JP7473440B2

JP7473440B2 - Motor drive device and refrigeration equipment using the same

Info

Publication number: JP7473440B2
Application number: JP2020169813A
Authority: JP
Inventors: 東昇李; 純一高木
Original assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
Current assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
Priority date: 2020-10-07
Filing date: 2020-10-07
Publication date: 2024-04-23
Anticipated expiration: 2040-10-07
Also published as: JP2022061707A

Description

本発明は、モータと負荷の合成イナーシャを推定するモータ駆動装置、および、それを用いた冷凍機器に関する。 The present invention relates to a motor drive device that estimates the combined inertia of a motor and a load, and a refrigeration device that uses the same.

家庭用電気機器分野や産業機器分野では、インバータと制御器を備えるモータ駆動システムが広く普及している。一般的に、制御器の各制御部（速度制御部や電流制御部など）に制御定数を設定する場合、モータ定数や負荷の機械定数が必要となる。しかし、機械定数の一種であるイナーシャは、回転機構や被駆動体（例えば、搬送装置の搬送物）などの負荷に依存するため、実稼働条件が未定である時点で正確に事前設定することは困難である。そこで、モータの実運転中にイナーシャを推定する技術が提案されている。 Motor drive systems equipped with inverters and controllers are widely used in the fields of household electrical appliances and industrial equipment. In general, when setting control constants for each control section of a controller (such as the speed control section or current control section), the motor constant and the mechanical constant of the load are required. However, inertia, which is one type of mechanical constant, depends on the load of the rotating mechanism and the driven body (for example, the transported goods of a transport device), and it is difficult to set it accurately in advance when the actual operating conditions are not yet determined. Therefore, a technology has been proposed to estimate the inertia during the actual operation of the motor.

例えば、特許文献１の請求項１では、「電動機の制御装置において、前記電動機へのトルク指令に正弦波状指令を加える手段と、前記電動機に流れる電流値を取得する手段と、前記電動機の加速度値を取得する手段と、前記正弦波状指令の複数周期にわたる、同一の動作状態での、複数の前記電流値と複数の前記加速度値から得た電流代表値と加速度代表値、及び前記電動機のトルク定数から前記電動機による被駆動体のイナーシャを推定する手段と、を有することを特徴とする制御装置」が開示されており、トルク指令に正弦波状指令を加えることで得た、電流代表値、加速度代表値、電動機（モータ）のトルク定数から電動機（モータ）による被駆動体のイナーシャを推定する方法が提案されている。 For example, claim 1 of Patent Document 1 discloses a control device for an electric motor, characterized in that it has: means for adding a sinusoidal command to a torque command for the electric motor; means for acquiring a current value flowing through the electric motor; means for acquiring an acceleration value for the electric motor; and means for estimating the inertia of an object driven by the electric motor from a representative current value and a representative acceleration value obtained from a plurality of the current values and a plurality of the acceleration values in the same operating state over a plurality of periods of the sinusoidal command, and a torque constant of the electric motor. The control device proposes a method for estimating the inertia of an object driven by the electric motor (motor) from a representative current value, a representative acceleration value, and a torque constant of the electric motor (motor) obtained by adding a sinusoidal command to a torque command.

特許第４５６５０３４号公報Japanese Patent No. 4565034

特許文献１では、トルク指令に正弦波状指令を加えて電動機（モータ）に一定動作をさせた時のフィードバック信号（電流値や加速度値）からイナーシャを推定する。 In Patent Document 1, inertia is estimated from the feedback signal (current value and acceleration value) when a sinusoidal command is added to the torque command to cause the electric motor to perform a certain operation.

しかし、圧縮機用のモータでは、回転位置によって負荷トルクが変化するという圧縮機構の特性によって、モータのフィードバック信号に圧縮機構に起因する周期変化が混入するため、フィードバック信号に基づいてイナーシャを推定すると、イナーシャの推定精度が低下する恐れがある。また、モータの回転速度をフィードバック制御する速度制御器では、フィードバック動作によって、トルク指令に加えた正弦波状指令が打ち消されてしまうため、特許文献１の技術の適用対象はフィードバック制御を行わない制御器に限られるという問題もある。 However, in a compressor motor, due to the characteristics of the compression mechanism that the load torque changes depending on the rotational position, periodic changes caused by the compression mechanism are mixed into the motor feedback signal, so if the inertia is estimated based on the feedback signal, the accuracy of the inertia estimation may decrease. Also, in a speed controller that feedback controls the motor rotation speed, the feedback operation cancels out the sinusoidal command added to the torque command, so there is a problem that the technology of Patent Document 1 can only be applied to controllers that do not perform feedback control.

そこで、本発明は、フィードバック制御を行い、かつ、モータの負荷が周期変化する環境であっても、複雑な信号処理を使用せず、モータと負荷の合成イナーシャを高精度に推定できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention aims to provide a motor drive device that performs feedback control and can estimate the combined inertia of the motor and load with high accuracy without using complex signal processing, even in an environment where the motor load changes periodically.

上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、負荷を駆動するモータと、該モータに交流電力を供給するインバータと、該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、を具備するものであって、前記制御部は、所定周波数ω_ａの正弦波信号と余弦波信号を生成する信号生成器と、外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御する速度制御器と、モータ回転速度を推定する速度推定器と、モータトルクを演算するトルク演算器と、前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω_ａの成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するイナーシャ演算器と、を有するものとした。 In order to solve the above-mentioned problems, a motor drive device according to the present invention includes a motor for driving a load, an inverter for supplying AC power to the motor, and a control unit for controlling the rotational speed of the motor via the inverter, the control unit having a signal generator for generating a sine wave signal and a cosine wave signal of a predetermined frequency _ωa , a speed controller for controlling the rotational speed of the motor based on a command obtained by adding the sine wave signal to an external speed command value, a speed estimator for estimating the motor rotational speed, a torque calculator for calculating motor torque, and an inertia calculator for estimating a combined inertia of the motor and the load based on the motor rotational speed and a component of the predetermined frequency _ωa extracted from the motor torque.

本発明のモータ駆動装置によれば、フィードバック制御を行い、かつ、モータの負荷が周期変化する環境であっても、複雑な信号処理を使用せず、モータと負荷の合成イナーシャを高精度に推定することができる。 The motor drive device of the present invention performs feedback control and can estimate the combined inertia of the motor and load with high accuracy without using complex signal processing, even in an environment where the motor load changes periodically.

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。 Issues, configurations, and advantages other than those described above will become clear from the description of the embodiments below.

実施例１のモータ駆動装置の全体構成図Overall configuration diagram of a motor drive device according to a first embodiment 実施例１の制御部の機能ブロック図Functional block diagram of a control unit according to the first embodiment 実施例１のイナーシャ推定器の機能ブロック図Functional block diagram of an inertia estimator according to the first embodiment イナーシャ推定時のモータトルクとモータ速度の時間波形図Time waveform diagram of motor torque and motor speed during inertia estimation イナーシャ推定時の周期積分器の出力の時間波形図Time waveform diagram of the output of the periodic integrator during inertia estimation 実施例２の冷凍機器の全体構成図Overall configuration diagram of a refrigeration device according to a second embodiment

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。 The following describes an embodiment of the present invention with reference to the drawings.

＜装置構成＞
図１は、本発明の実施例１に係るモータ駆動装置１０の全体構成図である。ここに示すように、モータ駆動装置１０は、直流電力を出力する直流電源１と、直流電力を交流電力に変換するインバータ２と、交流電力によって駆動される永久磁石同期モータ（以下、「モータ３」と称する）と、モータ３によって駆動される負荷４と、インバータ２を介してモータ３を制御する制御部５と、直流電源１とインバータ２の間に設置したシャント抵抗６と、シャント抵抗６の出力信号を増幅して出力する増幅器７と、を備えた装置である。 <Device Configuration>
1 is an overall configuration diagram of a motor drive device 10 according to a first embodiment of the present invention. As shown in the diagram, the motor drive device 10 is a device including a DC power supply 1 that outputs DC power, an inverter 2 that converts the DC power into AC power, a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as "motor 3") driven by the AC power, a load 4 driven by the motor 3, a control unit 5 that controls the motor 3 via the inverter 2, a shunt resistor 6 installed between the DC power supply 1 and the inverter 2, and an amplifier 7 that amplifies and outputs an output signal of the shunt resistor 6.

直流電源１は、具体的には、商用交流電源などの交流電源から受電した交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（例えば、ダイオード整流器や安定化電源など）、または、電池である。 Specifically, the DC power source 1 is a power conversion device (e.g., a diode rectifier or a stabilized power source) that converts AC power received from an AC power source such as a commercial AC power source into DC power, or a battery.

インバータ２は、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor））とダイオードを逆並列に接続したアーム回路を二つ直列に接続し、直流電源１の正負端子間に配置した電力変換装置である。以下では、直列接続したアーム回路のうち、高電位側のものを上アームと称し、低電位側のものを下アームと称する。図１では、駆動対象のモータ３が三相モータであるため、インバータ２は、上アームと下アームの直列接続回路を３個備えた３相インバータである。上下アームの直列接続点はインバータ２の交流端子に接続され、それらの交流端子にはモータ３が接続される。 The inverter 2 is a power conversion device in which two arm circuits, each of which is made up of semiconductor switching elements (IGBTs (insulated gate bipolar transistors) or power MOSFETs (metal-oxide-semiconductor field-effect transistors)) and diodes connected in anti-parallel, are connected in series and placed between the positive and negative terminals of the DC power supply 1. Hereinafter, of the series-connected arm circuits, the one on the higher potential side is referred to as the upper arm, and the one on the lower potential side is referred to as the lower arm. In FIG. 1, the motor 3 to be driven is a three-phase motor, so the inverter 2 is a three-phase inverter equipped with three series-connected circuits of upper and lower arms. The series connection points of the upper and lower arms are connected to the AC terminals of the inverter 2, and the motor 3 is connected to these AC terminals.

インバータ２の低電位側の母線は、電流検出用のシャント抵抗６を介して直流電源１の負端子に接続される。シャント抵抗６が検出した電流信号は、増幅器７で増幅され制御部５に入力される。ここで、シャント抵抗６に代えて、電流センサなどの他の電流検出手段を用いても良い。なお、制御部５におけるデジタル演算のために、増幅器７の出力信号である母線電流信号Ｉ_ｓｈは、サンプリングおよびホールド回路とＡ／Ｄ変換器などにより、デジタル信号に変換される。 The busbar on the low potential side of the inverter 2 is connected to the negative terminal of the DC power supply 1 via a shunt resistor 6 for current detection. The current signal detected by the shunt resistor 6 is amplified by an amplifier 7 and input to the control unit 5. Here, other current detection means such as a current sensor may be used instead of the shunt resistor 6. Note that for digital calculation in the control unit 5, the busbar current signal I _sh which is the output signal of the amplifier 7 is converted into a digital signal by a sampling and holding circuit, an A/D converter, etc.

なお、本実施例では、制御部５が位置センサレス制御を実行するため、モータ３には、回転子や回転軸の位置を検出するホール素子などの磁極位置検出手段は設けていない。 In this embodiment, the control unit 5 executes position sensorless control, so the motor 3 is not provided with a magnetic pole position detection means such as a Hall element that detects the position of the rotor or rotating shaft.

＜全体制御の説明＞
図２は、制御部５の機能ブロック図である。この制御部５は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の半導体演算装置が用いられ、演算装置が所定のプログラムを実行することで、図示する各ブロックの機能を実現したものである。 <Explanation of overall control>
2 is a functional block diagram of the control unit 5. The control unit 5 uses a semiconductor arithmetic device such as a microcomputer or a DSP (Digital Signal Processor), and the arithmetic device executes a predetermined program to realize the functions of each block shown in the figure.

制御部５は、ｄ－ｑ軸ベクトル制御により、モータ３に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ２のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成するものであり、モータ３の回転速度（以下、単に「速度」と称する）を制御する速度制御器５１と、ｄ軸電流指令発生器５２と、電圧制御器５３と、２軸／３相変換器５４と、速度・位相推定器５５と、３相／２軸変換器５６と、電流再現演算器５７と、ＰＷＭ制御器５８と、イナーシャ推定器５９とを備える。なお、イナーシャ推定器５９の詳細については後述する。 The control unit 5 calculates a voltage command signal to be applied to the motor 3 by d-q axis vector control and generates a PWM (Pulse Width Modulation) control signal for the inverter 2, and includes a speed controller 51 that controls the rotation speed (hereinafter simply referred to as "speed") of the motor 3, a d-axis current command generator 52, a voltage controller 53, a two-axis/three-phase converter 54, a speed/phase estimator 55, a three-phase/two-axis converter 56, a current reproduction calculator 57, a PWM controller 58, and an inertia estimator 59. Details of the inertia estimator 59 will be described later.

電流再現演算器５７は、増幅器７が出力した母線電流信号Ｉ_ｓｈと、２軸／３相変換器５４が出力した三相電圧指令（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を用いて、インバータ２が出力する三相モータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）を再現する。母線電流信号Ｉ_ｓｈから三相モータ電流を再現する方法は公知技術であるため、詳細説明は省略する。なお、図１では、コスト低減のために、シャント抵抗６が検出した母線電流信号Ｉ_ｓｈから三相電流を再現しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ２の出力である交流電流を検出しても良く、この場合は、その電流検出手段が検出した三相電流を３相／２軸変換器５６に入力すれば良い。 The current reproduction calculator 57 reproduces the three-phase motor current (Iu, Iv, _Iw ) output by the inverter 2 using the bus current signal _Ish output by the amplifier 7 and the three-phase voltage command ( _Vu ^* , _Vv ^* , _Vw ^* ) output by the two-axis/three-phase converter 54. The method of reproducing the three-phase motor current from the bus current signal _Ish is _a known technique, and therefore _a detailed description thereof will be omitted. In FIG. 1, the three-phase current is reproduced from the bus current signal _Ish detected by the shunt resistor 6 in order to reduce costs, but the AC current output by the inverter 2 may be detected using a current detection means such as a current sensor. In this case, the three-phase current detected by the current detection means may be input to the three-phase/two-axis converter 56.

３相／２軸変換器５６は、電流再現演算器５７が再現した三相モータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）と、速度・位相推定器５５が推定した推定位相θ_ｄｃを用い、式１と式２とに基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを演算する。なお、式１は、いわゆる３相／２軸変換を表し、式２は回転座標系への変換を表す。 The three-phase/two-axis converter 56 uses the three-phase motor currents ( _Iu , _Iv , _Iw ) reproduced by the current reproduction calculator 57 and the estimated phase _θdc estimated by the speed/phase estimator 55 to calculate the dc-axis current detection value _Idc and the qc-axis current detection value _Iqc based on Equations 1 and 2. Note that Equation 1 represents a so-called three-phase/two-axis conversion, and Equation 2 represents a conversion to a rotating coordinate system.

ｄｃ－ｑｃ軸は推定位相θ_ｄｃに基づく制御系の推定軸であり、ｄ－ｑ軸はモータ３の回転子軸である。ここでは、ｄｃ－ｑｃ軸とｄ－ｑ軸の軸誤差をΔθｃと定義する。 The dc-qc axes are estimated axes of a control system based on the estimated phase _θdc , and the dq axes are rotor axes of the motor 3. Here, the axis error between the dc-qc axes and the dq axes is defined as Δθc.

速度制御器５１は、外部からの速度指令値ω^＊と、速度・位相推定器５５が推定した推定速度ωの偏差を零に近づけるように、すなわち推定速度ωを速度指令値ω^＊に近づけるように、ｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊を作成する。 The speed controller 51 generates a qc-axis current command value I qc ^* so that the deviation between an external speed command value ω ^* and an estimated speed ω estimated by the speed/phase estimator 55 approaches zero, that is, so that the estimated speed ω approaches the speed command value _ω ^* .

また、ｄ軸電流指令発生器５２は、モータ電流を最小化するように、ｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊を作成する。 Moreover, the d-axis current command generator 52 generates a dc-axis current command value I _dc ^* so as to minimize the motor current.

電圧制御器５３は、速度制御器５１からのｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊と、ｄ軸電流指令発生器５２からのｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊と、３相／２軸変換器５６からのｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃと、モータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊とｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。 The voltage controller 53 calculates a dc-axis voltage command value _{Vdc* and a qc-axis voltage command value Vqc} ^* using the qc-axis current command value Iqc* from the speed controller 51, the dc-axis current command value _Idc ^* from the d-axis current command generator 52, the dc-axis current detection value _Idc and the qc-axis current detection value _Iqc from the three- ^phase ^/ two-axis converter ₅₆ , and motor _constants .

２軸／３相変換器５４は、電圧制御器５３からのｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊，ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊と、速度・位相推定器５５からの推定位相θ_ｄｃを用いて、式３と式４に基づいて、三相電圧指令（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を算出して出力する。なお、式３は、回転座標系から固定座標系への変換を表し、式４は、いわゆる２軸／３相変換を表す。 The two-axis/three-phase converter 54 calculates and outputs three-phase voltage commands ( _Vu *, Vv _* ^, _Vw ^* ) based on the _dc -axis voltage command value Vdc ^* and the qc-axis voltage command value _Vqc ^* from the voltage controller 53 and the estimated phase θdc from the speed/phase estimator 55, based on Equations 3 ^and 4. Note that Equation 3 represents a conversion from a rotating coordinate system to a fixed coordinate system, and Equation 4 represents _a so-called two-axis/three-phase conversion.

なお、速度・位相推定器５５は、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃ，ｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃ，ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊，ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊を用いて、モータ３の回転子の位置や回転速度を推定し、推定位相θ_ｄｃおよび推定速度ωとして出力する。 In addition, the speed/phase estimator 55 estimates the position and rotational speed of the rotor of the motor 3 using the dc-axis current detection value _Idc , the qc-axis current detection value _Iqc , the dc-axis voltage command value _Vdc ^* , and the qc-axis voltage command value _Vqc ^* , and outputs them as an estimated phase _θdc and an estimated speed ω.

これにより、本実施例では、モータ３のセンサレス制御が可能になり、駆動システム全体のコストが低減できる。なお、速度・位相推定器５５における具体的な推定手段は公知であるため、ここでの詳細説明は省略する。 As a result, in this embodiment, sensorless control of the motor 3 becomes possible, and the cost of the entire drive system can be reduced. Note that the specific estimation means in the speed/phase estimator 55 are well known, so a detailed explanation is omitted here.

＜イナーシャ推定器５９の説明＞
図３は、イナーシャ推定器５９の制御構成を示す機能ブロック図である。このイナーシャ推定器５９は、正弦波状の速度指令加算量Δω^＊を出力する機能と、イナーシャ推定値Ｊａを演算する機能を実現できるように、SinCos信号生成器５９ａと、振幅生成器５９ｂと、トルク演算器５９ｃと、周期積分器５９ｄ、５９ｅと、イナーシャ演算器５９ｆを備える。 <Explanation of the inertia estimator 59>
3 is a functional block diagram showing the control configuration of the inertia estimator 59. This inertia estimator 59 includes a SinCos signal generator 59a, an amplitude generator 59b, a torque calculator 59c, periodic integrators 59d and 59e, and an inertia calculator 59f so as to realize the function of outputting a sinusoidal speed command addition amount Δω ^* and the function of calculating an estimated inertia value Ja.

SinCos信号生成器５９ａでは、所定周波数ω_ａの正弦波信号sin（ω_ａｔ）と余弦波信号cos（ω_ａｔ）を生成する。生成された正弦波信号sin（ω_ａｔ）は、振幅生成器５９ｂが生成した振幅値ΔΩ^＊と乗算され、速度指令加算量Δω^＊（＝ΔΩ^＊×sin（ω_ａｔ））として出力される。そして、出力された速度指令加算量Δω^＊は、図２に示すように、速度指令値ω^＊に加算される。 The sine wave signal sin( _ωat ) and cosine wave signal cos( _ωat ) of a predetermined frequency _ωa are generated in the sine wave signal generator 59a. The generated sine wave signal sin( _ωat ) is multiplied by an amplitude value ΔΩ ^* generated by the amplitude generator 59b, and output as a speed command addition amount Δω ^* (=ΔΩ ^* ×sin( _ωat )). The output speed command addition amount Δω ^* is added to the speed command value ω ^* , as shown in FIG. 2.

トルク演算器５９ｃでは、３相／２軸変換器５６から入力されたｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを用い、式５に基づいて、モータトルクτ_ｍを演算する。 The torque calculator 59c uses the dc-axis current detection value I _dc and the qc-axis current detection value I _qc input from the three-phase/two-axis converter 56 to calculate the motor torque τ _m based on Equation 5.

ここで、Ｋ_ｅはモータ３の誘起電圧定数、Ｎ_ｐｐはモータの極対数である。また、Ｌ_ｄはモータ３のｄ軸インダクタンス値であり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス値である。 Here, K _e is the induced voltage constant of the motor 3, N _pp is the number of pole pairs of the motor, L _d is the d-axis inductance value of the motor 3, and L _q is the q-axis inductance value.

以下、イナーシャ推定器５９によるイナーシャ推定原理を説明する。 The principle of inertia estimation by the inertia estimator 59 is explained below.

モータ駆動装置１０では、モータトルクτ_ｍと負荷トルクτ_Ｌの差分Δτ_ｍが存在すると、式６と式７に示すように、モータの速度変動Δω_ｍが生じる。 In the motor drive device 10, when a difference Δτ _m between the motor torque τ _m and the load torque τ _L exists, a speed fluctuation Δω _m of the motor occurs, as shown in Equations 6 and 7.

ここで、Ｊはモータ３と負荷４の合成イナーシャである。 Here, J is the combined inertia of the motor 3 and the load 4.

式７によると、定常状態では、モータトルクの差分Δτ_ｍに所定の周波数の周期変動があれば、速度にも同じ周期の変動が発生する。更に、二つの周期変動の位相差が９０°であり、変動の大きさ（振幅値）に比例関係がある。 According to Equation 7, in the steady state, if there is a periodic fluctuation of a certain frequency in the motor torque difference Δτ _m , a fluctuation of the same period occurs in the speed. Furthermore, the phase difference between the two periodic fluctuations is 90°, and there is a proportional relationship with the magnitude (amplitude) of the fluctuation.

具体的には、トルクの差分Δτ_ｍを式８で定義すると、式７により、速度変動が式９で計算できる。 Specifically, when the torque difference Δτ _m is defined by equation 8, the speed fluctuation can be calculated by equation 9 using equation 7.

ここで、ΔΤ_ｍはモータトルクの差分Δτ_ｍの変動成分の振幅値である。 Here, ΔT _m is the amplitude value of the fluctuation component of the motor torque difference Δτ _m .

ここで、速度変動の振幅値をΔΩ_ｍ＝ΔΤ_ｍ／（Ｊ・ω_ａ）とする。 Here, the amplitude value of the speed fluctuation is represented as ΔΩ _m = ΔT _m /(J·ω _a ).

ゆえに、所定周波数ω_ａの速度変動の振幅値ΔΩ_ｍと、モータトルクτ_ｍの差分Δτ_ｍの変動成分の振幅値ΔΤ_ｍを検出できれば、合成イナーシャＪは式１０で演算できる。 Therefore, if the amplitude value _ΔΩm of the speed fluctuation of a predetermined frequency _ωa and _the amplitude value _ΔTm of the fluctuation component of the difference Δτm of the motor torque _τm can be detected, the composite inertia J can be calculated by Equation 10.

従って、モータトルクτ_ｍとモータ速度の所定周波数ω_ａの成分の振幅値を高精度に検出できれば、合成イナーシャＪを計算できる。 Therefore, if the amplitude values of the motor torque _τm and the component of the motor speed at the predetermined frequency _ωa can be detected with high accuracy, the composite inertia J can be calculated.

＜簡易フーリエ変換処理＞
実際には、イナーシャ推定器５９では、SinCos信号生成器５９ａからの正弦波信号sin（ω_ａｔ）と余弦波信号cos（ω_ａｔ）を用いて、簡易的なフーリエ変換処理を実行し、トルク演算器５９ｃで演算されたモータトルクτ_ｍの所定周波数ω_ａの成分を検出する。具体的には、モータトルクτ_ｍを余弦波信号cos（ω_ａｔ）と乗算し、乗算結果の直流成分を取り出して、モータトルクτ_ｍの所定周波数ω_ａの成分の振幅値を算出する。同様に、推定速度ωを正弦波信号sin（ω_ａｔ）と乗算し、所定周波数ω_ａの成分を検出する。 <Simple Fourier transform processing>
In practice, the inertia estimator 59 performs a simple Fourier transform process using the sine wave signal sin( _ωat ) and cosine wave signal cos( _ωat ) from the SinCos signal generator 59a to detect the component of the predetermined frequency _ωa of the motor torque _τm calculated by the torque calculator 59c. Specifically, the motor torque _τm is multiplied by the cosine wave signal cos( _ωat ) and the DC component of the multiplication result is extracted to calculate the amplitude value of the component of the predetermined frequency _ωa of the motor torque _τm . Similarly, the estimated speed ω is multiplied by the sine wave signal sin( _ωat ) to detect the component of the predetermined frequency _ωa .

周期積分器５９ｄ、５９ｅは、上記乗算結果の直流成分を取り出すための処理である。具体的には、所定周波数ω_ａに対応する周期の整数倍の時間で積分処理して、直流成分を算出する。積分処理する時間が長くすれば、直流成分の算出精度が良いが、合成イナーシャＪの推定時間が長くなる。一般的に、積分処理する時間が所定周波数ω_ａに対応する周期の５倍より長くすれば、実用的な精度を確保できる。 The periodic integrators 59d and 59e are used to extract the DC component of the multiplication result. Specifically, they perform integration over a period of an integer multiple of the period corresponding to the predetermined frequency _ωa to calculate the DC component. If the integration time is made longer, the calculation accuracy of the DC component is improved, but the estimation time of the composite inertia J becomes longer. In general, if the integration time is made longer than five times the period corresponding to the predetermined frequency _ωa , practical accuracy can be ensured.

＜イナーシャ算出＞
イナーシャ演算器５９ｆでは、周期積分器５９ｄ、５９ｅの出力から、式１１を用いて、合成イナーシャＪを演算する。以下では、ここで演算した合成イナーシャＪをイナーシャ推定値Ｊａと称する。 <Inertia calculation>
The inertia calculator 59f calculates a composite inertia J from the outputs of the periodic integrators 59d and 59e using equation 11. Hereinafter, the composite inertia J calculated here will be referred to as an inertia estimate value Ja.

ここで、ΣＴ_ｍは周期積分器５９ｄの出力、ΣΩ_ｍは周期積分器５９ｅの出力である。 Here, ΣT _m is the output of the periodic integrator 59d, and ΣΩ _m is the output of the periodic integrator 59e.

＜波形説明＞
図４は、検出電流に基づいてトルク演算器５９ｃで計算したモータトルクτ_ｍの波形３０と、一定の速度指令値ω^＊（例えば、６００ｒｐｍ）に速度指令加算量Δω^＊を加算した波形３１と、速度推定値ωの波形３２の関係を示すシミュレーション結果の一例である。波形３１に含まれる正弦波状の変動に対して、負荷４による負荷トルクには周期変動（レシプロ圧縮機の負荷）があるため、速度推定値ωの波形３２には所定周波数ω_ａより短周期のリップルが重畳する。また、モータトルクτ_ｍにも同様なリップルが重畳する。 <Waveform explanation>
4 is an example of a simulation result showing the relationship between a waveform 30 of the motor torque _τm calculated by the torque calculator 59c based on the detected current, a waveform 31 obtained by adding a speed command addition amount Δω ^* to a constant speed command value ω ^* (e.g., 600 rpm), and a waveform 32 of the estimated speed value ω. In contrast to the sinusoidal fluctuation contained in the waveform 31, the load torque due to the load 4 has periodic fluctuations (load of the reciprocating compressor), so that ripples with a period shorter than the predetermined frequency _ωa are superimposed on the waveform 32 of the estimated speed value ω. Similar ripples are also superimposed on the motor torque _τm .

図５は、簡易的なフーリエ変換の乗算結果を積分処理した波形である。波形３３は、周期積分器５９ｄが出力するモータトルクの周期積分結果であり、図４の波形３０からリップルを除去したものに相当する。同様に、波形３４は、周期積分器５９ｅが出力する速度推定値の周期積分結果であり、図４の波形３２からリップルを除去したものに相当する。これらの積分処理によって、図４のモータトルクの波形３０と速度推定値ωの波形３２からリップルの影響を除去することができる。周期積分処理完了時点（例えば、時間１０秒）の積分値は図４に示す長い周期変動（すなわち、所定周波数ω_ａの周期変動）の振幅値に対応する。 Fig. 5 shows waveforms obtained by integrating the multiplication results of the simple Fourier transform. Waveform 33 is the result of the periodic integration of the motor torque output by periodic integrator 59d, and corresponds to the waveform 30 in Fig. 4 from which the ripple has been removed. Similarly, waveform 34 is the result of the periodic integration of the speed estimate value output by periodic integrator 59e, and corresponds to the waveform 32 in Fig. 4 from which the ripple has been removed. By these integration processes, the influence of the ripple can be removed from the motor torque waveform 30 and the speed estimate value ω waveform 32 in Fig. 4. The integral value at the completion of the periodic integration process (e.g., at a time of 10 seconds) corresponds to the amplitude value of the long periodic fluctuation (i.e., the periodic fluctuation of the predetermined frequency _ωa ) shown in Fig. 4.

＜定数設定について＞
イナーシャ推定器５９でイナーシャを推定する前に、所定周波数ω_ａと、速度指令加算量Δω^＊の振幅値ΔΩ^＊を設定する必要である。所定周波数ω_ａは、図４のモータトルクの波形３０と速度推定値ωの波形３２に含まれる短い周期のリップルの影響を取り除くために、モータ３の回転速度と十分に離れて設定することで、負荷トルクの周期脈動の影響を抑制することができる。具体的には、所定周波数ω_ａを、モータ３の速度指令値ω^＊の１／１０以下にすれば良い。また、モータ３の実速度に所定周波数ω_ａの周期変動が発現するように、所定周波数ω_ａは速度制御器５１の応答周波数以下に設定することを望ましい。 <About constant settings>
Before estimating the inertia with the inertia estimator 59, it is necessary to set the predetermined frequency _ωa and the amplitude value ΔΩ ^* of the speed command addition amount Δω ^* . The predetermined frequency _ωa is set sufficiently far from the rotation speed of the motor 3 in order to remove the influence of short-period ripples contained in the motor torque waveform 30 and the speed estimate value ω waveform 32 in FIG. 4, thereby making it possible to suppress the influence of periodic pulsation of the load torque. Specifically, the predetermined frequency _ωa may be set to 1/10 or less of the speed command value ω ^* of the motor 3. In addition, it is preferable to set the predetermined frequency _ωa to a value equal to or less than the response frequency of the speed controller 51 so that the periodic fluctuation of the predetermined frequency _ωa appears in the actual speed of the motor 3.

また、速度指令加算量Δω^＊の振幅値ΔΩ^＊は、装置の振動や騒音を考慮して、小さく設定した方が良いが、推定精度を確保するために、速度指令値ω^＊の１／１０程度で良い。 Furthermore, the amplitude value ΔΩ ^* of the speed command addition amount Δω ^* should be set small in consideration of vibration and noise of the device, but in order to ensure estimation accuracy, it may be about 1/10 of the speed command value ω ^* .

＜イナーシャから制御定数設定＞
イナーシャ演算器５９ｆが推定したイナーシャ推定値Ｊ_ａは、制御部５の各制御器に使われる制御定数の演算に代入される。これにより、本実施例のモータ駆動装置１０では、実稼働環境に応じて、制御定数を自動調整することができる。 <Setting control constants from inertia>
The inertia estimate value J _a estimated by the inertia calculator 59 f is substituted into the calculation of the control constants used in each controller of the control unit 5. As a result, the motor drive device 10 of this embodiment can automatically adjust the control constants in accordance with the actual operating environment.

＜結言＞
以上説明したように、本実施例のモータ駆動装置１０によれば、モータ３の速度指令値ω^＊に所定周波数ω_ａの正弦波状成分を加算して、モータの速度の周期的な変動を発生させることで、複雑な信号処理を使用せず、モータ３と負荷４による合成イナーシャＪを高精度に推定することができる。 <Conclusion>
As described above, according to the motor drive device 10 of this embodiment, by generating periodic fluctuations in the motor speed by adding a sinusoidal component of a predetermined frequency _ωa to the speed command value ω ^* of the motor 3, it is possible to estimate the combined inertia J of the motor 3 and the load 4 with high accuracy without using complex signal processing.

図８は、本発明の実施例２である冷凍機器１００の構成図である。この冷凍機器１００は、温度を調和する装置であり、空気調和機や冷凍機や冷蔵庫などである。本実施例では、上述した実施例１のモータ駆動装置１０によって、圧縮機１０６とファンモータ１０５が駆動される。 Figure 8 is a configuration diagram of a refrigeration equipment 100 according to a second embodiment of the present invention. The refrigeration equipment 100 is a device that adjusts temperature, such as an air conditioner, a freezer, or a refrigerator. In this embodiment, a compressor 106 and a fan motor 105 are driven by the motor drive device 10 according to the first embodiment described above.

図８に示すように、冷凍機器１００は、熱交換器１０１、１０２と、これらに送風するファン１０３、１０４と、ファン１０３、１０４を駆動するファンモータ１０５と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機１０６と、熱交換器１０１と熱交換器１０２との間、並びに圧縮機１０６と熱交換器１０１および１０２との間に配設され、冷媒が流れる配管１０７と、モータ駆動装置１０から構成されている。ファン１０３，１０４を回転駆動するファンモータ１０５として、実施例１のモータ３が用いられる。モータ駆動装置１０は、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源回路、この直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換してファンモータ１０５に供給するモータ駆動用インバータ、を備えている。 As shown in FIG. 8, the refrigeration equipment 100 is composed of heat exchangers 101 and 102, fans 103 and 104 that blow air to the heat exchangers 101 and 102, a fan motor 105 that drives the fans 103 and 104, a compressor 106 that compresses and circulates the refrigerant, pipes 107 through which the refrigerant flows that are arranged between the heat exchangers 101 and 102 and between the compressor 106 and the heat exchangers 101 and 102, and a motor drive device 10. The motor 3 of the first embodiment is used as the fan motor 105 that drives the fans 103 and 104 to rotate. The motor drive device 10 is equipped with a DC power supply circuit that converts AC power from a commercial AC power supply into DC power, and a motor drive inverter that converts the DC power from the DC power supply circuit into AC power and supplies it to the fan motor 105.

本実施例においては、モータ駆動装置１０におけるモータ制御が実施例１による制御部によって制御される。 In this embodiment, motor control in the motor drive device 10 is controlled by the control unit according to embodiment 1.

本実施例によれば、モータ３が圧縮機に内蔵されたままで、モータ３と負荷４のイナーシャを高精度に推定することができるため、制御定数の自動調整ができ、制御性能も向上する。 According to this embodiment, the inertia of the motor 3 and the load 4 can be estimated with high accuracy while the motor 3 remains built into the compressor, so the control constants can be automatically adjusted and control performance is improved.

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, but includes various modifications. For example, the above-described embodiments have been described in detail to clearly explain the present invention, and the present invention is not necessarily limited to those having all of the configurations described. In addition, it is possible to add, delete, or replace part of the configuration of each embodiment with other configurations.

例えば、電流検出手段は、シャント抵抗に代えて、電流トランス（ＣＴ）によって検出しても良い。この場合、電流検出箇所をインバータ出力部としても良い。また、モータ３は、埋め込み磁石型でも良いし、表面磁石型でも良い。 For example, the current detection means may be a current transformer (CT) instead of a shunt resistor. In this case, the current detection point may be the inverter output section. Also, the motor 3 may be an embedded magnet type or a surface magnet type.

１０モータ駆動装置
１直流電源
２インバータ
３モータ
３０モータトルクの波形
３１速度指令値の波形
３２速度推定値の波形
３３モータトルクの周期積分結果
３４速度推定値の周期積分結果
４負荷
５制御部
５１速度制御器
５２ｄ軸電流指令発生器
５３電圧制御器
５４２軸３相変換器
５５速度・位相推定器
５６３相２軸変換器
５７電流再現演算器
５８ＰＷＭ制御器
５９イナーシャ推定器
５９ａ SinCos信号生成器
５９ｂ振幅生成器
５９ｃトルク演算器
５９ｄ周期積分器
５９ｅ周期積分器
５９ｆイナーシャ演算器
６シャント抵抗
７増幅器
１００冷凍機器
１０１，１０２熱交換器
１０３，１０４ファン
１０５ファンモータ
１０６圧縮機
１０７配管 10 Motor drive device 1 DC power supply 2 Inverter 3 Motor 30 Motor torque waveform 31 Speed command value waveform 32 Speed estimated value waveform 33 Periodic integration result of motor torque 34 Periodic integration result of speed estimated value 4 Load 5 Control unit 51 Speed controller 52 d-axis current command generator 53 Voltage controller 54 Two-axis three-phase converter 55 Speed/phase estimator 56 Three-phase two-axis converter 57 Current reproduction calculator 58 PWM controller 59 Inertia estimator 59a SinCos signal generator 59b Amplitude generator 59c Torque calculator 59d Periodic integrator 59e Periodic integrator 59f Inertia calculator 6 Shunt resistor 7 Amplifier 100 Refrigeration equipment 101, 102 Heat exchanger 103, 104 Fan 105 Fan motor 106 Compressor 107 Piping

Claims

負荷を駆動するモータと、
該モータに交流電力を供給するインバータと、
該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、
を具備するモータ駆動装置であって、
前記制御部は、
所定周波数ω _ａの正弦波信号と余弦波信号を生成する信号生成器と、
外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御する速度制御器と、
モータ回転速度を推定する速度推定器と、
モータトルクを演算するトルク演算器と、
前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω _ａの成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するイナーシャ演算器と、
を有し、
前記制御部は、
前記モータ回転速度に前記正弦波信号を乗算して、前記モータ回転速度から前記所定周波数ω_ａの成分を抽出する第一乗算器と、
前記モータトルクに前記余弦波信号を乗算して、前記モータトルクから前記所定周波数ω_ａの成分を抽出する第二乗算器と、
を更に有することを特徴とするモータ駆動装置。 A motor that drives a load;
an inverter for supplying AC power to the motor;
A control unit that controls the rotation speed of the motor via the inverter;
A motor drive device comprising:
The control unit is
a signal generator for generating a sine wave signal and a cosine wave signal of a predetermined frequency ωa _;
a speed controller that controls the rotation speed of the motor based on a command obtained by adding the sine wave signal to an external speed command value;
a speed estimator for estimating a motor rotation speed;
a torque calculator that calculates a motor torque;
an inertia calculator that estimates a combined inertia of the motor and the load based on the motor rotation speed and the component of the predetermined frequency _ωa extracted from the motor torque ;
having
The control unit is
a first multiplier that multiplies the motor rotation speed by the sine wave signal to extract the component of the predetermined frequency _ωa from the motor rotation speed;
a second multiplier that multiplies the motor torque by the cosine wave signal to extract the component of the predetermined frequency _ωa from the motor torque;
A motor drive device further comprising:

請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記イナーシャ演算器は、下記式を用いて、前記合成イナーシャを演算することを特徴とするモータ駆動装置。
合成イナーシャＪ＝ ΔＴ_ｍ／（ΔΩ_ｍ・ω_ａ）
ΔＴ_ｍ：モータトルクの所定周波数ω_ａの成分の振幅値
ΔΩ_ｍ：モータ回転速度の所定周波数ω_ａの成分の振幅値 2. The motor drive device according to claim 1 ,
The motor drive device according to the present invention, wherein the inertia calculator calculates the composite inertia using the following formula:
Combined inertia J = ΔT _m / (ΔΩ _m ω _a )
ΔT _m : Amplitude value of the component of the motor torque at a predetermined frequency ω _a ΔΩ _m : Amplitude value of the component of the motor rotation speed at a predetermined frequency ω _a

請求項２に記載のモータ駆動装置において、
前記ΔＴ_ｍは、前記第一乗算器の出力を周期積分する第一周期積分器で検出され、
前記ΔΩ_ｍは、前記第二乗算器の出力を周期積分する第二周期積分器で検出されることを特徴とするモータ駆動装置。 3. The motor drive device according to claim 2 ,
The ΔT _m is detected by a first periodic integrator that periodically integrates an output of the first multiplier,
The motor drive device according to claim 1, wherein the _ΔΩm is detected by a second periodic integrator that performs periodic integration of an output from the second multiplier.

請求項１～３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置において、
前記イナーシャ演算器が推定した合成イナーシャを用いて、前記制御部の制御定数を調
整することを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to any one of claims 1 to 3 ,
A motor drive device, comprising: a control unit that adjusts a control constant of the control section using a composite inertia estimated by the inertia calculator.

熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、該圧縮機を駆動する第一モータと、前記熱交換器に送風するファンと、該ファンを駆動する第二モータと、前記第一モータおよび前記第二モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えた冷凍機器であって、
前記モータ駆動装置は、請求項１～４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置であることを特徴とする冷凍機器。 A refrigeration appliance including a heat exchanger, a compressor that compresses and circulates a refrigerant, a first motor that drives the compressor, a fan that blows air to the heat exchanger, a second motor that drives the fan, and a motor drive device that drives the first motor and the second motor,
The motor drive device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the motor drive device is a refrigeration appliance.

負荷を駆動するモータと、
該モータに交流電力を供給するインバータと、
該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、
を具備するモータ駆動装置の制御方法であって、
所定周波数ω_ａの正弦波信号と余弦波信号を生成するステップと、
外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御するステップと、
モータ回転速度を推定するステップと、
モータトルクを演算するステップと、
前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω_ａの成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するするステップと、
推定した合成イナーシャを用いて、前記制御部の制御定数を調整するステップと、
を有し、
前記合成イナーシャを推定する際に利用する所定周波数ω _ａの成分は、前記モータ回転速度に前記正弦波信号を乗算することで、前記モータ回転速度から抽出した成分、または、前記モータトルクに前記余弦波信号を乗算することで、前記モータトルクから抽出した成分であることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。 A motor that drives a load;
an inverter for supplying AC power to the motor;
A control unit that controls the rotation speed of the motor via the inverter;
A method for controlling a motor drive device comprising:
generating sine and cosine signals of a predetermined frequency _ωa ;
controlling the rotation speed of the motor based on a command obtained by adding the sine wave signal to an external speed command value;
estimating a motor rotation speed;
calculating a motor torque;
estimating a combined inertia of the motor and the load based on the component of the predetermined frequency _ωa extracted from the motor rotation speed and the motor torque;
adjusting a control constant of the control unit using the estimated composite inertia;
having
a component of a predetermined frequency _ωa utilized when estimating the composite inertia is a component extracted from the motor rotation speed by multiplying the motor rotation speed by the sine wave signal, or a component extracted from the motor torque by multiplying the motor torque by the cosine wave signal .