JP5262647B2 - 高圧放電灯点灯装置、プロジェクタ及び高圧放電灯の始動方法 - Google Patents

Description

本発明は高圧放電灯を点灯させるための高圧放電灯点灯装置の改良、特に高圧放電灯の始動方法の改良に関する。

近年、高圧放電灯点灯装置の電子化による小型、軽量化が進み、図１に示すような降圧チョッパ回路２０、フルブリッジ回路３０、イグナイタ回路４０、及び制御手段９００からなり、図６に示すような高圧放電灯（以下、「ランプ」という）５０に矩形波電圧を印加して始動させ、その後任意の波形で安定に点灯させる高圧放電灯点灯装置が普及しつつある。なお、以降の説明において、高周波とは１ｋＨｚより高い周波数、低周波とは１ｋＨｚ以下の周波数を言うものとする。

降圧チョッパ回路２０において、抵抗２６によってランプ電圧が検出され、抵抗２７によってランプ電流が検出される。そして、ＰＷＭ制御回路２８の制御において、検出されたランプ電流又は検出されたランプ電流とランプ電圧の乗算値（ランプ電力）に基づいて、降圧チョッパ回路２０が所望の出力電流又は出力電力を出力するようにトランジスタ２１のデューティ比がパルス幅制御される。これによって後述するフルブリッジ回路３０に所定の直流電圧が印加されるとともに、ランプ点灯後はランプ５０が所望の電流又は電力で点灯される。

フルブリッジ回路３０において、トランジスタ３１及び３４の組とトランジスタ３２及び３３の組がドライバ回路３７によって所定の周波数で交互に導通・非導通を繰り返すように制御され、これにより降圧チョッパ回路２０の直流出力が交流電流に変換されてランプ５０に供給される。ドライバ回路３７による駆動周波数及びオンデューティは制御手段（マイコン）９００によって決定される。一般的には、図３に示すような正負対称の矩形波電流がランプに通電される。

始動時にイグナイタ回路４０からの高圧パルスがランプ５０に印加されるとランプ５０が絶縁破壊し、グロー放電が開始される。その後、グロー放電からアーク放電へ移行し、光束が（１分〜１５分程度をかけて）立ち上がっていく。

ここで、矩形波始動の場合、矩形波の極性が切り替わる瞬間は電流が一旦途切れることになるため、電極温度が低い始動直後の期間では、極性が反転する際に立ち消えを起こす場合がある。このように、従来のような矩形波始動ではスムーズにアーク放電に移行できない場合があった。

この問題を解決するために、例えば特許文献１には、矩形波始動時の周波数を下げ、電極温度を早く上昇させることで、極性が反転する際の立ち消えを少なくする構成が開示されている。しかし、周波数を低くしても、サイクル毎の陽極側の温度上昇は得られても陰極側の温度は大きく上昇しないので、極性反転時の立ち消えのリスク自体がなくなるわけではない。

スムーズなアーク放電への移行を行うための始動方式として、特許文献２に開示されるような直流始動が挙げられる。直流始動では極性が反転しないのでそれに伴う消灯の危険がなく、始動性は良好である。直流点灯においては、図１におけるトランジスタ３１と３４の組又はトランジスタ３２と３３の組のどちらかがオンし続けることでランプ５０に直流電圧・電流が供給され、ランプ５０が点灯される。

図２は、図１に示した従来の高圧放電灯点灯装置のフルブリッジ回路３０（特にドライバ回路３７）の詳細図である。なお、図中のイグナイタ回路４０、降圧チョッパ回路２０は説明の本質ではないので簡略化して記載してある。降圧チョッパ回路２０は符号２０として１つの回路記号で示している（以下、「直流出力回路２０」ともいう）。
ここで、直流出力回路２０は直流２００Ｖを出力し、ＩＣ用の低電圧源９２は直流２０Ｖを出力しているものとする。

図２のフルブリッジ回路３０では、第１のアーム（３１、３２）及び第２のアーム（３３、３４）がそれぞれ第１及び第２のハーフブリッジドライバ７９及び８９によって制御され、トランジスタ３１及び３４の組とトランジスタ３３及び３２の組が交互にオン／オフされる。

まず、トランジスタ３１及び３４の組がオン状態の時、トランジスタ３４のソース端子がグランドに接続されているので、トランジスタ３４のゲート端子には低電圧源９２の電圧でオンすることができる。しかし、トランジスタ３１がオンしているのでＢ点の電位は降圧チョッパ回路２０の出力電圧である２００Ｖとなり、トランジスタ３１をオンし続けるには、トランジスタ３１のゲート端子に２００Ｖプラスαの電圧が印加された状態で、Ｂ点（ソース端子）との電位差を持たせなければならない。そこで、このプラスα分の電圧を稼ぐために、ブートストラップコンデンサ７７が接続されている。ブートストラップコンデンサ７７はトランジスタ３１がオンする前に低電圧源９２により充電されているものとする。トランジスタ３１がＯＮする際に、Ｂ点の電圧とブートストラップコンデンサ７７の電圧がそれぞれハーフブリッジドライバ７９に入力され、それらの電圧の和（図２では２００Ｖプラス低電圧源９２の２０Ｖで２２０Ｖ）が、トランジスタ３１のゲート端子に印加されるようになっている。これにより、トランジスタ３１をオンすることができる。

一方、ローサイド側のトランジスタ３４のオン状態に着目すると、Ｄ点の電位がグランドと等しくなるので、ブートストラップコンデンサ８７が低電圧源９２により充電される。このように、ローサイド側のトランジスタ３２／３４がオンすることで、ブートストラップコンデンサ７７／７８がそれぞれ充電される。なお、一般的にブートストラップコンデンサの容量は０．４７μ〜２．２μＦである。

次にトランジスタ３３及び３２の組がオン状態の時、トランジスタ３２は低電圧源９２の電圧でオンできる。トランジスタ３３はＤ点の電圧と、反転前に充電されたブートストラップコンデンサ８７の電圧がそれぞれハーフブリッジドライバ８９に入力され、それらの電圧の和がトランジスタ３３のゲート端子に加わり、Ｄ点（ソース端子）との電位差によりオンする。そして、トランジスタ３２がオンすることでＢ点の電位がグランドと等しくなり、ブートストラップコンデンサ７７が充電される。これにより、次の反転においてトランジスタ３１がオンすることができる。
なお、上記のような構成で使用されるハーフブリッジドライバを一般に（及び本明細書でも）ブートストラップタイプのハーフブリッジドライバという。
特開平６−１１９９８４号公報 特開２００１−２７３９８４号公報

しかし、図１の構成においては、ブートストラップタイプのハーフブリッジドライバ７９／８９は、ブートストラップコンデンサ７７／８７に充電された電圧が放電されている間（厳密には、その電圧がトランジスタのスレッシュホールドを超えている間）しかハイサイドトランジスタ３１／３３をオンすることができない。このように、ブートストラップコンデンサ７７／８７の放電時間しかハイサイドトランジスタ３１／３３をオンできないので、直流始動させるためには、ブートストラップコンデンサ７７／８７に電圧を供給し続けるための専用電源が必要になる。しかし、専用電源を設ける構成は部品点数が多く、コストアップになってしまう。
そこで、従来の交流点灯用の高圧放電灯点灯装置からコストアップせずに、直流始動と同等な始動性を持つ始動波形を出力する高圧放電灯点灯装置の提供が課題とする。

本発明の第１の側面は、直流電圧を交流電圧に変換して高圧放電灯に印加するフルブリッジ回路（３０）、及びフルブリッジ回路を制御する制御手段（９００）を備えた高圧放電灯点灯装置であって、フルブリッジ回路が、第１のアーム（３１、３２）、第２のアーム（３３、３４）、第１及び第２のアームをそれぞれ駆動するブートストラップタイプの第１及び第２のハーフブリッジドライバ（７９、８９）、並びに第１及び第２のハーフブリッジドライバにそれぞれ接続された第１及び第２のブートストラップコンデンサ（７７、８７）を含み、放電開始直後を含む所定の期間において、交流電圧が、（Ａ）一方のアームのハイサイドトランジスタ及び他方のアームのローサイドトランジスタがオンする間に一方のアーム側のブートストラップコンデンサが放電される第１の期間Ｔ_Longと、（Ｂ）一方のアームのローサイドトランジスタ及び他方のアームのハイサイドトランジスタがオンする間に一方のアーム側のブートストラップコンデンサが充電される、第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortと、が繰り返され、繰り返しの周波数が１０Ｈｚ以上１ｋＨｚ以下であり、第２の期間Ｔ_Shortが３０μｓ以上７００μｓ以下となるようにハーフブリッジドライバが制御手段によって制御される高圧放電灯点灯装置である。

本発明の第２の側面は、一対の電極を有する高圧放電灯を点灯する高圧放電灯点灯装置であって、直流電圧を交流電圧に変換して高圧放電灯に印加するフルブリッジ回路（３０）、及びフルブリッジ回路を制御する制御手段（９００）を備え、放電開始時を含む所定の期間において、交流電圧が第１の期間Ｔ_Longと、第１の期間Ｔ_Longとは逆極性でかつ第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortとの繰り返しからなるようにフルブリッジ回路が制御手段によって制御される高圧放電灯点灯装置である。
ここで、第１の期間Ｔ_Longと第２の期間Ｔ_Shortの繰り返しの周波数を１０Ｈｚ以上１ｋＨｚ以下として、第２の期間Ｔ_Shortを３０μｓ以上７００μｓ以下とした。

上記第１及び第２の側面において、所定の時間経過後は、第１の期間Ｔ_Longと第２の期間Ｔ_Shortの長さが等しくなるように制御手段を構成した。
また、高圧放電灯消灯後に一対の電極のうち水銀の付着の多い電極を陰極、他方を陽極として、第１の期間Ｔ_Longが形成されるようにした。

本発明第３の側面は、上記第１の側面の高圧放電灯点灯装置、高圧放電灯、高圧放電灯が取り付けられるリフレクタ、及び高圧放電灯点灯装置及びリフレクタを内包する筐体を備えたプロジェクタである。

本発明の第４の側面は、第１及び第２のアーム並びに第１及び第２のアームをそれぞれ駆動するブートストラップタイプの第１及び第２のハーフブリッジドライバを有するフルブリッジ回路によって高圧放電灯に交流電圧を印加する高圧放電灯の始動方法であって、放電開始直後を含む所定の期間において、（Ａ）第１の期間Ｔ_Longに、一方のアームのハイサイドトランジスタ及び他方のアームのローサイドトランジスタをオンする間に一方のアーム側のハーフブリッジドライバに接続されたブートストラップコンデンサを放電するステップ、及び（Ｂ）第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortに、一方のアームのローサイドトランジスタ及び他方のアームのハイサイドトランジスタがオンする間に一方のアーム側のハーフブリッジドライバに接続されたブートストラップコンデンサを充電するステップを１０Ｈｚ以上１ｋＨｚ以下の周波数で繰り返し、第２の期間Ｔ_Shortが３０μｓ以上７００μｓ以下である始動方法である。

本発明によると、従来の交流点灯用の高圧放電灯から部品点数を増やすことなく、直流始動と同等な始動性を得ることができた。

本発明の高圧放電灯点灯装置の回路構成は図１の一般的な回路構成図と同じであるので、その構成についての説明を省略する。本発明の制御について以下に説明する。
図４は本発明における各トランジスタ３１−３４の動作のタイムチャートを示すものである。図示するように、期間Ｔ_Longにおいてトランジスタ３１及び３４のオン時間が長く、期間Ｔ_Shortにおいてトランジスタ３２及び３３のオン時間が短くなるように、制御手段９００がドライバ回路３７（ハーフブリッジドライバ７９及び８９）を制御する。なお、ハーフブリッジドライバ７９及び８９による駆動周波数（即ち、期間Ｔ_Longと期間Ｔ_Shortの繰り返し周波数）は１０Ｈｚ〜１ｋＨｚを想定している。なお、駆動周波数の下限値はブートストラップコンデンサ７７及び８７の容量が大きいほど、またハイサイドトランジスタのゲート回路抵抗７１及び８１のインピーダンスが高いほど低くすることができるが、ゲート回路抵抗のインピーダンスを２２０Ω〜１ｋΩ以下とした時に、ブートストラップコンデンサ７７及び８７の容量を２．２μＦとすれば駆動周波数を１０Ｈｚとすることができる。

図５Ａは図４の動作におけるフルブリッジ回路３０の出力電圧波形（Ｄ点を基準としたランプ電圧）を示すものであり、図示するように出力電圧波形は非対称矩形波となる。
逆にトランジスタ３２及び３３のオン時間が長く、トランジスタ３１及び３４のオン時間が短くなるような制御を行えば、出力電圧波形は図５Ｂのような非対称矩形波となる。
この期間Ｔ_Long及びＴ_Shortからなる非対称矩形波はランプ５０の始動時及びその後の光束立ち上がり時に印加される。従って、この非対称矩形波の継続時間はランプの放電開始後１秒〜１０秒程度とすればよい（ランプ５０は交流点灯用のものであるため、電極ダメージを考慮して、図５のような準直流的な点灯を必要以上に長く継続しない方がよい）。
なお、図５Ａ又は５Ｂの波形の選択については後述する。

発明者らは、上記の波形で始動性が改善されることを見出した。具体的には、試験において、期間Ｔ_Shortを除々に短くしていったところ、その時間がおよそ７００μｓ以下であれば、ランプ放電開始直後の時間帯における極性反転時の立ち消えが起こらなくなることを確認した。これは、ランプバルブ内の放電電子が、極性反転（図５Ａにおける正から負への反転）に起因して消弧してしまう前に期間Ｔ_Shortが終了して極性が反転し、次の期間Ｔ_Longが開始されるため、放電が維持、継続するものと考えられる。

また、期間Ｔ_Short中にローサイドトランジスタがオンするアーム側のハーフブリッジドライバに接続されたブートストラップコンデンサ（図５Ａの制御におけるブートストラップコンデンサ７７、図５Ｂの制御におけるブートストラップコンデンサ８７）の充電時間を確保する必要があるので、期間Ｔ_Shortの長さを３０μｓ以上とする必要がある。

前述したように、グロー放電からアーク放電に移行する際、電極の温度上昇が不十分であると、立ち消える可能性がある。本発明の波形は極性が反転している時間が極めて短いので、即ち、極性が反転してもすぐに極性が戻るので、立ち消えがなくなる。その結果、極めて良好な始動性を得ることができる。

即ち、立ち消えが最も発生し易い時間帯に直流点灯に近い点灯を行うことができるので、ランプ立ち消えを効果的に防止することができる。さらに、ハイサイドトランジスタ３１又は３３をオンし続けるための別途の専用電源を設ける必要がなく、従来の交流点灯用の回路をそのまま利用できるのでコストアップがなく、汎用性も高い。

ここで、一対のランプ電極と非対称矩形波の極性を適切に選択することが望ましい。一般にランプ消灯時の水銀の電極への付着は一様ではない。電極の形状、寸法等よるものの、水銀の付着が少ない（又は付着していない）場合の電極の熱容量は小さく、この電極がグロー放電時に陰極側になるとその温度上昇が過大となる。この状態でグロー放電からアーク放電へ移行すると、アーク放電開始の瞬間に電極材料のタングステンが過剰に飛散して、電極近くのバルブ内側に付着する、いわゆる放電痕が形成されてしまう。
この放電痕のタングステンはランプ点灯中のハロゲンサイクルでも電極に戻らないため、この放電痕を起点にバルブの黒化、失透が進み、結果的にランプが短寿命となる。

従って、水銀の付着が多い電極が陰極となる時間を長く、水銀の付着が少ない電極が陰極となる時間を短くするように極性を合わせるのが望ましい。即ち、長い期間Ｔ_Longでは、水銀の付着が多い電極が他方に対して低電位となり、短い期間Ｔ_Shortでは、水銀の付着が少ない電極が他方に対して低電位となるように非対称矩形波の極性を形成するのが望ましい。
なお、一対の電極のうちのどちらに水銀が多く付着するかは主にランプの冷却条件に依存し、ランプ消灯後、温度が早く低下する方の電極に水銀が多く付着する。

なお、ランプ点灯後の所定の期間は図５Ａ又は５Ｂの点灯波形を維持する。なぜなら、上述の非対称波形によると、ランプ始動後に、陽極となる時間が長い方の電極は電子の衝突により温度が上昇するが、短い方は温度がすぐには上昇しないからである。そのため点灯直後すぐに通常波形に切り替えると立ち消えを起こす可能性がある。したがって、同波形での点灯を維持し、アークからの熱放射や、バルブ全体の温度上昇により、陽極となる時間の短い方の電極が十分に温度上昇する期間を確保してから通常波形（例えば、対称矩形波）に切り替えることが好ましい。この所定期間は、電極の構造、寸法や、始動初期の電流値により最適値が異なるので、実際に採用するランプに対して実験的に求めればよい。
また、上述したように非対称波形の継続時間は１〜１０秒が適切であるが、電極の構造や寸法で適切な値が変化するので、非対称波形から徐々に通常対称波形に変化させるように制御してもよい。

本発明の波形を用い、ランプの始動性を確認するための試験を行なった。なお、回路構成図は従来のものである図１と同じである。図７が実験で使用した本発明の始動波形である。周波数は５０Ｈｚとし、長い方の期間Ｔ_Longを１９．５ｍｓ、短い方の期間Ｔ_Shortを５００μｓとした。試験方法は、ランプを３分間点灯させ、１分消灯後に再始動させ、絶縁破壊後にアーク放電に至るかを確認するものとした。なお、ランプは１０本試験した。その他の条件として、始動時に印加するパルスは３ｋＶ、水銀が両電極に同じ程度付着するように空冷を調整した。

結果を比較するため、従来の対称矩形波始動、直流始動でも同様の実験を行った。図８は対称矩形波始動で用いる対称矩形波であり、周波数は５０Ｈｚ（各期間１０ｍｓ）である。図９は直流始動で用いる直流波形である。

上記３種類の実験の結果、本発明の非対称矩形波始動では１０本中１０本、矩形波始動では１０本中７本、直流始動では１０本中１０本が絶縁破壊後に立ち消えることなくアーク放電に移行した。即ち、本発明の非対称矩形波始動は従来の対称矩形波始動よりも始動性が良く、しかも直流始動と同等の始動性を達成することができることが確認された。
実験の結果、期間Ｔ_Shortは短ければ短いほど、立ち消えの可能性が低くなることがわかった。具体的には、反転時間は７００μＳｅｃ以下にすると良好な効果を得られることが分かった。

上記実施例では、従来の高圧放電灯の構成のままで、直流始動と対等な良好な始動性を得ることができる高圧放電灯点灯装置を示したが、それを用いたアプリケーションとしてのプロジェクタを図１０に示す。図１０において、６１は上記で説明した実施例の高圧放電灯点灯装置、６２は高圧放電灯５０が取り付けられるリフレクタ、６３は高圧放電灯点灯装置６１、高圧放電灯５０及びリフレクタ６２を内蔵する筐体である。なお、図は実施例を模擬的に図示したものであり、寸法、配置などは図面通りではない。そして、図示されない映像系の部材等を筐体６３内に適宜配置してプロジェクタが構成される。
これにより、始動性がよく、コストアップせずに信頼性の高いプロジェクタを得ることができる。

一般的な高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。 一般的な高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。 従来のランプ電流波形を示す図である。 本発明のトランジスタ動作のタイムチャート図である。 本発明のランプ電流波形を示す図である。 本発明のランプ電流波形を示す図である。 高圧放電灯の発光管を示す図である。 本発明の非対称矩形波始動のランプ電流波形を示す図である。 従来の対称矩形波始動のランプ電流波形を示す図である。 直流始動のランプ電流波形を示す図である。 本発明の光源装置を示す図である。

符号の説明

１０：直流電源
２０：直流出力回路（降圧チョッパ回路）
２１：トランジスタ
２２：ダイオード
２３：チョークコイル
２４：コンデンサ
２５、２６、２７：抵抗
２８：ＰＷＭ制御回路
３０：フルブリッジ回路
３１、３２、３３、３４：トランジスタ
３７：ドライバ回路
４０：イグナイタ回路
５０：高圧放電灯
６１：高圧放電灯点灯装置
６２：リフレクタ
６３：筐体
７１、７２、７３、７４、８１、８２、８３、８４：抵抗
７５、７６、７８、８５、８６、８８：ダイオード
７７、８７：ブートストラップコンデンサ
８０、９０：コンデンサ
７９、８９：ハーフブリッジドライバＩＣ
９２：低電圧源
９００：制御手段（マイコン）

Claims (6)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して高圧放電灯に印加するフルブリッジ回路（３０）、及び該フルブリッジ回路を制御する制御手段（９００）を備えた高圧放電灯点灯装置であって、
   該フルブリッジ回路が、第１のアーム（３１、３２）、第２のアーム（３３、３４）、該第１及び第２のアームをそれぞれ駆動するブートストラップタイプの第１及び第２のハーフブリッジドライバ（７９、８９）、並びに該第１及び第２のハーフブリッジドライバにそれぞれ接続された第１及び第２のブートストラップコンデンサ（７７、８７）を含み、
   放電開始直後を含む所定の期間において、前記交流電圧が、（Ａ）一方のアームのハイサイドトランジスタ及び他方のアームのローサイドトランジスタがオンする間に該一方のアーム側のブートストラップコンデンサが放電される第１の期間Ｔ_Longと、（Ｂ）該一方のアームのローサイドトランジスタ及び該他方のアームのハイサイドトランジスタがオンする間に該一方のアーム側のブートストラップコンデンサが充電される、該第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortと、が繰り返される波形であり、
   前記繰り返しの周波数が１０Ｈｚ以上５０Ｈｚ以下であり、前記第２の期間Ｔ_Shortが３０μｓ以上７００μｓ以下となるように前記ハーフブリッジドライバが前記制御手段によって制御される高圧放電灯点灯装置。
2. 一対の電極を有する高圧放電灯を点灯する高圧放電灯点灯装置であって、
   直流電圧を交流電圧に変換して該高圧放電灯に印加するフルブリッジ回路（３０）、及び該フルブリッジ回路を制御する制御手段（９００）を備え、
   放電開始時を含む所定の期間において、前記交流電圧が第１の期間Ｔ_Longと、該第１の期間Ｔ_Longとは逆極性でかつ該第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortとの繰り返しからなるように前記フルブリッジ回路が前記制御手段によって制御され、
   前記第１の期間Ｔ _Long と第２の期間Ｔ _Short の繰り返しの周波数が１０Ｈｚ以上５０Ｈｚ以下であり、該第２の期間Ｔ _Short が３０μｓ以上７００μｓ以下である高圧放電灯点灯装置。
3. 請求項１又は２記載の高圧放電灯点灯装置において、前記所定の時間経過後は、前記第１の期間Ｔ_Longと前記第２の期間Ｔ_Shortの長さが等しくなるように前記制御手段が構成された高圧放電灯点灯装置。
4. 請求項１又は２記載の高圧放電灯点灯装置において、前記高圧放電灯消灯後に前記一対の電極のうち水銀の付着の多い電極を陰極、他方を陽極として、前記第１の期間Ｔ_Longが形成される高圧放電灯点灯装置。
5. 請求項１又は２記載の高圧放電灯点灯装置、高圧放電灯、該高圧放電灯が取り付けられるリフレクタ、及び該高圧放電灯点灯装置及び該リフレクタを内包する筐体を備えたプロジェクタ。
6. 第１及び第２のアーム並びに該第１及び第２のアームをそれぞれ駆動するブートストラップタイプの第１及び第２のハーフブリッジドライバを有するフルブリッジ回路によって高圧放電灯に交流電圧を印加する高圧放電灯の始動方法であって、
   放電開始直後を含む所定の期間において、
   （Ａ）第１の期間Ｔ_Longに、一方のアームのハイサイドトランジスタ及び他方のアームのローサイドトランジスタをオンする間に該一方のアーム側のハーフブリッジドライバに接続されたブートストラップコンデンサを放電するステップ、及び
   （Ｂ）該第１の期間Ｔ_Longよりも短い第２の期間Ｔ_Shortに、該一方のアームのローサイドトランジスタ及び該他方のアームのハイサイドトランジスタがオンする間に該一方のアーム側のハーフブリッジドライバに接続されたブートストラップコンデンサを充電するステップ
   を１０Ｈｚ以上５０Ｈｚ以下の周波数で繰り返し、該第２の期間Ｔ_Shortが３０μｓ以上７００μｓ以下である始動方法。

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