JP5348484B2 - 負荷駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、インバータ等からなる複数台の電力変換器によりモータ等の負荷を個別に駆動する負荷駆動システムに関するものである。

図１６は、第１の従来技術を示しており、三相インバータからなる電力変換器Ｃｏｎｖにより電動機等の負荷Ｍを駆動するシステムである。図１６において、Ｂは直流電源（その電圧をＶ_ｄとする）、Ｃ_ｄは直流中間コンデンサ（その電圧、つまり直流中間電圧をＥ_ｄとする）、Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚは半導体スイッチング素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは電力変換器Ｃｏｎｖの出力端子であり、これらの出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには三相コイルで表した負荷Ｍが接続されている。
この従来技術では、電力変換器Ｃｏｎｖのスイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚを任意にオンオフさせることで、直流電源Ｂの直流電力を三相交流電力に変換して負荷Ｍに供給している。

ここで、直流中間コンデンサＣ_ｄは直流電源Ｂに直結されているため、電源電圧Ｖ_ｄの変動がそのまま直流中間電圧Ｅ_ｄの変動として現れる。これにより、電力変換器Ｃｏｎｖの三相交流出力が変動してしまうので、直流中間電圧Ｅ_ｄの変動分を補償した電力変換器Ｃｏｎｖの出力制御が必要となる。

図１７は、図１６の回路に通常の昇圧チョッパＣｈｏｐを付加した第２の従来技術である。
この従来技術では、直流電源Ｂと直流中間コンデンサＣ_ｄとの間に、半導体スイッチング素子Ｑ_ｐ，Ｑ_ｎとリアクトルＬ_ｃとからなる昇圧チョッパＣｈｏｐが接続されている。この回路において、スイッチング素子Ｑ_ｐ，Ｑ_ｎを交互にオンオフすることにより、直流中間電圧Ｅ_ｄを電源電圧Ｖ_ｄよりも高く調整することができ、例えばバッテリにより構成される直流電源Ｂの電圧低下時にも、昇圧チョッパＣｈｏｐにより三相インバータの直流中間電圧Ｅ_ｄを一定にして、三相インバータの出力を安定させることができる。

図１８は、第３の従来技術であり、例えば特許文献１に記載されているものである。この従来技術では、負荷Ｍの中性点と電力変換器Ｃｏｎｖの直流中間コンデンサＣ_ｄの一端との間に、直流電源Ｂが接続されている。
この従来技術は、図１７に示した昇圧チョッパＣｈｏｐを用いずに、スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚのうち上アームまたは下アームのスイッチング素子を全てオンさせて零電圧ベクトルを出力させると共に、負荷Ｍのインダクタンスを利用することにより、直流中間電圧Ｅ_ｄを電源電圧Ｖ_ｄよりも高い値に調整可能としたものである。また、三相交流電流を負荷Ｍに供給することで、例えば負荷Ｍを電動機とした場合、電源電圧Ｖ_ｄを昇圧して直流中間コンデンサＣ_ｄに供給すると同時に、電動機を駆動することも可能である。

この従来技術によれば、図１７に示した昇圧チョッパＣｈｏｐが不要になるため、部品点数の削減、コストの低減に寄与することができる。
なお、図１８（ａ）と（ｂ）は、直流電源Ｂの接続位置が異なるだけで基本的な動作は変わらないことも特許文献１に記載されている。
また、この従来技術の応用例は、例えば特許文献２〜４に記載されている。

次に、図１９は第４の従来技術を示しており、三相交流電源Ｖ_ｓが電力変換器Ｃｏｎｖ内の整流回路に接続され、電力変換器Ｃｏｎｖ内の三相インバータの出力端子に主モータＭが接続されている例である。
ＣＴＲＬは電力変換器Ｃｏｎｖを制御する制御装置であり、三相インバータを構成するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を冷却する冷却ファンＦ_１及び補助モータＭ_１には、前記制御装置ＣＴＲＬから電源が供給されている。また、主モータＭを冷却する冷却ファンＦ_２及び補助モータＭ_２は、三相交流電源Ｖ_ｓにより直接駆動されるようになっている。

図２０は第５の従来技術を示しており、図１６と同様に、直流電源Ｂが電力変換器Ｃｏｎｖの直流中間回路に接続されている例である。
この従来技術では、制御装置ＣＴＲＬ内の電力変換器Ｍｃｏｎにより電源電圧Ｖ_ｄを直流電圧または交流電圧に変換して補助モータＭ_１，Ｍ_２に供給し、冷却ファンＦ_１，Ｆ_２を駆動している。

特許第３２１９０３９号公報（図２２等） 特許第３７２１１１６号公報（図１，図８等） 特開２００２−１０６７０号公報（図１，図５等） 特開２００４−１１２９０３号公報（図２，図４等）

図２０に示した従来技術では、主モータＭの定格電圧が高い場合に、直流電源Ｂとしても大きな定格電圧を持つものが必要になる。
また、図１９や図２０に示した如く、インバータ等の電力変換器を用いて主モータＭを駆動するシステムでは、主モータＭを冷却する冷却ファンＦ_２やスイッチング素子を冷却するための冷却ファンＦ_１等の周辺部品が必要である。これらの冷却ファンＦ_１，Ｆ_２は、前述したように補助モータＭ_１，Ｍ_２によってそれぞれ駆動されるものであり、適切なファン及びモータを選定するために各モータＭ_１，Ｍ_２の定格等の仕様も異なっている。そして、これらの補助モータＭ_１，Ｍ_２を駆動するために電力が必要であることから、駆動システム全体で見ると、効率低下の原因ともなる。
駆動システム全体の効率を向上させるには、主モータＭやスイッチング素子の温度に応じて冷却ファンＦ_１，Ｆ_２を入り切りすることにより、補助モータＭ_１，Ｍ_２の消費電力を節減することが考えられるが、冷却ファンを起動するたびに突入電流が流れる等の問題も発生する。

そこで、本発明の解決課題は、電力変換器の昇圧機能を利用することで直流電源の高電圧化を防止すると共に、補助モータ等の周辺回路の消費電力を減少させてシステム全体の高効率化を可能にした負荷駆動システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流側に補助負荷がそれぞれ接続された複数台の補助電力変換器を備え、各補助負荷の中性点と当該補助負荷を駆動する補助電力変換器の直流中間回路の正極または負極との間に電源が接続されると共に、各補助電力変換器の直流中間回路が直列に接続されてなる負荷駆動システムであって、
複数台の補助電力変換器のうちの少なくとも一部は半導体スイッチング素子のオンオフにより電源電圧を昇圧して当該補助電力変換器の直流中間回路に供給する昇圧機能を備え、
この昇圧機能を有する補助電力変換器の直流中間回路を含む任意の正極，負極間の直流中間回路に主電力変換器を接続し、この主電力変換器によりその交流側に接続された主負荷を駆動する負荷駆動システムにおいて、
前記主電力変換器の直流中間回路の両端を、各補助電力変換器の直流中間回路の直列回路の両端に接続し、前記主電力変換器の各相において直列接続された半導体スイッチング素子の個数を、各補助電力変換器の直流中間回路の直列回路の各相において直列接続された半導体スイッチング素子の個数と等しくしたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した負荷駆動システムにおいて、
前記主電力変換器を、３以上のレベルの電圧を出力可能な電力変換器により構成したものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載した負荷駆動システムにおいて、
各補助電力変換器の直流中間回路の電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段を備え、これらの電圧検出手段により検出した各直流中間回路の電圧が等しくなるように各補助電力変換器の動作を制御するものである。

本発明によれば、昇圧機能を有する補助電力変換器の直流中間回路を含む任意の正極，負極間の直流中間回路に主電力変換器を接続し、この主電力変換器によってモータ等の主負荷を駆動するため、直流電源電圧が低い場合でも定格電圧の高い主負荷を駆動することができる。
また、周辺回路に使用される補助モータ等の補助負荷に対しては、その中性点を利用して補助電力変換器により駆動可能であると共に、主負荷や電力変換器の温度に応じて補助負荷の出力や補助電力変換器の昇圧動作を調整することにより、消費電力を低減して駆動システム全体の効率を向上させることができる。
更に、主電力変換器を構成する個々の半導体スイッチング素子と補助変換器を構成する個々の半導体スイッチング素子とに印加される電圧が同じ大きさになるように回路を構成することにより、素子の選定が容易になり、コストの低減にも寄与する。

本発明の第１参考形態を示す回路構成図である。 第１参考形態に係る負荷駆動システムの概略構成図である。 第１参考形態における各モータの電圧指令及びキャリアを示す図である。 本発明の第２参考形態に係る負荷駆動システムの概略構成図である。 第２参考形態における各モータに対する電圧指令を示す図である。 冷却ファンの二乗逓減特性を示す図である。 本発明の第３参考形態に係る負荷駆動システムの回路構成図である。 各参考形態における直流電源の説明図である。 各参考形態における各モータの電圧指令及びキャリアの説明図である。 本発明の第４参考形態に係る負荷駆動システムの回路構成図である。 本発明の第５参考形態に係る負荷駆動システムの概略構成図である。 本発明の第１実施形態に係る負荷駆動システムの回路構成図である。 第１実施形態において電圧アンバランスを防止するための概略構成図である。 第１実施形態における各モータの電圧指令及びキャリアの説明図である。 本発明の第２実施形態に係る負荷駆動システムの回路構成図である。 第１の従来技術を示す回路構成図である。 第２の従来技術を示す回路構成図である。 第３の従来技術を示す回路構成図である。 第４の従来技術を示す回路構成図である。 第５の従来技術を示す回路構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の前提となる第１参考形態を示す回路構成図であり、Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２は図１８に示した昇圧機能を有する補助電力変換器である。これらの補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２は、直流中間コンデンサＣ_ｄ１（電圧をＥ_ｄ１とする），Ｃ_ｄ２（同じくＥ_ｄ２とする）及び半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ１，Ｑ_ｖ１，Ｑ_ｗ１，Ｑ_ｘ１，Ｑ_ｙ１，Ｑ_ｚ１、Ｑ_ｕ２，Ｑ_ｖ２，Ｑ_ｗ２，Ｑ_ｘ２，Ｑ_ｙ２，Ｑ_ｚ２から構成されており、直流中間回路（直流中間コンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２）が直列になるように接続されている。なお、Ｐ_１，Ｐ_２は各直流中間回路の正極、Ｎ_１，Ｎ_２は負極、Ｕ_１，Ｖ_１，Ｗ_１、Ｕ_２，Ｖ_２，Ｗ_２は交流出力端子であり、これらの交流出力端子Ｕ_１，Ｖ_１，Ｗ_１、Ｕ_２，Ｖ_２，Ｗ_２には補助負荷としての補助モータＭ_１，Ｍ_２がそれぞれ接続されている。
補助モータＭ_１の固定子コイルの中性点と前記負極Ｎ_１との間には直流電源Ｂ_１（電圧をＶ_ｄ／２とする）が接続され、補助モータＭ_２の固定子コイルの中性点と前記正極Ｐ_２との間には直流電源Ｂ_２（電圧をＶ_ｄ／２とする）が接続されている。

なお、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の昇圧機能は、前述した特許文献１等に記載されているためここでは詳述しないが、各電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２のスイッチング素子のうち上アームまたは下アームのスイッチング素子を全てオンさせて零電圧ベクトルを出力させると共に補助モータＭ_１，Ｍ_２のコイルのインダクタンスを利用することにより、各電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２を昇圧チョッパとして動作させるものである。

一方、前記正極Ｐ_１と負極Ｎ_２とにそれぞれ接続された正極Ｐ，負極Ｎ間には、半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚからなる三相インバータとしての主電力変換器ＩＮＶが接続されており、その交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには主負荷としての主モータＭが接続されている。なお、正極Ｐ，負極Ｎ間の電圧はＥ_ｄ（＝Ｅ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２）である。
ここで、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２のうち何れか一方のみが昇圧機能を有する場合には、その電力変換器の直流中間回路の正極，負極間に主電力変換器ＩＮＶを接続すれば良い。

図２は、図１の回路を用いた負荷駆動システムの概略構成図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
主モータＭは、主電力変換器ＩＮＶの運転状態に応じて軸出力する。また、一方の補助モータＭ_１は電力変換器ＩＮＶ，Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２を構成するスイッチング素子等を冷却するための冷却ファンＦ_１の駆動に用いられ、他方の補助モータＭ_２は、主モータＭを冷却するための冷却ファンＦ_２の駆動に用いられている。

この形態によれば、前述した如く、直流電源Ｂ_１，Ｂ_２による各電源電圧Ｖ_ｄ／２を補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２によりそれぞれ昇圧した直流中間電圧をそれぞれＥ_ｄ１，Ｅ_ｄ２とすると、主電力変換器ＩＮＶの直流中間電圧Ｅ_ｄはＥ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２となるので、直流電源Ｂ_１，Ｂ_２全体の電圧Ｖ_ｄよりも高い定格電圧を持つ主モータＭを駆動することができる。

例えば、図３に示すように、補助モータＭ_１，Ｍ_２の直流電圧変調率をそれぞれｄ_１，ｄ_２とすると、直流中間コンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の電圧（直流中間電圧）Ｅ_ｄ１，Ｅ_ｄ２は、それぞれ数式１，数式２となる。
［数式１］
Ｅ_ｄ１＝（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_１
［数式２］
Ｅ_ｄ２＝（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_２

従って、主電力変換器ＩＮＶの直流中間電圧Ｅ_ｄは、数式３によって表される。
［数式３］
Ｅ_ｄ＝Ｅ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２＝（Ｖ_ｄ／２）ｄ_１＋（Ｖ_ｄ／２）ｄ_２
すなわち、主電力変換器ＩＮＶは、数式３で表される直流中間電圧Ｅ_ｄに基づいて直流−交流変換を行い、交流電圧を出力することができる。

ここで、図３のように正弦波変調を行う場合の正相分変調率をλとすれば、主電力変換器ＩＮＶの出力電圧Ｖ_ｏは、一般に数式４によって表される。
［数式４］
Ｖ_ｏ＝√３・Ｅ_ｄ／（２・√２）・λ
＝√３・（Ｅ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２）／（２・√２）・λ
＝√３・｛（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_１＋（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_２｝／（２・√２）・λ
また、一般的な台形波変調では数式５となる。
［数５］
Ｖ_ｏ＝（Ｅ_ｄ／√２）・λ
＝｛（Ｅ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２）／√２｝・λ
｛（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_１＋（Ｖ_ｄ／２）／ｄ_２｝／√２・λ
よって、何れの場合にも、主電力変換器ＩＮＶの直流中間電圧がＶ_ｄである場合に比べて高圧のモータを駆動することができる。

次に、図４は第２参考形態に係る負荷駆動システムの概略構成図である。
この形態は、図２に示した回路構成において、主モータＭの温度を検出する温度検出センサＴ_ｓ１と、主電力変換器ＩＮＶの温度を検出する温度検出センサＴ_ｓ２とを設け、これらの温度検出値を制御装置ＣＴＲＬに取り込む手段を付加したものである。
なお、温度検出センサＴ_ｓ２は、冷却対象である電力変換器（スイッチング素子）の温度を検出するものであるから、必要に応じて補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の温度を検出しても良い。

上記温度検出センサＴ_ｓ１，Ｔ_ｓ２による温度検出値に基づいて補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の運転を制御することにより、例えば図５に示すように、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の出力周波数（モータＭ_１，Ｍ_２の回転数）を異ならせて冷却ファンＦ_１，Ｆ_２の風量を変化させるといった動作を行うことができる。
一般的に冷却ファンは、図６に示される二乗逓減特性を有しており、風量を低下させると二乗特性で圧力が減少する。従って、温度検出センサＴ_ｓ１，Ｔ_ｓ２による温度検出値が低い場合に冷却ファンＦ_１，Ｆ_２の風量を低減させるように補助モータＭ_１，Ｍ_２を運転すれば、冷却ファンＦ_１，Ｆ_２の消費電力を下げることができ、結果として駆動システム全体の高効率化を図ることができる。
すなわち、冷却ファンＦ_１，Ｆ_２を頻繁に入り切りして補助モータＭ_１，Ｍ_２の消費電力を節減する方法をとる必要がないため、突入電流が流れる心配はない。

なお、図１の回路において、主電力変換器ＩＮＶの直流中間電圧Ｅ_ｄは、コンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の電圧の和（Ｅ_ｄ１＋Ｅ_ｄ２）になるが、一般の倍電圧整流回路に見られるように、図７の第３参考形態に示す如く、別のコンデンサＣ_ｄをコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の直列回路と並列に接続しても問題ないのは言うまでもない。
また、以上の各形態では直流電源Ｂ_１，Ｂ_２の電圧を等しくＶ_ｄ／２として説明してきたが、補助モータＭ_１，Ｍ_２の定格電圧に見合った直流電源電圧に分配しても良い。特に、直流電源Ｂ_１，Ｂ_２がバッテリ等によって構成される場合には、数Ｖ程度のセルを複数直列に接続して使用する場合が多く、例えば図８に示すように、直流電源Ｂ_１，Ｂ_２の電圧が何れもＶ_ｄ／２（Ｖ_ｄ１＝Ｖ_ｄ２）の状態からＶ_ｄ１＜Ｖ_ｄ２の状態となるように任意の直列接続点から端子を引き出すことは容易である。

更に、図３や図５では、同一キャリア上に各モータＭ，Ｍ_１，Ｍ_２に対する電圧指令を与えているが、図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、モータＭ，Ｍ_１，Ｍ_２ごとに異なる周波数のキャリアを用いて個別に制御しても良い。
また、設置スペースの点から直流電源Ｂ_１，Ｂ_２等を分散して複数配置できる場合には、図１０に示す第４参考形態のように、補助モータＭ_１及び直流電源Ｂ_１が接続される補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１と、補助モータＭ_２及び直流電源Ｂ_２が接続される補助電力変換器Ｃｏｎｖ_２とを、直流中間回路側で直列に接続してもよい。
当然のことながら、各形態において直列接続される補助電力変換器は２台に限らず、一般にｎ（ｎは複数）台の補助電力変換器を直列に接続して各電力変換器により個別に補助モータを駆動するようにしても良い。

次いで、図１１は第５参考形態を示すもので、ｎ台の補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２，……，Ｃｏｎｖ_ｎを直流中間回路側で直列に接続すると共に、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２については直流電源Ｂ_１２を二分割した電源Ｂ_１，Ｂ_２を利用し、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_ｎについては単独の直流電源Ｂ_ｎを用いることによって図１及び図１０を組み合わせたような回路構成にしても何ら問題ない。
この場合、主モータＭを駆動する主電力変換器ＩＮＶの直流中間回路は、ｎ台の補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２，……，Ｃｏｎｖ_ｎの直列接続点の任意の正極及び負極から取り出すことができるが、直流中間回路を主電力変換器ＩＮＶと共有する補助電力変換器は前述した昇圧機能を有することが必要である。

次に、図１２は本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。
図１，図７，図１０等に示した形態では、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の直流中間電圧値と主電力変換器ＩＮＶの直流中間電圧値とが異なるので、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２を構成する半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｚ１及びＱ_ｕ２〜Ｑ_ｚ２と、主電力変換器ＩＮＶを構成する半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚとにそれぞれ印加される電圧が異なり、電力変換器の種類（主または補助）に応じて耐圧を考慮しながら半導体スイッチング素子を選定しなくてはならない。また、主電力変換器ＩＮＶは補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２に比べて高圧となるため、主電力変換器ＩＮＶ側で発生する損失が大きくなってしまい、キャリア周波数を減少させてスイッチング損失を低減させる等の対策が必要になる。
そこで、本発明は上記の点に鑑みてなされたものである。

本発明の第１実施形態における補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２、補助モータＭ_１，Ｍ_２及び直流電源Ｂ_１，Ｂ_２の接続構成は図１と同様であり、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１２の主電力変換器ＩＮＶにおいて、半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ１１，Ｑ_ｕ１２，Ｑ_ｕ１３，Ｑ_ｕ１４の直列回路と、同じくＱ_ｖ１１，Ｑ_ｖ１２，Ｑ_ｖ１３，Ｑ_ｖ１４の直列回路と、同じくＱ_ｗ１１，Ｑ_ｗ１２，Ｑ_ｗ１３，Ｑ_ｗ１４の直列回路と、が並列に接続され、スイッチング素子Ｑ_ｕ１２，Ｑ_ｕ１３同士の接続点と、同じくＱ_ｖ１２，Ｑ_ｖ１３同士の接続点と、同じくＱ_ｗ１２，Ｑ_ｗ１３同士の接続点とが、それぞれ交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを介して主モータＭに接続されている。また、上述した３つの直列回路の両端は、主電力変換器ＩＮＶの正極Ｐ及び負極Ｎとして補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２側の正極Ｐ_１及び負極Ｎ_２にそれぞれ接続されている。

更に、スイッチング素子Ｑ_ｕ１２，Ｑ_ｕ１３の直列回路にはダイオードＤ_ｕ１，Ｄ_ｕ２の直列回路が並列に接続され、同じくＱ_ｖ１２，Ｑ_ｖ１３の直列回路にはダイオードＤ_ｖ１，Ｄ_ｖ２の直列回路が並列に接続され、同じくＱ_ｗ１２，Ｑ_ｗ１３の直列回路にはダイオードＤ_ｗ１，Ｄ_ｗ２の直列回路が並列に接続されている。そして、ダイオードＤ_ｕ１，Ｄ_ｕ２同士の接続点と、同じくＤ_ｖ１，Ｄ_ｖ２同士の接続点と、同じくＤ_ｗ１，Ｄ_ｗ２同士の接続点とは、中性点ｍ、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１の負極Ｎ_１及び補助電力変換器Ｃｏｎｖ_２の正極Ｐ_２を介して直流電源Ｂ_１，Ｂ_２同士の接続点に接続されている。

ここで、主電力変換器ＩＮＶは、３つのレベルの電圧を出力可能な３レベルインバータを構成しており、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の半導体スイッチング素子の直列回路は、何れも４個のスイッチング素子により構成されている。また、この主電力変換器ＩＮＶの直流中間回路の電圧（正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧）は、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１の直流中間回路の電圧（正極Ｐ_１と負極Ｎ_１との間の電圧）Ｅ_ｄ１と、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_２の直流中間回路の電圧（正極Ｐ_２と負極Ｎ_２との間の電圧）Ｅ_ｄ２との和に等しい。更に、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２は、それぞれの直流中間回路に、２個の半導体スイッチング素子の直列回路を三相分並列に接続して構成されている。

このため、主電力変換器ＩＮＶを構成する個々のスイッチング素子と補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２を構成する個々のスイッチング素子には、同じ大きさの電圧が印加されることになり、全てのスイッチング素子Ｑ_ｕ１１〜Ｑ_ｗ１４，Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｚ１，Ｑ_ｕ２〜Ｑ_ｚ２に同じ耐圧を有する素子を使用することができるので、素子選定の煩雑さを解消し、素子の耐圧が異なることによるコストの増加を回避することができる。
また、主モータＭには補助モータＭ_１，Ｍ_２よりも高い電圧が印加されるが、主電力変換器ＩＮＶを３レベルインバータとすることにより、主モータＭの端子に発生するサージ電圧は補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２側とほぼ同等になり、主電力変換器ＩＮＶ側の損失が増加する恐れもない。

なお、この第１実施形態において、補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２の直流中間電圧Ｅ_ｄ１，Ｅ_ｄ２がアンバランスになるのを防止するため、図１３に示す如く、上記電圧Ｅ_ｄ１，Ｅ_ｄ２の差がゼロとなるように制御装置ＣＴＲＬ内の演算部１０が直流電圧変調率ｄ_１，ｄ_２（図１４参照）を調整することが望ましい。
また、図１４では同一のキャリア上に主モータＭ及び補助モータＭ_１，Ｍ_２の電圧指令を与えているが、図９に示したように各モータＭ，Ｍ_１，Ｍ_２に個別のキャリアを与えても良い。

図１５は、本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。
この実施形態は、図１２に示した回路を２つ直列に接続し、４台の補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１〜Ｃｏｎｖ_４によって補助モータＭ_１〜Ｍ_４をそれぞれ駆動するようにしたものである。なお、図１２に示した回路の直列接続数は更に多くしても良い。
本実施形態でも、主電力変換器ＩＮＶを構成する個々のスイッチング素子と補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１〜Ｃｏｎｖ_４を構成する個々のスイッチング素子には、同一の電圧が印加されることになり、全てのスイッチング素子に同じ耐圧の素子を使用することができる。
また、図１３と同様に補助電力変換器Ｃｏｎｖ_１〜Ｃｏｎｖ_４の直流中間電圧Ｅ_ｄ１〜Ｅ_ｄ４が等しくなるように制御することにより、補助モータＭ_１〜Ｍ_４を安定して駆動することが可能である。

上述した第１，第２実施形態においても、補助電力変換器の昇圧動作により、直流電源電圧が低い場合でも定格電圧の高い主モータを駆動することができる。そして、上記昇圧動作は、補助電力変換器の上アームまたは下アームを構成する全ての半導体スイッチング素子をオンして零電圧ベクトルを出力すると共に、補助モータのインダクタンスを利用して電源電圧を昇圧することにより実現可能である。
また、第２参考形態と同様に、主モータ及び主電力変換器の温度を検出して補助電力変換器の運転を制御し、補助モータの回転数を調整するようにしても良い。更に、補助モータを、主モータや主電力変換器または補助電力変換器を冷却する冷却ファンの駆動用モータとすることもできる。

上述した各実施形態では、電源電圧を昇圧するために必要なインダクタンスを三相モータのコイルによって得ているが、電力変換器内部のゲート電源用の絶縁トランス等、単相トランス等を利用しても良く、直流電源に関しては、ＤＣ−ＤＣコンバータ等により生成された直流電圧を電源として利用しても良い。

ＩＮＶ：主電力変換器
Ｃｏｎｖ_１，Ｃｏｎｖ_２，Ｃｏｎｖ_３，Ｃｏｎｖ_４，Ｃｏｎｖ_ｎ：補助電力変換器
Ｍ：主モータ
Ｍ_１，Ｍ_２，Ｍ_３，Ｍ_４，Ｍ_ｎ：補助モータ
Ｃ_ｄ，Ｃ_ｄ１，Ｃ_ｄ２：直流中間コンデンサ
Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_１２，Ｂ_ｎ：直流電源
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚ，Ｑ_ｕ１，Ｑ_ｖ１，Ｑ_ｗ１，Ｑ_ｘ１，Ｑ_ｙ１，Ｑ_ｚ１、Ｑ_ｕ２，Ｑ_ｖ２，Ｑ_ｗ２，Ｑ_ｘ２，Ｑ_ｙ２，Ｑ_ｚ２，Ｑ_ｕ１１，Ｑ_ｖ１１，Ｑ_ｗ１１，Ｑ_ｕ１２，Ｑ_ｖ１２，Ｑ_ｗ１２，Ｑ_ｕ１３，Ｑ_ｖ１３，Ｑ_ｗ１３，Ｑ_ｕ１４，Ｑ_ｖ１４，Ｑ_ｗ１４：半導体スイッチング素子
Ｄ_ｕ１，Ｄ_ｖ１，Ｄ_ｗ１，Ｄ_ｕ２，Ｄ_ｖ２，Ｄ_ｗ２：ダイオード
Ｔ_ｓ１，Ｔ_ｓ２：温度検出センサ
ＣＴＲＬ：制御装置

Claims (3)

1. 交流側に補助負荷がそれぞれ接続された複数台の補助電力変換器を備え、各補助負荷の中性点と当該補助負荷を駆動する補助電力変換器の直流中間回路の正極または負極との間に電源が接続されると共に、各補助電力変換器の直流中間回路が直列に接続されてなる負荷駆動システムであって、
   複数台の補助電力変換器のうちの少なくとも一部は半導体スイッチング素子のオンオフにより電源電圧を昇圧して当該補助電力変換器の直流中間回路に供給する昇圧機能を備え、
   この昇圧機能を有する補助電力変換器の直流中間回路を含む任意の正極，負極間の直流中間回路に主電力変換器を接続し、この主電力変換器によりその交流側に接続された主負荷を駆動する負荷駆動システムにおいて、
   前記主電力変換器の直流中間回路の両端を、各補助電力変換器の直流中間回路の直列回路の両端に接続し、前記主電力変換器の各相において直列接続された半導体スイッチング素子の個数を、各補助電力変換器の直流中間回路の直列回路の各相において直列接続された半導体スイッチング素子の個数と等しくしたことを特徴とする負荷駆動システム。
2. 請求項１に記載した負荷駆動システムにおいて、
   前記主電力変換器を、３以上のレベルの電圧を出力可能な電力変換器により構成したことを特徴とする負荷駆動システム。
3. 請求項１または２に記載した負荷駆動システムにおいて、
   各補助電力変換器の直流中間回路の電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段を備え、これらの電圧検出手段により検出した各直流中間回路の電圧が等しくなるように各補助電力変換器の動作を制御することを特徴とする負荷駆動システム。

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