を予測するものであってもよい。

・上記各実施形態では、モデル予測制御において、電流偏差が最小となる電圧ベクトルを選択してインバータＩＶの実際の操作状態とするようにしたがこれに限らない。例えば、電流偏差と、スイッチング周波数とのそれぞれに所定の係数を乗算して重み付けしたもの同士の和を評価関数としてこれを最小とするものとしてもよい。更に、電圧ベクトルの切替に際してのスイッチング状態が切り替わるスイッチング素子数と電流偏差とのそれぞれに所定の係数を乗算したもの同士の和を評価関数としてこれを最小としてもよい。

なお、こうしたものにおいて、評価関数に基づき選択した電圧ベクトルによって実際に実現される電流と指令電流との乖離度合いに応じて、上記評価関数の係数を学習補正するようにしてもよい。これにより、例えば乖離度合いを累積したものが過度に大きくなる場合に電流偏差に乗算する重みを相対的に大きくする補正を行うことで、指令電流への追従性を向上させることができる。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）及び電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・回転機の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってもよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、コンバータＣＶに限らず、高圧バッテリ１２であってもよい。換言すれば、コンバータＣＶを備えることなく、インバータＩＶの入力端子を高圧バッテリ１２に接続してもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (6)

1. 回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムが所定の低電圧領域に対応するものである場合、前記回転機を流れる電流が指令電流となるように前記電力変換回路を操作する第１制御手段と、
   前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムが所定の高電圧領域に対応するものである場合、前記第１制御手段の指令電流よりも磁極方向の磁束を弱めるように前記電力変換回路を操作する第２制御手段と、
   前記第１制御手段と前記第２制御手段とを切り替える切替手段と、
   前記回転機を流れる現在のｄｑ電流を検出する検出手段と、
   前記検出手段により検出された前記ｄｑ電流を初期値として前記電力変換回路の操作状態を設定した場合に前記回転機を流れるｄｑ電流を予測する電流予測手段と、
   前記電力変換回路の実際の操作状態が、前記予測されるｄｑ電流に基づく電流の最大値が閾値電流を超えるものに対応する操作状態となることを回避する回避手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記電流予測手段は、前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定したとした場合について前記回転機を流れる電流をそれぞれ予測することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記回避手段は、前記電流予測手段によって予測される電流が前記電力変換回路のスイッチング素子の最大許容電流を超えるものに対応する操作状態を避けて前記電力変換回路の実際の操作状態を設定することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記電流予測手段によって予測される電流に基づき、前記回転機の状態量を算出する手段を更に備え、
   前記回避手段は、前記算出される状態量が所定の制約を満たさないものに対応する操作状態となることを回避することで、前記予測される電流が前記制約に対応する許容範囲から外れるものに対応する操作状態となることを回避することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に回転機の制御装置。
5. 前記状態量は、前記回転機の磁束であることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
   前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

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