JP5243292B2 - Switching power supply - Google Patents

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Description

本発明はスイッチング電源方式のＬＥＤドライバにおける過電圧保護回路に関する。   The present invention relates to an overvoltage protection circuit in a switching power supply type LED driver.

スイッチング電源方式のＬＥＤドライバの多くは、ＬＥＤ負荷に流れる電流を検出し、出力を制御する方式となっている。ＬＥＤ負荷がオープンとなる故障モードが発生した場合、ＬＥＤ負荷に電流が流れなくなるため、スイッチング電源はＬＥＤが消灯していると判断し出力電圧を上昇させようとする。このとき保護回路が無いと出力電圧が上昇し続け、やがてはスイッチングトランジスタやその他の回路素子の破壊を招く恐れがある。   Many switching power supply type LED drivers detect the current flowing through the LED load and control the output. When a failure mode in which the LED load is open occurs, no current flows through the LED load, so the switching power supply determines that the LED is off and tries to increase the output voltage. At this time, if there is no protective circuit, the output voltage continues to rise, and eventually the switching transistor and other circuit elements may be destroyed.

このように出力電圧が上昇し続けるのを防ぐため、出力電圧が過電圧となったことを検出した場合、スイッチングトランジスタの動作を制御し、回路保護を行うものが特許文献１、２に示されている。   In order to prevent the output voltage from continuing to rise in this manner, Patent Documents 1 and 2 disclose that the circuit protection is performed by controlling the operation of the switching transistor when it is detected that the output voltage has become an overvoltage. Yes.

図８に従来のスイッチング電源装置の一例を示した。図８のスイッチング電源装置は、２つの誤差増幅器を用いて、負荷電流もしくは出力電圧が設定値を超えないようにスイッチングトランジスタの動作を制御することを特徴としている。   FIG. 8 shows an example of a conventional switching power supply device. The switching power supply device of FIG. 8 uses two error amplifiers to control the operation of the switching transistor so that the load current or output voltage does not exceed a set value.

具体的に図８のスイッチング電源装置は、電力変換部１００と制御部２００から構成されている。電力変換部１００は、入力コンデンサ２、コイル３、スイッチングトランジスタ４、ダイオード５、出力コンデンサ６を有する。また、制御部２００は、負荷電流検出回路１０、出力電圧検出回路１１、誤差増幅器３０、位相補償回路１５、誤差増幅器３１、位相補償回路１６、ＰＷＭ変調回路３２を有する。ここで、１は外部に設けられた電力供給源としての直流電源、７はスイッチング電源装置から安定した電流もしくは電圧の供給を受けて動作するＬＥＤ負荷である。   Specifically, the switching power supply apparatus of FIG. 8 includes a power conversion unit 100 and a control unit 200. The power conversion unit 100 includes an input capacitor 2, a coil 3, a switching transistor 4, a diode 5, and an output capacitor 6. The control unit 200 includes a load current detection circuit 10, an output voltage detection circuit 11, an error amplifier 30, a phase compensation circuit 15, an error amplifier 31, a phase compensation circuit 16, and a PWM modulation circuit 32. Here, 1 is a DC power supply as an external power supply source, and 7 is an LED load that operates by receiving a stable current or voltage supply from a switching power supply device.

電力変換部１００は、直流電源１より入力電圧Ｖｉの供給を受けて動作する。この電力変換部１００は以下のようにして制御部２００により駆動され、その動作により得られた安定した電流もしくは電圧がＬＥＤ負荷７に供給される。   The power conversion unit 100 operates by receiving the input voltage Vi from the DC power supply 1. The power conversion unit 100 is driven by the control unit 200 as follows, and a stable current or voltage obtained by the operation is supplied to the LED load 7.

制御部２００において、負荷電流検出回路１０は、負荷電流Ｉｏに応じた電流帰還信号Ｉｆｂを生成する。誤差増幅器３０は、電流帰還信号Ｉｆｂと基準電圧信号Ｖｒｅｆ１の差分を反転増幅する。誤差増幅器３０より得られた誤差信号Ｖｅ１は、位相補償回路１５により位相補償され、ＰＷＭ変調回路３２に供給される。   In the control unit 200, the load current detection circuit 10 generates a current feedback signal Ifb corresponding to the load current Io. The error amplifier 30 inverts and amplifies the difference between the current feedback signal Ifb and the reference voltage signal Vref1. The error signal Ve1 obtained from the error amplifier 30 is phase-compensated by the phase compensation circuit 15 and supplied to the PWM modulation circuit 32.

また、出力電圧検出回路１１は、出力電圧Ｖｏに応じた電圧帰還信号Ｖｆｂを生成する。誤差増幅器３１は、電圧帰還信号Ｖｆｂと基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の差分を反転増幅する。誤差増幅器３１より得られた誤差信号Ｖｅ２は、位相補償回路１６により位相補償され、ＰＷＭ変調回路３２に供給される。   The output voltage detection circuit 11 generates a voltage feedback signal Vfb corresponding to the output voltage Vo. The error amplifier 31 inverts and amplifies the difference between the voltage feedback signal Vfb and the reference voltage signal Vref2. The error signal Ve2 obtained from the error amplifier 31 is phase-compensated by the phase compensation circuit 16 and supplied to the PWM modulation circuit 32.

ＰＷＭ変調回路３２は、位相補償回路１５により位相補償された誤差信号と位相補償回路１６により位相補償された誤差信号の内いずれか一方を三角波信号(図示せず)と比較して、スイッチングトランジスタ４の駆動信号Ｖｐｗｍを生成する。そして、生成された駆動信号Ｖｐｗｍに基づいて、スイッチングトランジスタ４のオン・オフを切り替える。このように、電力変換部１００のスイッチングトランジスタ４は、制御部２００により制御される。   The PWM modulation circuit 32 compares one of the error signal phase-compensated by the phase compensation circuit 15 and the error signal phase-compensated by the phase compensation circuit 16 with a triangular wave signal (not shown), and the switching transistor 4 Drive signal Vpwm is generated. Then, on / off of the switching transistor 4 is switched based on the generated drive signal Vpwm. As described above, the switching transistor 4 of the power conversion unit 100 is controlled by the control unit 200.

スイッチング電源装置が起動すると、出力電圧Ｖｏは徐々に上昇し、出力電圧ＶｏがＬＥＤ負荷７のしきい値を超えると、ＬＥＤ負荷７に負荷電流Ｉｏが流れ始める。その後、負荷電流Ｉｏは徐々に増加し、電流帰還信号Ｉｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆ１と等しくなるように電流制御され、負荷電流Ｉｏは一定値になる。   When the switching power supply device is activated, the output voltage Vo gradually increases. When the output voltage Vo exceeds the threshold value of the LED load 7, the load current Io starts to flow through the LED load 7. Thereafter, the load current Io gradually increases, current control is performed so that the current feedback signal Ifb becomes equal to the reference voltage signal Vref1, and the load current Io becomes a constant value.

ＬＥＤ負荷７にオープン不良などが発生し、負荷電流Ｉｏが流れなくなると、出力電圧Ｖｏはさらに上昇する。過電圧を検出すると、ＰＷＭ変調回路３２は、位相補償回路１６により位相補償された誤差信号に基づいて駆動信号Ｖｐｗｍを生成する。このとき、電圧帰還信号Ｖｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆ２と等しくなるように電圧制御され、出力電圧Ｖｏは一定値になり、無制限に出力電圧Ｖｏが上昇するのを抑制する。   When an open failure or the like occurs in the LED load 7 and the load current Io does not flow, the output voltage Vo further increases. When the overvoltage is detected, the PWM modulation circuit 32 generates the drive signal Vpwm based on the error signal phase-compensated by the phase compensation circuit 16. At this time, voltage control is performed so that the voltage feedback signal Vfb becomes equal to the reference voltage signal Vref2, and the output voltage Vo becomes a constant value, thereby preventing the output voltage Vo from rising without limitation.

他の従来例として、電流帰還信号Ｉｆｂおよび電圧帰還信号Ｖｆｂを１つの誤差増幅器に供給する構成とした例を図９に示す。図８と同じ構成要素には同じ番号を付与する。   FIG. 9 shows an example in which the current feedback signal Ifb and the voltage feedback signal Vfb are supplied to one error amplifier as another conventional example. The same number is given to the same component as FIG.

図９のスイッチング電源装置は、電力変換部１００と制御部２０１から構成されており、図８のスイッチング電源とは、制御部２０１の構成が異なる。制御部２０１は、負荷電流検出回路１０、出力電圧検出回路１１、誤差増幅器３３、位相補償回路１５、ＰＷＭ変調回路３４を有する。   The switching power supply apparatus of FIG. 9 includes a power conversion unit 100 and a control unit 201, and the configuration of the control unit 201 is different from the switching power supply of FIG. The control unit 201 includes a load current detection circuit 10, an output voltage detection circuit 11, an error amplifier 33, a phase compensation circuit 15, and a PWM modulation circuit 34.

誤差増幅器３３には、電流帰還信号Ｉｆｂと電圧帰還信号Ｖｆｂとを比較して、高い信号レベルを有する帰還信号が供給される。誤差増幅器３３はいずれか一方の帰還信号と基準電圧信号Ｖｒｅｆ３の差分を反転増幅する。誤差増幅器３３より得られた誤差信号Ｖｅ３は、位相補償回路１５により位相補償され、ＰＷＭ変調回路３４に供給される。   The error amplifier 33 is supplied with a feedback signal having a high signal level by comparing the current feedback signal Ifb and the voltage feedback signal Vfb. The error amplifier 33 inverts and amplifies the difference between one of the feedback signals and the reference voltage signal Vref3. The error signal Ve3 obtained from the error amplifier 33 is phase-compensated by the phase compensation circuit 15 and supplied to the PWM modulation circuit 34.

ＰＷＭ変調回路３４は、位相補償回路１５により位相補償された誤差信号に基づいてスイッチングトランジスタ４の駆動信号Ｖｐｗｍを生成する。そして、生成された駆動信号Ｖｐｗｍに基づいて、スイッチングトランジスタ４のオン・オフを切り替える。   The PWM modulation circuit 34 generates a drive signal Vpwm for the switching transistor 4 based on the error signal phase-compensated by the phase compensation circuit 15. Then, on / off of the switching transistor 4 is switched based on the generated drive signal Vpwm.

電流帰還信号Ｉｆｂが誤差増幅器３３に供給されるとき、負荷電流検出回路１０からの電流帰還信号Ｉｆｂによって、負荷電流Ｉｏが一定値になるように電流制御される。   When the current feedback signal Ifb is supplied to the error amplifier 33, current control is performed by the current feedback signal Ifb from the load current detection circuit 10 so that the load current Io becomes a constant value.

ＬＥＤ負荷７にオープン不良が発生するなどして出力電圧Ｖｏが上昇すると、電圧帰還信号Ｖｆｂが誤差増幅器３３に供給され、出力電圧検出回路１１からの電圧帰還信号Ｖｆｂによって、出力電圧Ｖｏが一定値になるように電圧制御される。   When the output voltage Vo rises due to an open failure in the LED load 7 or the like, the voltage feedback signal Vfb is supplied to the error amplifier 33, and the output voltage Vo is a constant value by the voltage feedback signal Vfb from the output voltage detection circuit 11. The voltage is controlled so that

特開２００６−０８５９９３JP2006-085993 特開２００１−１９００６７JP2001-190067

従来の図８のようなスイッチング電源装置では、２つの誤差増幅器により電流帰還信号Ｉｆｂおよび電圧帰還信号Ｖｆｂから誤差信号を生成している。そのために、回路規模の増大が問題となっている。   In the conventional switching power supply as shown in FIG. 8, an error signal is generated from the current feedback signal Ifb and the voltage feedback signal Vfb by two error amplifiers. Therefore, an increase in circuit scale is a problem.

従来の図９のようなスイッチング電源装置では、１つの誤差増幅器により電流帰還信号Ｉｆｂおよび電圧帰還信号Ｖｆｂと基準信号Ｖｒｅｆ３とを比較している。この誤差増幅器２３には、通常、負荷電流制御に最適化された位相補償回路１５が接続される。そのため、過電圧検出時、言い換えると、ＬＥＤ負荷７が電圧制御される状態に切り替わるとき、応答に遅れが生じ、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが発生してしまう。   In the conventional switching power supply as shown in FIG. 9, the current feedback signal Ifb and the voltage feedback signal Vfb are compared with the reference signal Vref3 by one error amplifier. The error amplifier 23 is normally connected to a phase compensation circuit 15 optimized for load current control. Therefore, when an overvoltage is detected, in other words, when the LED load 7 is switched to a state in which the voltage is controlled, a response is delayed and an overshoot of the output voltage Vo occurs.

そこで本願発明は、回路規模の増加が少なく、かつ、過電圧検出時における出力電圧のオーバーシュートを抑制することを目的とする。   Accordingly, an object of the present invention is to suppress an increase in circuit scale and suppress an overshoot of an output voltage when an overvoltage is detected.

上記課題を解決するため本発明は、負荷電流に応じた電流帰還信号を生成する負荷電流検出回路と、出力電圧に応じた電圧帰還信号を生成する出力電圧検出回路と、該電流帰還信号もしくは該電圧帰還信号に基づいて誤差信号を生成する誤差増幅器と、該誤差信号の位相補償を行う位相補償回路とを有する昇圧型スイッチング電源装置において、該電流帰還信号もしくは該電圧帰還信号の内、いずれか一方を選択し、該誤差増幅器に供給する第１のスイッチ回路と、該位相補償回路の接続構成を変化させるための第２のスイッチ回路と、該負荷電流および該出力電圧に応じて、該第１のスイッチ回路および該第２のスイッチ回路の接続を同時に切り替えるスイッチ制御回路とを有し、該スイッチ制御回路は、該出力電圧が所定電圧に満たないとき、もしくは、該負荷電流が所定電流より大きいとき、該電流帰還信号を該誤差増幅器に供給し、該負荷電流が所定電流以下となり、かつ、該出力電圧が該所定電圧に達したとき、該電圧帰還信号を該誤差増幅器に供給するように該第１のスイッチ回路の接続を切り替えることを特徴とする。   In order to solve the above problems, the present invention provides a load current detection circuit that generates a current feedback signal according to a load current, an output voltage detection circuit that generates a voltage feedback signal according to an output voltage, and the current feedback signal or the In a step-up switching power supply device having an error amplifier that generates an error signal based on a voltage feedback signal and a phase compensation circuit that performs phase compensation of the error signal, either the current feedback signal or the voltage feedback signal A first switch circuit that selects one of the two and supplies the error amplifier; a second switch circuit that changes a connection configuration of the phase compensation circuit; and the load current and the output voltage, 1 switch circuit and a switch control circuit that switches the connection of the second switch circuit at the same time, and the output voltage of the switch control circuit is less than a predetermined voltage. Or when the load current is larger than a predetermined current, the current feedback signal is supplied to the error amplifier, the load current is equal to or lower than the predetermined current, and the output voltage reaches the predetermined voltage, The connection of the first switch circuit is switched so that a voltage feedback signal is supplied to the error amplifier.

本発明によれば、１つの誤差増幅器を用いて電流制御と電圧制御を行うための誤差信号を生成した場合でも、過電圧発生時の高速かつ安定動作が可能となる。また、電流制御と電圧制御を切り替えるための回路は、小さなロジック回路とスイッチで構成されるため、回路規模の増加を抑えることができる。   According to the present invention, even when an error signal for performing current control and voltage control is generated using one error amplifier, high-speed and stable operation when an overvoltage occurs is possible. In addition, since the circuit for switching between current control and voltage control is composed of a small logic circuit and a switch, an increase in circuit scale can be suppressed.

本発明の第１の実施例の昇圧型スイッチング電源装置Step-up switching power supply device according to first embodiment of the present invention 第１の実施例における第１および第２の位相補償回路の具体例Specific examples of the first and second phase compensation circuits in the first embodiment 第１の実施例における第１および第２の位相補償回路の他の具体例Other specific examples of the first and second phase compensation circuits in the first embodiment 本発明の昇圧型スイッチング電源装置の動作波形Operational waveform of step-up switching power supply device of the present invention 本発明の第２の実施例の昇圧型スイッチング電源装置Step-up switching power supply device according to second embodiment of the present invention 第２の実施例における位相補償回路の具体例Specific Example of Phase Compensation Circuit in Second Embodiment 第２の実施例における位相補償回路の他の具体例Another specific example of the phase compensation circuit in the second embodiment 従来の昇圧型スイッチング電源装置。Conventional step-up switching power supply. 従来の昇圧型スイッチング電源装置。Conventional step-up switching power supply.

以下、本発明の実施の形態について説明する。   Embodiments of the present invention will be described below.

図１に本発明の第１の実施例に係るスイッチング電源装置を示した。図１に示すスイッチング電源装置は、電力変換部１００と制御部１０１から構成されている。電力変換部１００は、入力コンデンサ２、コイル３、スイッチングトランジスタ４、ダイオード５、出力コンデンサ６を有する。また、制御部１０１は、負荷電流検出回路１０、出力電圧検出回路１１、第１のスイッチ回路１２、誤差増幅器１３、第２のスイッチ回路１４、第１の位相補償回路１５、第２の位相補償回路１６、ＰＷＭ変調回路１７、スイッチ制御回路１８を有する。   FIG. 1 shows a switching power supply apparatus according to a first embodiment of the present invention. The switching power supply device shown in FIG. 1 includes a power conversion unit 100 and a control unit 101. The power conversion unit 100 includes an input capacitor 2, a coil 3, a switching transistor 4, a diode 5, and an output capacitor 6. The control unit 101 also includes a load current detection circuit 10, an output voltage detection circuit 11, a first switch circuit 12, an error amplifier 13, a second switch circuit 14, a first phase compensation circuit 15, and a second phase compensation. A circuit 16, a PWM modulation circuit 17, and a switch control circuit 18 are included.

電力変換部１００には、直流電源１より入力電圧Ｖｉが供給される。電力変換部１００は制御部１０１により駆動制御され、ＬＥＤ負荷７に電力が供給される。   The power converter 100 is supplied with the input voltage Vi from the DC power source 1. The power conversion unit 100 is driven and controlled by the control unit 101, and power is supplied to the LED load 7.

制御部１０１の内部において、負荷電流検出回路１０は、負荷電流Ｉｏに応じた電流帰還信号Ｉｆｂを生成する。出力電圧検出回路１１は、出力電圧Ｖｏに応じた電圧帰還信号Ｖｆｂを生成する。   Inside the controller 101, the load current detection circuit 10 generates a current feedback signal Ifb corresponding to the load current Io. The output voltage detection circuit 11 generates a voltage feedback signal Vfb corresponding to the output voltage Vo.

電流帰還信号Ｉｆｂおよび電圧帰還信号Ｖｆｂは、第１のスイッチ回路１２を介して誤差増幅器１３に供給される。誤差増幅器１３は、電流帰還信号Ｉｆｂもしくは電圧帰還信号Ｖｆｂのいずれか一方の帰還信号と基準電圧信号Ｖｒｅｆの差分を反転増幅する。いずれの帰還信号を誤差増幅器１３に供給するかは、第１のスイッチ回路１２の接続を切り替えることで選択することができる。   The current feedback signal Ifb and the voltage feedback signal Vfb are supplied to the error amplifier 13 via the first switch circuit 12. The error amplifier 13 inverts and amplifies the difference between the feedback signal of either the current feedback signal Ifb or the voltage feedback signal Vfb and the reference voltage signal Vref. Which feedback signal is supplied to the error amplifier 13 can be selected by switching the connection of the first switch circuit 12.

誤差増幅器１３の出力端子には、第１の位相補償回路１５および第２の位相補償回路１６が第２のスイッチ回路１４を介して接続されている。誤差増幅器１３より得られる誤差信号Ｖｅは、第２のスイッチ回路１４により選択されるいずれか一方の位相補償回路によって位相補償され、ＰＷＭ変調回路１７に供給される。   A first phase compensation circuit 15 and a second phase compensation circuit 16 are connected to the output terminal of the error amplifier 13 via a second switch circuit 14. The error signal Ve obtained from the error amplifier 13 is phase-compensated by one of the phase compensation circuits selected by the second switch circuit 14 and supplied to the PWM modulation circuit 17.

ここで、第１の位相補償回路１５および第２の位相補償回路１６の具体例を図２示す。図２において、抵抗２０とコンデンサ２１が図１における第１の位相補償回路１５を構成し、抵抗２０とコンデンサ２２が第２の位相補償回路１６を構成している。   A specific example of the first phase compensation circuit 15 and the second phase compensation circuit 16 is shown in FIG. In FIG. 2, the resistor 20 and the capacitor 21 constitute the first phase compensation circuit 15 in FIG. 1, and the resistor 20 and the capacitor 22 constitute the second phase compensation circuit 16.

抵抗２０は誤差増幅器１３の出力端子と反転入力端子の間、すなわち帰還部に接続されている。コンデンサ２１およびコンデンサ２２は、第２のスイッチ回路１４を介して、それぞれ抵抗２０と並列に接続されている。第２のスイッチ回路１４は、コンデンサ２１およびコンデンサ２２の内、いずれか一方を選択する。   The resistor 20 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the error amplifier 13, that is, the feedback unit. The capacitor 21 and the capacitor 22 are respectively connected in parallel with the resistor 20 via the second switch circuit 14. The second switch circuit 14 selects one of the capacitor 21 and the capacitor 22.

第２のスイッチ回路１４がコンデンサ２１を選択すると、抵抗２０とコンデンサ２１からなる第１の位相補償回路１５により誤差信号Ｖｅの位相補償が行われる。第２のスイッチ回路１４がコンデンサ２２を選択すると、抵抗２０とコンデンサ２２からなる第２の位相補償回路１６により誤差信号Ｖｅの位相補償が行われる。   When the second switch circuit 14 selects the capacitor 21, the phase compensation of the error signal Ve is performed by the first phase compensation circuit 15 including the resistor 20 and the capacitor 21. When the second switch circuit 14 selects the capacitor 22, the phase compensation of the error signal Ve is performed by the second phase compensation circuit 16 including the resistor 20 and the capacitor 22.

このように、第２のスイッチ回路１４の接続を切り替えることで、誤差信号Ｖｅの位相補償を行う位相補償回路が切り替わる。すなわち、定数の異なる位相補償回路によって誤差信号Ｖｅの位相補償を選択的に行うことができる。   Thus, by switching the connection of the second switch circuit 14, the phase compensation circuit that performs phase compensation of the error signal Ve is switched. That is, the phase compensation of the error signal Ve can be selectively performed by phase compensation circuits having different constants.

また、第１の位相補償回路１５および第２の位相補償回路１６の他の具体例を図３に示す。図２と同様に、抵抗２０とコンデンサ２１が図１における第１の位相補償回路１５を構成し、抵抗２０とコンデンサ２２が第２の位相補償回路１６を構成している。   FIG. 3 shows another specific example of the first phase compensation circuit 15 and the second phase compensation circuit 16. 2, the resistor 20 and the capacitor 21 constitute the first phase compensation circuit 15 in FIG. 1, and the resistor 20 and the capacitor 22 constitute the second phase compensation circuit 16.

抵抗２０の一方の端子は誤差増幅器１３の出力端子に接続されている。コンデンサ２１およびコンデンサ２２は、第２のスイッチ回路１４を介して、それぞれ抵抗２０の他方の端子とＧＮＤ間に並列に接続されている。第２のスイッチ回路１４の動作は、図２で説明したのと同様である。   One terminal of the resistor 20 is connected to the output terminal of the error amplifier 13. The capacitor 21 and the capacitor 22 are connected in parallel between the other terminal of the resistor 20 and GND through the second switch circuit 14. The operation of the second switch circuit 14 is the same as that described in FIG.

図３に示したように、第１の位相補償回路１５および第２の位相補償回路１６は誤差増幅器１３の帰還部ではなく、誤差増幅器１３の出力端子とＧＮＤ間に前記第２のスイッチ回路１４を介して接続してもよい。   As shown in FIG. 3, the first phase compensation circuit 15 and the second phase compensation circuit 16 are not feedback units of the error amplifier 13, but the second switch circuit 14 is connected between the output terminal of the error amplifier 13 and GND. You may connect via.

これら２つの具体例に示した構成以外でも、第２のスイッチ回路１４により、位相補償回路の抵抗値を変化させる、あるいは抵抗値と容量値の両方を変化させるような構成としてもよい。第２のスイッチ回路１４により、誤差信号Ｖｅの位相補償を行う位相補償回路の定数を変化させるのであれば、位相補償回路および第２のスイッチ回路１４の接続形態は制限されない。   In addition to the configurations shown in these two specific examples, the second switch circuit 14 may change the resistance value of the phase compensation circuit or change both the resistance value and the capacitance value. As long as the second switch circuit 14 changes the constant of the phase compensation circuit that performs phase compensation of the error signal Ve, the connection form of the phase compensation circuit and the second switch circuit 14 is not limited.

このように、誤差信号Ｖｅはいずれかの位相補償回路によって位相補償され、ＰＷＭ変調回路１７に供給される。ＰＷＭ変調回路１７は、いずれかの位相補償回路によって位相補償された誤差信号と三角波信号(図示せず)とを比較して、スイッチングトランジスタ４の駆動信号Ｖｐｗｍを生成する。そして、生成された駆動信号Ｖｐｗｍに基づいて、スイッチングトランジスタ４のオン・オフを切り替える。   As described above, the error signal Ve is phase-compensated by one of the phase compensation circuits and supplied to the PWM modulation circuit 17. The PWM modulation circuit 17 compares the error signal phase-compensated by one of the phase compensation circuits with a triangular wave signal (not shown), and generates the drive signal Vpwm for the switching transistor 4. Then, on / off of the switching transistor 4 is switched based on the generated drive signal Vpwm.

スイッチングトランジスタ４がオンとなる期間、直流電源１よりコイル３にエネルギーを蓄積される。入力コンデンサ２は、入力電圧Ｖｉのリプルやノイズを低減するものである。このサイクルにおいてＬＥＤ負荷７に流れる電流は、出力コンデンサ６から供給される。スイッチングトランジスタ４がオフになると、コイル３に蓄積されたエネルギーがダイオード５を通じてＬＥＤ負荷７と出力コンデンサ６に供給される。   Energy is stored in the coil 3 from the DC power source 1 during the period when the switching transistor 4 is turned on. The input capacitor 2 reduces the ripple and noise of the input voltage Vi. The current flowing through the LED load 7 in this cycle is supplied from the output capacitor 6. When the switching transistor 4 is turned off, the energy stored in the coil 3 is supplied to the LED load 7 and the output capacitor 6 through the diode 5.

スイッチ制御回路１８は、負荷電流Ｉｏおよび出力電圧Ｖｏに応じて、第１のスイッチ回路１２および第２のスイッチ回路１４の接続を切り替える信号を生成するものである。   The switch control circuit 18 generates a signal for switching the connection between the first switch circuit 12 and the second switch circuit 14 in accordance with the load current Io and the output voltage Vo.

例えば、スイッチ制御回路１８は、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に満たないとき、もしくは、該負荷電流が所定の電流より大きいとき、電流帰還信号Ｉｆｂを誤差増幅器１３に供給するとともに第１の位相補償回路１５を選択するように、第１および第２のスイッチ回路の接続を切り替える。また、負荷電流Ｉｏが所定電流以下となり、かつ、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に達したとき、電圧帰還信号Ｖｆｂを誤差増幅器１３に供給するとともに第２の位相補償回路１６を選択するように、第１および第２のスイッチ回路の接続を切り替える。   For example, the switch control circuit 18 supplies the current feedback signal Ifb to the error amplifier 13 and outputs the first phase compensation when the output voltage Vo is less than a predetermined voltage or when the load current is larger than the predetermined current. The connection of the first and second switch circuits is switched so that the circuit 15 is selected. Further, when the load current Io becomes equal to or lower than the predetermined current and the output voltage Vo reaches the predetermined voltage, the voltage feedback signal Vfb is supplied to the error amplifier 13 and the second phase compensation circuit 16 is selected. The connection of the first and second switch circuits is switched.

第１のスイッチ回路１２内のＳＷ１とＳＷ２は、相補的にオン・オフ動作するように、スイッチ制御回路１８により制御される。第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３とＳＷ４も同様に相補的にオン・オフ動作する。また、ＳＷ１とＳＷ３は同時にオンまたはオフ、ＳＷ２とＳＷ４についても同時にオンまたはオフとなるように制御される。   SW1 and SW2 in the first switch circuit 12 are controlled by the switch control circuit 18 so as to complementarily turn on and off. Similarly, SW3 and SW4 in the second switch circuit 14 are turned on and off in a complementary manner. Further, SW1 and SW3 are controlled to be turned on or off at the same time, and SW2 and SW4 are also turned on or off at the same time.

ＳＷ１・ＳＷ３がオン、ＳＷ２・ＳＷ４がオフとなると、誤差増幅器１３には電流帰還信号Ｉｆｂが供給されるとともに、第１の位相補償回路１５が選択される。このとき、負荷電流検出回路１０からの電流帰還信号Ｉｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆと等しくなるように電流制御され、負荷電流Ｉｏは一定値になる。   When SW1 and SW3 are turned on and SW2 and SW4 are turned off, the current feedback signal Ifb is supplied to the error amplifier 13, and the first phase compensation circuit 15 is selected. At this time, current control is performed so that the current feedback signal Ifb from the load current detection circuit 10 becomes equal to the reference voltage signal Vref, and the load current Io becomes a constant value.

ＳＷ２・ＳＷ４がオン、ＳＷ１・ＳＷ３がオフとなると、誤差増幅器１３には電圧帰還信号Ｖｆｂが供給されるとともに、第２の位相補償回路１６が選択される。このとき、負荷電圧検出回路１１からの電圧帰還信号Ｖｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆと等しくなるように電圧制御され、出力電圧Ｖｏは一定値になる。   When SW2 and SW4 are turned on and SW1 and SW3 are turned off, the voltage feedback signal Vfb is supplied to the error amplifier 13 and the second phase compensation circuit 16 is selected. At this time, voltage control is performed so that the voltage feedback signal Vfb from the load voltage detection circuit 11 becomes equal to the reference voltage signal Vref, and the output voltage Vo becomes a constant value.

このように、第１の位相補償回路１５はＬＥＤ負荷７が電流制御されるときに選択され、第２の位相補償回路１６はＬＥＤ負荷７が電圧制御されるときに選択される。各位相補償回路は、それぞれの制御動作に最適化された定数を有する。   Thus, the first phase compensation circuit 15 is selected when the LED load 7 is current-controlled, and the second phase compensation circuit 16 is selected when the LED load 7 is voltage-controlled. Each phase compensation circuit has a constant optimized for each control operation.

ＬＥＤ負荷７の制御動作状態を切り替えるためのスイッチ回路１２、１４およびスイッチ制御回路１８は、小さなロジック回路とスイッチで構成できるため、回路規模の増加を抑えることできる。   Since the switch circuits 12 and 14 and the switch control circuit 18 for switching the control operation state of the LED load 7 can be configured by small logic circuits and switches, an increase in circuit scale can be suppressed.

次に、具体的な動作例について、図４の動作波形図を用いて説明する。なお、図４において、縦軸は電圧もしくは電流、横軸は時間を示している。   Next, a specific operation example will be described using the operation waveform diagram of FIG. In FIG. 4, the vertical axis represents voltage or current, and the horizontal axis represents time.

スイッチ制御回路１８は、負荷電流ＩｏがＬＥＤ点灯検出値Ｉｄｅｔ以下であり、かつ、出力電圧Ｖｏが過電圧検出電圧Ｖｄｅｔに達した場合にＳＷ２・ＳＷ４をオンに切り替える。それ以外の状態においては、ＳＷ１・ＳＷ３がオンとなるように構成されている。   The switch control circuit 18 switches SW2 and SW4 on when the load current Io is equal to or less than the LED lighting detection value Idet and the output voltage Vo reaches the overvoltage detection voltage Vdet. In other states, SW1 and SW3 are configured to be on.

時刻ｔ１において、スイッチング電源装置が起動すると出力電圧Ｖｏが上昇し始める。この起動時においては、負荷電流ＩｏはＬＥＤ点灯検出値Ｉｄｅｔに満たないが、出力電圧Ｖｏが過電圧検出電圧Ｖｄｅｔに満たないため、ＳＷ１・ＳＷ３がオン、ＳＷ２・ＳＷ４がオフとなり、ＬＥＤ負荷７は電流制御される。出力電圧ＶｏがＬＥＤ負荷７のしきい値を超えると、負荷電流Ｉｏが流れ始める。そして、電流帰還信号Ｉｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆと等しくなるよう制御され、定常状態になると、ＬＥＤ負荷７には一定の電流（負荷制御電流Ｉｃ）が供給される。   At time t1, when the switching power supply device is activated, the output voltage Vo starts to increase. At this startup, the load current Io is less than the LED lighting detection value Idet, but since the output voltage Vo is less than the overvoltage detection voltage Vdet, SW1 and SW3 are turned on, SW2 and SW4 are turned off, and the LED load 7 is Current controlled. When the output voltage Vo exceeds the threshold value of the LED load 7, the load current Io starts to flow. Then, the current feedback signal Ifb is controlled to be equal to the reference voltage signal Vref, and when the steady state is reached, a constant current (load control current Ic) is supplied to the LED load 7.

定常状態になった後、時刻ｔ２においてＬＥＤ負荷７がオープンになったとする。すると、ＬＥＤ負荷７に電流が流れなくなるため、ＰＷＭ変調回路１７はさらに出力電圧Ｖｏを上昇させるようにスイッチングトランジスタ４を駆動してしまう。   Assume that the LED load 7 is opened at time t2 after the steady state is reached. Then, since no current flows to the LED load 7, the PWM modulation circuit 17 drives the switching transistor 4 to further increase the output voltage Vo.

出力電圧Ｖｏは時間経過と共に上昇し、時刻ｔ３において過電圧検出電圧Ｖｄｅｔに達する。すると、ＳＷ２・ＳＷ４がオン、ＳＷ１・ＳＷ３がオフとなり、ＬＥＤ負荷７は電圧制御される。そして、電圧帰還信号Ｖｆｂが基準電圧信号Ｖｒｅｆと等しくなるよう制御され、出力電圧Ｖｏは一定の電圧（過電圧保護制御電圧Ｖｃ）に制御される。このとき、誤差信号Ｖｅの位相補償を行う位相補償回路は、電圧制御に最適化された定数を持つ第２の位相補償回路１６に切り替わるため、過電圧発生時における、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑えることが可能となる。   The output voltage Vo rises with time and reaches the overvoltage detection voltage Vdet at time t3. Then, SW2 and SW4 are turned on, SW1 and SW3 are turned off, and the LED load 7 is voltage-controlled. The voltage feedback signal Vfb is controlled to be equal to the reference voltage signal Vref, and the output voltage Vo is controlled to a constant voltage (overvoltage protection control voltage Vc). At this time, the phase compensation circuit that performs phase compensation of the error signal Ve is switched to the second phase compensation circuit 16 having a constant optimized for voltage control, so that overshoot of the output voltage Vo when an overvoltage occurs is suppressed. It becomes possible.

このように、過電圧が発生したのを検出すると、誤差増幅器１３に供給される帰還信号は電流帰還信号Ｉｆｂから電圧帰還信号Ｖｆｂに切り替わり、ＬＥＤ負荷７は電圧制御される。このとき同時に、誤差増幅器１３の出力側に接続された位相補償回路を電圧制御に最適化されたされたものに切り替えている。これにより、１つの誤差増幅器を用いて電流制御と電圧制御を行うための誤差信号を生成した場合でも、過電圧発生時における出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制することができ、高速かつ安定動作が可能となる。スイッチ制御回路１８は小さなロジック回路で構成されるため、回路規模の増加も少ない。   Thus, when it is detected that an overvoltage has occurred, the feedback signal supplied to the error amplifier 13 is switched from the current feedback signal Ifb to the voltage feedback signal Vfb, and the LED load 7 is voltage-controlled. At the same time, the phase compensation circuit connected to the output side of the error amplifier 13 is switched to one optimized for voltage control. As a result, even when an error signal for performing current control and voltage control is generated using one error amplifier, overshoot of the output voltage Vo when an overvoltage occurs can be suppressed, and high-speed and stable operation is possible. It becomes. Since the switch control circuit 18 is composed of a small logic circuit, the increase in circuit scale is small.

図５に本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施例を示す。基本的な構成は第１の実施例と同様であり、位相補償回路と第２のスイッチ回路１４の構成のみが異なるものである。第１の実施例と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。   FIG. 5 shows a second embodiment of the switching power supply device according to the present invention. The basic configuration is the same as that of the first embodiment, and only the configuration of the phase compensation circuit and the second switch circuit 14 is different. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図５のスイッチング電源装置は、第１の実施例における第２のスイッチ回路１４内のＳＷ４および第２の位相補償回路１６を省略したものである。第２のスイッチ回路１４は、誤差信号Ｖｅの位相補償を行うための位相補償回路１５を選択もしくは非選択することを特徴としている。   The switching power supply apparatus of FIG. 5 is obtained by omitting the SW 4 and the second phase compensation circuit 16 in the second switch circuit 14 in the first embodiment. The second switch circuit 14 is characterized by selecting or deselecting the phase compensation circuit 15 for performing phase compensation of the error signal Ve.

ここで、第２の実施例における位相補償回路の具体例を図６示す。図６において、抵抗２０とコンデンサ２１が図５における位相補償回路１５を構成している。位相補償回路１５は、誤差増幅器１３の帰還部に第２のスイッチ回路１４を介して接続されている。   Here, FIG. 6 shows a specific example of the phase compensation circuit in the second embodiment. In FIG. 6, a resistor 20 and a capacitor 21 constitute the phase compensation circuit 15 in FIG. The phase compensation circuit 15 is connected to the feedback unit of the error amplifier 13 via the second switch circuit 14.

抵抗２０は誤差増幅器１３の帰還部に第２のスイッチ回路１４を介して接続されている。コンデンサ２１は抵抗２０と並列に接続されている。第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３がオンとなると、誤差増幅器１３に位相補償回路１５が接続される。第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３がオフとなると、誤差増幅器１３から位相補償回路１５が切り離されるよう構成されている。   The resistor 20 is connected to the feedback section of the error amplifier 13 via the second switch circuit 14. The capacitor 21 is connected in parallel with the resistor 20. When SW3 in the second switch circuit 14 is turned on, the phase compensation circuit 15 is connected to the error amplifier 13. The configuration is such that the phase compensation circuit 15 is disconnected from the error amplifier 13 when SW3 in the second switch circuit 14 is turned off.

また、第２の実施例における位相補償回路の他の具体例を図７に示す。図６と同様に、抵抗２０とコンデンサ２１が図５における位相補償回路１５を構成している。位相補償回路１５は、誤差増幅器１３の出力端子とＧＮＤ間に第２のスイッチ回路１４を介して接続されている。   FIG. 7 shows another specific example of the phase compensation circuit in the second embodiment. As in FIG. 6, the resistor 20 and the capacitor 21 constitute the phase compensation circuit 15 in FIG. The phase compensation circuit 15 is connected between the output terminal of the error amplifier 13 and GND via the second switch circuit 14.

抵抗２０の一方の端子は誤差増幅器１３の出力端子に接続されている。コンデンサ２１は、第２のスイッチ回路１４を介して、抵抗２０の他方の端子とＧＮＤ間に並列に接続されている。図６で説明したのと同様に、第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３がオンとなると、誤差増幅器１３に位相補償回路１５が接続される。第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３がオフとなると、誤差増幅器１３から位相補償回路１５が切り離されるよう構成されている。   One terminal of the resistor 20 is connected to the output terminal of the error amplifier 13. The capacitor 21 is connected in parallel between the other terminal of the resistor 20 and GND via the second switch circuit 14. As described with reference to FIG. 6, when SW3 in the second switch circuit 14 is turned on, the phase compensation circuit 15 is connected to the error amplifier 13. The configuration is such that the phase compensation circuit 15 is disconnected from the error amplifier 13 when SW3 in the second switch circuit 14 is turned off.

第２の実施例において、誤差増幅器１３に電流帰還信号Ｉｆｂが供給され、ＬＥＤ負荷７が電流制御されるとき、第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３はオンになる。誤差増幅器１３に電圧帰還信号Ｖｆｂが供給され、ＬＥＤ負荷７が電圧制御されるとき、第２のスイッチ回路１４内のＳＷ３はオフになり、誤差増幅器１３から位相補償回路１５が切り離される。   In the second embodiment, when the current feedback signal Ifb is supplied to the error amplifier 13 and the LED load 7 is current-controlled, SW3 in the second switch circuit 14 is turned on. When the voltage feedback signal Vfb is supplied to the error amplifier 13 and the LED load 7 is voltage-controlled, SW3 in the second switch circuit 14 is turned off, and the phase compensation circuit 15 is disconnected from the error amplifier 13.

ＬＥＤ負荷７が電流制御されるときは、誤差増幅器１３に位相補償回路１５を接続し、誤差信号Ｖｅの位相補償を行うことで、制御部１０１の安定動作が可能となる。過電圧検出時、すなわちＬＥＤ負荷７が電圧制御されるときは、位相補償回路１５を非接続とすることにより制御部１０１を高速応答させ、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制することができる。   When the LED load 7 is current-controlled, the control unit 101 can be stably operated by connecting the phase compensation circuit 15 to the error amplifier 13 and performing phase compensation of the error signal Ve. When overvoltage is detected, that is, when the LED load 7 is voltage-controlled, the control unit 101 can be made to respond at high speed by disconnecting the phase compensation circuit 15 and the overshoot of the output voltage Vo can be suppressed.

第２のスイッチ回路１４により、誤差増幅器１３に位相補償回路１５を接続もしくは非接続するのを切り替えるのであれば、位相補償回路および第２のスイッチ回路１４の接続形態は制限されない。   As long as the second switch circuit 14 switches between connecting and disconnecting the phase compensation circuit 15 to the error amplifier 13, the connection form of the phase compensation circuit and the second switch circuit 14 is not limited.

１ 直流電源
２ 入力コンデンサ
３ コイル
４ スイッチングトランジスタ
５ ダイオード
６ 出力コンデンサ
７ ＬＥＤ負荷
１０ 負荷電流検出回路
１１ 出力電圧検出回路
１２ 第１のスイッチ回路
１３ 誤差増幅器
１４ 第２のスイッチ回路
１５ 第１の位相補償回路
１６ 第２の位相補償回路
１７ ＰＷＭ変調回路
１８ スイッチ制御回路
２０ 位相補償抵抗
２１ 位相補償コンデンサ
２２ 位相補償コンデンサ
１００ 電力変換部
１０１ 制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Input capacitor 3 Coil 4 Switching transistor 5 Diode 6 Output capacitor 7 LED load 10 Load current detection circuit 11 Output voltage detection circuit 12 First switch circuit 13 Error amplifier 14 Second switch circuit 15 First phase compensation Circuit 16 Second phase compensation circuit 17 PWM modulation circuit 18 Switch control circuit 20 Phase compensation resistor 21 Phase compensation capacitor 22 Phase compensation capacitor 100 Power conversion unit 101 Control unit

Claims (7)

負荷電流に応じた電流帰還信号を生成する負荷電流検出回路と、
出力電圧に応じた電圧帰還信号を生成する出力電圧検出回路と、
該電流帰還信号もしくは該電圧帰還信号に基づいて誤差信号を生成する誤差増幅器と、
該誤差信号の位相補償を行う位相補償回路とを有する昇圧型スイッチング電源装置において、
該電流帰還信号もしくは該電圧帰還信号の内、いずれか一方を選択し、該誤差増幅器に供給する第１のスイッチ回路と、
該位相補償回路の接続構成を変化させるための第２のスイッチ回路と、
該負荷電流および該出力電圧に応じて、該第１のスイッチ回路および該第２のスイッチ回路の接続を同時に切り替えるスイッチ制御回路とを有し、
該スイッチ制御回路は、該出力電圧が所定電圧に満たないとき、もしくは、該負荷電流が所定電流より大きいとき、該電流帰還信号を該誤差増幅器に供給し、該負荷電流が所定電流以下となり、かつ、該出力電圧が該所定電圧に達したとき、該電圧帰還信号を該誤差増幅器に供給するように該第１のスイッチ回路の接続を切り替える
ことを特徴とする昇圧型スイッチング電源装置。 A load current detection circuit that generates a current feedback signal according to the load current;
An output voltage detection circuit for generating a voltage feedback signal according to the output voltage;
An error amplifier that generates an error signal based on the current feedback signal or the voltage feedback signal;
In a step-up switching power supply device having a phase compensation circuit that performs phase compensation of the error signal,
A first switch circuit for selecting one of the current feedback signal and the voltage feedback signal and supplying the selected one to the error amplifier;
A second switch circuit for changing the connection configuration of the phase compensation circuit;
A switch control circuit for simultaneously switching the connection of the first switch circuit and the second switch circuit according to the load current and the output voltage;
The switch control circuit supplies the current feedback signal to the error amplifier when the output voltage is less than a predetermined voltage, or when the load current is larger than a predetermined current, and the load current becomes a predetermined current or less, In addition, when the output voltage reaches the predetermined voltage, the connection of the first switch circuit is switched so as to supply the voltage feedback signal to the error amplifier. 前記位相補償回路が第１および第２の位相補償回路を具え、
前記第２のスイッチ回路は、該第１および第２の位相補償回路の内、いずれか一方を選択することを特徴とする請求項１に記載の昇圧型スイッチング電源装置。 The phase compensation circuit comprises first and second phase compensation circuits;
2. The step-up switching power supply device according to claim 1, wherein the second switch circuit selects one of the first and second phase compensation circuits. 前記第１および第２の位相補償回路は、前記誤差増幅器の帰還部に前記第２のスイッチ回路を介して接続されていることを特徴とする請求項２に記載の昇圧型スイッチング電源装置。   3. The step-up switching power supply device according to claim 2, wherein the first and second phase compensation circuits are connected to a feedback unit of the error amplifier via the second switch circuit. 前記第１および第２の位相補償回路は、前記誤差増幅器の出力端子とＧＮＤ間に前記第２のスイッチ回路を介して接続されていることを特徴とする請求項２に記載の昇圧型スイッチング電源装置。   3. The step-up switching power supply according to claim 2, wherein the first and second phase compensation circuits are connected between an output terminal of the error amplifier and GND via the second switch circuit. apparatus. 前記第２のスイッチ回路は、前記誤差増幅器に前記位相補償回路を接続もしくは非接続することを特徴とする請求項１に記載の昇圧型スイッチング電源装置。   2. The step-up switching power supply device according to claim 1, wherein the second switch circuit connects or disconnects the phase compensation circuit to the error amplifier. 前記位相補償回路は、前記誤差増幅器の帰還部に前記第２のスイッチ回路を介して接続されていることを特徴とする請求項５に記載の昇圧型スイッチング電源装置。   6. The step-up switching power supply device according to claim 5, wherein the phase compensation circuit is connected to a feedback unit of the error amplifier via the second switch circuit. 前記位相補償回路は、前記誤差増幅器の出力端子とＧＮＤ間に前記第２のスイッチ回路を介して接続されていることを特徴とする請求項５に記載の昇圧型スイッチング電源装置。   6. The step-up switching power supply device according to claim 5, wherein the phase compensation circuit is connected between the output terminal of the error amplifier and GND via the second switch circuit.
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