JP5350107B2

JP5350107B2 - Refrigeration cycle equipment

Info

Publication number: JP5350107B2
Application number: JP2009158377A
Authority: JP
Inventors: 健木下; 東昇李; 達夫安藤; 励笠原; 孝大石; 健太郎三浦
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2009-07-03
Filing date: 2009-07-03
Publication date: 2013-11-27
Anticipated expiration: 2029-07-03
Also published as: JP2011015560A

Description

本発明は、例えば空調機や冷凍機などの冷凍サイクル装置に係り、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータの回転数をインバータ装置によって可変する冷凍サイクル装置に関する。 The present invention relates to a refrigeration cycle apparatus such as an air conditioner or a refrigerator, and more particularly to a refrigeration cycle apparatus in which the rotation speed of a permanent magnet synchronous motor that drives a compressor of a refrigeration cycle is varied by an inverter device.

永久磁石同期モータ（以下「モータ」とする）を駆動するためのインバータ装置において、インバータ回路に供給される直流電源の変調率はモータに印加する電圧と前記直流電源の電圧の比によって決まる。そのためインバータ制御器（以下「制御器」とする）は前記直流電源の電圧を検出する必要がある。そこで、制御器は直流電圧検出回路とＡ／Ｄ変換器を介して直流電圧を検出する。 In an inverter device for driving a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as “motor”), the modulation factor of the DC power supplied to the inverter circuit is determined by the ratio of the voltage applied to the motor and the voltage of the DC power. Therefore, an inverter controller (hereinafter referred to as “controller”) needs to detect the voltage of the DC power supply. Therefore, the controller detects the DC voltage via the DC voltage detection circuit and the A / D converter.

前記の直流電源を供給する手段として、ダイオードモジュールとリアクトルとコンデンサで構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ回路を介して、単相または三相交流電源を直流電源に変換する。 As means for supplying the DC power, a single-phase or three-phase AC power is converted into a DC power via an AC-DC converter circuit composed of a diode module, a reactor, and a capacitor.

前記のＡＣ−ＤＣコンバータ回路を構成するコンデンサの静電容量の不足、モータの負荷トルクと回転数の増加、三相交流電源不平衡、により直流電源にリップル電圧が発生する。このリップル電圧は電源周波数と同じ周波数の脈動成分を含んでいる。 A ripple voltage is generated in the DC power supply due to insufficient capacitance of the capacitors constituting the AC-DC converter circuit, an increase in motor load torque and rotation speed, and unbalanced three-phase AC power supply. This ripple voltage includes a pulsating component having the same frequency as the power supply frequency.

前記制御器は、直流電圧検出回路内のＲＣ回路、Ａ／Ｄ変換器、を介して直流電圧を取込み、前記取込み値のノイズを除去するためにローパスフィルタ処理（以下「ＬＰＦ処理」とする）を行う。前記ＬＰＦ処理後の直流電圧取込み値を「直流電圧検出値」とする。このＬＰＦ処理により、直流電圧検出時間遅延が発生する。このとき前記の理由により直流電源にリップル電圧が発生した場合には、直流電圧検出値と直流電圧真値との間に検出誤差が発生する。この検出誤差はリップル電圧と同じく、電源周波数と同じ周波数の脈動成分を含んでいる。 The controller takes in a DC voltage via an RC circuit and an A / D converter in the DC voltage detection circuit, and performs low-pass filter processing (hereinafter referred to as “LPF processing”) in order to remove noise of the acquired value. I do. The DC voltage take-in value after the LPF process is referred to as “DC voltage detection value”. This LPF process causes a DC voltage detection time delay. At this time, when a ripple voltage is generated in the DC power source for the above-described reason, a detection error occurs between the DC voltage detection value and the DC voltage true value. Similar to the ripple voltage, this detection error includes a pulsating component having the same frequency as the power supply frequency.

モータに印加する電圧の制御は、指令電圧と直流電圧検出値との比（変調率）によってＤｕｔｙ比を決定しＰＷＭ制御で行う。このため、直流電圧検出値が検出誤差を含んでいると、指令電圧と実際にモータに印加される電圧との間に誤差が発生する。特に、モータの電気時定数（Ｌ／Ｒ）が大きい場合、印加電圧の変化に対する電流変化の応答速度が遅くなり、リップル電圧周波数の整数倍のモータ回転数でモータ電流が共振し、脈動が起きるビート現象が起こる。こうなるとモータから異音がしたり、所望の電圧より大きな電流が流れてしまいインバータを止めることとなってしまう。 The voltage applied to the motor is controlled by PWM control by determining the duty ratio based on the ratio (modulation rate) between the command voltage and the detected DC voltage. For this reason, if the DC voltage detection value includes a detection error, an error occurs between the command voltage and the voltage actually applied to the motor. In particular, when the electric time constant (L / R) of the motor is large, the response speed of the current change with respect to the change of the applied voltage becomes slow, and the motor current resonates at a motor rotation speed that is an integral multiple of the ripple voltage frequency, causing pulsation. A beat phenomenon occurs. If this happens, abnormal noise will be generated from the motor, or a current larger than the desired voltage will flow, and the inverter will be stopped.

これを低減するために特許文献１のような技術が知られている。 In order to reduce this, a technique such as Patent Document 1 is known.

特開２００８−１６７５６８号公報JP 2008-167568 A

しかしながら、特許文献１に記載の脈動周波数の推定値を用いる方法では、低減したいビート現象の元となる情報からすると間接的な情報に基づくこととなる。そこで、前記の直流電圧検出誤差から生ずる好ましくない状態に直接対処することが課題となる。 However, the method using the estimated value of the pulsation frequency described in Patent Document 1 is based on indirect information from the information that is the source of the beat phenomenon to be reduced. Therefore, it is a problem to deal directly with the unfavorable state resulting from the DC voltage detection error.

本発明の目的は、前記のビート現象を抑制することにある。 An object of the present invention is to suppress the beat phenomenon.

上記本発明の目的は、
永久磁石同期モータによって駆動される圧縮機，室内熱交換器，室内膨張弁，室外熱交換器，アキュームレータ、前記圧縮機を順次連結して冷媒を循環させる冷凍サイクル装置であって、
前記永久磁石同期モータに交流電流を印加するインバータ回路と、
前記インバータ回路をＰＷＭ信号にて制御する制御器と、
前記インバータ回路に直流電源を供給するために、交流電源を直流電源に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、
前記制御器は、
前記直流電圧検出回路から前記制御器内に取り込んだ直流電圧のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタによってノイズ成分の除去された直流電圧検出値Ｅｄと直流電圧真値Ｅｄｃとの誤差を推定する直流電圧検出誤差推定部と、
を備えた冷凍サイクル装置
によって達成される。 The object of the present invention is as follows.
A compressor driven by a permanent magnet synchronous motor, an indoor heat exchanger, an indoor expansion valve, an outdoor heat exchanger, an accumulator, and a refrigeration cycle apparatus for sequentially circulating the refrigerant by connecting the compressor,
An inverter circuit for applying an alternating current to the permanent magnet synchronous motor;
A controller for controlling the inverter circuit with a PWM signal;
An AC-DC converter circuit for converting AC power into DC power to supply DC power to the inverter circuit;
A DC voltage detection circuit for detecting the voltage of the DC power supply,
The controller is
A low-pass filter for removing a noise component of the DC voltage taken into the controller from the DC voltage detection circuit;
A DC voltage detection error estimator for estimating an error between the DC voltage detection value Ed from which noise components have been removed by the low-pass filter and the DC voltage true value Edc;
Is achieved by a refrigeration cycle apparatus comprising:

本発明によれば、ビート現象を抑制することができる。 According to the present invention, the beat phenomenon can be suppressed.

本発明の実施形態である冷凍サイクル装置の構成図。The block diagram of the refrigerating-cycle apparatus which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態であるモータ制御装置の構成図。The block diagram of the motor control apparatus which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態である直流電源の構成図。The block diagram of the direct-current power supply which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態である直流電圧検出部の構成図。The block diagram of the DC voltage detection part which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態であるモータ駆動装置の制御器の機能ブロック構成図。The functional block block diagram of the controller of the motor drive device which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態であるモータ制御装置の制御系推定軸，モータ回転子軸。The control system estimation axis | shaft and motor rotor axis | shaft of the motor control apparatus which are embodiment of this invention. 本発明の実施形態である２軸／３相変換器の機能ブロック構成図。The functional block block diagram of the 2 axis / 3 phase converter which is embodiment of this invention. 本発明の実施形態である直流電圧検出誤差推定部の機能ブロック構成図。The functional block block diagram of the DC voltage detection error estimation part which is embodiment of this invention.

図１は、本発明の実施形態の冷凍サイクル装置の構成図である。 FIG. 1 is a configuration diagram of a refrigeration cycle apparatus according to an embodiment of the present invention.

冷凍サイクル装置１は、圧縮機２，室内熱交換器３，室内膨張弁５，室外熱交換器４，アキュームレータ６、そしてまた圧縮機２を順次連結して冷媒を循環させ冷凍サイクルを形成している。さらに、室内ファン７，室外ファン８と圧縮機２の内部に配置された永久磁石同期モータ９に接続したモータ駆動装置１０からなる。 The refrigeration cycle apparatus 1 includes a compressor 2, an indoor heat exchanger 3, an indoor expansion valve 5, an outdoor heat exchanger 4, an accumulator 6, and a compressor 2 that are sequentially connected to circulate refrigerant to form a refrigeration cycle. Yes. Further, the motor drive device 10 is connected to an indoor fan 7, an outdoor fan 8, and a permanent magnet synchronous motor 9 disposed inside the compressor 2.

圧縮機２は、冷凍サイクルに必要とされる能力に関連して運転周波数を可変制御される永久磁石同期モータ９により駆動され、運転周波数はモータ駆動装置１０により制御される。 The compressor 2 is driven by a permanent magnet synchronous motor 9 whose operation frequency is variably controlled in relation to the capacity required for the refrigeration cycle, and the operation frequency is controlled by the motor drive device 10.

以降に、モータ駆動装置１０について説明する。 Hereinafter, the motor drive device 10 will be described.

（モータ制御装置の構成）
図２は、本発明の実施形態のモータ駆動装置１０の構成図である。 (Configuration of motor controller)
FIG. 2 is a configuration diagram of the motor drive device 10 according to the embodiment of the present invention.

このモータ駆動装置１０は、永久磁石同期モータ９ａと、直流電源１１と、モータに交流電流を印加するインバータ回路１２と、直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路１３と、インバータ回路の直流側に設ける母線電流検出器１４と、制御器１５とを備える。 The motor drive device 10 includes a permanent magnet synchronous motor 9a, a DC power supply 11, an inverter circuit 12 that applies an AC current to the motor, a DC voltage detection circuit 13 that detects the voltage of the DC power supply, and a DC side of the inverter circuit. A bus current detector 14 and a controller 15 are provided.

直流電源１１は、外部の交流電源を直流電源に変換するコンバータ（整流器）であり、インバータ回路１２の直流側に電力を提供する。なお、制御器１５は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、前記直流電圧検出回路１３と母線電流検出器１４の検出信号を処理して、インバータ回路１２を構成する半導体パワー素子のオン／オフ制御を行うＰＷＭ信号を出力する。つまり、インバータ回路１２はＰＷＭ信号によって制御される。 The DC power source 11 is a converter (rectifier) that converts an external AC power source into a DC power source, and provides power to the DC side of the inverter circuit 12. The controller 15 uses a semiconductor arithmetic element such as a microcomputer or a DSP (digital signal processor) to process detection signals of the DC voltage detection circuit 13 and the bus current detector 14 to configure the inverter circuit 12. A PWM signal for performing on / off control of the semiconductor power element to be output is output. That is, the inverter circuit 12 is controlled by the PWM signal.

（直流電源の構成）
図３は、本発明の実施形態の直流電源１１の構成図である。 (Configuration of DC power supply)
FIG. 3 is a configuration diagram of the DC power supply 11 according to the embodiment of the present invention.

直流電源１１は、三相交流電源１６を直流電源に変換するコンバータ（整流器）である。三相交流電源１６のＲ相，Ｓ相，Ｔ相は各々ダイオードモジュール１７に接続され、全波整流された電流が出力される、全波整流された電流のプラス側は直流リアクトル１８に接続され、プラスとマイナスとの間には平滑コンデンサ１９が接続される。この平滑コンデンサ１９の端子間に直流電圧が発生し直流電源となる。 The DC power supply 11 is a converter (rectifier) that converts the three-phase AC power supply 16 into a DC power supply. The R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase AC power supply 16 are each connected to the diode module 17 and the full-wave rectified current is output. The plus side of the full-wave rectified current is connected to the DC reactor 18. A smoothing capacitor 19 is connected between plus and minus. A DC voltage is generated between the terminals of the smoothing capacitor 19 to provide a DC power source.

（直流電圧検出部の構成）
図４は、本発明の実施形態の直流電圧検出部の構成図である。 (Configuration of DC voltage detector)
FIG. 4 is a configuration diagram of a DC voltage detection unit according to the embodiment of the present invention.

直流電圧検出部は直流電圧検出回路１３ａとＡ／Ｄ変換器２０とローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１を直列に接続した構成となっており、Ａ／Ｄ変換器２０とＬＰＦ２１は制御器１５内に構成される。直流電圧検出回路１３ａは直流電源１１ａのプラス側と直列に抵抗Ｒ２２を接続し、抵抗Ｒと直流電源１１ａのマイナス側に間には抵抗ｒ２３とコンデンサＣ２４が並列に接続される。 The DC voltage detection unit has a configuration in which a DC voltage detection circuit 13a, an A / D converter 20 and a low pass filter (LPF) 21 are connected in series. The A / D converter 20 and the LPF 21 are configured in the controller 15. Is done. The DC voltage detection circuit 13a has a resistor R22 connected in series with the plus side of the DC power supply 11a, and a resistor r23 and a capacitor C24 are connected in parallel between the resistor R and the minus side of the DC power supply 11a.

Ａ／Ｄ変換器２０は直流電圧検出回路１３ａから取込んだ電圧をサンプリング周期毎に離散化処理しゼロ次ホールド（ＺＯＨ）にて連続信号に変換する。ＬＰＦ２１はＡ／Ｄ変換器２０の出力信号を入力とし、直流電圧検出値（Ｅｄ）を出力する。 The A / D converter 20 discretizes the voltage taken from the DC voltage detection circuit 13a every sampling period, and converts it into a continuous signal by zero-order hold (ZOH). The LPF 21 receives the output signal of the A / D converter 20 and outputs a DC voltage detection value (Ed).

（ベクトル制御）
図５は、本発明の実施形態のモータ駆動装置の制御器１５の機能ブロック構成図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及びプログラムにより実現される。 (Vector control)
FIG. 5 is a functional block configuration diagram of the controller 15 of the motor drive device according to the embodiment of the present invention, and each function is realized by a CPU (computer) and a program.

制御器１５は、ｄｑ座標系ベクトル制御２５により、モータに印加する電圧指令信号Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を演算し、インバータのＰＷＭ信号を生成するものであり、ＰＬＬ制御器２６と、位相演算器２７と、ｄ軸電流指令発生器２８と、電圧指令制御器２９と、２軸／３相変換器３０と、軸誤差演算器３１と、３相／２軸変換器３２と、電流再現演算器３３と、ＰＷＭ制御器３４と、ローパスフィルタ３５と、加算器３６を備える。 The controller 15 calculates voltage command signals Vdc ^* and Vqc ^* to be applied to the motor by the dq coordinate system vector control 25 and generates a PWM signal of the inverter. The controller 15 and the phase calculator 27 A d-axis current command generator 28, a voltage command controller 29, a 2-axis / 3-phase converter 30, an axis error calculator 31, a 3-phase / 2-axis converter 32, and a current reproduction calculator 33. A PWM controller 34, a low-pass filter 35, and an adder 36.

（三相電流再現＆ｄｑ変換）
電流再現演算器３３は、前記母線電流検出器１４から出力される検出信号Ｉｓｈと、三相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を用いて三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する。３相／２軸変換器３２は、再現された三相モータ電流と、推定された位相情報θ_dcとに基づいて、ｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃを（数１）式に基づいて演算する。この演算を行うことにより、３相の交流電流を２軸の直流電流として扱うことができベクトル制御可能となる。 (Three-phase current reproduction & dq conversion)
The current reproduction calculator 33 reproduces the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw using the detection signal Ish output from the bus current detector 14 and the three-phase voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^*. . The three-phase / two-axis converter 32 calculates the dc-axis current Idc and the qc-axis current Iqc based on the equation (1) based on the reproduced three-phase motor current and the estimated phase information θ _dc. To do. By performing this calculation, a three-phase alternating current can be treated as a biaxial direct current, and vector control is possible.

なお、ｃ−ｑｃ軸は制御系軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転子軸、ｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との軸誤差はΔθｃと定義する（図６）。 The c-qc axis is defined as the control system axis, the dq axis is defined as the motor rotor axis, and the axis error between the dc-qc axis and the dq axis is defined as Δθc (FIG. 6).

（位相センサレス）
続いて、位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法を説明する。 (No phase sensor)
Next, a speed & phase estimation method for realizing position sensorless control will be described.

軸誤差演算器３１は、前記ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^*，ｑｃ軸指令電圧値Ｖｑｃ^*，ｄｃ軸電流値ｉｄｃ，ｑｃ軸電流値ｉｑｃから（数２）式を用いて軸誤差Δθｃを演算する。 The axis error calculator 31 calculates an axis error Δθc from the dc-axis voltage command value Vdc ^* , qc-axis command voltage value Vqc ^* , dc-axis current value idc, and qc-axis current value iqc using Equation (2). .

ＰＬＬ制御器２６は、軸誤差演算器３１が出力する軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ^*の偏差をＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度の推定値ωｍを出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、モータ回転子軸（ｄ−ｑ軸）と制御系のｄｃ−ｑｃ軸との推定軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθｃ^*に一致するように制御するものである。なお、通常は軸誤差指令値Δθｃ^*はほぼ０である。位相演算器２７では、推定したモータ回転速度ωｍを積分して、制御系位相θ_dcを演算する。 The PLL controller 26 processes the deviation between the axis error Δθc and the axis error command value Δθc ^* output from the axis error calculator 31 by using a PI controller, and outputs an estimated value ωm of the motor rotation speed. Here, the PI controller controls the estimated axis error Δθc between the motor rotor shaft (dq axis) and the dc-qc axis of the control system so as to coincide with the axis error command value Δθc ^* . Normally, the axis error command value Δθc ^* is almost zero. The phase calculator 27 integrates the estimated motor rotation speed ωm to calculate the control system phase θ _dc .

（電圧制御）
電圧指令制御器２９では、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^*と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^*と、速度指令値ω１^*およびモータ定数設定値（ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^*，ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^*を演算する。この演算は（数３）式を用いる。（数３）式で、ｒ^*は制御系のモータ巻線抵抗設定値、Ｌｄ^*はモータのｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ^*はモータのｑ軸インダクタンス設定値、Ｋｅ^*は制御系のモータ誘起電圧定数設定値であり、ω１^*は周波数指令値である。 (Voltage control)
The voltage command controller 29 uses a dc-axis current command value Idc ^* , a qc-axis current command value Iqc ^* , a speed command value ω1 ^*, and motor constant setting values (r ^* , Ld ^* , Lq ^* , Ke ^* ). The dc-axis voltage command value Vdc ^* and the qc-axis voltage command value Vqc ^* are calculated. This calculation uses equation (3). In Equation (3), r ^* is a motor winding resistance setting value of the control system, Ld ^* is a d-axis inductance setting value of the motor, Lq ^* is a q-axis inductance setting value of the motor, and Ke ^* is a motor induction of the control system. It is a voltage constant set value, and ω1 ^* is a frequency command value.

（２軸／３相変換器）
２軸／３相変換器３０の構成を図７に示す。 (2-axis / 3-phase converter)
The configuration of the 2-axis / 3-phase converter 30 is shown in FIG.

２軸／３相変換器３０は直流電圧検出誤差推定部３７と、加算器３８と、２／Ｅｄｃ演算３９と、Ｖ１演算４０と、電圧位相演算４１と、sin，cos演算４２と、積算器４３と、Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算４４と、積算器４５と、積算器４６と、ｄｑ逆変換４７で構成される。 The 2-axis / 3-phase converter 30 includes a DC voltage detection error estimation unit 37, an adder 38, a 2 / Edc operation 39, a V1 operation 40, a voltage phase operation 41, a sin and cos operation 42, and an integrator. 43, Vd, Vq modulation factor calculation 44, accumulator 45, accumulator 46, and dq inverse transform 47.

直流電圧検出誤差推定部３７はＬＰＦ２１が出力するＥｄを入力とし、直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）を出力する。加算器３８はＥｄとΔＥｄを加算し、直流電圧推定値（Ｅｄｃ）を出力する。２／Ｅｄｃ演算３９では、２／Ｅｄｃを演算し出力する。 The DC voltage detection error estimation unit 37 receives Ed output from the LPF 21 and outputs a DC voltage detection error estimated value (ΔEd). The adder 38 adds Ed and ΔEd and outputs a DC voltage estimated value (Edc). In the 2 / Edc calculation 39, 2 / Edc is calculated and output.

電圧位相演算４１では、（数４）式から電圧位相（δθ）を計算し、sin，cos演算４２にてsin（δθ）とcos（δθ）を計算する。 In the voltage phase calculation 41, the voltage phase (δθ) is calculated from the equation (4), and sin (δθ) and cos (δθ) are calculated in the sin, cos calculation 42.

Ｖ１演算４０では、（数５）式からモータ印加電圧の大きさ（Ｖ１）を計算する。Ｖ１の値は（数４）式と（数５）式を用いなくても計算することができるが、その場合は平方根の計算を含みＣＰＵの負荷が大きくなる。 In the V1 calculation 40, the magnitude (V1) of the motor applied voltage is calculated from the equation (5). The value of V1 can be calculated without using the equations (4) and (5), but in this case, the CPU load increases, including the calculation of the square root.

積算器４３にてＶ１と２／Ｅｄｃの積算を行い、モータ印加電圧Ｖ１変調率（ＫｈＶ１）を出力する。ここでＥｄｃは前述の通り直流電圧検出値（Ｅｄ）と直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）の和であるから、ＫｈＶ１は直流電圧検出誤差の影響は除去されている。直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）については後述する。また、これ以降（（数６）式，（数７）式）の計算でも、直流電圧検出誤差の影響は除去されている。Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算４４では、ＫｈＶ１とsin（δθ）とcos（δθ）から（数６）式に従ってｄｃ軸電圧指令値変調率ベース（ＫｈＶｄｃ^*）とｑｃ軸電圧指令値変調率ベース（ＫｈＶｑｃ^*）を計算する。 The integrator 43 integrates V1 and 2 / Edc, and outputs a motor applied voltage V1 modulation factor (KhV1). Since Edc is the sum of the DC voltage detection value (Ed) and the DC voltage detection error estimated value (ΔEd) as described above, KhV1 is free from the influence of the DC voltage detection error. The DC voltage detection error estimated value (ΔEd) will be described later. Further, the influence of the DC voltage detection error is also removed in the subsequent calculations (Equation 6 and Equation 7). In the Vd, Vq modulation rate calculation 44, the dc-axis voltage command value modulation rate base (KhVdc ^* ) and the qc-axis voltage command value modulation rate base (KhVqc) are calculated from KhV1, sin (δθ), and cos (δθ) according to the equation (6). ^* ) Is calculated.

ＫｈＶｄｃ^*とＫｈＶｑｃ^*は積算機４５，４６にてキャリア振幅との積算を行い、ｄｃ軸電圧指令値時間ベース（ＴｉｍｅＶｄｃ^*）とｑｃ軸電圧指令値時間ベース（ＴｉｍｅＶｑｃ^*）に変換される。 KhVdc ^* and KhVqc ^* are integrated with the carrier amplitude by accumulators 45 and 46, and converted into a dc-axis voltage command value time base (TimeVdc ^* ) and a qc-axis voltage command value time base (TimeVqc ^* ).

最後に２軸の直流電圧ＴｉｍｅＶｄｃ^*と、ＴｉｍｅＶｑｃ^*を、推定された位相情報θｄｃとに基づいて、（数７）式よりモータの三相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に変換し出力する。ここで、前述の通り三相電圧指令値は直流電圧検出誤差の影響は除去されているから、三相電圧指令値と実際にモータ印加される電圧との誤差が抑えられ、ビート現象を抑制することができる。 Finally, based on the estimated phase information θdc, the biaxial DC voltage TimeVdc ^* and TimeVqc ^* are converted into motor three-phase voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* based on the equation (7). Output. Here, as described above, since the influence of the DC voltage detection error is removed from the three-phase voltage command value, the error between the three-phase voltage command value and the voltage actually applied to the motor is suppressed, and the beat phenomenon is suppressed. be able to.

（直流電圧検出誤差推定部）
続いて、本発明による直流電圧検出誤差推定部３７の構成について説明をする。 (DC voltage detection error estimation unit)
Next, the configuration of the DC voltage detection error estimation unit 37 according to the present invention will be described.

直流電圧真値（Ｅｄｃ）と直流電圧検出値（Ｅｄ）と直流電圧検出遅延時間（Δｔ）と直流電圧検出サンプリング時間間隔（ΔＴ）の関係式をテイラー展開すると（数８）式となる。 When the relational expression of the DC voltage true value (Edc), the DC voltage detection value (Ed), the DC voltage detection delay time (Δt), and the DC voltage detection sampling time interval (ΔT) is Taylor-expanded, Expression 8 is obtained.

このように微分値を利用することで、これに基づいて直流電圧検出誤差ΔＥｄを推定することができ、延いては精度の高い直流電圧真値（Ｅｄｃ）を得ることができる。理想的、数学的にはテイラー展開を用いるべきであるが、実際には必要な精度が得られれば、それ以上の次数の微分値まで採るのはコスト増加などになるだけである。従って、或る次数までの１次結合で十分である。なお、その際の係数は（数８）式に示すとおり、各微分ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ３はΔｔとΔＴから設定することができる。 By using the differential value in this way, it is possible to estimate the DC voltage detection error ΔEd based on the differential value, thereby obtaining a highly accurate DC voltage true value (Edc). Ideally, the Taylor expansion should be used mathematically, but in practice, if the required accuracy is obtained, taking a differential value of a higher order will only increase costs. Therefore, a linear combination up to a certain order is sufficient. The coefficients at that time can be set from Δt and ΔT as shown in the equation (8).

Δｔは図４に示した直流電圧検出回路１３ａとＡ／Ｄ変換器２０とローパスフィルタ２１の時間遅れにより求められる。直流電圧検出回路１３ａの時間遅れをＴｒｃ、Ａ／Ｄ変換器２０の時間遅れをＴａｄ、ローパスフィルタ２１の時間遅れをＴｌｐとするとΔｔは（数９）式となる。（数９）式の各項は固定値であるため、Δｔは定数として扱うことができる。これにより（数８）式の各微分ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ３も定数として扱うことができ、Ｅｄｃ（ｎ）は差分処理と乗算のみで構成された簡単な演算処理で計算できる。また、本Ｅｄｃ（ｎ）の演算方法は、電源環境やモータ定数による調整も不要であるため汎用性が高い。 Δt is obtained from the time delay of the DC voltage detection circuit 13a, the A / D converter 20 and the low-pass filter 21 shown in FIG. When the time delay of the DC voltage detection circuit 13a is Trc, the time delay of the A / D converter 20 is Tad, and the time delay of the low-pass filter 21 is Tlp, Δt is expressed by the following equation (9). Since each term in equation (9) is a fixed value, Δt can be treated as a constant. As a result, the differential gains K1, K2, and K3 in the equation (8) can be handled as constants, and Edc (n) can be calculated by a simple arithmetic process including only difference processing and multiplication. The calculation method of Edc (n) is highly versatile because it does not require adjustment based on the power supply environment and motor constants.

（数９）式に従って直流電圧検出誤差推定部を構成すると図８に示したとおりとなる。 When the DC voltage detection error estimating unit is configured according to the equation (9), it is as shown in FIG.

１次微分処理４８，２次微分処理４９，３次微分処理５０は入力値と入力前回値の差を出力することにより微分処理を実現する。Ｋ１ゲイン演算５１，Ｋ２ゲイン演算５２，Ｋ３ゲイン演算５３は、入力値とゲインの積を出力する。５４，５５は加算器である。 The primary differential process 48, the secondary differential process 49, and the tertiary differential process 50 realize the differential process by outputting the difference between the input value and the previous input value. A K1 gain calculation 51, a K2 gain calculation 52, and a K3 gain calculation 53 output a product of an input value and a gain. 54 and 55 are adders.

以上のように、制御器内に直流電圧検出誤差推定部を設け、直流電圧検出誤差推定値を演算し、直流電圧検出値を調整することで誤差を小さくすることができる。直流電圧検出誤差推定値の演算方法として、直流電圧真値（Ｅｄｃ（ｎ））と直流電圧検出値（Ｅｄ（ｎ））と、直流電圧のサンプリング時間間隔（ΔＴ）と、直流電圧検出時間遅延（Δｔ）との関係式をテイラー展開し、直流電圧真値の近似式を導出し、前記近似式の１次微分項と、２次微分項と、３次微分項の和を直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）とする。そして直流電圧検出値に直流電圧検出誤差推定値を加えることにより調整を行う。 As described above, it is possible to reduce the error by providing the DC voltage detection error estimation unit in the controller, calculating the DC voltage detection error estimated value, and adjusting the DC voltage detection value. DC voltage detection error estimated value calculation methods include DC voltage true value (Edc (n)), DC voltage detection value (Ed (n)), DC voltage sampling time interval (ΔT), and DC voltage detection time delay. The relational expression with (Δt) is Taylor-expanded, an approximate expression of the DC voltage true value is derived, and the sum of the first derivative term, the second derivative term, and the third derivative term of the approximate expression is calculated as a DC voltage detection error. Assume an estimated value (ΔEd). The adjustment is performed by adding the DC voltage detection error estimated value to the DC voltage detection value.

ここでＥｄ（ｎ）に加算する微分項を３次までとしている理由は、３次微分項までで十分な誤差推定の精度が得られるからである。４次，５次、…と採っていくと精度が高くなる以上にコストが高くなるだけである。直流電圧検出値を調整し検出誤差を除去すれば、モータに印加する指令電圧と実際にモータに印加された電圧との間の誤差も除去されることになりビート現象を抑制することができる。 The reason that the differential term added to Ed (n) is up to the third order is that sufficient error estimation accuracy can be obtained up to the third order differential term. Taking the 4th order, 5th order,... Only increases the cost beyond the accuracy. If the detection error is removed by adjusting the DC voltage detection value, the error between the command voltage applied to the motor and the voltage actually applied to the motor is also removed, and the beat phenomenon can be suppressed.

１冷凍サイクル装置
２圧縮機
３室内熱交換器
４室外熱交換器
５室内膨張弁
６アキュームレータ
７室内ファン
８室外ファン
９，９ａ永久磁石同期モータ
１０モータ駆動装置
１１，１１ａ直流電源
１２インバータ回路
１３，１３ａ直流電圧検出回路
１４母線電流検出器
１５，１５ａ制御器
１６三相交流電源
１７ダイオードモジュール
１８直流リアクトル
１９平滑コンデンサ
２０Ａ／Ｄ変換器
２１，３５ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２２抵抗Ｒ
２３抵抗ｒ
２４コンデンサＣ
２５ｄｑ座標系ベクトル制御部
２６ＰＬＬ制御器
２７位相演算器
２８ｄ軸電流指令発生器
２９電圧指令制御器
３０２軸／３相変換器
３１軸誤差演算器
３２３相／２軸変換器
３３電流再現演算器
３４ＰＷＭ制御器
３６，３８，５４，５５加算器
３７直流電圧検出誤差推定部
３９２／Ｅｄｃ演算
４０Ｖ１演算
４１電圧位相演算
４２ sin，cos演算
４３，４５，４６積算器
４４Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算
４７ｄｑ逆変換
４８１次微分処理
４９２次微分処理
５０３次微分処理
５１Ｋ１ゲイン演算
５２Ｋ２ゲイン演算
５３Ｋ３ゲイン演算 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Refrigeration cycle apparatus 2 Compressor 3 Indoor heat exchanger 4 Outdoor heat exchanger 5 Indoor expansion valve 6 Accumulator 7 Indoor fan 8 Outdoor fan 9, 9a Permanent magnet synchronous motor 10 Motor drive device 11, 11a DC power supply 12 Inverter circuit 13, 13a DC voltage detection circuit 14 Bus current detector 15, 15a Controller 16 Three-phase AC power supply 17 Diode module 18 DC reactor 19 Smoothing capacitor 20 A / D converter 21, 35 Low-pass filter (LPF)
22 Resistance R
23 Resistance r
24 Capacitor C
25 dq coordinate system vector control unit 26 PLL controller 27 phase calculator 28 d-axis current command generator 29 voltage command controller 30 2-axis / 3-phase converter 31 axis error calculator 32 3-phase / 2-axis converter 33 current Reproduction calculator 34 PWM controller 36, 38, 54, 55 Adder 37 DC voltage detection error estimator 39 2 / Edc calculation 40 V1 calculation 41 Voltage phase calculation 42 sin, cos calculation 43, 45, 46 Accumulator 44 Vd, Vq modulation rate calculation 47 dq inverse conversion 48 primary differentiation process 49 secondary differentiation process 50 tertiary differentiation process 51 K1 gain calculation 52 K2 gain calculation 53 K3 gain calculation

Claims

永久磁石同期モータによって駆動される圧縮機、室内熱交換器、室内膨張弁、室外熱交換器、アキュームレータ、前記圧縮機を順次連結して冷媒を循環させる冷凍サイクル装置であって、
前記永久磁石同期モータに交流電流を印加するインバータ回路と、
前記インバータ回路をＰＷＭ信号にて制御する制御器と、
前記インバータ回路に直流電源を供給するために、交流電源を直流電源に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、
前記制御器は、
前記直流電圧検出回路から前記制御器内に取り込んだ直流電圧のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタによってノイズ成分の除去された直流電圧検出値Ｅｄと直流電圧真値Ｅｄｃとの誤差を推定する直流電圧検出誤差推定部と、を備え、
前記直流電圧検出誤差推定部は、前記直流電圧検出値Ｅｄを微分した値に基づいて直流電圧検出誤差ΔＥｄを推定し、
該推定したΔＥｄに基づいてモータ印加電圧Ｖ１変調率を演算することを特徴とする冷凍サイクル装置。 A compressor driven by a permanent magnet synchronous motor, an indoor heat exchanger, an indoor expansion valve, an outdoor heat exchanger, an accumulator, a refrigeration cycle apparatus that sequentially connects the compressor and circulates a refrigerant,
An inverter circuit for applying an alternating current to the permanent magnet synchronous motor;
A controller for controlling the inverter circuit with a PWM signal;
An AC-DC converter circuit for converting AC power into DC power to supply DC power to the inverter circuit;
A DC voltage detection circuit for detecting the voltage of the DC power supply,
The controller is
A low-pass filter for removing a noise component of the DC voltage taken into the controller from the DC voltage detection circuit;
A DC voltage detection error estimator that estimates an error between the DC voltage detection value Ed from which noise components have been removed by the low-pass filter and the DC voltage true value Edc;
The DC voltage detection error estimating unit estimates a DC voltage detection error ΔEd based on a value obtained by differentiating the DC voltage detection value Ed;
A refrigeration cycle apparatus that calculates a motor applied voltage V1 modulation rate based on the estimated ΔEd .

請求項１において、
前記直流電圧検出誤差ΔＥｄは、前記直流電圧検出値Ｅｄの１次微分から３次微分までの１次結合であることを特徴とする冷凍サイクル装置。 In claim 1 ,
The DC voltage detection error ΔEd is a linear combination from a first derivative to a third derivative of the detected DC voltage value Ed.

請求項２において、
前記制御器は、前記直流電圧検出回路と前記ローパスフィルタとの間にＡ／Ｄ変換器を備え、
前記１次結合の係数は、直流電圧検出遅延時間Δｔと直流電圧検出サンプリング時間間隔ΔＴとに基づいて決定されていることを特徴とする冷凍サイクル装置。 In claim 2 ,
The controller includes an A / D converter between the DC voltage detection circuit and the low pass filter,
The primary coupling coefficient is determined based on a DC voltage detection delay time Δt and a DC voltage detection sampling time interval ΔT.

請求項３において、
前記直流電圧検出遅延時間Δｔは、前記直流電圧検出回路での遅延時間Ｔｒｃと、前記Ａ／Ｄ変換器での時間遅延Ｔａｄと、前記ローパスフィルタでの時間遅延Ｔｌｐとの和であることを特徴とする冷凍サイクル装置。 In claim 3 ,
The DC voltage detection delay time Δt is a sum of a delay time Trc in the DC voltage detection circuit, a time delay Tad in the A / D converter, and a time delay Tlp in the low-pass filter. A refrigeration cycle device.

請求項１において、
前記直流電圧検出値Ｅｄと前記直流電圧検出誤差ΔＥｄとの和を前記直流電圧真値Ｅｄｃとし、
前記永久磁石同期モータの印加電圧をＶ１とし、
これらに基づいて計算した値２・Ｖ１／Ｅｄｃをモータ印加電圧Ｖ１変調率とすることを特徴とする冷凍サイクル装置。 In claim 1 ,
The sum of the DC voltage detection value Ed and the DC voltage detection error ΔEd is the DC voltage true value Edc,
The applied voltage of the permanent magnet synchronous motor is V1,
A refrigeration cycle apparatus characterized in that a value 2 · V1 / Edc calculated based on these values is used as a motor applied voltage V1 modulation factor.