JP5352952B2 - デジタルフィルタ回路、デジタルフィルタプログラムおよびノイズキャンセリングシステム - Google Patents

Description

この発明は、例えば、再生された音楽等を聴取するためのヘッドホンや騒音を低減させるようにするためのヘッドセットなどに適用されるノイズキャンセリングシステムのフィルタ回路、フィルタプログラム、これらを用いたノイズキャンセリングシステムに関する。

従来、ヘッドホンに搭載されているアクティブなノイズ低減システム（ノイズキャンセリングシステム（ノイズリダクションシステム））が存在している。なお、以下においては、ノイズキャンセリングシステムと言う文言を用いることとする。そして、現状実用化されているノイズキャンセリングシステムは、すべてアナログ回路での構成となっており、現行方式としては、大別すると、フィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式がある。

例えば、後に記す特許文献１（特開平３−２１４８９２号公報）には、ユーザの耳に装着される音響管１内に設けられるマイクロホンユニット６で収音した音響管内部の騒音を位相反転させて当該マイクロホンユニット６の近傍に設けられるイヤホンユニット３から放音させることにより、外部騒音を低減させるようにする発明が開示されている。

また、後に記す特許文献２（特開平３−９６１９９号公報）には、装着時において、ヘッドホン１とユーザの耳道との間に位置する第２のマイクロホン３の出力を用いて、装着時において耳の近傍に設けられる外部騒音を収音する第１のマイクロホン２からヘッドホン１までの伝達特性を、外部騒音が耳道に到達するまでの伝達特性に同定することにより、ヘッドホンの装着の仕方に係わらず、外部騒音を低減できるようにする騒音低減ヘッドホンについての発明が開示されている。

なお、上記の特許文献１、特許文献２は、以下の通りである。
特開平３−２１４８９２号公報 特開平３−９６１９９号公報

しかしながら、上述したように、従来はアナログ回路で構成されているフィードバック方式やフィードフォワード方式のノイズ低減システムについて、デジタル化を考慮した場合、一般的に多く使われているシグマ・デルタ（Σ・Δ）型のアナログ／デジタル変換器（以下、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）と略称する。）やデジタル／アナログ変換器（以下、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）と略称する。）を用いるようにすると、これらにおけるデジタル遅延が大きく、十分なノイズ低減が行えないという問題がある。

現状においても逐次変換型として、高速に変換できるＡＤＣやＤＡＣが存在する。しかし、これらは、現実的には軍事用・業務用のものであり、値段が高価であるために、いわゆるコンシューマな機器に搭載するノイズ低減システムに採用することは難しい。

以上のことに鑑み、この発明は、遂次変換型の高速変換可能なＡＤＣやＤＡＣを用いることなく、高品位なノイズ低減を実現できるデジタル化されたノイズキャンセリングシステムを提供することを目的とする。

この出願の発明は、ノイズキャンセリングシステムにおいて、ヘッドホン筐体のパッシブな遮音特性を利用して、ＡＤＣ／ＤＡＣのエリアシングフィルタの漏れをある程度許容することで、これらＡＤＣ／ＤＡＣにおける遅延量を下げることが可能であることに着目してなされたものである。

すなわち、上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明のノイズキャンセリングシステムのデジタルフィルタ回路は、
ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられ、マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けて、ノイズを低減させるようにするためのノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ回路であって、前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、間引き処理する第１のデジタルフィルタ手段と、前記第１のデジタルフィルタ手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、デジタルノイズ低減信号を形成する演算処理手段と、前記演算処理手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、補間処理する第２のデジタルフィルタ手段と、前記第２のデジタルフィルタ手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段とを備え、サンプリング周波数は可聴帯域の２倍以上の周波数のものであり、前記第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方、あるいは、両方は、前記サンプリング周波数を中心とする−４ｋＨｚから＋４ｋＨｚの範囲においてのみ、−６０デシベル以上の減衰量を得られるように構成し、前記アナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル／アナログ変換手段とは、シグマ・デルタ方式の変換手段である。

この請求項１に記載の発明のデジタルフィルタ回路によれば、いずれもデジタルフィルタの構成とされ、デジタルノイズ信号の間引き処理を行う第１のデジタルフィルタ手段と、ノイズ低減信号の補間処理を行う第２のデジタルフィルタ手段との一方、または、両方においては、サンプリング周波数の近傍の所定の範囲においてのみ、所望の（目的とする）減衰量が得られるようにされる。

これにより、第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方または両方においての遅延量を減らし、デジタル化した場合であっても、ノイズを打ち消すためのノイズ低減信号を適切なタイミングで形成して、適切にノイズの低減を行うことができるようにされる。したがって、ノイズキャンセリングシステムにおいて、デジタルフィルタ回路を用いることができるようになることによって、システム設計も容易になり、使用性能が高くなると共に、適切にノイズを低減し、高音質な再生が可能なシステムを構築することができるようにされる。

この発明によれば、ノイズキャンセリングシステムにおいて、ノイズを低減させるための信号を形成するための回路として、従来、アナログ回路の構成とされていたフィルタ回路を、処理能力の高い高価なＡＤＣやＤＡＣを用いることなく、処理遅延を低減させるようにして、適切なタイミングでノイズを低減させるための信号を形成することが可能なデジタル回路の構成とすることができる。

以下、図を参照しながら、この発明の一実施の形態について説明する。

［ノイズキャンセリングシステムについて］
現在、ヘッドホンやイヤホンを対象として外部騒音をアクティブに低減するシステム、所謂ノイズキャンセリングシステムが、普及しはじめている。製品化されているものに関しては、ほとんどがアナログ回路により構成されているものであり、そのノイズキャンセリング手法としては、フィードバック方式とフィードフォワード方式とに大別される。

まず、この発明の一実施の形態の具体的な説明をするに先立って、図１〜図５を参照しながら、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成例と動作原理と、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの構成例と動作原理とについて説明する。

なお、図１は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図であり、図２は、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。また、図３は、図１に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図であり、図４は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける位相余裕とゲイン余裕について説明するためのボード線図である。また、図５は、図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。

［フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて］
まず、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図１（Ａ）は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンシステムが、ユーザヘッド（ユーザ（聴取者）の頭部）ＨＤに装着された場合の右チャンネル側の構成を示しており、図１（Ｂ）は、当該フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの全体構成を示している。

フィードバック方式は、一般的に図１（Ａ）のようにヘッドホン筐体（ハウジング部）ＨＰの内側にマイクロホン１１１（以下、マイクと略称する。）があり、当該マイク１１１で収音した信号（ノイズ信号）の逆相成分（ノイズ低減信号）を戻しサーボ制御することで、外部からヘッドホン筐体ＨＰに入ってきたノイズを減衰させるものである。この場合、マイク１１１の位置が聴取者の耳位置に相当するキャンセルポイント（制御点）ＣＰとなるため、ノイズ減衰効果を考慮し、通常、聴取者の耳に近い位置、つまりドライバ１６の振動板前面にマイク１１１が置かれることが多い。

具体的に、図１（Ｂ）のブロック図を参照しながら、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図１（Ｂ）に示すフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムは、マイク１１１とマイクアンプ１１２からなるマイク及びマイクアンプ部１１と、フィードバック制御のために設計されたフィルタ回路（以下、ＦＢフィルタ回路という。）１２と、合成部１３と、パワーアンプ１４と、ドライブ回路１５１とスピーカ１５２からなるドライバ１５と、イコライザ１６とを備えたものである。

図１（Ｂ）において、各ブロック内に記載された文字Ａ、Ｄ、Ｍ、−βは、パワーアンプ１４、ドライバ１５、マイク及びマイクアンプ部１１、ＦＢフィルタ回路１２の各伝達関数とする。同様に、図１（Ｂ）において、イコライザ１６のブロック内の文字Ｅは、聴取する目的である信号Ｓに掛けられるイコライザ１６の伝達関数であり、ドライバ１５とキャンセルポイントＣＰ間に置かれたブロックの文字Ｈは、ドライバ１５からマイク１１１までの空間の伝達関数（ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数）である。これらの各伝達関数は、複素表現されているものとする。

また、図１（Ａ）、（Ｂ）において、文字Ｎは、外部のノイズソース（ノイズ源）ＮＳからヘッドホン筐体ＨＰ内のマイク位置近辺に侵入してきたノイズであり、文字Ｐは、聴取者の耳に届く音圧（出力音声）を表すものとする。ノイズＮがヘッドホン筐体ＨＰ内に伝わってくる原因としては、例えば、ヘッドホン筐体ＨＰのイヤーパッド部の隙間から音圧として漏れてくる場合や、ヘッドホン筐体ＨＰが音圧を受けて振動した結果として筐体内部に音が伝わるなどのことが考えられる。

この時、図１（Ｂ）において、聴取者の耳に届く音圧Ｐは、図３の（１）式のように表現することができる。この図３の（１）式において、ノイズＮに着目すれば、ノイズＮは、１／（１＋ＡＤＨＭβ）に減衰していることがわかる。ただし、図３の（１）式の系がノイズ低減対象帯域にてノイズキャンセリング機構として安定して動作するためには、図３の（２）式が成立している必要がある。

一般的には、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける各伝達関数の積の絶対値が１以上（１＜＜｜ＡＤＨＭβ｜）であること、また古典制御理論におけるＮｙｑｕｉｓｔの安定性判別と合わせて、図３の（２）式に関わる系の安定性は以下のように解釈できる。

図１（Ｂ）において、ノイズＮに関わるループ部分を１箇所切断してできる（−ＡＤＨＭβ）の「オープンループ」を考える。例えば、図１（Ｂ）において、マイク及びマイクアンプ部１１とＦＢフィルタ回路１２との間に切断箇所を設けるようにすれば、「オープンループ」を形成できる。このオープンループは、例えば図４に示すようなボード線図で表現される特性を持つものである。

このオープンループを対象とした場合、Ｎｙｑｕｉｓｔの安定性判別より、
（１）位相０ｄｅｇ．（０度）の点を通過する時、ゲインは０ｄＢ（０デシベル）より小さくなくてはならない。
（２）ゲインが０ｄＢ以上である時、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。
という（１）、（２）の２つの条件を満たす必要がある。

上記の（１）、（２）の条件を満たさない場合、ループは正帰還がかかり発振（ハウリング）を起こすことになる。図４において、記号Ｐａ、Ｐｂは位相余裕を、記号Ｇａ、Ｇｂはゲイン余裕を表しており、これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンを利用する聴取者の種々の個人差や当該ヘッドホンの装着のばらつきなどにより、発振の危険性が増すことになる。

すなわち、図４において、横軸は周波数である。そして、縦軸は、下半分がゲインであり、上半分が位相である。そして、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときには、図４においてゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂが示すように、ゲインは０ｄＢより小さくなければ、ループは正帰還がかかり発振を起こし、また、ゲインが０ｄＢ以上であるときには、図４において位相余裕Ｐａ、Ｐｂが示すように、位相０ｄｅｇ．を含まないようになっていなければ、ループは正帰還がかかり発振を起こすことになる。

次に、図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、上述したノイズ低減機能に加え必要な音をヘッドホンから再生する場合について説明する。図１（Ｂ）における入力音声Ｓは、例えば、音楽再生装置からの音楽信号の他、筐体外部のマイクの音（補聴機能として使う場合）や、電話通信などの通信を介した音声信号（ヘッドセットとして使う場合）など、本来、ヘッドホンのドライバで再生すべき音声信号の総称である。

図３の（１）式において、入力音声Ｓに着目すると、イコライザ１６の伝達関数Ｅは、図３の（３）式のように示すことができる。そして、図３の（３）式のイコライザ１６の伝達関数Ｅをも考慮すると、図１（Ｂ）のノイズキャンセリングシステムの出力音声Ｐは、図３の（４）式のように表現することができる。

マイク１１１の位置が耳位置に非常に近いとすると、文字Ｈがドライバ１１５からマイク１１１（耳）までの伝達関数、文字Ａや文字Ｄがそれぞれパワーアンプ１１４、ドライバ１１５の伝達関数であるので、通常のノイズ低減機能を持たないヘッドホンと同様の特性が得られることがわかる。なお、この時イコライザ１６の伝達特性Ｅは、周波数軸でみたオープンループ特性とほぼ同等の特性になっている。

［フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて］
次に、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムに関して説明する。図２（Ａ）は、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンシステムが、ユーザヘッド（ユーザ（聴取者）の頭部）ＨＤに装着された場合の右チャンネル側の構成を示しており、図２（Ｂ）は、当該フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの全体構成を示している。

フィードフォワード方式は、基本的に図２（Ａ）に示すようにヘッドホン筐体ＨＰの外部にマイク２１１が設置されており、このマイク２１１で収音したノイズに対して適切なフィルタリング処理をして、ヘッドホン筐体ＨＰ内部のドライバ２５にてこれを再生し、耳に近いところでこのノイズをキャンセルすることを意図した方式である。

具体的に、図２（Ｂ）のブロック図を参照しながら、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図２（Ｂ）に示すフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムは、マイク２１１とマイクアンプ２１２からなるマイク及びマイクアンプ部２１と、フィードフォワード制御のために設計されたフィルタ回路（以下、ＦＦフィルタ回路という。）２２と、合成部２３と、パワーアンプ２４と、ドライブ回路２５１とスピーカ２５２からなるドライバ２５とを備えたものである。

この図２（Ｂ）に示すフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおいても、各ブロック内に記載された文字Ａ、Ｄ、Ｍは、パワーアンプ２４、ドライバ２５、マイク及びマイクアンプ部２１の各伝達関数である。また、図２において、文字Ｎは、外部のノイズソース（ノイズ源）を示している。ノイズソースＮに応じたノイズがヘッドホン筐体ＨＰ内に侵入してくる主な理由はフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて説明した通りである。

また、図２（Ｂ）においては、外部のノイズソースＮの位置から耳位置ＣＰに至るまでの伝達関数（ノイズソース−キャンセルポイント間の伝達関数）を文字Ｆで表し、ノイズソースＮからマイク２１１に至るまでの伝達関数（ノイズソース−マイク間の伝達関数）を文字Ｆ’で表し、ドライバ２５からキャンセルポイント（耳位置）ＣＰに至るまでの伝達関数（ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数）を文字Ｈで表している。

そして、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの核となるＦＦフィルタ回路２２の伝達関数を、−αと置くと、図２（Ｂ）において、聴取者の耳に届く音圧Ｐ（出力音声）は、図５の（１）式のように表現することができる。

ここで、理想的な状態を考えると、ノイズソース−キャンセルポイント間の伝達関数Ｆは、図５の（２）式のように表すことができる。そして、図５の（２）式を図５の（１）式に代入すれば、第１項と第２項とは相殺されるので、結果として、図２（Ｂ）に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、出力音声Ｐは、図５の（３）式に示すように表すことができ、ノイズはキャンセルされ、音楽信号(または聴取する目的の音声信号等)だけが残り、通常のヘッドホン動作と同様の音を聴取できることがわかる。

ただし、実際は、図５に示した（２）式が完全に成立するような伝達関数を持つ完全なフィルタの構成は困難である。特に中高域に関して、人により耳の形状は異なるし、また、ヘッドホンの装着状態もまちまちであるなど、個人差が大きいことと、ノイズの位置やマイク位置などにより特性が変化する、などの理由のため通常は中高域に関してはこのアクティブなノイズ低減処理を行わず、ヘッドホン筐体でパッシブな遮音をすることが多い。なお、図５の（２）式は、数式を見れば自明であるが、ノイズ源から耳位置までの伝達関数を、伝達関数αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。

なお、図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおけるキャンセルポイントＣＰは、図２（Ａ）に示した通り、図１（Ａ）のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと異なり、聴取者の任意の耳位置において設定することができる。しかしながら、通常の場合、伝達関数αは固定的であり、設計段階においては、なんらかのターゲット特性を対象とした決めうちになることになり、聴取者よって耳の形状が違うため、十分なノイズキャンセル効果が得られなかったり、ノイズ成分を非逆相で加算してしまったりして、異音がするなどの現象が起こる可能性もある。

これらのことより、一般的にフィードフォワード方式は、発振する可能性が低く安定度が高いが、十分な減衰量を得るのは困難であり、一方、フィードバック方式は大きな減衰量が期待できる代わりに、系の安定性に注意が必要となる。フィードバック方式とフィードフォワード方式とには、それぞれに特徴を有している。

また、別途、適応信号処理手法を用いたノイズ低減ヘッドホンが提案されている。この適応信号処理手法を用いたノイズ低減ヘッドホンの場合、通常、ヘッドホン筐体内部及び外部の両方にマイクが設置される。内部のマイクはフィルタ処理成分とのキャンセルを試みたエラー信号を解析し、新たな適応フィルタを生成・更新する際に用いてはいるが、基本的にヘッドホン筐体外部のノイズをデジタルフィルタ処理してドライバで再生していることから、大きな枠組みとしてはフィードフォワード方式の形をとっている。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の必要性と問題点］
上述のように、フィードバック方式、フィードフォワード方式のアナログ回路により構成されるノイズキャンセリングシステムが実現されているが、デジタル回路により構成できるようにすることが望まれている。以下においては、ノイズキャンセリングシステムシステムのデジタル化の必要性と問題点を具体的に明らかにすると共に、その問題点を解決するこの出願の発明について具体的に説明する。

なお、以下においては、説明を簡単にするため、主として、ノイズ減衰効果の大きなフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに適用する場合を例にして説明する。しかし、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにも、同様に、デジタル化の必要性や問題点が存在し、その問題点を解決するこの出願の発明を適用することができる。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の必要性について］
まず、図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、伝達関数(-β)部分であるＦＢフィルタ回路１２をデジタル化することができれば、以下のような（１）〜（４）のメリットを享受することができる。

すなわち、（１）複数のモードを自動的、またはユーザが手動にて選択可能なシステムが構成可能になり、ユーザからみた使用性能が高まる。（２）細かい制御が可能なデジタルフィルタリングを行うことで、ばらつきが少なく高精度な制御品質を得ることができ、結果的にノイズ低減量、低減帯域の拡大につながる。

また、（３）部品点数を変更することなく、演算処理装置（ＤＳＰ（Digital Signal Processor）／ＣＰＵ（Central Processing Unit））に対するソフトウェアの変更で、フィルタ形状を変更することができるようにされるため、システム設計やデバイス特性変更に伴う改変が容易になる。（４）音楽再生や通話などの外部入力に対しても、同じＡＤＣ／ＤＡＣやＤＳＰ／ＣＰＵを共用することで、これら外部入力信号に対しても、高精度のデジタルイコライジングを施すことで、高音質な再生が期待できる。

このように、ＦＢフィルタ回路１２をデジタル化することができれば、種々の場合に対応して柔軟な制御が可能になり、使用する聴取者を選ばず、高品位にノイズをキャンセルできるシステムを構成することができるようになる。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の問題点について］
しかしながら、上述もしたように、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムとして実用化されているのは、ＦＢフィルタ回路１２に相当する部分についてアナログアナログ回路で構成されたシステムである。このようなアナログ回路で構成されたＦＢフィルタ回路１２は、ＡＤＣや、デジタルフィルタ処理機構（演算処理部）を構成するＤＳＰあるいはＣＰＵや、ＤＡＣなどを用いることにより、デジタル回路の構成とすることはできる。

しかし、デジタル回路の構成とされたＦＢフィルタ回路１２においては、処理に時間がかかるために処理対象の信号の遅延を招き、適切にノイズをキャンセルできなくなってしまい、デジタル化を阻む要因となっている。そして、このデジタル化を阻む要因について詳しく見ると、ＤＳＰ／ＣＰＵによるデジタルフィルタ処理機構（ノイズを低減させるためのノイズ低減信号を生成する演算処理手段）よりも、主として、ＤＳＰやＣＰＵ（以下、ＤＳＰ／ＣＰＵと記載）によって構成される演算処理手段（演算処理装置）の前後に挿入されるＡＤＣやＤＡＣの遅延によるものと考えられる。

図６は、図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２部分をデジタル化した場合の構成例を説明するための図である。図６（Ａ）に示すように、図１（Ｂ）においてもＦＢフィルタ回路１２は、１つのブロックで示したが、これをデジタル化する場合には、図６（Ｂ）に示すように、ＡＤＣ１２１、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２、ＤＡＣ１２３により形成される。ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２内ではソフトウェアとして比較的自由にデジタルフィルタが組めるものの、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３のそれぞれが内蔵しているフィルタによる遅延の影響が大きく出てしまう。

ここで、ＡＤＣ１２１は、マイク１１１を通じて収音されマイクアンプ１１２で増幅された信号（ノイズ信号）をデジタル信号（デジタルノイズ信号）に変換する部分である。また、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２は、図１に示したように、各回路部の伝達関数やドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数等を考慮すると共に、ノイズ信号とは逆相の信号であって、ノイズ信号を打ち消すことが可能なノイズ低減信号を形成する部分である。また、ＤＡＣ１２３は、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２において形成されたデジタル信号であるノイズ低減信号をアナログ信号に変換する部分である。

図６（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２の構成を機能的にまとめると、図６（Ｃ）に示すように、遅延Ｌを発生させるＡＤＣ／ＤＡＣ部分１２１、１２３と、ＤＳＰ／ＣＰＵによって形成されるデジタルフィルタ部分１２２とからなるものとして表すことができる。そして、デジタル化したＦＢフィルタ部１２においては、図６（Ｃ）に示したように、サンプリング周波数Ｆｓに対して、強制的にＬサンプル分の遅延が生じることになり、ＤＳＰ／ＣＰＵで自由にデジタルフィルタを設計しようとも、（この成分は図６（Ｃ）で等価ブロック表現したように）必ず直列に挿入されることになる。なお、これ以降、各図では［サンプル（sample）］単位を［smp］と略記する。

例えば、一般的な例として、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚのＡＤＣ及びＤＡＣにおいて、これらＡＤＣ及びＤＡＣのデバイス内部でかかる遅延量が、サンプリング周波数Ｆｓに対して各２０サンプルとすると、ＡＤＣ及びＤＡＣで合計４０サンプルの遅延がＤＳＰ／ＣＰＵなどの演算を行わなくても、ＦＢフィルタ回路１２に内包され、結果オープンループの遅延として系全体に掛かることになる。

具体的に、実測値を用いて、ＦＢフィルタ回路１２に内包される遅延量について説明する。図７は、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４０サンプルの遅延分に相当するゲインと位相とについて説明するための図である。また、図８は、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚの場合において、遅延分が１サンプル、２サンプル、３サンプルの場合の位相の状態を示す図である。また、図９は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ドライバからマイクまでの伝達関数の測定値を示す図である。

図７において、図７（Ａ）は、横軸が周波数、縦軸はゲインを示しており、また、図７（Ｂ）は、横軸が周波数、縦軸は位相を示している。図７（Ｂ）を見ると分かるように、この例の場合、数１０Ｈｚから位相回転が始まり、Ｆｓ／２（サンプリング周波数Ｆｓの２分の１）の周波数（２４ｋＨｚ）に到るまで大きく回転している。

これは、図８に示すように、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚにて、１サンプルの遅れは、図８（Ａ）に示すように、Ｆｓ／２の周波数で１８０ｄｅｇ．（π）分だけの位相遅れに相当し、同じく図８（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、２サンプル、３サンプルの遅れは３６０ｄｅｇ．（２π）、５４０ｄｅｇ．（３π）に繋がることがわかれば容易に理解できる。すなわち、この例の場合、１サンプル遅れる毎に、位相の遅れはπ分ずつ増えることになる。

一方、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいては、図１（Ａ）にも示したように、マイク１１１の位置は、ドライバ１５の前面近傍に設置するようにされるため、両者の距離は近く、ドライバからマイクまでの伝達関数は、図９に示したように、位相回転が比較的少ないことがわかる。このことは、図７（Ｂ）と図９（Ｂ）とを比較してみても明らかである。

図９に、その特性を示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおけるドライバからマイクまでの伝達関数は、図３の（１）式、（２）式におけるＡＤＨＭに相当しており、これとＦＢフィルタ回路１２の−β特性とを周波数軸上で掛け合わせたものが、そのままオープンループとなる。このオープンループの特性が、図４を用いて説明した条件、すなわち、（１）位相０ｄｅｇ．（０度）の点を通過する時、ゲインは０ｄＢ（０デシベル）より小さくなくてはならない。（２）ゲインが０ｄＢ以上である時、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。という（１）、（２）の条件を満たす必要がある。

ここでもう一度、図７（Ｂ）の位相特性を見ると、０ｄｅｇ．から始まって１ｋＨｚ付近で１周（２π）回転していることがわかる。これに加え、図９のＡＤＨＭ特性（ドライバからマイクまでの伝達特性）においてもドライバからマイクまでの距離により位相遅れは存在している。

図６（Ｃ）に示したＦＢフィルタ回路１２を機能的に表したブロック図（構造図）を見ると、ＡＤＣ／ＤＡＣによる遅延成分と直列に、自由設計できるフィルタ部分（ＤＳＰ／ＣＰＵによって実現）１２２が接続されているが、このデジタルフィルタ部１２２においては、基本的に位相進みのフィルタは、因果律から見て設計することは困難である。ただし、フィルタ形状の構成によっては、特定帯域だけの「部分的な」位相進みを補償できるようにすることは考えられるが、ＡＤＣ／ＤＡＣによる遅延成分による位相回転を補償するような広い帯域の位相進み回路を作るのは不可能である。

このことを考えると、ＦＢフィルタ回路１２内（−βブロック内）において、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２により好適なデジタルフィルタを設計しても、この場合、フィードバック構成にてノイズ低減効果を得ることができる帯域は、位相が１周回転する１ｋＨｚ近辺以下に限られ、ＡＤＨＭ特性をも組み込んだオープンループを想定し、位相余裕・ゲイン余裕を見込むと、その減衰量や減衰帯域は、さらに狭められてしまうことがわかる。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化に伴う問題点の解決策について］
そして、上述した問題点の考察を踏まえると、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステム内に用いるＦＢフィルタ回路１２で用いられるＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３において発生する遅延時間を減らすことによって、ＦＢフィルタ回路１２内において発生する位相回転を減らすことができ、これが結果的にＦＢフィルタ回路１２の設計をしやすくすると共に、ノイズ低減効果帯域を増やすことが可能となることが分かる。

しかし、遂次変換型の高速変換可能なＡＤＣやＤＡＣを用いたのでは、コストが高くなり現実的でない。そこで、この発明は、以下に説明するように、一般的に多く使われており、比較的に安価なΣΔ型のＡＤＣやＤＡＣを用いた場合にも、これらにおいての遅延時間を減らすことができるようにするものである。

［遅延発生の主要因について］
まず、ＦＢフィルタ回路１２において、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３において遅延を起こす主要因を明確にする。図１０は、ＦＢフィルタ回路１２の構成、特に、ＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３との構成について説明するためのブロック図である。図１１は、直線位相型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの係数特性を示す図である。

図６（Ｂ）にも示し、図１０（Ａ）にも示すように、ＦＢフィルタ回路１２は、ＡＤＣ１２１と、ＤＳＰ／ＣＰＵ部１２２と、ＤＡＣ１２３とかなっている。そして、図１０Ｂに示すように、ＡＤＣ１２１は、非エリアシングフィルタ１２１１と、シグマ・デルタ（Σ・Δ）ＡＤＣ部１２１２と、間引きフィルタ１２１３とからなり、ＤＡＣ１２３は、補間フィルタ１２３１と、シグマ・デルタ（Σ・Δ）ＤＡＣ部１２３２と、低域通過フィルタ１２３３とからなっている。

一般的に、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３はともにオーバーサンプリング手法、及び、１ｂｉｔ（ビット）信号を用いるシグマ・デルタ変調が使われることが多い。例えば、図１０（Ｂ）に示したように、アナログ入力を、ＤＳＰ／ＣＰＵ部１２２でデジタル信号処理する場合には、１Ｆｓ／Ｍｕｌｔｉ ｂｉｔ（多くは16bit〜24bit）に変換するが、Σ・Δ方式では通常サンプリング周波数Ｆｓ［Ｈｚ］をＭ倍のＭＦｓ［Ｈｚ］まで持っていって、オーバーサンプリング（Over Sampling）処理することが多い。

図１０（Ｂ）に示したように、ＡＤＣ１２１の入り口に設置された非エリアシング（Anti-Aliasing）フィルタ１２１１及び、ＤＡＣ１２３の出口部に設置された低域通過（Low-Pass）フィルタ１２３３で、各サンプリング周波数Ｆｓの１／２（２分の１）を超える帯域の信号が入出力されないようになっている。しかし、実際に、これらはいずれもアナログで構成されるため、Ｆｓ／２（２分のＦｓ）近辺では急峻な減衰特性を得ることは困難である。

つまり、図１０（Ｂ）において、ＡＤＣ側に間引き（Decimation）フィルタ１２１３が内包され、ＤＡＣ側に補間（Interpolation）フィルタ１２３１が内包され、これらのフィルタが用いられて、間引き処理や補間処理（補間内挿処理）をしており、同時に各内部では、高次数で急峻なデジタルフィルタを使い帯域制限（ＬＰＦ）も掛けることで、アナログ信号を受け付ける非エリアシングフィルタ１２１１や、アナログ信号を出力する低域通過フィルタ１２３３の負担を減らしている。

さて、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３で起こる遅延というのは、ほとんどが、この間引きフィルタ１２１３、及び、補間フィルタ１２３１内の高次デジタルフィルタで発生する。つまり、Ｆｓ／２近辺で急峻な特性を得るために、ＭＦｓ［Ｈｚ］のサンプリング周波数を持つ領域で次数の高い（ＦＩＲの場合、タップ数の長い）フィルタを用いるため、結果、群遅延が発生することになる。このデジタルフィルタ部においては、位相歪みによる時間波形の劣化の悪影響を避けるため、直線位相特性を持つＦＩＲフィルタが使われ、中でもＳＩＮＣ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）による補間特性が実現できる移動平均フィルタをベースとしたものが好んで使われる傾向にある。

なお、直線位相形のフィルタの場合を考えると、フィルタ長の半分の時間がおよそ遅延量となる。例えば，図１１に示すような係数、すなわち、フィルタ長が２０サンプルあり、１０サンプルで１となり、その他の部分では０（ゼロ）または０（ゼロ）近傍となるような係数を持つ直線位相型ＦＩＲフィルタでは、実質上の遅延量は１０サンプルになる。ＦＩＲフィルタは当然ながら次数（タップ数）が多いほど急峻で、減衰効果の大きい特性を表現できる。

次数が短いフィルタは、減衰量が十分でなく（漏れが多く）、エリアシングの影響が大きくなるため一般的にあまり使われない。しかし、このフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに使用する場合には、後述のような条件のＦＩＲフィルタの使用が可能となり結果、遅延時間を短くすることができる。

遅延時間が短くなれば、図７を用いて説明したように位相回転が減ることになり、結果、ＦＢフィルタ回路１２を設計し、図４を用いて説明したような総合的なオープンループ特性を作る際、特性が０ｄＢ以上となる帯域を広げることができ、ノイズキャンセリング機構において、帯域及びその減衰特性において、大きな効果を得る。加えてフィルタ作成時における自由度も増えることになることは容易に想定できる。

［次数の短いフィルタの利用可能性について］
ここで実際のＡＤＣ１２１の間引きフィルタ１２１３、ＤＡＣ１２３の補間フィルタ１２３１におけるデジタルＬＰＦ（Low-pass Filter）の例について説明する。図１２は、ＦＩＲ移動平均フィルタが１段の場合の周波数振幅特性を示す図であり、図１３は、ＦＩＲ移動平均フィルタが３段の場合の周波数振幅特性を示す図である。また、図１４は、ＦＩＲハミングフィルタが１段の場合の周波数振幅特性を示す図であり、図１５は、ＦＩＲハミングフィルタが２段の場合の周波数振幅特性を示す図である。

なお、図１２〜図１５においては、説明を容易にするため、周波数軸に関してはログスケール（図１２（Ｂ）、図１３（Ｂ）、図１４（Ｂ）、図１５（Ｂ））で特性示すと共に、リニアスケール（図１２（Ｃ）、図１３（Ｃ）、図１４（Ｃ）、図１５（Ｃ））でも特性を示すようにしている。

今、サンプリング周波数Ｆｓ＝９６［ｋＨｚ］とし、オーバーサンプリングの倍数Ｍを２５６として設定する。この時、図１２（Ａ）に示すように、例えば、２５６Ｆｓ［Ｈｚ］（＝２５６×９６ｋＨｚ）上でフィルタ長５１２サンプルの移動平均フィルタ（ＦＩＲ構成において、係数がすべて１／５１２の値）を掛けたときの、２Ｆｓ（１９２ｋＨｚ）までのＳＩＮＣフィルタの周波数振幅特性を示したものが、図１２（Ｂ）、（Ｃ）である。

この場合、２５６Ｆｓのサンプリング周波数領域におけるＦＩＲ演算であるが、遅延時間は前述もしたように、フィルタ長の半分であるので、この例の場合、５１２サンプルのＦＩＲフィルタ長の半分の２５６サンプル分である。このように、２５６Ｆｓのサンプリング周波数領域におけるＦＩＲ演算の遅延時間が２５６サンプル分であるので、結果、Ｆｓ（９６ｋＨｚ）領域での換算として１サンプル相当の遅延を受けることがわかる。

これは、ＡＤＣ、ＤＡＣとも共通である。しかしながら、この場合、図１２（Ｂ）、（Ｃ）を見ると分かるように、Ｆｓ／２（４８ｋＨｚ）以上の帯域においても−２０ｄＢ程度しか減衰しておらず実用性に乏しい。そこで、このＦＩＲフィルタを１段として、この段数を上げていくことにより減衰特性を増していくことが考えられる。

例えば、図１３（Ａ）に示すように、図１２（Ａ）に示したＦＩＲ移動平均フィルタを３段直列に接続することを考える。このようにした場合には、図１３（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、ＦＳ／２（４８ｋＨｚ）以降に関してより大きい減衰特性を得てＡＤＣ、ＤＡＣでのエリアシングの影響を避けることができる。

この場合、１段につきＦｓ（９６ｋＨｚ）サンプリングで１サンプル分の遅延であるので３段でＦｓ上、３サンプル相当の遅れとなる。通常のＣＤ（Compact Disc）などの音楽信号再生などで用いる場合は、図１３のような場合よりも、もっと多くのフィルタ減衰が必要であるため、さらに段数を増やしたり、ＦＩＲフィルタの次数を増やしたりすることになり、結果的に遅延時間が増加する傾向にある。

しかしながら、ＣＤなどのプレイヤーに関しては再生のみであり、リアルタイム制御が必要な場合とは違い、遅延量があっても問題にはならない。また、このエリアシング防止のためのデジタルフィルタは、必ずしもＦＩＲの係数として同じ係数値を持つ移動平均型のＳＩＮＣフィルタである必要はない。直線位相特性を保持しながら、重み付けを行うことで所望の特性を得ることも可能である。

例えば、一例として、図１４（Ａ）に示すように、２５６Ｆｓのサンプリング周波数領域において、フィルタ長７６８サンプル（２５６×３）のハミング（Hamming）窓を有するＦＩＲハミングフィルタを用いる場合を考える。図１４（Ａ）のＦＩＲハミングフィルタの周波数振幅特性を図１４（Ｂ）、（Ｃ）に示す。この場合、図１４Ａにも示したように、２５６Ｆｓ上でフィルタ長は７６８サンプルであるので、２５６Ｆｓ上における遅延時間は、３８４サンプルである。したがって、Ｆｓ（９６ｋＨｚ）上の遅延時間は、１．５サンプル相当になる。

また、図１５（Ａ）に示すように、図１４（Ａ）に示したＦＩＲハミングフィルタを２段直列接続した場合の周波数振幅特性を図１５（Ｂ）、（Ｃ）に示している。この場合の遅延時間は、図１３の場合と同じで、Ｆｓ（９６ｋＨｚ）で３サンプル相当となる。ほぼ同じ遅延量ながら、図１４、図１５に示す特性は、図１２、図１３に示した特性と比べ、Ｆｓ／２近辺の減衰量は低いものの、Ｆｓ近辺で比較すると、図１４、図１５の場合の減衰量の方が大きくなっているということが特徴として挙げられる。

このように、次数の長いフィルタを用いなくても、フィルタの段数を増やしたり、また、直線位相特性を保持しながら重み付けを行うことが可能なフィルタを用いたりすることによっても所望の減衰特性が得られることが分かる。

［次数の短いフィルタのノイズキャンセリングシステムへの適用について］
次に、上述したようなデジタルフィルタを内包するＡＤＣ、ＤＡＣを、デジタル信号処理を使った実際のノイズキャンセリングヘッドホンシステムに対して適用する場合を考える。

［ヘッドホンの筐体特性について］
まず、大きな前提として、本発明はヘッドホンシステムへの適用が主眼であるため、最初にヘッドホンの筐体特性によるノイズ遮蔽についても考慮を行う。

図１６は、一般の（開放型でない）密閉型ヘッドホンの遮音についての特性の例を説明するための図である。これは無響室内にてスピーカからホワイトノイズを再生し、１ｍ（メートル）離れたダミーヘッドにて収音を行った場合の結果である。図１６において、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はゲイン（ｄＢ）であり、縦軸のゲインは得られた音圧の相対値である。そして、図１６においては、ヘッドホンを装着しない耳位置での特性と、ヘッドホンを被せた状態の特性を示している。

この図１６に示す特性から明らかなように、低域においてのヘッドホン筐体による遮音性はあまり取れていないが、数百Ｈｚ以上の中高域に関しては、２０ｄＢ〜３０ｄＢ以上のパッシブな遮音性能があることがわかり、高域ほど遮音性能が大きいことがわかる。

［デジタルフィルタ部分（β回路）１２２について］
次に、フィードバック型のノイズキャンセリングシステムのうち、ＤＳＰまたはＣＰＵで構成するデジタルフィルタ部分（β回路）１２２に着目する。基本的に、フィードバック方式は図９のようなＡＤＨＭ特性にデジタルフィルタ回路（β回路）１２２の特性を加えて、結果、図４のような形状（特性）を整えサーボシステムを形成することで、ノイズ減衰を行うものである。

また、これまで述べているように現実のＡＤＣ、ＤＡＣを伴うシステムには図６（Ｃ）のように、必ずデジタルフィルタ回路による遅延が発生するため位相回転が起き、これが図４における低減効果領域（図４において斜線（網掛け）で示した部分）を狭める原因のひとつになっている。

図９（Ｂ）において、位相特性の推移に着目し位相余裕を６０ｄｅｇ．（度）ほど見ると１０Ｈｚ〜４ｋＨｚまででおよそ１２０ｄｅｇ．〜−１２０ｄｅｇ．まで推移しており、仮に理想的にデジタルフィルタ回路１２２の遅延がゼロに近くても、ここではおよそ低域部から４ｋＨｚ程度までが実際のフィードバックシステムにて減衰効果の期待できる効果帯域であることがわかる。

なお、この帯域（４ｋＨｚ以上）に関しては、図１６に示したように、ヘッドホン筐体で十分なパッシブ（passive）減衰特性が得られる領域であり、かつ中高域の音には、一般生活の上で、危険を知らせる警告信号等に使われる場合が多いため、ノイズキャンセルシステムでは意図的に減衰させないことも考慮に入れる必要がある。

これらを総合し、システム的またはアプリケーションの範囲から、ノイズキャンセリングシステムの効果帯域の高域限界を、例として４ｋＨｚと設定しておく。なお、４ｋＨｚまでの効果帯域というのは理想的な（遅延がゼロに近い）デジタルフィルタ回路（β回路）１２２が適用できた時であり、現実的には上記のように、遅延による位相回転や各トランスデューサ特性などにより、現実的な効果帯域はもっと狭くなる。

ここまでで、ＡＤＣ、ＤＡＣの遅延について、そして、ヘッドホン筐体でのパッシブな遮音特性について言及してきた。特に、図１２〜図１５では、ＡＤＣ、ＤＡＣに内包されるデジタルフィルタの例を扱ったが、これらは遅延時間をＦｓ（例では９６ｋＨｚ）サンプリング領域において短くするために、意図的に「比較的低次フィルタ」として設計したものである。実際に、これらはＣＤ、ＳＡＣＤ（Super Audio Compact Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）など、比較的広帯域な音声コンテンツに使うＡＤＣ、ＤＡＣに使うデジタルフィルタとして減衰量は小さく、あまり好ましいものではない。

しかしながら、低減対象が低域をメインとするノイズ(後述)であるという性質、上述したヘッドホン筐体でのパッシブ特性、システム内に存在するトランスデューサの一般的な特性、などを考慮すれば、ノイズキャンセリングシステムにおいては、この「比較的低次のフィルタ」においても十分機能する。以下に、この点について証明する。

なお、比較的低次と記したが、上述したようにＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３内のオーバーサンプリングされた領域での処理では、通常、直線位相ＦＩＲフィルタを用いており、（低次と表現しても）ここでの低次はオーバーサンプリングされたＭＦｓ領域上におけるフィルタ長において、少なくともＭサンプル以上を意味する。

［低次のフィルタを用いてノイズキャンセル可能なことの検証］
図１２〜図１５のようにエリアシング漏れ特性があってもノイズキャンセリングシステムの構築要素として十分成立する背景としては、対象としているノイズの帯域が４ｋＨｚ程度とサンプリング周波数Ｆｓに比べれば非常に小さい値であること、そして、Ｆｓ／２の周波数が可聴帯域（２０ｋＨｚ）を超えているこが重要な要素としてあげられる。なお、前者の周波数帯域比で言えば、Ｆｓ９６ｋＨｚで１／２０以下、Ｆｓ４８ｋＨｚでも１／１０以下という数字で小さい。サンプリング周波数Ｆｓが大きければ大きいほどこの比率が小さくなるのは自明である。

図１７は、条件を変えて形成するＤＡＣ１２３の特性について説明するための図である。ここで、改めてＡＤＣ、ＤＡＣ内のフィルタ形状について明確にするために、まず、ノイズ低減対象帯域（ノイズ低減帯域）をＤＣ近辺〜Ｆｎ（Ｈｚ）（ここではＦｎ＝４ｋＨｚ）とし、容易な例としてＤＡＣ１２３内においてＦＩＲフィルタが全くない状態について考える。この場合は、Ｆｓ／２以上の帯域においてイメージング信号が発生し、図１７（Ａ）のような帯域特性の信号がＤＡＣ１２３から出力されることになる。

ここで、ヘッドホンの内部に関しては、パッシブ遮音特性によりＦｎ（＝４ｋＨｚ）以下のノイズ成分がほとんどを占め、かつ、このＦｎがノイズ低減対象の一番高域値だとする。この時、（Ｆｎ〜Ｆｓ／２）以下のノイズ信号は、この空間にはほとんどないため、図１７（Ａ）にあるように高域に折りかえす対象がない。ここで、図１における入力音声部を使わない、または通常３ｋＨｚ以下の音声信号を使うと考えると不要なイメージング信号は発生しない。

このＦｓ／２以上のイメージング信号が発生しなければ、やはり筐体内にはＦｎ以上の音はほとんど存在しないため、フィードバック方式のループを考えれば、マイク収音後のＡＤＣによるエリアシングもこの帯域に関しては起こることがない。なお、Ｆｓ／２が可聴帯域以上であれば（Ｆｓが可聴帯域の２倍以上であれば）、万一イメージングが発生しても、これが聞こえることはない。

しかしながら、Ｆｎ以下の帯域に関してはノイズ信号のレベルをもつため、ＤＡＣの場合には（Ｆｓ−Ｆｎ）〜（Ｆｓ＋Ｆｎ）、（２Ｆｓ−Ｆｎ）〜（２Ｆｓ＋Ｆｎ）、…の帯域に対して、ＤＡＣでは図１７（Ａ）に示したように出力が発生するため、本来この周波数帯域をＦＩＲフィルタリングで十分に落とす必要がある。

この折りかえしのノイズは超高域までずっと続くが、普通の低次のフィルタでも基本的に高域に行くほど減衰が大きくすることは容易にできる。ここで、Ｆｓが可聴帯域の２倍以上で、ＤＡＣに低次ＦＩＲフィルタが内蔵されている場合（またはアナログフィルタ特性、零次ホールド特性を考慮した場合）のＤＡＣ１２３の特性を図１７（Ｂ）に示す。この図１７（Ｂ）から明らかなように、折りかえしのノイズは超高域までずっと続くが、普通の低次のフィルタでも基本的に高域に行くほど減衰を大きくすることができることが分かる。

また、ＤＡＣより後段に接続されるアナログフィルタや、ＤＡＣの零次ホールド特性のアパーチャ効果においても、緩やかではあるが高域にいくほど減衰するため、図１７（Ｂ）のような特性で考えるのが自然である。以上を総合すると、このＤＡＣ内部のデジタルフィルタで気にするべきは、実用上、一番低いイメージングノイズ帯域（Ｆｓ−Ｆｎ）〜（Ｆｓ＋Ｆｎ）ということが分かる。

この帯域だけ特に減衰特性を良好にしておき、他の帯域は遅延時間を優先（フィルタ長を短くする）して、多少のエリアシング漏れゲインがあっても構わないように設計することが可能である。図１８は、目的とするフィルタの周波数特性を示す図である。例えば、図１８（Ａ）、（Ｂ）のような周波数特性のフィルタを作り、ＤＡＣ内蔵フィルタとして実装すればよい。

すなわち、図１８に示したように、サンプリング周波数Ｆｓ（＝９６ｋＨｚ）の近傍において、所定の減衰が確保できるフィルタであればよい。より具体的には、サンプリング周波数Ｆｓを基準にして、（Ｆｓ−４ｋＨｚ）と（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）の範囲において、−６０ｄＢ以上の減衰が確保できるフィルタを用いるようにすればよい。

さらに、サンプリング周波数Ｆｓに関しては、フィルタの漏れが音として聞こえないようにＦｓ／２が可聴帯域以上必要としておくことで、折りかえった信号があったとしても聞こえないため、聴取者が違和感を訴えることは少ない。

また、サンプリング周波数Ｆｓを可聴帯域以上（２０ｋＨｚ以上）の２倍としておけば、ノイズ低減対象（４ｋＨｚ）の実例を考えるに十分に離れているため折りかえり対象の周波数の位置もＦｎから遠くなる。結果、低次ＦＩＲデジタルフィルタ自体も急峻さを求めなくてよいことになる。

なお、サンプリング周波数Ｆｓが例えば１６ｋＨｚであるというように、サンプリング周波数Ｆｓがノイズ低減帯域Ｆｎ（この例では４ｋＨｚ）と比較的に近い場合のＦＢフィルタ回路１２の特性である図１７（Ｃ）から分かるように、サンプリング周波数Ｆｓが１６ｋＨｚだと、１２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚに対して十分な減衰を持つような急峻なフィルタが必要になり、結果次数（フィルタタップ数）の増大、遅延量の増加に繋がる。

また、上記はＤＡＣでの例であったが、アナログ出力の内容をアナログ入力に関して置き換えればＡＤＣにおいても同様のことが言えるため、ＡＤＣ内蔵フィルタにて同様のフィルタ形状を実装して、遅延量を減らし、結果、ノイズキャンセリングシステムとして、効果帯域を広げることが可能となる。

また、図示はしないが、サンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚの場合、可聴帯域やノイズ低減対象幅を利用して例えば、サンプリング理論から言えばＦｓ／２にてＬＰＦのカットオフを設定するよりも、可聴帯域の限界とされる２０ｋＨｚ付近や対象帯域（４ｋＨｚ）にカットオフを設定して、この地点からＬＰＦの減衰カーブの開始をしておけば、Ｆｓのあたり９６ｋＨｚでは仮に緩いカーブであっても十分な減衰を見込むことができる。

以上のことから、ＡＤＣ１２１やＤＡＣ１２３において用いられるデジタルフィルタ（低次ＦＩＲフィルタ）の特性としては、サンプリング周波数Ｆｓの近傍においてのみ、所望の減衰量が得られるものであり、詳しくは、サンプリング周波数をＦｓとすると、（Ｆｓ−４ｋＨｚ）〜（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）程度に渡った帯域に対して−６０ｄＢ以上（減衰率を高める方向、以下同じ。）の減衰が確保できるものを用いればよい。

また、上述した（Ｆｓ−４ｋＨｚ）〜（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）程度の他の帯域に関するエリアシング漏れ成分を認めることで、変換処理装置内部の処理機構で発生する、デジタルフィルタの群遅延を１ｍｓ（ミリ秒）以下に抑えたフィルタを用いるようにすればよい。また、サンプリング周波数Ｆｓは、可聴帯域の２倍以上（およそ４０ｋＨｚ以上）を用いるようにすれば、フィルタの漏れが存在しても、可聴音として聞こえることもない。

また、このような特性のフィルタを用いることによって、高速変換可能な高価なＡＤＣ、ＤＡＣを用いることなく、従来からのシグマ・デルタ（Σ・Δ）型のものを用いることが可能であり、ＦＢフィルタ回路１２の製造コストがアップすることもない。

［低次のフィルタがノイズキャンセリングシステムに及ぼす影響について］
ここからは、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３を内包したノイズキャンセリングシステム全体として、ＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３の一方または両方において、上述のように、サンプリング周波数の近傍の所定範囲においてのみ、所望の減衰量が得られるようにされたフィルタを用いる場合における影響について検討する。

図１９は、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２を内包したサンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚで動作するノイズキャンセリングシステムの構成と、信号の状態とについて説明するための図であり、図２０は、図１９に示したノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２のＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３で用いられるフィルタ（低次ＦＩＲフィルタ）に関連する具体的な例として２つの周波数５００Ｈｚ及び５ｋＨｚにおける挙動・応答について説明するための図である。これら図１９、図２０を用いて、上述した「低次ＦＩＲフィルタ」及びエリアシングに関連する内容を補足する。

まず、ノイズキャンセリングヘッドホンで扱う低減目的のノイズは、主に自然環境において、およそ（人工的な音環境は除いて）１／ｆの形状に近い音圧特性をしていることが知られており（図１９（Ａ））、低域ほど大きなノイズ特性を持っている。そのため、そもそものノイズ特性として５００Ｈｚと５ｋＨｚとを比べた場合、５ｋＨｚ付近のノイズは５００Ｈｚ付近のノイズに比べ２０ｄＢ程度減衰していることが期待できる（図２０（Ａ））。

次に、この自然環境におけるノイズが、耳に到達する際にヘッドホン筐体によるパッシブ遮音効果を受ける。この遮音特性も高域ほど減衰することは図１４、図１５の例を用いて既に解説した。つまり、そもそも高域の音は発生しにくく、かつヘッドホンの遮音特性によりヘッドホン筐体内に入りにくいことから、ヘッドホン内部において高域の音を自然に発生するものは、ほとんど存在しないことになる（図１９（Ｂ）、図２０（Ｂ））。なお、後述するドライバでの信号再生は自然発生ではない。

ヘッドホン筐体によりパッシブに低減したノイズ(主として低音)は、マイク及びマイクアンプ部１１のマイクで収音されマイクアンプを経てＦＢフィルタ回路１２のＡＤＣ１２１に入る。通常マイク及びマイクアンプ部１１は、可聴帯域内においてはフラットな特性で作られるが意図的に高域を減らしても問題ない（図１９（Ｃ）、図２０（Ｃ））。また可聴帯域外では回路保護のため通常はゲイン特性を落とすことが多く、ここでもシステムの信号の通過点として(可聴帯域以上の)高域特性が減ることがわかる。

次に、ＦＢフィルタ回路１２のＡＤＣ１２１であるが、ここでは低次のＦＩＲフィルタの影響を受ける。例えば、図１８に記したようにサンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚでは、エリアシングフィルタが十分でない状態だとＡＤＣ１２１に入力されるアナログ信号として、９５．５ｋＨｚ、９６．５ｋＨｚ、１９１．５ｋＨｚ、１９２．５ｋＨｚ、…が含まれている場合、フィルタでとりきれなかった成分はこれが折りかえってきて５００Ｈｚの成分として解釈されてしまい、実際にはＡＤＣ１２１後段で信号処理を行うＤＳＰ／ＣＰＵ１２２に対して間違った信号を提供することになる（図１９（Ｄ）、図２０（Ｄ））。同様に、９１ｋＨｚ、１０１ｋＨｚ、１８７ｋＨｚ、１９７ｋＨｚ、…に対しては５ｋＨｚとして解釈されることになる（図１９（Ｄ）、図２０（Ｄ））。

しかしながら、９０ｋＨｚ以上の音がシステムに入ってくることは上述のノイズ発生に関して、及びヘッドホンのパッシブ遮音特性を考慮しても考えにくく、ここでのエリアシングの影響によるシステムの誤動作及び制御エラーは起こりにくいと解釈できる。以降、図１９では、前述同様Ｆｓ近辺で発生する最初のエリアシング／イメージング帯域の挙動が重要であるため、この帯域より高い周波数については論じない。

ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２では、高域減衰型のフィルタリング処理が行われる（図１９（Ｅ）、図２０（Ｅ））。そして、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２にてデジタルフィルタ処理した後のＤＡＣ１２３側でも、フィルタで取りきれなかった成分はイメージング成分として、ＤＡＣ１２３外部に音として出てしまうことになる。

ここでも５００Ｈｚの成分はフィルタによる減衰が十分でない場合は、その残存成分に応じて、９５．５ｋＨｚ、９６．５ｋＨｚ、１９１．５ｋＨｚ、１９２．５ｋＨｚ、…の成分が発生し、５ｋＨｚの成分は、９１ｋＨｚ、１０１ｋＨｚ、１８７ｋＨｚ、１９７ｋＨｚ、…の成分を出力することになる（図１９（Ｆ）、図２０（Ｆ））。もちろん多少なりともフィルタがかかっていれば通常高域ほど減衰しているはずである（図２０（Ｇ））。

また、仮に再生ドライバによって出力されても、これらは可聴帯域以上であり聴取者には聞こえない（図１９（Ｇ））。これらのＤＡＣ１２３から出力された、不要なイメージング成分を含んだ信号はアンプ１４及びドライバ１５によって空間に音として放出されるが、実際のドライバは可聴帯域以上に再生帯域が伸びていなければ、当然、これらの超高域は再生することができずイメージング成分は空間には再生されない（図２０（Ｈ））。また、イメージング音が２０ｋＨｚ以上の可聴音帯域以上であれば、聴取者には聞こえない（図１９（Ｈ））。

したがって、上述した低次のＦＩＲフィルタをＡＤＣ１２１やＤＡＣ１２３において用いた場合において、エリアシング漏れがあった時でも、このノイズキャンセルを目的としたフィードバックシステムにおいて問題は起こらず、通常の高次のＦＩＲフィルタを使った場合と同じく正常動作する。

なお、ＡＤＣ、ＤＡＣ、ＤＳＰ／ＣＰＵを内包したサンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨで動作するノイズキャンセリングシステムの構成と、信号の状態とを図２１に示すと共に、図２１に示したノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２のＡＤＣ、ＤＡＣで用いられるフィルタに関連する具体的な例として２つの周波数５００Ｈｚ及び５ｋＨｚにおける挙動・応答を図２２に示す。図２１、図２２から明らかなように、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚの場合であっても、図１９、図２０を用いて説明したサンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚの場合と同様に問題ないことが分かる。

特に、この実施の形態のノイズキャンセリングシステムの場合、前述のように低域〜４ｋＨｚ程度までがノイズ低減の対象であり、かつ、４ｋＨｚ以上の音はパッシブ遮音によりヘッドホン筐体内には存在しない、もしくは十分に遮音されているのでアクティブ（active）なノイズ低減の対象外である。

なお、これまではフィードバック型のノイズキャンセリングシステムに適用した場合を例にして説明してきたが、フィードフォワード型においても適用することは可能である。すなわち、図２（Ｂ）のＦＦフィルタ回路（-αブロック回路）２２について、図６（Ｂ）、（Ｃ）のようなデジタルシステムでの代替を考える。通常、一般的なＡＤＣ、ＤＡＣであれば、図７で示したように位相回転が大きくなる。

図２（Ｂ）における伝達関数Ｆ（空間の伝達関数）の位相回転に比べて、図５の（２）式のＦ’ＡＤＨＭαの位相回転の方が高域に行くにしたがって速くなってしまうような場合は、その帯域から上に関してはαの内部のデジタルフィルタをどのように変えようとも、連続した帯域でノイズ低減することはできない。

つまり、実際のノイズ波形とドライバ生成信号波形との位相差が、キャンセルポイント（＝耳位置）において、−１２０ｄｅｇ．〜−２４０ｄｅｇ．の間では、ノイズ低減効果があるが、それ以外の位相差を生じる場合には、ノイズは大きくなってしまう。両者の位相が乖離する周波数（２４０ｄｅｇ．以上）より上の帯域においても、伝達特性αのゲインを持たせることもできるが、この場合、伝達特性ＦとＦ’ＡＤＨＭαの両者を比べたとき、位相が一致または近い周波数ではノイズ低減効果は得られるが、同時に、位相の一致しない、または反転した周波数においてはノイズ増加になり、実用にならない。

したがって、通常、両者の位相回転度合いが大きく変わらない低域周波数において、伝達特性αのゲインを持たせることになる。もし、伝達促成Ｆの方がＦ’ＡＤＨＭαより位相回転が大きい場合には、デジタルフィルタ部αにて遅延成分を作り出すことにより、容易にノイズ低減が可能である。このことから上述したこの発明に係る手法のようにＡＤＣ、ＤＡＣの遅延を減らすことで、Ｆ’ＡＤＨＭαの位相回転を少なくしノイズ低減効果を大きくすることが期待できる。

なお、外部から入ってくるノイズに関しては、前述のように低域のノイズ成分が大きいため、エリアシングの問題はおこりずらく、これはマイク単体の特性やマイクアンプにてあらかじめ減衰させておくことができる。また、０．１ｍｓ（ミリ秒）の遅延であっても位相差という概念で考えると、位相差−２４０ｄｅｇ．（−１８０ｄｅｇ．からさらに−６０ｄｅｇ．移行）を考えると、１．６７ｋＨｚ程度までがフィードフォワードでの効果帯域の限度である。しかしながら用途によっては、例えば、１００Ｈｚ以下の低域までの制御でよいという場合は、１ｍｓ程度の遅れまで許せることになる。なお、１ｍｓの遅延は、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４８サンプルの遅延、サンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚで９６サンプルの遅延に相当する。

［まとめ］
以上のことから、主に、ヘッドホン及びヘッドセットを主対象としたノイズキャンセリングシステムにおいて、ノイズを低減させる減衰量、減衰帯域を増やす目的において、システム内のフィードバックループに挿入されたアナログデジタル変換処理装置（ＡＤＣ、ＤＡＣ）の一方、または、両方に関して、以下のような条件を満たした低次のＦＩＲフィルタを用いることにより、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２をデジタル化することができる。

すなわち、ＦＢフィルタ回路１２のＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３の一方または両方で用いられるデジタルフィルタ（低次のＦＩＲフィルタ）の条件として、
（Ａ）可聴帯域の２倍以上（およそ４０ｋＨｚ）以上のサンプリング周波数Ｆｓを用いているもの。
（Ｂ）変換方式として、シグマ・デルタ（Σ・Δ）方式を用いているもの。
（Ｃ）サンプリング周波数をＦｓとして、およそ（Ｆｓ−４ｋＨｚ）〜（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）程度に渡った帯域に対して−６０ｄＢ以上の減衰が確保されているもの。
（Ｄ）条件（Ｃ）で示した帯域以外の他の帯域に関するエリアシング漏れ成分を認めることで、変換処理装置内部の処理機構で発生する、デジタルフィルタの群遅延を1ｍｓ以下に抑えたもの。
を用いるようにすればよい。

そして、その構成をまとめれば、図２３に示すように、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ＦＢフィルタ回路１２を構成するＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３の一方または両方において用いられる低次ＦＩＲフィルタを上述した（Ａ）〜（Ｄ）の条件を満足するようにすればよい。

また、図１、図２３に示すフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムは、イコライザ１６を備え、音楽再生装置やマイクなどの外部からの聴取対象の音声信号の供給を受けるものとして説明したが、これに限るものではない。例えば、騒音の低減だけを目的とし、音楽再生装置やマイクなどの外部からの聴取対象の音声信号の供給を受けないフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにも適用できる。

なお、上述もしたように、フィードバック方式とは、ヘッドホンまたはヘッドセットの筐体内部に取り付けられたマイクにて収音した音声信号を信号処理した上でヘッドホン内部のドライバで再生、サーボ機構を構成することですることで、ノイズ低減効果を狙うものである。

また、主に、ヘッドホン及びヘッドセットを主対象としたノイズキャンセリングシステムにおいて、ノイズを低減させる減衰量、減衰帯域を増やす目的において、システム内のフィードフォワードブロックに挿入されたアナログデジタル変換処理装置（ＡＤＣ、ＤＡＣ）の一方、または、両方に関して、以下のような条件を満たした低次のＦＩＲフィルタを用いることにより、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路２２をデジタル化することができる。

すなわち、ＦＦフィルタ回路２２のＡＤＣ２２１、ＤＡＣ２２３の一方または両方で用いられるデジタルフィルタ（低次のＦＩＲフィルタ）の条件として、
（Ａ）可聴帯域の２倍以上（およそ４０ｋＨｚ）以上のサンプリング周波数Ｆｓを用いているもの。
（Ｂ）変換方式として、シグマ・デルタ（Σ・Δ）方式を用いているもの。
（Ｃ）サンプリング周波数をＦｓとして、およそ（Ｆｓ−４ｋＨｚ）〜（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）程度に渡った帯域に対して−６０ｄＢ以上の減衰が確保されているもの。
（Ｄ）条件（Ｃ）で示した大域以外の他の帯域に関するエリアシング漏れ成分を認めることで、変換処理装置内部の処理機構で発生する、デジタルフィルタの群遅延を1ｍｓ以下に抑えたもの。
を用いるようにすればよい。

そして、その構成をまとめれば、図２４に示すように、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ＦＦフィルタ回路２２を構成するＡＤＣ２２１、ＤＡＣ２２３の一方または両方において用いられる低次ＦＩＲフィルタを上述した（Ａ）〜（Ｄ）の条件を満足するようにすればよい。

また、図２４に示すように、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムは、イコライザ２６を備え、音楽再生装置やマイクなどの外部からの聴取対象の音声信号の供給を受けるものとして構成することもできる。また、例えば、騒音の低減だけを目的とし、音楽再生装置やマイクなどの外部からの聴取対象の音声信号の供給を受けないフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにも適用できる。

なお、フィードフォワード方式とは、上述もしたように、ヘッドホンまたはヘッドセットの筐体外部に取り付けられたマイクにて収音した音声信号を信号処理した上でヘッドホン内部のドライバで再生することで、ノイズ低減効果を狙うものである。

［ソフトウェアによるデジタルフィルタ回路について］
また、図１０（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２の内、アナログ信号を処理する非エリアシングフィルタ１２１１と低域通過フィルタ１２３３以外の各部分を、ＤＳＰやＣＰＵで実行されるプログラムによって実現することもできる。

すなわち、ノイズキャンセリングシステムの例えばＦＢフィルタ回路を構成するＤＳＰやＣＰＵにおいて、（１）マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換ステップと、（２）アナログ／デジタル変換ステップにおいてデジタル信号に変換されたデジタルノイズ信号の間引き処理を行う第１のデジタルフィルタステップと、（３）第１のデジタルフィルタステップにおいて間引き処理されたデジタルノイズ信号からデジタルノイズ低減信号を形成する演算処理ステップと、（４）演算処理ステップにおいて形成された前記デジタルノイズ低減信号の補間処理を行う第２のデジタルフィルタステップと、（５）第２のデジタルフィルタステップにおいて補間処理された前記デジタルノイズ低減信号をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換ステップとを実行させるようにする。

そして、上述の第１、第２のデジタルフィルタステップの一方、あるいは、両方においては、サンプリング周波数を中心とする当該サンプリング周波数近傍の所定の範囲においてのみ、所望の減衰量を得られるようにする。このようにすることにより、この発明によるデジタルフィルタ回路を、ＤＳＰやＣＰＵと、これらにおいて実行されるソフトウェアによって実現することができるようにされる。

なお、ここでも、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２をソフトウェアによって形成する場合を例にして説明したが、これに限るものではない。フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路２２に付いても同様に、ＤＳＰやＣＰＵにおいて実行されるプログラムによって実現することもできる。

そして、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２や、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路２３をソフトウェアによって構成する場合であっても、詳しくは、（Ａ）可聴帯域の２倍以上（およそ４０ｋＨｚ）以上のサンプリング周波数Ｆｓを用いる。（Ｂ）変換方式として、シグマ・デルタ（Σ・Δ）方式を用いている。（Ｃ）サンプリング周波数をＦｓとして、およそ（Ｆｓ−４ｋＨｚ）〜（Ｆｓ＋４ｋＨｚ）程度に渡った帯域に対して−６０ｄＢ以上の減衰が確保する。（Ｄ）条件（Ｃ）で示した大域以外の他の帯域に関するエリアシング漏れ成分を認めることで、変換処理装置内部の処理機構で発生する、デジタルフィルタの群遅延を1ｍｓ以下に抑える。という条件を満たすようにすればよい。

［その他］
また、この発明は、例えば、図２５、図２６に示すノイズキャンセリングシステムのように、フィードバック方式とフィードフォワード方式の双方が成立する形のノイズキャンセリングシステムにおいての同時適用も考えることができる。

図２５のノイズキャンセリングシステムは、マイク及びマイクアンプ部２１と、ＦＦフィルタ回路２２と、パワーアンプ２４と、ドライバ２５とを備えると共に、ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数Ｈ１、ノイズソース−キャンセルポイント間の伝達関数Ｆ、ノイズソース−マイク間の伝達関数Ｆ’とが考慮されるフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム部分と、マイク及びマイクアンプ部１１と、ＦＢフィルタ回路１２と、パワーアンプ１４とドライバ１５とを備えると共に、ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数Ｈ２が考慮されるフィードバック方式のノイズキャンセリングシステム部分とを有するものである。

そして、図２５において、ＦＢフィルタ回路１２は、図２３に示したＦＢフィルタ回路１２の場合と同様に、ＡＤＣ１２１、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２、ＤＡＣ１２３からなる部分である。そして、このＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３との一方または両方において用いられるデジタルフィルタとして、上述した（Ａ）〜（Ｄ）の条件に従った低次のＦＩＲフィルタを用いるようにする。

また、図２５において、ＦＦフィルタ回路２２は、図２４に示したＦＦフィルタ回路２２の場合と同様に、ＡＤＣ２２１、ＤＳＰ／ＣＰＵ２２２、ＤＡＣ２２３からなる部分である。そして、このＡＤＣ２２１とＤＡＣ２２３との一方または両方において用いられるデジタルフィルタとして、上述した（Ａ）〜（Ｄ）の条件に従った低次のＦＩＲフィルタを用いるようにする。

なお、図２５において、外部からの音声信号（入力音声）Ｓが、ＡＤＣ３５においてデジタル信号に変換された後に、ＦＦフィルタ回路２２に供給されているが、当該入力音声Ｐのデジタル化された音声信号は、ＦＦフィルタ回路２２のＤＣＰ／ＣＰＵ２２２に供給され、マイク及びマイクアンプ部２１からの音声信号に対して合成するようにされる。

このように、図２５に示すノイズキャンセリングシステムは、２つのパワーアンプ１４、２４、２つのドライバ１５、２５がヘッドホン筐体内に設置されているもので、フィードバック方式とフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを合わせ持つ構成とされ、両者の長所を同時に利用することができる。

また、図２６は、基本的に図２５の場合と同様に、フィードバック方式とフィードフォワード方式の双方が成立する形のノイズキャンセリングシステムであり、２つのパワーアンプ１４、２４を、パワーアンプ３３として統一し、２つのドライバ１５、２５をドライバ３４として統一し、さらに、ＦＢフィルタ回路１２とＦＦフィルタ回路２２とにおいて、ＤＳＰ／ＣＰＵ３２２とＤＡＣ３２３とを共用し、ＡＤＣのみＦＢフィルタ回路１２とＦＦフィルタ回路２２とで別々のものを用いるように構成することによって、ＤＳＰ／ＣＰＵ３２２において、フィードバック方式の信号とフィードフォワード方式の信号とを加算
するように構成したものである。

そして、この図２６に示したノイズキャンセリングシステムにおいても、ＡＤＣ１２１、ＡＤＣ２２１、ＤＡＣ３２３の内の何れか１つ以上において用いられるデジタルフィルタとして、上述した（Ａ）〜（Ｄ）の条件に従った低次のＦＩＲフィルタを用いるようにする。

このように、図２６に示すノイズキャンセリングシステムもまた、より構成を簡単にした形で、フィードバック方式とフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを合わせ持つ構成とされ、両者の長所を同時に利用することができる。

このように、フィードフォワード型のノイズキャンセリングシステムとフィードバック型のノイズキャンセリングシステムとを備えたノイズキャンセリングシステムにおいても、ＦＢフィルタ回路、ＦＦフィルタ回路で用いられる、ＡＤＣ、ＤＡＣのデジタルフィルタを、上述した（Ａ）〜（Ｄ）に示した条件を満足する低次のＦＩＲフィルタを用いることにより、ＦＢフィルタ回路、ＦＦフィルタ回路のデジタル化を安価に実現できる。

なお、上述した実施の形態においては、図１０に示したＦＢフィルタ回路１２の間引きフィルタ１２１３と補間フィルタ１２３１との両方において、上述したサンプリング周波数Ｆｓを中心とする所定の範囲（−４ｋＨｚ≦Ｆｓ≦４ｋＨｚ）の範囲において所定の減衰量（−６０ｄＢ以上）を確保できるデジタルフィルタを用いるようにした。

しかし、これに限るものではない。間引きフィルタ１２１３と補間フィルタ１２３１との一方または両方の処理能力が、コストをあげずに向上した場合などにおいては、間引きフィルタ１２１３と補間フィルタ１２３１との少なくとも一方において、サンプリング周波数Ｆｓを中心とする所定の範囲（−４ｋＨｚ≦Ｆｓ≦４ｋＨｚ）の範囲において所定の減衰量（−６０ｄＢ以上）を確保できるデジタルフィルタを用いるようにすればよい。

また、上述もしたように、この発明を、再生された音楽などの音声を聴取するためのヘッドホンシステムのノイズキャンセリングシステムに適用することも可能であるし、工場や飛行場などの非常に大きな騒音のする場所において作業する場合などに用いられ、騒音を低減させるためのヘッドセットのノイズキャンセリングシステムに適用することももちろん可能である。さらに、携帯電話にこの発明を適用することで、騒音下でもクリアな音での通話が可能となる。すなわち、この発明を携帯電話にも適用することができる。

フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 図１に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。 フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける位相余裕とゲイン余裕について説明するためのボード線図である。 図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。 図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２部分をデジタル化した場合の構成例を説明するための図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４０サンプルの遅延分に相当するゲインと位相とについて説明するための図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚの場合において、遅延分が１サンプル、２サンプル、３サンプルの場合の位相の状態を示す図である。 フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ドライバからマイクまでの伝達関数の測定値を示す図である。 ＦＢフィルタ回路１２の構成、特に、ＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３との構成について説明するためのブロック図である。 直線位相型ＦＩＲフィルタの係数特性を示す図である。 ＦＩＲ移動平均フィルタが１段の場合の周波数振幅特性を示す図である。 ＦＩＲ移動平均フィルタが３段の場合の周波数振幅特性を示す図である。 ＦＩＲハミングフィルタが１段の場合の周波数振幅特性を示す図である。 ＦＩＲハミングフィルタが２段の場合の周波数振幅特性を示す図である。 一般の（開放型でない）密閉型ヘッドホンの遮音についての特性の例を説明するための図である。 条件を変えて形成するＤＡＣ１２３の特性について説明するための図である。 目的とするフィルタの周波数特性を示す図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚで動作するノイズキャンセリングシステムの構成と、信号の状態とについて説明するための図である。 図１９に示したノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２で用いられるフィルタ（低次ＦＩＲフィルタ）に関連する具体的な例を説明するための図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで動作するノイズキャンセリングシステムの構成と、信号の状態とについて説明するための図である。 図２１に示したノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２で用いられるフィルタ（低次ＦＩＲフィルタ）に関連する具体的な例を説明するための図である。 フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成を示すブロック図である。 フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの構成を示すブロック図である。 フィードバック方式とフィードフォワード方式の双方が成立する形のノイズキャンセリングシステムの構成例を説明するためのブロック図である。 フィードバック方式とフィードフォワード方式の双方が成立する形のノイズキャンセリングシステムの構成例を説明するためのブロック図である。

符号の説明

１１…マイク及びマイクアンプ部、１１１…マイク、１１２…マイクアンプ、１２…ＦＢフィルタ回路、１２１…ＡＤＣ、１２２…ＤＳＰ／ＣＰＵ、１２３…ＤＡＣ、１３…合成部、１４…パワーアンプ、１５…ドライバ、１５１…ドライブ回路、１５２…スピーカ、１６…イコライザ、ＣＰ…キャンセルポイント、Ｓ…入力音声、Ｐ…出力音声、２１…マイク及びマイクアンプ部、２１１…マイク、２１２…マイクアンプ、２２…ＦＦフィルタ回路、２２１…ＡＤＣ、２２２…ＤＳＰ／ＣＰＵ、２２３…ＤＡＣ、２３…合成部、２４…パワーアンプ、２５…ドライバ、２５１…ドライブ回路、２５２…スピーカ

Claims (8)

1. ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられ、マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けて、ノイズを低減させるようにするためのノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ回路であって、
   前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、間引き処理する第１のデジタルフィルタ手段と、
   前記第１のデジタルフィルタ手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、デジタルノイズ低減信号を形成する演算処理手段と、
   前記演算処理手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、補間処理する第２のデジタルフィルタ手段と、
   前記第２のデジタルフィルタ手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と
   を備え、
   サンプリング周波数は可聴帯域の２倍以上の周波数のものであり、
   前記第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方、あるいは、両方は、前記サンプリング周波数を中心とする−４ｋＨｚから＋４ｋＨｚの範囲においてのみ、−６０デシベル以上の減衰量を得られるように構成し、
   前記アナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル／アナログ変換手段とは、シグマ・デルタ方式の変換手段である
   ノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタ回路。
2. 請求項１に記載のデジタルフィルタ回路であって、
   当該デジタルフィルタ回路は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるものであり、
   前記演算処理手段は、フィードバック制御用のデジタルノイズ低減信号を形成することを特徴とするノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタ回路。
3. 請求項１に記載のデジタルフィルタ回路であって、
   当該デジタルフィルタ回路は、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるものであり、
   前記演算処理手段は、フィードフォワード制御用のデジタルノイズ低減信号を形成することを特徴とするノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタ回路。
4. ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられるコンピュータに、
   マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換ステップと、
   前記アナログ／デジタル変換ステップにおいてデジタル信号に変換されたデジタルノイズ信号の間引き処理を行う第１のデジタルフィルタステップと、
   前記第１のデジタルフィルタステップにおいて間引き処理されたデジタルノイズ信号からデジタルノイズ低減信号を形成する演算処理ステップと、
   前記演算処理ステップにおいて形成された前記デジタルノイズ低減信号の補間処理を行う第２のデジタルフィルタステップと、
   前記第２のデジタルフィルタステップにおいて補間処理された前記デジタルノイズ低減信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換ステップと
   を実行させるプログラムであって、
   サンプリング周波数は可聴帯域の２倍以上の周波数のものであり、
   前記第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方、あるいは、両方は、前記サンプリング周波数を中心とする−４ｋＨｚから＋４ｋＨｚの範囲においてのみ、−６０デシベル以上の減衰量を得られるようにし、
   前記アナログ／デジタル変換ステップと、前記デジタル／アナログ変換ステップにおいては、シグマ・デルタ方式の変換処理を行う
   ノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタプログラム。
5. 請求項４に記載のデジタルフィルタプログラムであって、
   当該デジタルフィルタプログラムは、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるものであり、
   前記演算処理ステップにおいては、フィードバック制御用のデジタルノイズ低減信号を形成することを特徴とするノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタプログラム。
6. 請求項４に記載のデジタルフィルタプログラムであって、
   当該デジタルフィルタプログラムは、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるものであり、
   前記演算処理ステップにおいては、フィードフォワード制御用のデジタルノイズ低減信号を形成することを特徴とするノイズキャンセリングシステム用のデジタルフィルタプログラム。
7. ユーザの耳部に装着される筐体内部に設けられ、当該筐体内部に漏れ込んでくるノイズ信号を収音するマイクロホンと、
   前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号からノイズを低減させるためのノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ回路と、
   前記デジタルフィルタ回路において形成された前記ノイズ低減信号を増幅処理する増幅手段と、
   前記増幅手段からのノイズ低減信号を当該筐体内部に放音するようにするドライバと
   を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムであって、
   前記デジタルフィルタ回路は、
   前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、間引き処理する第１のデジタルフィルタ手段と、
   前記第１のデジタルフィルタ手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、デジタルノイズ低減信号を形成する演算処理手段と、
   前記演算処理手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、補間処理する第２のデジタルフィルタ手段と、
   前記第２のデジタルフィルタ手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と
   を備え、
   サンプリング周波数は可聴帯域の２倍以上の周波数のものであり、
   前記第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方、あるいは、両方は、前記サンプリング周波数を中心とする−４ｋＨｚから＋４ｋＨｚの範囲においてのみ、−６０デシベル以上の減衰量を得られるように構成し、
   前記アナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル／アナログ変換手段とは、シグマ・デルタ方式の変換手段である
   ノイズキャンセリングシステム。
8. ユーザの耳部に装着される筐体外部に設けられ、ノイズ源からのノイズ信号を収音するマイクロホンと、
   前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号からノイズを低減させるためのノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ回路と、
   前記デジタルフィルタ回路において形成された前記ノイズ低減信号を増幅処理する増幅手段と、
   前記増幅手段からのノイズ低減信号を当該筐体内部に放音するようにするドライバと
   を有するフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムであって、
   前記デジタルフィルタ回路は、
   前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、間引き処理する第１のデジタルフィルタ手段と、
   前記第１のデジタルフィルタ手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、デジタルノイズ低減信号を形成する演算処理手段と、
   前記演算処理手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、補間処理する第２のデジタルフィルタ手段と、
   前記第２のデジタルフィルタ手段からの前記デジタルノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と
   を備え、
   サンプリング周波数は可聴帯域の２倍以上の周波数のものであり、
   前記第１、第２のデジタルフィルタ手段の一方、あるいは、両方は、前記サンプリング周波数を中心とする−４ｋＨｚから＋４ｋＨｚの範囲においてのみ、−６０デシベル以上の減衰量を得られるように構成し、
   前記アナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル／アナログ変換手段とは、シグマ・デルタ方式の変換手段である
   ノイズキャンセリングシステム。

Images