JP5241147B2 - Unwanted signal suppression device - Google Patents
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Description
この発明は、主に航空機や船などの移動体に搭載されたパルスレーダにおける不要エコーおよび妨害波を抑圧する不要信号抑圧装置に関する。 The present invention relates to an unnecessary signal suppressing apparatus that suppresses unnecessary echoes and jamming waves in a pulse radar mounted mainly on a moving body such as an aircraft or a ship.
従来パルスレーダにおいて、地面からの不要エコー（以下、「クラッタ」と称す）の抑圧は、時間領域のドップラー処理によって行われていたが、クラッタのドップラー周波数と目標信号のドップラー周波数が重なると両者の分離は困難であった。
また、航空機搭載レーダにおける地上の移動目標検出には、航空機側方に配置された２つのアンテナを用いたＤＰＣＡ方式（ＤＰＣＡ：Ｄｉｓｐｌａｃｅｄ Ｐｈａｓｅ Ｃｅｎｔｅｒ Ａｎｔｅｎｎａ）が使われることもある（例えば、非特許文献１参照）。
In conventional pulse radar, suppression of unwanted echoes (hereinafter referred to as “clutter”) from the ground has been performed by Doppler processing in the time domain, but when the Doppler frequency of the clutter and the Doppler frequency of the target signal overlap, Separation was difficult.
Further, a DPCA method (DPCA: Displaced Phase Center Antenna) using two antennas arranged on the side of an aircraft may be used for detecting a moving target on the ground in an aircraft-mounted radar (for example, Non-Patent Document 1). reference).
複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した複数の受信信号に対して、時間−空間信号処理を実行すれば、クラッタのドップラー周波数と目標のドップラー周波数が重なっていても、ドップラー周波数−空間周波数平面において両者のスペクトルが重ならなければ分離可能である。すなわち、時空間フィルタを用いれば、例えクラッタと目標とのドップラー周波数が重なっていても、両者を分離できる可能性が高くなる。この信号処理方式は時空間適応信号処理と呼ばれ、ＤＰＣＡ方式の拡張ともいえる。 If time-space signal processing is performed on a plurality of received signals received using an array antenna in which a plurality of element antennas are arranged, the Doppler frequency does not overlap even if the Doppler frequency of the clutter and the target Doppler frequency overlap. -Separation is possible if both spectra do not overlap in the spatial frequency plane. That is, if a spatio-temporal filter is used, even if the Doppler frequencies of the clutter and the target overlap, there is a high possibility that they can be separated. This signal processing method is called spatio-temporal adaptive signal processing and can be said to be an extension of the DPCA method.
そこで、時空間適応信号処理を適用するため、時空間適応フィルタの係数である適応荷重の計算にはいくつか方法が知られているが、オーソドックスなのが、フィルタ出力における信号対不要信号＋雑音電力比を最小にするような荷重を求める最大ＳＮＲ法（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）である（例えば、非特許文献２参照）。
In order to apply spatio-temporal adaptive signal processing, several methods are known for calculating the adaptive weight, which is the coefficient of the spatio-temporal adaptive filter. This is a maximum SNR method (SNR: Signal to Noise Ratio) for obtaining a load that minimizes the ratio (see Non-Patent
しかし、最大ＳＮＲ法では、目標の方向とドップラー周波数が既知であることが前提であり、レーダにおいて、目標の方向は受信アンテナのビーム中心方向として差し支えないが、目標のドップラー周波数は一般に未知である。そこで、目標のドップラー周波数を別の手段で推定するか、仮定しなければならないという問題がある。 However, in the maximum SNR method, it is assumed that the target direction and the Doppler frequency are known. In the radar, the target direction can be the beam center direction of the receiving antenna, but the target Doppler frequency is generally unknown. . Therefore, there is a problem that the target Doppler frequency must be estimated or assumed by another means.
この発明の目的は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いることなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧する不要信号抑圧装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide an unnecessary signal suppressing device that suppresses clutter easily by spatiotemporal adaptive signal processing without using another means even when the target Doppler frequency is unknown.
この発明に係る不要信号抑圧装置は、移動体に搭載され、レーダの送信アンテナから空中に放射された高周波信号に係り且つ一直線上に等間隔に配置された複数個の素子アンテナにより受信された反射信号に含まれる不要信号成分を抑圧する不要信号抑圧装置において、上記反射信号を増幅して中間周波数の中間周波信号に変換する複数個の受信機と、上記中間周波信号から同相信号と直交信号を検波する位相検波器と、上記反射信号を受信する方向におけるクラッタのドップラー周波数を拘束から外すような拘束条件下で、上記高周波信号を搬送する搬送波の波長、上記素子アンテナの配置間隔、上記レーダが搭載された移動体の速さ、および上記高周波信号のパルス繰返し周期に基づいて、上記不要信号成分を抑圧する荷重係数を計算する荷重計算部を備え、上記荷重計算部は、上記クラッタが存在する領域を、上記拘束条件を付けない領域として、上記位相検波器の出力信号を用いるとともに、拘束付出力電力最小化法を採用して、正規化ドップラー周波数−正規化空間周波数平面上で上記荷重係数を計算し、上記拘束条件を付けない領域の最小範囲は、上記搬送波の波長λと、上記移動体の速さｖと、上記位相検波器の出力信号のパルス繰り返し周期ＰＲＩと、上記反射信号のビーム方向θ ０ と、適切な利得を持つ幅θ Ｂ と、上記複数個の素子アンテナの間隔ｄとを用いて、上記正規化ドップラー周波数ｆ １ に関しては、２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ ０ −０．５θ Ｂ ）／λ≦ｆ １ ≦２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ ０ ＋０．５θ Ｂ ）／λ、で表され、上記正規化空間周波数ｆ ２ に関しては、ｄ・ｓｉｎ（θ ０ −０．５θ Ｂ ）／λ≦ｆ ２ ≦ｄ・ｓｉｎ（θ ０ ＋０．５θ Ｂ ）／λ、で表される。
An unnecessary signal suppression apparatus according to the present invention is mounted on a moving body, relates to a high-frequency signal radiated from a radar transmission antenna into the air, and is received by a plurality of element antennas arranged at equal intervals on a straight line. In the unnecessary signal suppression device for suppressing unnecessary signal components included in the signal, a plurality of receivers that amplify the reflected signal and convert it to an intermediate frequency signal of an intermediate frequency, and the in-phase signal and the quadrature signal from the intermediate frequency signal A phase detector for detecting the signal, a wavelength of a carrier wave that carries the high-frequency signal under a constraint condition that removes the Doppler frequency of the clutter in the direction of receiving the reflected signal, an arrangement interval of the element antennas, and the radar Based on the speed of the moving body on which the is mounted and the pulse repetition period of the high-frequency signal, a load coefficient for suppressing the unnecessary signal component is calculated. Comprising a load calculation unit, the load calculation unit, a region in which the clutter is present, as an area without the above constraints, together with the use of the output signal of the phase detector, it employs a Constrained Minimization of Power Law Then, the load factor is calculated on the normalized Doppler frequency-normalized spatial frequency plane, and the minimum range of the region without the constraint condition is the wavelength λ of the carrier wave, the velocity v of the moving body, The normalization is performed using the pulse repetition period PRI of the output signal of the phase detector, the beam direction θ 0 of the reflected signal, the width θ B having an appropriate gain, and the interval d between the plurality of element antennas. The Doppler frequency f 1 is expressed by 2v · PRI · sin (θ 0 −0.5θ B ) / λ ≦ f 1 ≦ 2v · PRI · sin (θ 0 + 0.5θ B ) / λ to the spatial frequency f 2 In relation to this , d · sin (θ 0 −0.5θ B ) / λ ≦ f 2 ≦ d · sin (θ 0 + 0.5θ B ) / λ .
この発明に係る不要信号抑圧装置の効果は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いて推定することなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧することができることである。 The effect of the unnecessary signal suppressing apparatus according to the present invention is that even when the target Doppler frequency is unknown, it is possible to suppress clutter easily by spatio-temporal adaptive signal processing without estimation using another means.
実施の形態１．
図１は、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置が適用される状況を示す図である。
図１の座標系は地面または海面を基準にし、ｘｙ平面を地面または海面に合わす。ｚ軸の正の方向は地面または海面からの高さを示す方向である。ｚ軸上のある高さに移動体、例えば航空機があり、航空機はｘ軸の正の方向にｘ軸と平行に速さｖで移動している。
航空機にはレーダが搭載され、航空機側方にアレーアンテナ１１が備えられている。アレーアンテナ１１は、等間隔ｄで直線上に配置されたＮ個の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）から構成されている。なお、個々の素子アンテナ１−ｎは、複数の小型アンテナから構成されていても良い。素子アンテナ１−ｎには、図１の右側から順に１、２、・・・、Ｎの番号が付番されている。
レーダは航空機の側方のやや斜め下を観測し、地面または海面上に存在する移動体を移動目標として検出する。なお、移動目標は地面または海面から任意の高さに存在しても良い。
FIG. 1 is a diagram showing a situation in which an unnecessary signal suppression apparatus according to
The coordinate system in FIG. 1 is based on the ground or sea surface, and the xy plane is aligned with the ground or sea surface. The positive direction of the z axis is a direction indicating the height from the ground or the sea surface. There is a moving body, such as an aircraft, at a certain height on the z-axis, and the aircraft is moving at a speed v parallel to the x-axis in the positive direction of the x-axis.
The aircraft is equipped with a radar, and an array antenna 11 is provided on the side of the aircraft. The array antenna 11 is composed of N element antennas 1-n (n = 1, 2,..., N) arranged on a straight line at equal intervals d. Each element antenna 1-n may be composed of a plurality of small antennas. The element antenna 1-n is numbered 1, 2,..., N in order from the right side of FIG.
The radar observes the side of the aircraft slightly underneath and detects a moving object existing on the ground or the sea as a moving target. The moving target may exist at an arbitrary height from the ground or the sea surface.
図２は、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置の構成図である。
この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置は、Ｎ個の素子アンテナ１−ｎから構成されるアレーアンテナ１１、アレーアンテナ１１で受信された反射信号（以下、「受信信号」と称す）を増幅し中間周波数の中間周波信号に変換するＮ個の受信機２−ｎ、アナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換するＮ個のＡ／Ｄ変換器３−ｎ、ディジタルの中間周波信号からディジタル同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を検波するＮ個の位相検波器４−ｎを備える。
FIG. 2 is a configuration diagram of the unnecessary signal suppressing apparatus according to
The unnecessary signal suppressing apparatus according to the first embodiment of the present invention includes an array antenna 11 composed of N element antennas 1-n, and a reflected signal received by the array antenna 11 (hereinafter referred to as “received signal”). N receivers 2-n for amplifying and converting intermediate frequency signals to intermediate frequency signals, N A / D converters 3-n for converting analog intermediate frequency signals to digital intermediate frequency signals, digital intermediate N phase detectors 4-n for detecting a digital in-phase signal (I signal) and a quadrature signal (Q signal) from the frequency signal are provided.
素子アンテナ１−ｎは、図示しないパルスレーダから空中に放射された高周波のパルス信号のうち、移動目標に反射して戻ってくる反射信号を受信する。
受信機２−ｎは、素子アンテナ１−ｎで受信された高周波信号を増幅し、且つ中間周波数へ変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−ｎは、受信機２−ｎの出力である中間周波信号をサンプリング・ディジタル化して、時間離散化されたディジタル中間周波信号を出力する。
位相検波器４−ｎは、ディジタル中間周波信号からディジタル同相信号（Ｉ信号）とディジタル直交信号（Ｑ信号）信号とを検波する。このディジタル同相信号とディジタル直交信号が位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）であり、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）を、実部が同相信号、虚部が直交信号の複素信号として扱う。なお、受信した反射信号からディジタル同相信号およびディジタル直交信号への変換は、アナログの同相信号およびアナログの直交信号を生成してそれをＡ／Ｄ変換するようにしても良い。
The element antenna 1-n receives a reflected signal that is reflected by the moving target and returned from the high-frequency pulse signal radiated into the air from a pulse radar (not shown).
The receiver 2-n amplifies the high frequency signal received by the element antenna 1-n and converts it to an intermediate frequency.
The A / D converter 3-n samples and digitizes the intermediate frequency signal that is the output of the receiver 2-n, and outputs a digital intermediate frequency signal that has been time-discretized.
The phase detector 4-n detects a digital in-phase signal (I signal) and a digital quadrature signal (Q signal) signal from the digital intermediate frequency signal. The digital in-phase signal and the digital quadrature signal are the phase detector output signal u (m, n, k), the phase detector output signal u (m, n, k), the real part is the in-phase signal, and the imaginary part. Is treated as a complex signal of orthogonal signals. The conversion from the received reflected signal to the digital in-phase signal and the digital quadrature signal may be performed by generating an analog in-phase signal and an analog quadrature signal and A / D converting them.
位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、ヒット番号ｍ、素子アンテナ１−ｎに付番されたアンテナ番号ｎ、レンジビン番号ｋを変数とする３次元信号として扱う。但し、ｍ＝１、２、・・・、Ｍ、ｋ＝１、２、・・・、Ｋであり、Ｍはある受信ビーム方向における１コヒーレント処理時間内のヒット数、Ｋはレンジビン数（パルス繰返し周期内のサンプリング点数）である。 The phase detector output signal u (m, n, k) is treated as a three-dimensional signal having the hit number m, the antenna number n assigned to the element antenna 1-n, and the range bin number k as variables. Here, m = 1, 2,..., M, k = 1, 2,..., K, M is the number of hits in one coherent processing time in a certain received beam direction, and K is the number of range bins (pulse The number of sampling points within the repetition period).
また、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置は、位相検波器４−ｎ毎に対応する位相検波器出力信号に時空間適応処理を施すＮ個のフィルタ部６−ｎ、全てのフィルタ部６−ｎからの出力を加算する加算器１５、時空間適応処理に用いる荷重係数を計算する荷重計算部２０を備える。そして、このＮ個のフィルタ部６−ｎ、加算器１５、荷重計算部２０をまとめて時空間適応フィルタ３０を称す。
Moreover, the unnecessary signal suppression apparatus according to the first embodiment of the present invention includes N filter units 6-n that perform space-time adaptive processing on the phase detector output signals corresponding to the phase detectors 4-n, An
各フィルタ部６−ｎは、直列に接続され、入力された位相検波器出力信号を順次パルス繰り返し周期（以下、「ＰＲＩ」と称す）を単位遅延時間として遅延する（Ｌ−１）個の遅延器１２、位相検波器出力信号および各遅延器１２の出力に荷重係数を乗算するＬ個の荷重係数器１３、直列に接続され、対応する荷重係数器１３で荷重係数が乗算された値が入力され、入力された値を上流側に接続された加算器１４から入力される値に加算する（Ｌ−１）個の加算器１４を備える。
Each filter unit 6-n is connected in series and sequentially delays the input phase detector output signal with a pulse repetition period (hereinafter referred to as “PRI”) as a unit delay time (L−1) delays. L, the L detector output signal and the L
遅延器１２は、素子アンテナ１−ｎ毎に（Ｌ−１）個あり、素子アンテナ１−ｎはＮ個あるので全部の遅延器１２はＮ×（Ｌ−１）個ある。
荷重係数器１３は、位相検波器出力信号または位相検波器出力信号が遅延された信号に荷重係数ｗｌ，ｎ，ｋを乗算して不要信号成分を抑圧する。
なお、図２では荷重係数器１３の出力に加算器１４があり、その出力を加算器１５で加算する構成となっているが、荷重係数器１３のすべての出力を直接加算器１５で加算しても良い。
There are (L−1)
The
In FIG. 2, there is an
時空間適応フィルタ３０に入力された位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、遅延器１２で遅延され、荷重係数器１３で荷重係数ｗｌ，ｎ，ｋが乗算され、加算器１４、加算器１５にて加算され、不要信号が抑圧された信号ｚ（ｍ，ｋ）として出力される。この位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）に対する演算は式（１）で表される。
The phase detector output signal u (m, n, k) input to the spatio-temporal
次に、時空間適応フィルタ３０内の荷重計算部２０の動作について説明する。荷重計算部２０では、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）を用いて、拘束付出力電力最小化法を採用して荷重係数ｗｌ，ｎ，ｋを計算する。荷重係数ｗｌ，ｎ，ｋは一般に複素数であり、受信信号に含まれる意図せずに受信された不要信号成分を抑圧するように計算される。
図３は、正規化ドップラー周波数ｆ１−正規化空間周波数ｆ２平面（以下、「時空間周波数平面」と称す）上に、図１のような側方斜め下観測の場合の地面または海面からのクラッタの時空間周波数分布、および拘束を付ける時空間周波数（図３の×印）の例を示したものである。
正規化ドップラー周波数ｆ１とは、ドップラー周波数をパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）の逆数であるパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）で正規化したものである。
正規化空間周波数ｆ２とは、空間周波数（１／λ）ｓｉｎθを素子アンテナ１−ｎの配置間隔ｄの逆数で正規化したものである。但し、λは送信する搬送波の波長、θは図１に示すように、アレーアンテナ１１の正面方向に対する入射角である。
Next, the operation of the
FIG. 3 shows the normalized Doppler frequency f 1 -normalized spatial frequency f 2 plane (hereinafter referred to as “spatio-temporal frequency plane”) from the ground or the sea surface in the case of laterally oblique observation as shown in FIG. 4 shows an example of a spatio-temporal frequency distribution of clutter and a spatio-temporal frequency (marked with x in FIG. 3) to which a constraint is applied.
The normalized Doppler frequency f 1 is obtained by normalizing the Doppler frequency with a pulse repetition frequency (PRF) that is the reciprocal of the pulse repetition period (PRI).
The normalized spatial frequency f 2 is obtained by normalizing the spatial frequency (1 / λ) sin θ by the reciprocal of the arrangement interval d of the element antenna 1-n. Here, λ is the wavelength of the carrier wave to be transmitted, and θ is the incident angle with respect to the front direction of the array antenna 11 as shown in FIG.
図３のクラッタ分布は、レンジビンに関係なく、時空間周波数平面上で原点を通り傾きｄ／（２ｖ・ＰＲＩ）の直線上に分布することが知られている（例えば、特開２００１−１３３５３８号公報参照）。そこで、素子アンテナ１−ｎの配置間隔ｄ、パルス繰り返し周波数ＰＲＩは既知の量であり、航空機の速さｖは真値に対してある程度の誤差を持つが、既知の量とみなして良い。 It is known that the clutter distribution in FIG. 3 is distributed on a straight line having an inclination d / (2v · PRI) passing through the origin on the spatio-temporal frequency plane regardless of the range bin (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2001-133538). See the official gazette). Therefore, the arrangement interval d of the element antennas 1-n and the pulse repetition frequency PRI are known amounts, and the aircraft speed v has some error with respect to the true value, but may be regarded as known amounts.
拘束条件を規定するとは、ある時空間周波数に対して時空間適応フィルタ３０の周波数応答値を規定することである。方向に関しては受信ビーム方向、例えばビーム中心方向、ドップラー周波数に関しては、一部領域を除いて概ね一様に拘束を付ける。特定の１つのドップラー周波数としないのは、目標のドップラー周波数が未知だからである。拘束条件は受信ビーム方向に関して付けているから、拘束を付ける時空間周波数に対する周波数応答値は、例えば絶対値が１の複素数である。
To define the constraint condition is to define the frequency response value of the space-time
この発明では、拘束条件を付けない領域を、クラッタが存在する領域とすることである。クラッタが存在する領域は、上述の既知の量と、ビーム方向および幅が決まれば定められるので、拘束を付けない領域を図３の破線の四角で囲んだ領域のようにあらかじめ設定することができる。ビーム幅として例えば適切な利得を持つ幅θＢを設定し（例えば−１０ｄＢ幅）、このビーム幅内に存在が想定されるクラッタの時空間周波数の範囲には、拘束を付けないようにする。また、拘束の付け方はレンジビン番号ｋには依らない。このあらかじめ知ることができる領域に対して拘束を付けないようにする。ビーム方向をθ０とするとき、拘束を付けない最小範囲は、正規化ドップラー周波数ｆ１に関して式（２）、正規化空間周波数ｆ２に関して式（３）のようになる。図３では、正規化ドップラー周波数ｆ１に関して拘束を付けない範囲は式（２）の範囲より余裕を持たせている。 In the present invention, the region where no constraint condition is applied is the region where the clutter exists. Since the area where the clutter exists is determined if the above-mentioned known amount, beam direction and width are determined, an area where no constraint is applied can be set in advance as an area surrounded by a broken-line rectangle in FIG. . For example, a width θ B having an appropriate gain is set as the beam width (for example, −10 dB width), and the range of the spatio-temporal frequency of the clutter assumed to exist within the beam width is not restricted. Further, the method of attaching the constraint does not depend on the range bin number k. The area that can be known in advance is not restricted. When the beam direction is θ 0 , the minimum range that is not constrained is Equation (2) for the normalized Doppler frequency f 1 and Equation (3) for the normalized spatial frequency f 2 . In FIG. 3, the range in which no constraint is imposed on the normalized Doppler frequency f 1 has a margin more than the range of Expression (2).
第ｋレンジビン番号に対する荷重係数ベクトルをＷｋ、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）から計算される第ｋレンジビン番号に対する相関行列をＲｋとする。荷重係数ベクトルＷｋは、式（４）に示すようにＬＮ×１のベクトル、相関行列Ｒｋは式（５）に示すようにＬＮ×ＬＮの正方行列である。相関行列Ｒｋの計算は、有限サンプル数から計算される。処理しようとしているレンジビン番号をｋ０とするとき、相関行列Ｒｋ０の計算に用いる位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、レンジビン番号ｋ０の信号は使わず、その前後のレンジビンの信号を使うのが望ましい。これは、目標信号の影響を受けないようにするためであり、従来の時間域のみの処理であるＡＭＴＩ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒｓ）でも行われている。式（５）のＬＮ×１のベクトルＵ（ｍ，ｐ）は式（６）で定義される。式（５）のレンジビン番号ｐに関する和の範囲Ｐ（ｋ）は相関行列ＲｋのサイズであるＬＮに依存して設定する。今、例えば８つのレンジビンを使うものとすると、ｐ＝ｋ±３、ｋ±４、ｋ±５、ｋ±６などが考えられる。なお、ｐ＝ｋ、ｋ±１、ｋ±２は、目標信号の影響を避けるために使わない。また、式（５）ではヒット番号ｍの和の範囲を特に記していないが、ｍとｐの両方に関する和の項数が合わせて２ＬＮ以上となるようにするのが望ましい。式（４）から式（６）で、肩文字Ｔは行列やベクトルの転置、＊は要素の複素共役をとることを表す。 The load coefficient vector for the kth range bin number is W k , and the correlation matrix for the kth range bin number calculated from the phase detector output signal u (m, n, k) is R k . The load coefficient vector W k is an LN × 1 vector as shown in Equation (4), and the correlation matrix R k is an LN × LN square matrix as shown in Equation (5). The calculation of the correlation matrix R k is calculated from a finite number of samples. When the range bin number to be processed is k0, the phase detector output signal u (m, n, k) used for the calculation of the correlation matrix R k0 does not use the signal of the range bin number k0, and the signals of the range bins before and after it. It is desirable to use This is in order not to be affected by the target signal, and is also performed in AMTI (Adaptive Moving Target Indicators), which is a conventional process only in the time domain. The LN × 1 vector U (m, p) in equation (5) is defined by equation (6). The sum range P (k) related to the range bin number p in equation (5) is set depending on LN which is the size of the correlation matrix R k . For example, if eight range bins are used, p = k ± 3, k ± 4, k ± 5, k ± 6, and the like are conceivable. Note that p = k, k ± 1, and k ± 2 are not used to avoid the influence of the target signal. Further, although the range of the sum of the hit numbers m is not particularly described in the formula (5), it is desirable that the sum of terms relating to both m and p be 2 LN or more in total. In Expressions (4) to (6), the superscript T represents transposition of a matrix or a vector, and * represents the complex conjugate of elements.
荷重係数ベクトルＷｋは、良く知られた拘束付出力電力最小化法の結果から式（７）のように求められる。拘束条件は式（８）である。
行列Ｃは、式（９）で表すように、ベクトルｃｑ（ｑ＝１、２、・・・、Ｑ：Ｑは拘束式の数である）を要素とするＬＮ×Ｑの行列である。ｃｑは、式（１０）で表すように、拘束を付ける時空間周波数（ｆ１，ｑ，（ｄ／λ）ｓｉｎθｑ）（θｑは拘束を付ける角度）からなる１×ＬＮの行ベクトルである。
ベクトルＨは、式（１１）で表すように、拘束を付ける時空間周波数に対する所望周波数応答値ｈｑからなるＱ×１のベクトルである。Ｑは、図３の×印の数に対応する。前述したように、あらかじめ知ることができるクラッタの存在領域では拘束条件を付けない。行列ＣやベクトルＨはレンジビン番号ｋに依らない。
The load coefficient vector W k is obtained as shown in Equation (7) from the well-known result of the constrained output power minimization method. The constraint condition is equation (8).
The matrix C is an LN × Q matrix whose elements are vectors c q (q = 1, 2,..., Q: Q is the number of constraint equations), as represented by Expression (9). c q is a 1 × LN row vector composed of a spatiotemporal frequency (f 1, q , (d / λ) sin θ q ) (θ q is an angle to be constrained), as expressed in Expression (10). It is.
The vector H is a Q × 1 vector composed of a desired frequency response value h q with respect to the spatiotemporal frequency to which the constraint is applied, as represented by Expression (11). Q corresponds to the number of crosses in FIG. As described above, no constraint condition is applied in the existing area of the clutter that can be known in advance. The matrix C and the vector H do not depend on the range bin number k.
以上のように荷重係数ベクトルＷｋを求めると、不要信号としてクラッタを考えた場合は、時空間適応フィルタの周波数特性は、模式的に図４のようになる。フィルタの時空間周波数平面上での通過域としては、図４のように主ビーム方向でドップラー周波数に関してクラッタを避けた形となる。その他が阻止域で、特にクラッタの存在する領域で振幅値が非常に小さくなり、クラッタは抑圧される。
図４のビーム中心におけるドップラー周波数に対する振幅特性を図５に示す。ビーム中心におけるクラッタスペクトルの中心付近で零点が形成される。なお、荷重係数ベクトルＷｋの計算の仕方は、式（７）だけとは限らず、最急降下法に基づく繰り返し計算によるものでもよい。
When the load coefficient vector W k is obtained as described above, the frequency characteristics of the spatiotemporal adaptive filter are schematically shown in FIG. 4 when clutter is considered as an unnecessary signal. The pass band on the spatio-temporal frequency plane of the filter has a shape that avoids clutter in the main beam direction with respect to the Doppler frequency as shown in FIG. The other is the stop band, and particularly in the area where the clutter exists, the amplitude value becomes very small, and the clutter is suppressed.
FIG. 5 shows amplitude characteristics with respect to the Doppler frequency at the beam center in FIG. A zero is formed near the center of the clutter spectrum at the beam center. Note that the method of calculating the load coefficient vector W k is not limited to the equation (7), and may be a repetitive calculation based on the steepest descent method.
なお、以上説明した荷重計算部２０の動作については、妨害波の存在の有無を問わない。妨害波が存在すれば、その方向（空間周波数）に周波数特性の振幅値の非常に小さい領域が形成され、妨害波は抑圧される。
In addition, about the operation | movement of the
上述の実施の形態１による不要信号抑圧装置では、位相検波器４−ｎの後の内部構成として、図２のように各素子アンテナ１−ｎに適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成（エレメントスペース−プリドップラー構成）としたが、荷重計算式が変わるものの、他の構成に対しても適用できる。例えば、図６に示すように、位相検波器４−ｎの出力信号に対してディジタルマルチビーム形成器４０にてディジタルマルチビーム形成処理を行い（ビーム数は任意）、そのうちのいくつか（図６ではＢ個）を選択器４１にて選択した複数の出力信号に対して、適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成（ビームスペース−プリドップラー構成）にしても良い。選択器４１での選択基準は、主ビーム方向とその周りのいくつかのビームなどである。 In the unnecessary signal suppression apparatus according to the first embodiment described above, as an internal configuration after the phase detector 4-n, a tapped delay line having an adaptive load is connected to each element antenna 1-n as shown in FIG. Although the configuration (element space-pre-Doppler configuration) is used, the load calculation formula changes, but the present invention can be applied to other configurations. For example, as shown in FIG. 6, the digital multi-beam forming unit 40 performs digital multi-beam forming processing on the output signal of the phase detector 4-n (the number of beams is arbitrary), and some of them (FIG. 6). May be configured such that a tapped delay line having an adaptive load is connected to a plurality of output signals selected by the selector 41 (beam space-pre-Doppler configuration). Selection criteria in the selector 41 are the main beam direction and several beams around it.
また、図７に示すように、位相検波器４−ｎの出力信号から複数の信号、図７では例として（Ｎ−２）個の素子アンテナ１−ｎの信号を取り出していくつかの信号の組（図７では例として３組）を作り、それぞれディジタルビーム形成器５０−１、５０−２、５０−３にて主ビーム方向にビーム形成処理を行った後、適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成にしても良い。 Also, as shown in FIG. 7, a plurality of signals are extracted from the output signal of the phase detector 4-n, and in FIG. 7, as an example, the signals of (N-2) element antennas 1-n are extracted and several signals are extracted. A set (three sets as an example in FIG. 7) is made, and after performing beam forming processing in the main beam direction by the digital beam formers 50-1, 50-2, 50-3, respectively, a tapped delay having an adaptive load. A configuration in which lines are connected may be used.
このように発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置では、拘束付出力電力最小化法において既知の情報から拘束条件を付けない領域を設定するものであり、位相検波器４−ｎの後の構成に関わりなく適用できるものである。図２、図６、図７は構成の例であり、これらの構成だけに適用を限定されるものではない。 As described above, in the unnecessary signal suppressing apparatus according to the first embodiment of the present invention, a region in which no constraint condition is added is set from known information in the constrained output power minimization method, and after the phase detector 4-n. It can be applied regardless of the configuration. 2, 6, and 7 are examples of configurations, and application is not limited to these configurations.
なお、図２では位相検波器出力信号を時空間適応フィルタ３０に入力するようにしているが、位相検波器出力信号に対して低域通過ディジタルフィルタを通してから、時空間適応フィルタ３０に入力するようにしてもよい。低域通過ディジタルフィルタのカットオフ周波数は、０．５ＰＲＦに近いことが望ましい。これにより妨害波のエイリアシングを防ぐことができ、妨害波抑圧性能が向上する。
In FIG. 2, the phase detector output signal is input to the spatiotemporal
この発明に係る不要信号抑圧装置は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いて推定することなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧することができる。 The unnecessary signal suppressing apparatus according to the present invention can easily suppress clutter by spatio-temporal adaptive signal processing without estimation using another means even when the target Doppler frequency is unknown.
実施の形態２．
実施の形態１では、予め知ることのできる量から主ビーム内のクラッタのスペクトル分布を推定して、その領域において拘束を付けないようにした上で、拘束付出力電力最小化法を適用して荷重係数を計算した。
In
一方、主ビーム出力信号から主ビーム内のクラッタスペクトルの分布（中心周波数または帯域幅の少なくともいずれか一方）が直接推定できれば、その情報を用いて、拘束付出力電力最小化法を適用して荷重係数を計算しても良い。すなわち、図３の破線で囲んだ拘束を付けない領域のドップラー周波数に関する領域を、推定されたクラッタの帯域幅とほぼ等しくする。クラッタ中心周波数は推定できるが帯域幅までは推定できない場合、ドップラー周波数に関する拘束を付けない領域の中心は、推定されたクラッタ中心周波数とする。拘束を付けない領域のドップラー周波数に関する幅は、抑圧しようとするクラッタの種類、例えばシークラッタ、グランドクラッタ、またはウェザクラッタによって想定される最大に近いクラッタ帯域幅とすれば良い。 On the other hand, if the distribution of the clutter spectrum in the main beam (at least one of the center frequency and bandwidth) can be estimated directly from the main beam output signal, the information can be used to apply the constrained output power minimization method and load A coefficient may be calculated. That is, the region relating to the Doppler frequency in the region enclosed by the broken line in FIG. 3 and not bound is made substantially equal to the estimated clutter bandwidth. When the clutter center frequency can be estimated, but not up to the bandwidth, the center of the region where the constraint on the Doppler frequency is not set is the estimated clutter center frequency. The width related to the Doppler frequency in the unconstrained region may be a clutter bandwidth close to the maximum assumed by the type of clutter to be suppressed, for example, a sea clutter, a ground clutter, or a weather clutter.
主ビーム出力信号は、図６の構成の場合は、ディジタルマルチビーム形成器４０の出力信号のうち、主ビームかその方向に近いビームの出力信号とする。図７の構成の場合は、ディジタルビーム形成器５０−１〜５０−３のどれかの出力信号とする。図２の構成の場合は、位相検波器４−ｎ出力信号から図示しない主ビームを形成するディジタルビーム形成器を別に設けて、その出力信号とする。 In the case of the configuration of FIG. 6, the main beam output signal is the output signal of the main beam or a beam close to the direction among the output signals of the digital multi-beamformer 40. In the case of the configuration of FIG. 7, the output signal is one of the digital beam formers 50-1 to 50-3. In the case of the configuration of FIG. 2, a digital beam former that forms a main beam (not shown) from the phase detector 4-n output signal is provided separately and used as its output signal.
クラッタの中心周波数や帯域幅の推定手段としては様々なものがある。ヒット数Ｍが多い場合は離散（高速）フーリエ変換が典型的であろう。ヒット数Ｍが少ない場合は、例えば最大エントロピー法を応用した参考文献１のクラッタ中心周波数推定法や、参考文献２に示されている自己相関関数から帯域幅を推定する方法などが挙げられる。
There are various means for estimating the center frequency and bandwidth of the clutter. When the number of hits M is large, a discrete (fast) Fourier transform will be typical. When the number of hits M is small, for example, the clutter center frequency estimation method of
（参考文献１）原沢康弘著、外１名、「メジアンフィルタを用いたアダプティブＭＴＩ」、電子情報通信学会論文誌（Ｂ−ＩＩ）、社団法人電子情報通信学会、１９９６年１２月、Ｖｏｌ．Ｊ７９−Ｂ−ＩＩ、Ｎｏ．１２、ｐｐ．１０１３−１０２１
（参考文献２）深尾昌一郎著、外１名、「気象と大気のリモートセンシング」、京都大学学術出版会、２００５年、ｐ．１２５
(Reference 1) Yasuhiro Harasawa, 1 other, “Adaptive MTI using median filter”, IEICE Transactions (B-II), The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, December 1996, Vol. J79-B-II, no. 12, pp. 1013-1021
(Reference 2) by Shoichiro Fukao, 1 other, "Remote sensing of weather and atmosphere", Kyoto University Academic Press, 2005, p. 125
本実施の形態の場合、アレーアンテナを構成する素子アンテナの配置は等間隔リニアアレーである必要はない。また、レーダは移動していなくてもよい。そして、実施の形態１の最後で説明した様々な変形は本実施の形態においても適用できる。 In the case of the present embodiment, the arrangement of the element antennas constituting the array antenna does not need to be an equispaced linear array. Further, the radar does not have to move. Various modifications described at the end of the first embodiment can also be applied to this embodiment.
１ 素子アンテナ、２ 受信機、３ Ａ／Ｄ変換器、４ 位相検波器、６ フィルタ部、１１ アレーアンテナ、１２ 遅延器、１３ 荷重係数器、１４ 加算器、１５ 加算器、２０ 荷重計算部、３０ 時空間適応フィルタ、４０ ディジタルマルチビーム形成器、４１ 選択器、５０ ディジタルビーム形成器。 1 element antenna, 2 receiver, 3 A / D converter, 4 phase detector, 6 filter unit, 11 array antenna, 12 delay unit, 13 load factor unit, 14 adder, 15 adder, 20 load calculation unit, 30 space-time adaptive filter, 40 digital multi-beamformer, 41 selector, 50 digital beamformer.
Claims (2)
上記反射信号を増幅して中間周波数の中間周波信号に変換する複数個の受信機と、
上記中間周波信号から同相信号と直交信号を検波する位相検波器と、
上記反射信号を受信する方向におけるクラッタのドップラー周波数を拘束から外すような拘束条件下で、上記高周波信号を搬送する搬送波の波長、上記素子アンテナの配置間隔、上記レーダが搭載された移動体の速さ、および上記高周波信号のパルス繰返し周期に基づいて、上記不要信号成分を抑圧する荷重係数を計算する荷重計算部を備え、
上記荷重計算部は、上記クラッタが存在する領域を、上記拘束条件を付けない領域として、上記位相検波器の出力信号を用いるとともに、拘束付出力電力最小化法を採用して、正規化ドップラー周波数−正規化空間周波数平面上で上記荷重係数を計算し、
上記拘束条件を付けない領域の最小範囲は、
上記搬送波の波長λと、上記移動体の速さｖと、上記位相検波器の出力信号のパルス繰り返し周期ＰＲＩと、上記反射信号のビーム方向θ ０ と、適切な利得を持つ幅θ Ｂ と、上記複数個の素子アンテナの間隔ｄとを用いて、
上記正規化ドップラー周波数ｆ １ に関しては、
２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ ０ −０．５θ Ｂ ）／λ≦ｆ １ ≦２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ ０ ＋０．５θ Ｂ ）／λ、
で表され、
上記正規化空間周波数ｆ ２ に関しては、
ｄ・ｓｉｎ（θ ０ −０．５θ Ｂ ）／λ≦ｆ ２ ≦ｄ・ｓｉｎ（θ ０ ＋０．５θ Ｂ ）／λ、
で表されることを特徴とする不要信号抑圧装置。 An unnecessary signal component included in a reflected signal received by a plurality of element antennas that are mounted on a moving body and that are related to a high-frequency signal radiated in the air from a transmission antenna of a radar and arranged in a straight line at equal intervals is suppressed. In the unwanted signal suppression device,
A plurality of receivers that amplify the reflected signal and convert it to an intermediate frequency signal of an intermediate frequency;
A phase detector for detecting an in-phase signal and a quadrature signal from the intermediate frequency signal;
Under constraint conditions that remove the Doppler frequency of the clutter in the direction in which the reflected signal is received, the wavelength of the carrier that carries the high-frequency signal, the spacing between the element antennas, and the speed of the moving object on which the radar is mounted And a load calculation unit that calculates a load coefficient for suppressing the unnecessary signal component based on the pulse repetition period of the high-frequency signal ,
The load calculation unit uses the output signal of the phase detector as the region where the clutter is not present and the region where the constraint condition is not applied, and adopts a constrained output power minimization method to normalize the Doppler frequency. -Calculate the load factor on the normalized spatial frequency plane,
The minimum range of the area without the above constraint is
A wavelength λ of the carrier wave, a speed v of the moving body, a pulse repetition period PRI of the output signal of the phase detector, a beam direction θ 0 of the reflected signal, and a width θ B having an appropriate gain , Using the distance d between the plurality of element antennas,
For the normalized Doppler frequency f 1 ,
2v · PRI · sin (θ 0 −0.5θ B ) / λ ≦ f 1 ≦ 2v · PRI · sin (θ 0 + 0.5θ B ) / λ,
Represented by
Regarding the normalized spatial frequency f 2 ,
d · sin (θ 0 −0.5θ B ) / λ ≦ f 2 ≦ d · sin (θ 0 + 0.5θ B ) / λ,
The unnecessary signal suppression apparatus characterized by these.
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