JP5318692B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置に関し、例えばモータの駆動装置に適した電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置(インバータ装置、コンバータ装置など)としては、図４、図５、図６のような回路があげられる。

図４の回路は主に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の下側スイッチング素子(４−ＳＷ１、４−ＳＷ３、４−ＳＷ５）及び上側スイッチング素子(４−ＳＷ２、４−ＳＷ４、４−ＳＷ６)と、下側スイッチング素子を駆動するための下側ゲート駆動回路(下側スイッチング素子４−ＳＷ１に対応した４−Ｇ１のみ図示）、上側スイッチング素子を駆動するための上側ゲート駆動回路(上側スイッチング素子４−ＳＷ２に対応した４−Ｇ２のみ図示）、それぞれのゲート駆動回路を動作させるための直流電源回路(４−Ｅ１)を有する(特許文献１参照)。

図４の回路の特徴は、上側ゲート駆動回路（４−Ｇ２）の電源を、抵抗（４−Ｒ１）、ダイオード（４−Ｄ１）、コンデンサ（４−Ｃ１）から成る上側ブートストラップ回路（４−Ｂ１）により実現していることである。例えば下側スイッチング素子（４−ＳＷ１）がオンしている時に二点鎖線の矢印Ａの経路で上側ブートストラップ回路（４−Ｂ１）のコンデンサ(４−Ｃ１)を充電することで上側ゲート駆動回路（４−Ｇ２）の電源を作り出している。

しかし、この回路は正電圧の電源のみを電源として作り出すものであるためゲート駆動回路（４−Ｇ１、４−Ｇ２）のゲート駆動指令電圧△Ｖｇｄ、△Ｖｇｕを零ボルト以下にはできず、ノイズの影響により誤動作することが十分考えられる。

図５の回路は、図４の回路に、ゲート駆動回路（４−Ｇ１、４−Ｇ２）の電源としてそれぞれ負電圧電源回路(５−Ｅ２、５−Ｅ３)を追加した構成となっている。なお、図５において、図４に示された要素と同じ要素には同じ参照番号を付して詳しい説明は省略する。負電圧電源回路はＤＣ／ＤＣコンバータ回路、コンデンサを含み、上側についてはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのゲート駆動回路に追加されるがＶ相、Ｗ相については図示を省略しており、下側についてはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート駆動回路で共用される。

図５の回路の特徴は、Ｕ相について言えば、負電圧電源回路(５−Ｅ２、５−Ｅ３)を追加することでゲート駆動指令電圧（△Ｖｇｄ、△Ｖｇｕ）を負電圧にもできるためノイズによる誤動作を防止することができる。

しかし、上側のＵ、Ｖ、Ｗの各相と下側にそれぞれ、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を含む負電圧電源回路を、合計４個追加する必要があるため部品点数の増加、サイズアップなどが問題となる。

図６の回路は、図５の回路に対してゲート駆動回路を動作させるための電源(Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３)をトランス６１及び平滑回路（６−Ｃ４、６−Ｃ５、６−Ｃ２）によって作り出している。また、上側ゲート駆動回路の負電圧電源回路（図５の５−Ｅ３）を、ダイオード（６−Ｄ２）、抵抗（６−Ｒ２）、コンデンサ（６−Ｃ３）から成る上側ブートストラップ回路（６−Ｂ１）に変更し、下側の負電圧電源回路（図５の５−Ｅ２）は削除した構成となっている(特許文献２参照)。なお、上側ブートストラップ回路（６−Ｂ１）と同じものがＶ相、Ｗ相のゲート駆動回路のそれぞれにも設けられる。図６において、図５に示された要素と同じ要素には同じ参照番号を付して詳しい説明は省略する。

図６の回路の特徴は、Ｕ相について言えば、上側ブートストラップ回路(６−Ｂ１)により上側ゲート駆動回路（４−Ｇ２）の電源として負電圧の電源を作り出していることである。上側スイッチング素子（４−ＳＷ２）がオンしている時に二点鎖線で示す矢印Ｂの経路でコンデンサ（６−Ｃ３）を充電することで上側ゲート駆動回路（４−Ｇ２）の電源として負電圧の電源を作り出している。このようにして上側ブートストラップ回路により、上側ゲート駆動回路のための負電圧電源を作り出すことでノイズによる誤動作を防止することができる。

しかし、サイズアップやコスト増になりやすいトランス６１を用いなければならないことが問題としてあげられる。

実開平２−４９３８８号公報 特許第３５８１８０９号公報

上記のように、電力変換装置(インバータ装置やコンバータ装置など)のスイッチング素子を駆動させるゲート駆動回路は、ノイズによる誤動作や短絡を防止するために負電圧電源回路を追加することが多い。しかし負電圧電源回路を追加することは部品の増加や大型化につながるため望ましいことではない。

本発明は、ノイズによる誤動作や短絡を防止して安全に駆動できるゲート駆動回路を有する電力変換装置をより少ない部品と簡単な構成で実現することを課題としている。

本発明の態様によれば、上側のスイッチング素子を駆動する上側ゲート駆動回路と、下側のスイッチング素子を駆動する下側ゲート駆動回路と、を有する電力変換装置において、前記下側ゲート駆動回路の負電圧電源を作り出す下側ブートストラップ回路を備えたことを特徴とする電力変換装置が提供される。

上記の態様による電力変換装置においては、前記下側ブートストラップ回路を、前記下側のスイッチング素子及び前記上側のスイッチング素子に共通の直流電源と前記下側のスイッチング素子との間に、前記下側のスイッチング素子から見てコンデンサ、抵抗、ダイオードの順で直列接続して構成することが望ましい。

本発明の態様による電力変換装置は、三相の場合、前記上側のスイッチング素子と前記上側ゲート駆動回路、及び前記下側のスイッチング素子と前記下側ゲート駆動回路は三相の相別に設けられ、前記下側ブートストラップ回路は三相の前記下側のゲート駆動回路に共通の１つであり、三相の前記上側ゲート駆動回路の負電圧電源を作り出す上側ブートストラップ回路を相別に備える。

上記の態様による電力変換装置においては、前記直流電源に代えて、トランス及び平滑回路を備えるようにしても良い。

上記の態様による電力変換装置においては更に、前記三相の上側ゲート駆動回路に共通に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を含む追加の負電圧電源回路と、コンデンサ、抵抗、ダイオードを直列接続してなる追加のブートストラップ回路と、を備えるようにしても良い。

本発明の好ましい適用例としては、上記のいずれかの電力変換装置を備えた、フォークリフトモータ用の電力変換装置があげられる。

本発明によれば、ノイズによる誤動作及び短絡を防止するために、上側の負電圧電源回路だけでなく、下側の負電圧電源回路もブートストラップ回路により実現することで小型化、部品点数の削減が実現できる。

本発明によるゲート駆動回路の適用例のうち、図５の電力変換装置に対応する第１の実施形態を示した図である。 本発明によるゲート駆動回路の適用例のうち、図６の電力変換装置に対応する第２の実施形態を示した図である。 本発明によるゲート駆動回路の適用例のうち、図２の電力変換装置をトランスレス化した第３の実施形態を示した図である。 従来技術によるゲート駆動回路の第１の適用例としての電力変換装置を示した図である。 従来技術によるゲート駆動回路の第２の適用例としての電力変換装置を示した図である。 従来技術によるゲート駆動回路の第３の適用例としての電力変換装置を示した図である。

図１を参照して、本発明による電力変換装置の第１の実施形態について説明する。

第１の実施形態は、図５で説明した回路における下側の負電圧電源回路（図５の５−Ｅ２）を、図１に示すように、コンデンサ（１−Ｃ２）、抵抗（１−Ｒ２）、ダイオード（１−Ｄ２）から成る下側ブートストラップ回路（１−Ｂ２）に変更することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を必要とする従来の負電圧電源回路に比べて、部品点数の削減、小型化を実現している。勿論、下側ブートストラップ回路（１−Ｂ２）はＵ、Ｖ、Ｗの各相に共通であり、下側スイッチ素子と直流電源（１−Ｅ１）の正側との間に、下側スイッチ素子から見てコンデンサ−抵抗−順方向のダイオードの順に直列接続されるのが好ましい。

図１の回路は、直流電源（１−Ｅ１）、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の下側スイッチング素子(１−ＳＷ１、１−ＳＷ３、１−ＳＷ５）及び上側スイッチング素子(１−ＳＷ２、１−ＳＷ４、１−ＳＷ６)と、下側スイッチング素子を駆動するための下側ゲート駆動回路(下側スイッチング素子１−ＳＷ１に対応した１−Ｇ１のみ図示）、上側スイッチング素子を駆動するための上側ゲート駆動回路(上側スイッチング素子１−ＳＷ２に対応した１−Ｇ２のみ図示）を有する。また、上側ゲート駆動回路（１−Ｇ２）の電源を、抵抗（１−Ｒ１）、ダイオード（１−Ｄ１）、コンデンサ（１−Ｃ１）から成る上側ブートストラップ回路（１−Ｂ１）に加えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路及びコンデンサ（１−Ｃ３）を含む上側の負電圧電源回路（１−Ｅ３）を備えることで実現している。上側の負電圧電源回路は、Ｖ相、Ｗ相のゲート駆動回路にも相別に備えられる。

図１の回路は、Ｕ相について言えば、下側スイッチング素子（１−ＳＷ１）がオンしている時に二点鎖線の矢印Ｃの経路で下側ブートストラップ回路（１−Ｂ２）のコンデンサ(１−Ｃ２)を充電することで下側ゲート駆動回路（１−Ｇ１）の電源として負電圧の電源を作り出している。

図２を参照して本発明の第２の実施形態について説明する。

図２の回路は、図１の回路に対してゲート駆動回路を動作させるための電源(Ｅ１、Ｅ２)を、直流電源（１−Ｅ１）に代えて、トランス２１及び平滑回路（２−Ｃ４、２−Ｃ５）によって作り出し、上側の負電圧電源回路（１−Ｅ３）に代えて、コンデンサ（２−Ｃ２）、抵抗（２−Ｒ２）、ダイオード（２−Ｄ２）から成る上側ブートストラップ回路（２−Ｂ１）を設けている。トランスの使用は高い電圧比を必要とする場合に適している。

図２の回路は、Ｕ相の上側について言えば、上側スイッチング素子（１−ＳＷ２）がオンしている時に二点鎖線の矢印Ｂの経路で上側ブートストラップ回路（２−Ｂ１）のコンデンサ(２−Ｃ２)を充電することで上側ゲート駆動回路（１−Ｇ２）の電源として負電圧の電源を作り出している。

以上のように、図２の回路では、ゲート駆動回路の負電圧の電源を、上側、下側共に、ブートストラップ回路で実現して、部品点数の削減、小型化を実現している。図２において、図１に示された要素と同じ要素には同じ参照番号を付して詳しい説明は省略する。

図３を参照して本発明の第３の実施形態について説明する。

図３は、図２の回路のトランスレス化を実現した回路である。

図３において、図２のトランス２１に代えて図１の直流電源（１−Ｅ１）とし、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上側スイッチング素子（１−ＳＷ２、１−ＳＷ４、１−ＳＷ６）に共通に、コンデンサ（３−Ｃ４）、ダイオード（３−Ｄ４）、抵抗（３−Ｒ４）から成る上側ブートストラップ回路(３−Ｂ１)と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を含む上側の負電圧電源回路(３−Ｅ２)を追加している。

このような構成とすることで、Ｕ相の上側について言えば、上側ブートストラップ回路(３−Ｂ１)は上側スイッチング素子（１−ＳＷ２）がオンしている時に二点鎖線の矢印Ｄの経路でコンデンサ(３−Ｃ４)を充電し、このコンデンサ(３−Ｃ４)を電源とした負電圧電源回路(３−Ｅ２)により必要な電圧をコンデンサ(３−Ｃ５）に作り出すことができ、図２の回路のトランスレス化を実現することができる。このような回路を構成することで１つの直流電源(１−Ｅ１)を基点として、上側及び下側ゲート駆動回路に必要な全ての電源を作り出すことが可能となり、必要最低限の部品点数とサイズで必要な電源を作り出すことが可能となる。

以上の第１〜第３の実施形態による効果は以下の通りである。

従来の電力変換装置のゲート駆動回路は、ノイズによる誤動作を防止するために、各相のゲート駆動回路に負電圧電源回路を追加することが多く、部品の増加や大型化につながるため望ましいことではなかった。

上記実施形態では、ノイズによる誤動作及び短絡を防止するために、上側の負電圧電源回路だけでなく、下側の負電圧電源回路もブートストラップ回路により実現することで小型化、部品点数の削減が実現できる。

また、下側の負電圧電源回路もブートストラップ回路により実現する形態に、図３の実施形態のように、上側ブートストラップ回路（３−Ｂ１)と上側の負電圧電源回路(３−Ｅ２)を追加することで、トランスレスによる小型化、部品点数の削減が可能となる。これにより１つの電源を基点として必要な電源全てを構成することが可能となり、必要最低限の部品点数とサイズで必要な電源を作り出すことが可能な回路が実現できる。

なお、上記のいずれの実施形態も、三相の場合について説明したが、単相にも適用可能であることは言うまでも無い。

本発明は、インバータ装置やコンバータ装置などの電力変換装置全般に適用可能であり、モータの駆動装置、特にフォークリフトモータ用の電力変換装置に適している。

２１、６１ トランス

Claims (3)

1. 上側のスイッチング素子を駆動する上側ゲート駆動回路と、
   下側のスイッチング素子を駆動する下側ゲート駆動回路と、を有する電力変換装置において、
   前記下側ゲート駆動回路の負電圧電源を作り出す下側ブートストラップ回路を備え、
   前記上側のスイッチング素子と前記上側ゲート駆動回路、及び前記下側のスイッチング素子と前記下側ゲート駆動回路は三相の相別に設けられ、
   前記下側ブートストラップ回路は三相の前記下側のゲート駆動回路に共通の１つであり、
   三相の前記上側ゲート駆動回路の負電圧電源を作り出す上側ブートストラップ回路を相別に備え、
   更に、前記三相の上側ゲート駆動回路に共通に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を含む追加の負電圧電源回路と、コンデンサ、抵抗、ダイオードを直列接続してなる追加のブートストラップ回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記下側ブートストラップ回路を、前記下側のスイッチング素子及び前記上側のスイッチング素子に共通の直流電源と前記下側のスイッチング素子との間に、前記下側のスイッチング素子から見てコンデンサ、抵抗、ダイオードの順で直列接続して構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置を備えた、フォークリフトモータ用の電力変換装置。

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