JP2011185752A - Pulse radar device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、アンテナからパルス電波を目標物に照射して反射電波を受信し、受信信号に含まれる静止物体（目標物以外）からのクラッタ（不要反射エコー）を抑圧して、目標を検出するパルスレーダ装置に関するものである。 The present invention receives a reflected radio wave by irradiating a target with pulse radio waves from an antenna, detects a target by suppressing clutter (unnecessary reflected echo) from a stationary object (other than the target) included in the received signal. The present invention relates to a pulse radar device.
一般に、パルスレーダ装置においては、パルス状の電波を空間に放射し、目標物からのエコーを抽出して距離計測が行われるが、受信時には、目標からの反射エコー以外にクラッタと呼ばれる不要な物体からの反射エコーも同時に受信することが多い。 In general, in a pulse radar device, a pulsed radio wave is radiated into the space and the echo from the target is extracted to measure the distance, but at the time of reception, an unnecessary object called clutter other than the reflected echo from the target In many cases, the reflected echo from the receiver is also received at the same time.
この種のクラッタは、目標検出処理を妨げるものであるから、従来から、捜索系のパルスレーダ装置には、クラッタを抑圧する方式の一例として、ＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒｓ）が備えられている（たとえば、特許文献１参照）。 Since this type of clutter hinders target detection processing, conventionally, search-type pulse radar devices have been provided with MTI (Moving Target Indicators) as an example of a method for suppressing clutter (for example, , See Patent Document 1).
ＭＴＩは、「移動する目標からのエコーにはドップラー周波数が発生するが、地面や建築物からのエコーであるグランドクラッタにはドップラー周波数が発生しないこと」を利用して、クラッタのみを抑圧する一種の高域通過フィルタである。 MTI is a type that suppresses only clutter by utilizing the fact that “Doppler frequency is generated in the echo from the moving target, but the Doppler frequency is not generated in the ground clutter that is echo from the ground or the building”. This is a high-pass filter.
つまり、ＭＴＩは、各レンジビンの受信信号において、１パルス遅延させた受信信号を差し引くことにより、ドップラー周波数が０付近のクラッタを集中的に抑圧する方式である。
よく使用されるＭＴＩとして、伝達関数が「１−ｚ-1」で表されるＭＴＩは、単一消去器と呼ばれ、また、（１−ｚ-1）Ｍ（Ｍ＞１）で表されるＭＴＩは、多重消去器と呼ばれる。
In other words, MTI is a method of intensively suppressing clutter having a Doppler frequency near 0 by subtracting a reception signal delayed by one pulse from the reception signal of each range bin.
As a commonly used MTI, an MTI whose transfer function is represented by “1-z −1 ” is called a single eraser, and is represented by (1−z −1 ) M (M> 1). The MTI is called a multiple eraser.
ＭＴＩにおいては、多重化する（フィルタ次数を増やす）ほど、阻止域幅が広くなり、かつ阻止域減衰量が大きくなってクラッタ抑圧性能が高くなる傾向がある。
しかしながら、フィルタの零点を多重化させることでのみ、阻止域減衰量を調整していることになり、次数が高いＭＴＩは、クラッタ抑圧性能が高いが、通過帯域幅が狭いという欠点がある。すなわち、ＭＴＩによってクラッタが抑圧される一方で、目標信号もＭＴＩ処理によって減衰する可能性が高いということになる。
In MTI, the multiplexing (increasing the filter order) tends to increase the stopband width, increase the stopband attenuation, and increase the clutter suppression performance.
However, the stop band attenuation is adjusted only by multiplexing the zeros of the filter, and the MTI having a high order has a disadvantage that the passband width is narrow although the clutter suppression performance is high. That is, while clutter is suppressed by MTI, the target signal is highly likely to be attenuated by MTI processing.
従来のパルスレーダ装置は以上のように構成されているので、ＭＴＩによりクラッタを抑圧した場合、目標の移動速度によっては、目標信号がＭＴＩにより大きく減衰して目標検出が困難になるという課題があった。 Since the conventional pulse radar apparatus is configured as described above, when the clutter is suppressed by the MTI, there is a problem that depending on the moving speed of the target, the target signal is greatly attenuated by the MTI and the target detection becomes difficult. It was.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＭＴＩフィルタの伝達関数に新たな項を付加して通過帯域幅を広げることにより、ＭＴＩに近いクラッタ抑圧性能を保持しつつ、フィルタの振幅特性による目標信号の減衰を軽減することのできるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and by adding a new term to the transfer function of the MTI filter to widen the pass bandwidth, the clutter suppression performance close to that of MTI is maintained. It is another object of the present invention to provide a pulse radar device that can reduce the attenuation of a target signal due to the amplitude characteristics of a filter.
この発明に係るパルスレーダ装置は、パルス電波を送受信して目標検出を行うパルスレーダ装置において、フィルタ通過域幅を可変設定して受信信号を通過させる通過域幅制御型クラッタ抑圧手段と、通過域幅制御型クラッタ抑圧手段の出力信号に対して目標検出処理を行い、検出結果を通過域幅制御型クラッタ抑圧手段にフィードバック入力する目標検出手段と、を備えたものである。 The pulse radar device according to the present invention is a pulse radar device that performs target detection by transmitting and receiving pulse radio waves, and includes a passband width control type clutter suppression unit that variably sets a filter passband width and passes a received signal, and a passband And target detection means for performing target detection processing on the output signal of the width control type clutter suppression means and feeding back the detection result to the passband width control type clutter suppression means.
この発明によれば、ＭＴＩに近いクラッタ抑圧性能を保持しつつ、フィルタの振幅特性による目標信号の減衰を軽減することができる。 According to the present invention, it is possible to reduce the attenuation of the target signal due to the amplitude characteristics of the filter while maintaining the clutter suppression performance close to MTI.
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るパルスレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。
図１において、この発明の実施の形態１に係るパルスレーダ装置は、送受信アンテナを有する送受信処理回路１００から入力される受信信号ｘに基づいて目標を検出する目標検出手段７と、目標検出手段７の入力側に挿入された通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０（クラッタ抑圧フィルタ）とにより構成されている。
1 is a block diagram showing a functional configuration of a pulse radar apparatus according to
1, the pulse radar apparatus according to
通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０は、主要部を構成するＦＩＲトランスバーサルフィルタ１と、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１のフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出手段２と、フィルタ係数算出手段２のフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段３と、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１からのクラッタ出力電力を評価して評価結果をフィルタ次数選定手段３に入力するクラッタ出力電力評価手段４と、目標検出手段７の検出結果から通過域幅調整係数を更新する通過域幅調整係数更新手段５と、通過域幅調整係数の初期値を記憶して通過域幅調整係数更新手段５に入力する通過域幅調整係数初期値記憶手段６と、を備えている。
The passband width control type clutter suppression means 10 includes an FIR
図２は図１内の通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０による効果を図式的に示す説明図である。図２においては、クラッタを抑圧する効果と通過域幅を広げる効果との相乗作用により、クラッタ抑圧比が高く、かつ通過域幅も広いフィルタ特性が得られることを示している。 FIG. 2 is an explanatory diagram schematically showing the effect of the passband width control type clutter suppression means 10 in FIG. FIG. 2 shows that a filter characteristic with a high clutter suppression ratio and a wide passband width can be obtained by a synergistic effect of the effect of suppressing clutter and the effect of widening the passband width.
また、図３は従来のＭＴＩ（４次フィルタ）によるクラッタ抑圧フィルタ振幅特性２０を示す説明図であり、図４はこの発明の実施の形態１によるクラッタ抑圧フィルタ振幅特性２１を示す説明図である。
図３、図４においては、従来の振幅特性２０（図３）と比べて、この発明の実施の形態１による振幅特性２１（図４）によれば、目標信号（正規化周波数が「０．１５」）の減衰量が抑制されることを示している。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a clutter suppression
3 and 4, compared with the conventional amplitude characteristic 20 (FIG. 3), according to the amplitude characteristic 21 (FIG. 4) according to the first embodiment of the present invention, the target signal (normalized frequency is “0. 15 ") is suppressed.
図５は図１内のＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の具体的構成を示すブロック図であり、クラッタ抑圧フィルタとしての抑圧処理を実行するための機能構成を示している。
図５において、受信信号ｘｋ（ｎ）は、レンジビンｋごとのフィルタ係数ｈｋ（ｌ）、（ｌ＝０、１、…、Ｌ）で処理された値を総和することにより、クラッタ抑圧処理された出力信号ｙｋ（ｎ）となる（後述の式（７）参照）。
FIG. 5 is a block diagram showing a specific configuration of the FIR
In FIG. 5, the received signal x k (n) is subjected to clutter suppression processing by summing the values processed by the filter coefficients h k (l), (l = 0, 1,..., L) for each range bin k. Output signal y k (n) (refer to equation (7) described later).
次に、図２〜図５を参照しながら、図１に示したこの発明の実施の形態１による動作について説明する。
前述のように、パルスレーダにおいては、まず、送受信処理回路１００の送信アンテナからパルス状の電波が放射される。続いて、受信アンテナで受信された反射波は、位相検波されてベースバンドの受信信号に変換された後、標本化および量子化が施されてディジタル信号に変換される。
Next, the operation according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
As described above, in the pulse radar, first, pulsed radio waves are radiated from the transmission antenna of the transmission /
ディジタル変換された受信信号は、受信電波の位相を保持しており、Ｉ信号（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｓｉｇｎａｌ）と、Ｑ信号（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｓｉｇｎａｌ）とを、それぞれ実部および虚部に持つ複素信号である。 The digitally converted received signal retains the phase of the received radio wave, and is a complex signal having an I signal (In-phase signal) and a Q signal (Quadrature-phase signal) in the real part and the imaginary part, respectively. is there.
このとき、信号の標本化は、すべての受信信号に対して同じタイミングで行われ、送信信号を送信した時点から一定時間だけ遅延後に、一定周期で標本化が行われる。
１つの受信信号からは、ｘ１（ｎ）、ｘ２（ｎ）、・・・、ｘＫ（ｎ）で示される総数Ｋ個のディジタル受信信号が生成される。
At this time, sampling of the signal is performed at the same timing for all the received signals, and sampling is performed at a constant period after a predetermined time delay from the time when the transmission signal is transmitted.
From one received signal, a total of K digital received signals indicated by x 1 (n), x 2 (n),..., X K (n) are generated.
ここでは、「ｎ」をヒット番号と呼び、受信信号の時間因子を表すパラメータとして扱う。また、「ｋ」はレンジビン番号と呼び、標本化の順番（レーダからの距離）を表すパラメータとして扱う。
以上の処理で得られたディジタル受信信号ｘｋ（ｎ）は、図１に示すパルスレーダ装置の入力信号となる。
Here, “n” is called a hit number and is treated as a parameter representing a time factor of the received signal. “K” is called a range bin number and is treated as a parameter indicating the sampling order (distance from the radar).
The digital received signal x k (n) obtained by the above processing becomes an input signal of the pulse radar device shown in FIG.
以下、図１内の通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０を用いることにより、目標信号の減衰量が軽減される効果について説明する。
まず、従来のＭＴＩフィルタとして知られている多重消去器の伝達関数Ｆ（ｚ）は、以下の式（１）のように表される。
Hereinafter, the effect of reducing the attenuation amount of the target signal by using the passband width control type clutter suppression means 10 in FIG. 1 will be described.
First, a transfer function F (z) of a multiple eraser known as a conventional MTI filter is expressed as the following equation (1).
式（１）において、Ｌは多重度（フィルタ次数）である。また、最もシンプルなＭＴＩにおいては、係数ｂの値は「１」である。
一方、この発明の実施の形態１によるＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の伝達関数Ｇ（ｚ）は、以下の式（２）のように表される。
In Expression (1), L is multiplicity (filter order). In the simplest MTI, the value of the coefficient b is “1”.
On the other hand, the transfer function G (z) of the FIR
式（２）において、αはフィルタ係数正規化のための定数である。
式（２）の形の伝達関数Ｇ（ｚ）を持つフィルタを用いる理由（利点）としては、以下の２点（Ａ）、（Ｂ）があげられる。
In Expression (2), α is a constant for normalizing the filter coefficient.
The following two points (A) and (B) are given as reasons (advantages) for using a filter having a transfer function G (z) in the form of equation (2).
（Ａ）ｚ＝１（ｆ＝０）に一重、または多重の阻止零点を形成することにより、クラッタスペクトルの中心周波数近傍のフィルタゲインを小さくして、クラッタ抑圧比を大きくすることができる。
（Ｂ）従来の多重消去器に比べると、クラッタ抑圧比は劣るが、式（２）の右辺Σの項を設けることにより、通過域幅を広くすることができて、移動目標（ドップラー周波数が０でない目標信号）がフィルタにより減衰する可能性が低くなる。
(A) By forming a single or multiple blocking zeros at z = 1 (f = 0), the filter gain near the center frequency of the clutter spectrum can be reduced and the clutter suppression ratio can be increased.
(B) Although the clutter suppression ratio is inferior to that of the conventional multiple eraser, by providing the term of the right side Σ of equation (2), the passband width can be widened, and the moving target (Doppler frequency is The possibility that the non-zero target signal) is attenuated by the filter is reduced.
また、ｆ＝０に阻止零点を設定しない設計法もある。
たとえば、ｆ＝０の両側、すなわち、ｆ＝±δｆ（δｆはごく小さな実数）に零点を設定する手法である。この場合、式（２）よりも通過域幅が広いフィルタを設計することができるが、クラッタ抑圧比が小さくなる。
なお、８次以上の高い次数でフィルタ設計が可能であるなら、必ずしもｆ＝０に阻止零点を設定する必要はない。なぜなら、次数が高ければ、ｆ＝０近傍のフィルタゲインを十分に小さくすることができて、抑圧比を確保することができるからである。
There is also a design method that does not set a blocking zero at f = 0.
For example, this is a method of setting zeros on both sides of f = 0, that is, f = ± δ f (δ f is a very small real number). In this case, a filter having a wider passband width than Expression (2) can be designed, but the clutter suppression ratio becomes small.
If the filter can be designed with a higher order of the 8th order or higher, it is not always necessary to set the blocking zero at f = 0. This is because if the order is high, the filter gain in the vicinity of f = 0 can be sufficiently reduced, and the suppression ratio can be ensured.
式（２）の右辺第２項（Σの項）は、フィルタ通過域の特性をどのようにするかによって決まる。ここでは、できるだけ低い次数で、かつできるだけ少ない設計パラメータでフィルタ通過域を広げる効果を得たい、という点を重視することから、式（２）のΣの項は、ａ（０）＝１、ａ（１）＝ｒ、とした。このとき、式（２）は、以下の式（３）のように表される。 The second term (Σ term) on the right side of Equation (2) is determined by how the characteristics of the filter pass band are made. Here, since it is important to obtain the effect of expanding the filter passband with the lowest possible order and with as few design parameters as possible, the term of Σ in equation (2) is a (0) = 1, a (1) = r. At this time, the equation (2) is expressed as the following equation (3).
式（３）に新たに設けた通過域幅調整係数ｒを調整することにより、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の通過域幅を変化させることができる。
図２はＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の通過域幅の変化イメージを示している。
The passband width of the FIR
FIG. 2 shows a change image of the passband width of the FIR
式（３）において、右辺第１項は、多次のＭＴＩフィルタと同じ形になっており、図２の左端の図（クラッタの抑圧効果）に示すように、ドップラー周波数が「０」のフィルタ利得を著しく下げて、グランドクラッタを抑圧する効果がある。 In Expression (3), the first term on the right side has the same form as the multi-order MTI filter, and as shown in the leftmost diagram (clutter suppression effect) of FIG. 2, the filter whose Doppler frequency is “0”. This has the effect of significantly reducing the gain and suppressing the ground clutter.
また、式（３）において、右辺第２項は、図２の中央の図（通過域幅を広げる効果）に示すように、ＭＴＩでは通過域となる領域の利得を敢えて下げたような、１次フィルタと同じ特性になる。 Further, in the expression (3), the second term on the right side is 1 as if the gain of the region that becomes the passband is deliberately lowered in the MTI, as shown in the center diagram of FIG. 2 (effect of widening the passband width). It has the same characteristics as the next filter.
上記の両者を掛け合わせることにより、ＭＴＩの振幅特性２０（図３）でピークを示していた領域の通過域利得をやや犠牲にして、その分、振幅特性２０（図４）のように、通過域幅を広げることが可能になる。 By multiplying both of the above, the passband gain of the region showing the peak in the amplitude characteristic 20 (FIG. 3) of the MTI is somewhat sacrificed, and as shown in the amplitude characteristic 20 (FIG. 4). It becomes possible to widen the area.
このとき、通過域幅調整係数ｒの値が大きいほど、通過域幅を広げる効果があるが、逆に阻止域幅が狭くなるので、クラッタ抑圧性能は劣化する。
したがって、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１を有効に使うためには、クラッタ抑圧性能を保持したまま、可能な限りフィルタ通過域幅を広げる制御が必要である。
At this time, the larger the value of the passband width adjustment coefficient r, the wider the passband width is. However, the stopband width becomes narrower, and the clutter suppression performance deteriorates.
Therefore, in order to use the FIR
ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の振幅特性２１（図４）においては、通過域幅調整係数ｒの値を０．１刻みで、０．１〜０．６まで変化させたときの振幅特性を重ねて示している。
なお、図３はこの発明の実施の形態１による効果を明確にするために、比較対象として示している。図３、図４において、横軸は、レーダ送信パルスの繰り返し周波数で正規化されたドップラー周波数を示し、縦軸は、フィルタ振幅のｄＢ値を示している（１．０を０ｄＢとしている）。
In the amplitude characteristic 21 (FIG. 4) of the FIR
FIG. 3 shows a comparison object in order to clarify the effect of the first embodiment of the present invention. 3 and 4, the horizontal axis represents the Doppler frequency normalized by the repetition frequency of the radar transmission pulse, and the vertical axis represents the dB value of the filter amplitude (1.0 is set to 0 dB).
ここで、受信された目標の正規化ドップラー周波数を「０．１５」とすると、図３に示したＭＴＩフィルタの振幅特性２０においては、目標信号に対するフィルタの利得が−２０ｄＢ程度であり、大きく受信電力が低下することが分かる。
一方、図４に示したＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の振幅特性２１においては、目標信号に対するフィルタ利得が−１０ｄＢ前後であり、ＭＴＩに比べて大きく改善されることが分かる。
Here, if the received normalized Doppler frequency of the target is “0.15”, the gain characteristic of the filter with respect to the target signal is about −20 dB in the
On the other hand, in the
次に、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の次数Ｌ（＝Ｍ＋１）について説明する。
捜索レーダにおけるパルスヒット数は、１桁〜１０数ヒット程度であることが多く、実用的なＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の次数Ｌは、３〜５次程度であると考えられる。
Next, the order L (= M + 1) of the FIR
In many cases, the number of pulse hits in the search radar is about 1 to 10 or so, and the order L of the practical FIR
ここで、フィルタ次数を「３」〜「５」とした場合の式（３）を展開し、一般的なＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の形に整理すると、以下のようになる。
すなわち、３次のクラッタ抑圧フィルタの場合、以下の式（４）のように表される。
Here, formula (3) when the filter order is “3” to “5” is developed and arranged in the form of a general FIR
That is, in the case of the third order clutter suppression filter, it is expressed as the following equation (4).
ｈ（０）＝α、ｈ（１）
＝−α（ｒ＋２）、
ｈ（２）＝α（２ｒ＋１）、
ｈ（３）＝−αｒ ・・・（４）
h (0) = α, h (1)
= −α (r + 2),
h (2) = α (2r + 1),
h (3) = − αr (4)
また、４次のクラッタ抑圧フィルタの場合、以下の式（５）のように表される。 Further, in the case of a fourth-order clutter suppression filter, it is expressed as the following equation (5).
ｈ（０）＝α、
ｈ（１）＝−α（ｒ＋３）、
ｈ（２）＝３α（ｒ＋１）、
ｈ（３）＝−α（３ｒ＋１）、
ｈ（４）＝αｒ ・・・（５）
h (0) = α,
h (1) = − α (r + 3),
h (2) = 3α (r + 1),
h (3) = − α (3r + 1),
h (4) = αr (5)
さらに、５次のクラッタ抑圧フィルタの場合、以下の式（６）のように表される。 Further, in the case of a fifth-order clutter suppression filter, it is expressed as the following formula (6).
ｈ（０）＝α、
ｈ（１）＝−α（ｒ＋４）、
ｈ（２）＝α（４ｒ＋６）、
ｈ（３）＝−α（６ｒ＋４）、
ｈ（４）＝α（４ｒ＋１）、
ｈ（５）＝−αｒ ・・・（６）
h (0) = α,
h (1) = − α (r + 4),
h (2) = α (4r + 6),
h (3) = − α (6r + 4),
h (4) = α (4r + 1),
h (5) = − αr (6)
上記の式（４）〜（６）の形式にしておけば、図５に示した通常のＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の処理に適用できるので、汎用性が高くなる。他の次数についても同様に求めることができる。
なお、捜索レーダでは、短時間で捜索範囲を探索する必要があるため、パルスヒット数をあまり多く取ることができない。
If the above formulas (4) to (6) are used, it can be applied to the processing of the normal FIR
In search radar, since it is necessary to search the search range in a short time, the number of pulse hits cannot be increased too much.
また、目標信号のＳ／Ｎは、目標のステルス化も含めて、近年ますます低くなっていく傾向があり、目標検出には、受信信号の積分処理でＳ／Ｎ改善を行うことが不可欠になっている。 In addition, the S / N of the target signal tends to become lower in recent years, including the stealth of the target, and it is indispensable to improve the S / N by integrating the received signal for target detection. It has become.
レーダでは、強烈なグランドクラッタを抑圧する必要があり、これをＦＩＲ系フィルタで抑圧した場合、フィルタの過渡応答の影響で、有効なパルスヒット数がフィルタの次数分だけ減少してしまう。
すなわち、積分処理に使えるパルスヒット数が減少してしまうことになるので、クラッタ抑圧性能を確保しつつ、できるだけフィルタの次数も抑えなければならない。
In the radar, it is necessary to suppress intense ground clutter. When this is suppressed by an FIR filter, the number of effective pulse hits is reduced by the order of the filter due to the transient response of the filter.
In other words, since the number of pulse hits that can be used for integration processing is reduced, the order of the filter must be suppressed as much as possible while ensuring clutter suppression performance.
上記条件を踏まえて、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の次数は、以下のように設定される。
フィルタで抑圧するクラッタは、グランドクラッタやドップラー周波数がほとんど０に近いシークラッタであるとする。
Based on the above conditions, the order of the FIR
The clutter to be suppressed by the filter is assumed to be a ground clutter or a sea clutter whose Doppler frequency is almost zero.
初めに、フィルタ次数選定手段３は、フィルタ次数Ｌの初期値を設定する。なお、変化させる次数は、せいぜい最大８次程度なので、初期値は「１」〜「２」程度で構わない。
クラッタ電力や帯域幅が事前に推定できる場合は、それを抑圧できるＭＴＩフィルタ相当の次数がセットされる。
First, the filter
If the clutter power and bandwidth can be estimated in advance, the order equivalent to the MTI filter that can suppress it is set.
フィルタ次数選定手段３で選定されたフィルタ次数Ｌは、フィルタ係数計算手段２に入力される。
また、式（３）に示したＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の過域幅調整係数ｒの初期値が、通過域幅調整係数初期値記憶手段６から、通過域幅調整係数更新手段５を介してフィルタ係数計算手段２に入力される。なお、過域幅調整係数ｒの初期値としては、クラッタ抑圧性能を確保することが最優先なので、０に近い値（たとえば、０．１）が設定される。
The filter order L selected by the filter order selection means 3 is input to the filter coefficient calculation means 2.
Further, the initial value of the overband width adjustment coefficient r of the FIR
これで、フィルタ次数ｌと過域幅調整係数ｒとが決まるので、フィルタ係数計算手段２は、式（４）〜式（６）のように展開されたフィルタ係数（ＦＩＲトランスバーサルフィルタ係数）を計算する。
計算されたフィルタ係数は、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１に入力され、クラッタ抑圧処理がレンジビンｋごとに行われる。
Since the filter order l and the overband width adjustment coefficient r are now determined, the filter coefficient calculation means 2 uses the expanded filter coefficients (FIR transversal filter coefficients) as expressed by the equations (4) to (6). calculate.
The calculated filter coefficient is input to the FIR
ここでは、一例として、レンジビンｋごとに抑圧フィルタを更新していくものとする。
すなわち、パルスレーダ装置の受信信号をｘｋ（ｎ）とし、抑圧処理後の信号をｙｋ（ｎ）として、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１のフィルタ係数をレンジビンｋごとに変えることを想定して、フィルタ係数をｈｋ（ｌ）、（ｌ＝０、１、…、Ｌ）とすると、以下の式（７）にしたがって、クラッタ抑圧処理が実行される。
Here, as an example, it is assumed that the suppression filter is updated for each range bin k.
That is, assuming that the received signal of the pulse radar device is x k (n), the signal after the suppression processing is y k (n), and the filter coefficient of the FIR
クラッタが抑圧された信号ｙｋ（ｎ）は、目標検出手段７に入力されると同時にクラッタ出力電力評価手段４に入力される。
クラッタ抑圧処理は、次のレンジビンｋ＋１へと移行するが、処理を始める前に、以下の動作が行われる。
The clutter-suppressed signal y k (n) is input to the target detection means 7 and simultaneously input to the clutter output power evaluation means 4.
The clutter suppression process proceeds to the next range bin k + 1, but the following operation is performed before the process starts.
すなわち、クラッタ出力電力評価手段４は、クラッタ抑圧処理後の信号のヒット方向で平均した信号電力を計算する。もし、受信信号ｘ中に存在するクラッタがグランドクラッタのみであると仮定すれば、クラッタの消え残りがどの程度あるかが、クラッタ出力電力評価手段４で算出された平均電力値から推定評価することができる。 That is, the clutter output power evaluation means 4 calculates the signal power averaged in the hit direction of the signal after the clutter suppression processing. If it is assumed that the clutter existing in the received signal x is only the ground clutter, it is estimated and evaluated from the average power value calculated by the clutter output power evaluation means 4 how much the clutter disappears. Can do.
クラッタが完全に抑圧されていれば、平均電力値が受信機雑音電力に近い値を示すはずであるから、クラッタ出力電力評価手段４は、適当な閾値を設定し、平均電力が閾値を上回れば、クラッタ消え残りが大きいものと評価する。 If the clutter is completely suppressed, the average power value should show a value close to the receiver noise power. Therefore, the clutter output power evaluation means 4 sets an appropriate threshold value, and if the average power exceeds the threshold value, The clutter disappears and the remaining is evaluated as large.
たとえば、クラッタ消え残りが大きい場合には、フィルタ次数が不足しているものと見なされるので、クラッタ出力電力評価手段４は、その評価情報をフィルタ次数選定手段３に入力する。 For example, if the remaining clutter disappearance is large, it is considered that the filter order is insufficient. Therefore, the clutter output power evaluation means 4 inputs the evaluation information to the filter order selection means 3.
フィルタ次数選定手段３は、前回使用したフィルタ次数から「１」だけ増やしたフィルタ次数をフィルタ係数計算手段２に入力する。
以下、レンジビンｋ＋１で同様のクラッタ抑圧処理が行われる。
The filter order selection means 3 inputs to the filter coefficient calculation means 2 the filter order that is increased by “1” from the previously used filter order.
Thereafter, similar clutter suppression processing is performed in the range
なお、上記ロジックでは、フィルタ次数がクラッタに比べて過剰に大きい場合の判定は不可能なので、同じ次数でのクラッタ抑圧処理が、ある特定の回数連続して実行された場合には、再び次数を初期値に戻す。 In the above logic, since it is impossible to determine when the filter order is excessively large compared to the clutter, when the clutter suppression processing with the same order is continuously executed for a specific number of times, the order is again set. Return to the initial value.
クラッタ抑圧処理後の平均信号電力が閾値を下回った場合、クラッタ出力電力評価手段４は、フィルタ次数が十分であると判定する。
これにより、処理は通過帯域幅を広げる動作へと移行するので、クラッタ出力電力評価手段４は、係数更新指示を通過域幅調整係数更新手段５に入力する。
When the average signal power after the clutter suppression processing falls below the threshold, the clutter output
As a result, the process shifts to an operation of widening the pass bandwidth, and the clutter output
通過域幅調整係数更新手段５は、係数更新の指示が入力されるまでは、通過域幅調整係数初期値記憶手段６から読み込んだ初期値をそのままフィルタ係数計算手段２に入力しているが、係数更新指示が入力されると、あらかじめ指定しておいた刻み幅で、通過域幅調整係数ｒを順次に大きな値に更新する。
すなわち、過域幅調整係数ｒは、通過域幅が広がる方向に変更されて、フィルタ係数計算手段２に入力される。
The passband width adjustment coefficient updating means 5 inputs the initial value read from the passband width adjustment coefficient initial value storage means 6 as it is to the filter coefficient calculation means 2 until a coefficient update instruction is input. When a coefficient update instruction is input, the passband width adjustment coefficient r is sequentially updated to a large value with a step size designated in advance.
That is, the overband width adjustment coefficient r is changed in the direction in which the passband width is widened and is input to the filter
過域幅調整係数ｒの更新動作は、目標検出手段７において目標信号が検出されるまで繰り返される。
ただし、通過域幅調整係数ｒの上限をあらかじめ決めておき、上限値に達した時点で更新動作はストップされる。なお、通過域幅調整係数ｒの更新処理は、フィルタ次数選定手段３によりフィルタ次数が変更された時点で終了し、通過域幅調整係数ｒは初期値に復帰する。
The update operation of the overband width adjustment coefficient r is repeated until the target signal is detected by the target detection means 7.
However, the upper limit of the passband width adjustment coefficient r is determined in advance, and the update operation is stopped when the upper limit is reached. The update process of the passband width adjustment coefficient r ends when the filter order is changed by the filter
なお、上記説明では、レンジビンごとに、フィルタ次数や通過域幅調整係数ｒの更新処理を実行したが、複数のレンジビン単位で更新処理を実行してもよい。また、スキャンごとに更新してもよい。 In the above description, the update process of the filter order and the passband width adjustment coefficient r is executed for each range bin. However, the update process may be executed in units of a plurality of range bins. Moreover, you may update for every scan.
以上のように、この発明の実施の形態１（図１）に係るパルスレーダ装置は、パルス電波を送受信して受信信号ｘを生成する送受信処理回路１００と、フィルタ通過域幅を可変設定して受信信号ｘを通過させる通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０と、通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０の出力信号ｙに対して目標検出処理を行い、検出結果を通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０にフィードバック入力する目標検出手段７と、を備えている。
As described above, the pulse radar device according to Embodiment 1 (FIG. 1) of the present invention has the transmission /
通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０は、受信信号ｘ中のクラッタを抑圧するＦＩＲトランスバーサルフィルタ１と、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の出力信号ｙの平均電力を計算してフィルタ次数を制御するクラッタ出力電力評価手段４と、クラッタ出力電力評価手段４の評価結果に応じてフィルタ次数Ｌを増減するフィルタ次数選定手段３と、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１の通過域幅を制御するための通過域幅調整係数ｒの初期値を記憶する通過域幅調整係数初期値記憶手段６と、目標検出手段７の検出結果およびクラッタ出力電力評価手段４の評価結果にしたがって通過域幅調整係数ｒを更新する通過域幅調整係数更新手段５と、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１のフィルタ係数ｈを計算してＦＩＲトランスバーサルフィルタ１に入力するフィルタ係数算出手段２と、を備えている。
The passband width control type clutter suppression means 10 calculates the average power of the FIR
通過域幅調整係数更新手段５は、通過域幅調整係数初期値記憶手段６からの通過域幅調整係数ｒの初期値、または、前回のクラッタ抑圧処理で使用した通過域幅調整係数ｒを更新する。
また、フィルタ係数算出手段２は、通過域幅調整係数更新手段５からの通過域幅調整係数ｒと、フィルタ次数選定手段３からのフィルタ次数Ｌとに基づいて、フィルタ係数ｈを計算する。
The passband width adjustment coefficient updating means 5 updates the initial value of the passband width adjustment coefficient r from the passband width adjustment coefficient initial value storage means 6 or the passband width adjustment coefficient r used in the previous clutter suppression processing. To do.
Further, the filter coefficient calculation means 2 calculates the filter coefficient h based on the passband width adjustment coefficient r from the passband width adjustment coefficient update means 5 and the filter order L from the filter order selection means 3.
このように、ＭＴＩフィルタの伝達関数に新たな項を付加して通過帯域幅を広げることにより、クラッタ抑圧性能を保持しつつ、ＭＴＩよりも通過域幅が広いフィルタで、クラッタ抑圧処理を実行することができるので、目標信号のドップラー周波数がフィルタの阻止域に近い場合に、ＭＴＩでは検出できなかった目標信号を検出できる可能性が高くなる。
したがって、クラッタの抑圧性能を保持しつつ、目標信号の検出性能を高めることができる。
In this way, by adding a new term to the transfer function of the MTI filter to widen the passband width, the clutter suppression processing is executed with a filter having a wider passband width than the MTI while maintaining the clutter suppression performance. Therefore, when the Doppler frequency of the target signal is close to the filter stop band, there is a high possibility that the target signal that could not be detected by MTI can be detected.
Therefore, the target signal detection performance can be improved while maintaining the clutter suppression performance.
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１（図１）では、単一の通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０を用いて通過域幅調整係数ｒを順次に更新したが、図６のように、通過域幅調整係数ｒが互いに異なる複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘを用い、目標検出結果選択手段１１により検出結果を選択するように構成してもよい。
In the first embodiment (FIG. 1), the passband width adjustment coefficient r is sequentially updated using the single passband width control type clutter suppression means 10, but the passband width is changed as shown in FIG. A plurality of passband width control type
図６はこの発明の実施の形態２に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図であり、図７は図６内の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘの具体的構成を示すブロック図である。
図６において、パルスレーダ装置は、並設された複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘと、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘに個別に接続された複数の目標検出手段７ａ〜７ｘと、目標検出手段７ａ〜７ｘの各検出結果のうちの１つを選択して出力する目標検出結果選択手段１１とを備えている。
6 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
In FIG. 6, the pulse radar device includes a plurality of passband width control type
図７においては、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘのうちの１つの機能構成が、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０として代表的に示されている。
図７において、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０は、前述（図１）と同様のＦＩＲトランスバーサルフィルタ１およびフィルタ係数算出手段２に加えて、フィルタ係数算出手段２に対して通過域幅調整係数を入力する通過域幅調整係数記憶手段３３を備えている。
In FIG. 7, one functional configuration of the passband width control type clutter suppression filters 30 a to 30 x is representatively shown as the passband width control type
In FIG. 7, the passband width control type
次に、図６および図７に示したこの発明の実施の形態２に係るパルスレーダ装置の動作について、前述の実施の形態１（図１）と対比して説明する。なお、ここでは、前述の実施の形態１と異なる点のみについて説明する。
前述の実施の形態１においては、通過域幅調整係数ｒを目標検出結果に応じて変化させることにより、適応性が高めていたが、通過域幅調整係数ｒが最適値にたどり着く前に、目標信号が存在するレンジビンの処理が実行されてしまう可能性がある。
Next, the operation of the pulse radar apparatus according to
In the first embodiment, the adaptability is improved by changing the passband width adjustment coefficient r in accordance with the target detection result. However, before the passband width adjustment coefficient r reaches the optimum value, the target value is increased. There is a possibility that the processing of the range bin in which the signal exists is executed.
すなわち、前述の実施の形態１では、たとえば、最適な係数ｒ（＝０．５）であれば目標を検出できたはずだったが、実際のクラッタ抑圧処理で使用した係数ｒが「０．１」であったことから、通過域幅が狭くて目標信号の減衰量が多く、目標を検出できなかったという場合が起こり得る。 That is, in the first embodiment, for example, the target should have been detected if the coefficient r (= 0.5) is optimal, but the coefficient r used in the actual clutter suppression processing is “0.1. Therefore, there may be a case where the target cannot be detected because the passband width is narrow and the attenuation amount of the target signal is large.
一方、この発明の実施の形態２（図６）においては、上記のような問題を極力回避するために、通過域幅調整係数ｒが互いに異なる複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘを備えている。
ただし、図６の構成を適用するためには、前提として、クラッタを十分に抑圧可能なフィルタ次数があらかじめ推定できる場合に限られる。
On the other hand, in the second embodiment (FIG. 6) of the present invention, a plurality of passband width control type
However, in order to apply the configuration of FIG. 6, it is limited to a case where a filter order capable of sufficiently suppressing clutter can be estimated in advance.
図７において、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘ内の各々の通過域幅調整係数記憶手段３３は、それぞれ、任意の刻み幅で変えた通過域幅調整係数ｒを記憶しており、自身のフィルタに通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０に適用するために、通過域幅調整係数ｒをフィルタ係数計算手段２に入力する。
In FIG. 7, each passband width adjustment coefficient storage means 33 in the passband width control type
これにより、通過域幅が少しずつ異なる通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘにおいて、それぞれ並列に抑圧処理が実行されることになる。
通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘからの各出力信号は、個別の目標検出手段７ａ〜７ｘに入力されて、目標検出処理が行われる。
As a result, in the passband width control type
The respective output signals from the passband width control type
目標検出結果選択手段１１は、各目標検出手段７ａ〜７ｘから入力される検出結果のうち、目標信号が検出できる結果を選択して、最終の検出結果として出力する。
このとき、複数の目標検出手段７ａ〜７ｘで目標が検出された場合には、後段の処理に影響がなければ、クラッタ抑圧性能が最も高い（通過域幅調整係数ｒが小さい）通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタに基づく処理結果を選択する。
The target detection result selection unit 11 selects a result from which the target signal can be detected from the detection results input from the target detection units 7a to 7x, and outputs the result as the final detection result.
At this time, when the targets are detected by the plurality of target detection means 7a to 7x, the passband width control with the highest clutter suppression performance (the passband width adjustment coefficient r is small) is provided as long as there is no effect on subsequent processing. The processing result based on the type clutter suppression filter is selected.
以上のように、この発明の実施の形態２（図６、図７）に係るパルスレーダ装置は、パルス電波を送受信して受信信号ｘを生成する送受信処理回路１００と、フィルタ通過域幅をあらかじめ広く設定して受信信号ｘを通過させる複数の通過域幅制御型クラッタフィルタ３０ａ〜３０ｘと、複数の通過域幅制御型クラッタフィルタ３０ａ〜３０ｘの出力信号のそれぞれに対して個別に目標検出を行う複数の目標検出手段７ａ〜７ｘと、複数の目標検出手段７ａ〜７ｘから入力される各検出結果から目標信号が検出できる処理結果を選択する目標検出結果選択手段１１と、を備えている。
As described above, the pulse radar device according to the second embodiment (FIGS. 6 and 7) of the present invention has the transmission /
複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘのそれぞれは、フィルタ通過域幅を調整するための通過域幅調整係数ｒを記憶する通過域幅調整係数記憶手段３３と、通過域幅調整係数記憶手段３３に記憶されている通過域幅調整係数ｒに基づいて、通過域幅が広げられたフィルタ係数ｈを計算するフィルタ係数計算手段２と、フィルタ係数計算手段２により算出されたフィルタ係数ｈを用いて受信信号ｘ中のクラッタを抑圧するＦＩＲトランスバーサルフィルタ１と、を備えている。
通過域幅調整係数記憶手段３３に記憶されている通過域幅調整係数ｒは、複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘごとに、それぞれ異なっている。
Each of the plurality of passband width control type
The passband width adjustment coefficient r stored in the passband width adjustment coefficient storage means 33 is different for each of the plurality of passband width control type
このように、互いに通過域幅調整係数ｒが異なる複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘを並設したので、通過域幅調整係数ｒが最適値に更新されていない状況で目標検出処理が実行されることを防止することが可能となり、目標検出性能を改善することができる。
As described above, since the plurality of passband width control type
実施の形態３．
なお、上記実施の形態１（図１）では、通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０内において、ＦＩＲトランスバーサルフィルタ１を用いたが、図８のように、ドップラー周波数を有する移動クラッタを対象クラッタと想定して、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を用いてもよい。
In the first embodiment (FIG. 1), the FIR
図８はこの発明の実施の形態３に係るパルスレーダ装置の要部機能構成を示すブロック図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図８において、通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０Ａは、前述のＦＩＲトランスバーサルフィルタ１に代えて、クラッタ中心周波数推定手段４０および移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を備えている。
クラッタ中心周波数推定手段４０は、受信信号ｘからクラッタの中心周波数ｆ０を推定して、推定された中心周波数ｆ０を移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１に入力する。
FIG. 8 is a block diagram showing the functional configuration of the main part of the pulse radar apparatus according to
In FIG. 8, the passband width control type clutter suppression means 10A includes a clutter center frequency estimation means 40 and a moving clutter FIR
The clutter center frequency estimation means 40 estimates the clutter center frequency f 0 from the received signal x and inputs the estimated center frequency f 0 to the moving clutter FIR
次に、図８に示したこの発明の実施の形態３による動作について説明する。
前述の実施の形態１では、受信信号ｘ中に存在するクラッタとして、ドップラー周波数が発生しないグランドクラッタ、または、ほとんどドップラー周波数が発生しないシークラッタを想定し、移動クラッタを考慮していなかった。
Next, the operation according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. 8 will be described.
In the first embodiment described above, as the clutter existing in the received signal x, a ground clutter that does not generate a Doppler frequency or a sea clutter that hardly generates a Doppler frequency is assumed, and moving clutter is not considered.
これに対し、この発明の実施の形態３においては、クラッタがドップラー周波数を有する移動クラッタである場合に対応できるようにしたものである。
図８において、クラッタ中心周波数推定手段４０は、受信信号ｘの一部を使用し、受信信号ｘ中のクラッタの中心周波数ｆ０を推定する。
On the other hand, the third embodiment of the present invention is adapted to cope with the case where the clutter is a moving clutter having a Doppler frequency.
In FIG. 8, the clutter center frequency estimation means 40 uses a part of the received signal x to estimate the center frequency f 0 of the clutter in the received signal x.
このとき、捜索レーダのように、クラッタの中心周波数ｆ０の推定処理に多くのヒット数を使えない場合には、フーリエ変換などの多くのヒット数を必要とする周波数解析手法は、あまり有効ではない。
しかし、このような状況下で有効な方法として、公知（たとえば、特許第２７８７８５５号公報を参照）の推定方法がある。
At this time, when a large number of hits cannot be used for the estimation processing of the center frequency f 0 of the clutter as in the search radar, a frequency analysis method that requires a large number of hits such as Fourier transform is not very effective. Absent.
However, as an effective method under such circumstances, there is a known estimation method (see, for example, Japanese Patent No. 2787855).
上記公知の推定方法は、ＭＥＭ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｅｎｔｒｏｐｙ Ｍｅｔｈｏｄ）を利用して、クラッタのピーク周波数を推定するものである。
なお、ＭＥＭについては、公知文献（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ、「Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｏｆ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ」、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ、１９８３）に詳しく説明されている。
The known estimation method is to estimate the peak frequency of clutter using MEM (Maximum Entropy Method).
Note that MEM is described in detail in known literature (S. Haykin, “Nonlinear Methods of Spectral Analysis”, Springer-Verlag, 1983).
たとえば、クラッタスペクトルピークを１つ有する単峰性クラッタは、１次のＡＲモデルで近似することができる。
この１次ＡＲモデルの係数をａ11とすると、１次ＡＲモデルの極を計算で求めることにより、クラッタの中心周波数ｆ０（パルスの繰り返し周波数で規格化された値）は、以下の式（８）のように推定することができ、また、係数ａ11は、以下の式（９）のように表される。
For example, a unimodal clutter having one clutter spectral peak can be approximated by a first order AR model.
Assuming that the coefficient of this first-order AR model is a 11 , by calculating the poles of the first-order AR model by calculation, the center frequency f 0 of the clutter (value normalized by the pulse repetition frequency) is expressed by the following formula ( 8) can be estimated as, also, the coefficient a 11 is expressed by the following equation (9).
ただし、式（９）において、ｘ（ｎ）は、ある特定のレンジビンの受信信号、または複数のレンジビンをまとめた受信信号であり、ＮＮは、パルスヒット数である。
式（８）により推定された中心周波数ｆ０は、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１に入力される。
In Equation (9), x (n) is a reception signal of a specific range bin or a reception signal in which a plurality of range bins are collected, and NN is the number of pulse hits.
The center frequency f 0 estimated by the equation (8) is input to the FIR
移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１は、フィルタ係数計算手段２から入力されるフィルタ係数ｈｋ（ｌ）と、クラッタ中心周波数推定手段４０から入力されるクラッタの中心周波数ｆ０とを用いて、以下の式（１０）の演算により、新たなフィルタ係数ｇｌを求める。
The FIR
ただし、式（１０）において、ｌ＝０、１、・・・、Ｌである。
この結果、図８のフィルタ振幅特性は、フィルタ減衰域がｆ＝ｆ０に形成されるので、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１により、移動クラッタを抑圧することができる。
However, in Formula (10), l = 0, 1,.
As a result, the filter amplitude characteristic of FIG. 8 has a filter attenuation region of f = f 0 , so that the moving clutter can be suppressed by the FIR
以上のように、この発明の実施の形態３（図８）に係るパルスレーダ装置の通過域幅制御型クラッタ抑圧手段１０Ａは、受信信号ｘ中のクラッタの中心周波数ｆ０を推定するクラッタ中心周波数推定手段４０と、推定された中心周波数ｆ０に基づきフィルタ係数を調整して、受信信号ｘ中のクラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１と、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１の出力信号ｙの平均電力を計算してフィルタ次数を制御するクラッタ出力電力評価手段４と、クラッタ出力電力評価手段４の評価結果に応じてフィルタ次数Ｌを増減するフィルタ次数選定手段３と、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１の通過域幅を制御するための通過域幅調整係数ｒの初期値を記憶する通過域幅調整係数初期値記憶手段６と、目標検出手段７の検出結果およびクラッタ出力電力評価手段４の評価結果にしたがって通過域幅調整係数ｒを更新する通過域幅調整係数更新手段５と、移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１のフィルタ係数ｈを計算して移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１に入力するフィルタ係数算出手段２と、を備えている。
As described above, the passband-width control type clutter suppression means 10A of the pulse radar apparatus according to the third embodiment of the present invention (FIG. 8) is clutter center frequency of estimating the center frequency f 0 of the clutter in the received signal x and estimating means 40, by adjusting the filter coefficients based on the estimated center frequency f 0, the FIR
このように、クラッタ中心周波数推定手段４０および移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を設けることにより、移動クラッタに対しても、クラッタ抑圧性能を保ちつつ、通過域幅が広い移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１（クラッタ抑圧フィルタ）を使用することができるので、目標検出性能を改善することができる。
Thus, by providing the clutter center frequency estimating means 40 and the FIR
実施の形態４．
なお、上記実施の形態３（図８）では、前述の実施の形態１（図１）の構成に移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を適用したが、図９のように、前述の実施の形態２（図６、図７）の構成に適用してもよい。
In the third embodiment (FIG. 8), the FIR
図９はこの発明の実施の形態３に係るパルスレーダ装置の要部機能構成を示すブロック図であり、前述（図７、図８参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。また、この発明の実施の形態４に係るパルスレーダ装置の全体構成は、図６に示した通りである。
FIG. 9 is a block diagram showing the main functional configuration of the pulse radar apparatus according to
図９において、通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０Ａは、図６内の複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘのうちの１つを代表的に示している。
この場合、前述（図７）のＦＩＲトランスバーサルフィルタ１に代えて、クラッタ中心周波数推定手段４０および移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を備えている。
In FIG. 9, the passband width control type
In this case, instead of the FIR
以上のように、この発明の実施の形態４（図６、図９）に係るパルスレーダ装置の複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘのそれぞれは、フィルタ通過域幅を調整するための通過域幅調整係数ｒを記憶する通過域幅調整係数記憶手段３３と、通過域幅調整係数記憶手段に記憶されている通過域幅調整係数ｒに基づいて、通過域幅が広げられたフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段２と、受信信号ｘ中のクラッタの中心周波数ｆ０を推定するクラッタ中心周波数推定手段４０と、推定された中心周波数ｆ０に基づきフィルタ係数を調整して、受信信号ｘ中のクラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１と、を備えている。
通過域幅調整係数記憶手段３３に記憶されている通過域幅調整係数ｒは、複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタ３０ａ〜３０ｘごとに、それぞれ異なっている。
As described above, each of the plurality of passband width control type
The passband width adjustment coefficient r stored in the passband width adjustment coefficient storage means 33 is different for each of the plurality of passband width control type
このように、クラッタ中心周波数推定手段４０を追加し、クラッタ抑圧フィルタとして移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１を用いることにより、前述の実施の形態３と同様に、移動クラッタに対しても、クラッタ抑圧性能を保ちつつ、通過域幅が広い移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ４１（クラッタ抑圧フィルタ）を使用することができるので、目標検出性能を改善することができる。
In this way, by adding the clutter center frequency estimating means 40 and using the FIR
１ ＦＩＲトランスバーサルフィルタ、２ フィルタ係数算出手段、３ フィルタ次数選定手段、４ クラッタ出力電力評価手段、５ 通過域幅調整係数更新手段、６ 通過域幅調整係数初期値記憶手段、７、７ａ 目標検出手段、１０、１０Ａ 通過域幅制御型クラッタ抑圧手段、１１ 目標検出結果選択手段、３０、３０ａ〜３０ｘ、３０Ａ 通過域幅制御型クラッタフィルタ、３３ 通過域幅調整係数記憶手段、４０ クラッタ中心周波数推定手段、４１ 移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタ、１００ 送受信処理回路、ｆ０ 中心周波数、ｈ フィルタ係数、Ｌ フィルタ次数、ｒ 過域幅調整係数、ｒ 通過域幅調整係数、ｘ 受信信号、ｙ 出力信号。
1 FIR transversal filter, 2 filter coefficient calculation means, 3 filter order selection means, 4 clutter output power evaluation means, 5 passband width adjustment coefficient update means, 6 passband width adjustment coefficient initial value storage means, 7, 7a
Claims (6)
フィルタ通過域幅を可変設定して前記受信信号を通過させる通過域幅制御型クラッタ抑圧手段と、
前記通過域幅制御型クラッタ抑圧手段の出力信号に対して目標検出処理を行い、検出結果を前記通過域幅制御型クラッタ抑圧手段にフィードバック入力する目標検出手段と、
を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 A transmission / reception processing circuit for generating a reception signal by transmitting / receiving pulse radio waves;
A passband width control type clutter suppression means for variably setting a filter passband width and passing the received signal;
A target detection unit that performs target detection processing on an output signal of the passband width control type clutter suppression unit, and that feeds back a detection result to the passband width control type clutter suppression unit;
A pulse radar device comprising:
前記受信信号中のクラッタを抑圧するＦＩＲトランスバーサルフィルタと、
前記ＦＩＲトランスバーサルフィルタの出力信号の平均電力を計算してフィルタ次数を制御するクラッタ出力電力評価手段と、
前記クラッタ出力電力評価手段の評価結果に応じて前記フィルタ次数を増減するフィルタ次数選定手段と、
前記ＦＩＲトランスバーサルフィルタの通過域幅を制御するための通過域幅調整係数の初期値を記憶する通過域幅調整係数初期値記憶手段と、
前記目標検出手段の検出結果および前記クラッタ出力電力評価手段の評価結果にしたがって前記通過域幅調整係数を更新する通過域幅調整係数更新手段と、
前記ＦＩＲトランスバーサルフィルタのフィルタ係数を計算して前記ＦＩＲトランスバーサルフィルタに入力するフィルタ係数算出手段と、を備え、
前記通過域幅調整係数更新手段は、前記通過域幅調整係数初期値記憶手段からの前記通過域幅調整係数の初期値、または、前回のクラッタ抑圧処理で使用した通過域幅調整係数を更新し、
前記フィルタ係数算出手段は、前記通過域幅調整係数更新手段からの通過域幅調整係数と、前記フィルタ次数選定手段からのフィルタ次数とに基づいて、前記フィルタ係数を計算することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。 The passband width control type clutter suppression means is:
An FIR transversal filter for suppressing clutter in the received signal;
A clutter output power evaluation means for calculating the average power of the output signal of the FIR transversal filter and controlling the filter order;
Filter order selection means for increasing or decreasing the filter order according to the evaluation result of the clutter output power evaluation means;
Passband width adjustment coefficient initial value storage means for storing an initial value of a passband width adjustment coefficient for controlling the passband width of the FIR transversal filter;
Passband width adjustment coefficient updating means for updating the passband width adjustment coefficient according to the detection result of the target detection means and the evaluation result of the clutter output power evaluation means;
Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient of the FIR transversal filter and inputting the filter coefficient to the FIR transversal filter;
The passband width adjustment coefficient update means updates the initial value of the passband width adjustment coefficient from the passband width adjustment coefficient initial value storage means or the passband width adjustment coefficient used in the previous clutter suppression processing. ,
The filter coefficient calculation means calculates the filter coefficient based on a passband width adjustment coefficient from the passband width adjustment coefficient update means and a filter order from the filter order selection means. Item 2. The pulse radar device according to Item 1.
前記受信信号中のクラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
推定された前記中心周波数に基づきフィルタ係数を調整して、前記受信信号中のクラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタと、
前記移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタの出力信号の平均電力を計算して前記フィルタ次数を制御するクラッタ出力電力評価手段と、
前記クラッタ出力電力評価手段の評価結果に応じて前記フィルタ次数を増減するフィルタ次数選定手段と、
前記移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタの通過域幅を制御するための通過域幅調整係数の初期値を記憶する通過域幅調整係数初期値記憶手段と、
前記目標検出手段の検出結果および前記クラッタ出力電力評価手段の評価結果にしたがって前記通過域幅調整係数を更新する通過域幅調整係数更新手段と、
前記移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタのフィルタ係数を計算して前記移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタに入力するフィルタ係数算出手段と、を備え、
前記通過域幅調整係数更新手段は、前記通過域幅調整係数初期値記憶手段からの前記通過域幅調整係数の初期値、または、前回のクラッタ抑圧処理で使用した通過域幅調整係数を更新し、
前記フィルタ係数算出手段は、前記通過域幅調整係数更新手段からの通過域幅調整係数と、前記フィルタ次数選定手段からのフィルタ次数とに基づいて、前記フィルタ係数を計算することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。 The passband width control type clutter suppression means is:
Clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of clutter in the received signal;
An FIR transversal filter for moving clutter that adjusts filter coefficients based on the estimated center frequency to suppress clutter in the received signal;
A clutter output power evaluation means for calculating an average power of an output signal of the FIR transversal filter for the mobile clutter and controlling the filter order;
Filter order selection means for increasing or decreasing the filter order according to the evaluation result of the clutter output power evaluation means;
Passband width adjustment coefficient initial value storage means for storing an initial value of a passband width adjustment coefficient for controlling the passband width of the FIR transversal filter for moving clutter;
Passband width adjustment coefficient updating means for updating the passband width adjustment coefficient according to the detection result of the target detection means and the evaluation result of the clutter output power evaluation means;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient of the FIR transversal filter for moving clutter and inputting the filter coefficient to the FIR transversal filter for moving clutter,
The passband width adjustment coefficient update means updates the initial value of the passband width adjustment coefficient from the passband width adjustment coefficient initial value storage means or the passband width adjustment coefficient used in the previous clutter suppression processing. ,
The filter coefficient calculation means calculates the filter coefficient based on a passband width adjustment coefficient from the passband width adjustment coefficient update means and a filter order from the filter order selection means. Item 2. The pulse radar device according to Item 1.
フィルタ通過域幅をあらかじめ広く設定して前記受信信号を通過させる複数の通過域幅制御型クラッタフィルタと、
前記複数の通過域幅制御型クラッタフィルタの出力信号のそれぞれに対して個別に目標検出を行う複数の目標検出手段と、
前記複数の目標検出手段から入力される各検出結果から目標信号が検出できる処理結果を選択する目標検出結果選択手段と、
を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 A transmission / reception processing circuit for generating a reception signal by transmitting / receiving pulse radio waves;
A plurality of passband width control type clutter filters that pass the received signal by setting a wide filter passband width in advance;
A plurality of target detection means for performing target detection individually for each of the output signals of the plurality of passband width control type clutter filters;
Target detection result selection means for selecting a processing result capable of detecting a target signal from each detection result input from the plurality of target detection means;
A pulse radar device comprising:
フィルタ通過域幅を調整するための通過域幅調整係数を記憶する通過域幅調整係数記憶手段と、
前記通過域幅調整係数記憶手段に記憶されている通過域幅調整係数に基づいて、通過域幅が広げられたフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
前記フィルタ係数計算手段により算出されたフィルタ係数を用いて前記受信信号中のクラッタを抑圧するＦＩＲトランスバーサルフィルタと、を備え、
前記通過域幅調整係数記憶手段に記憶されている通過域幅調整係数は、前記複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタごとに異なることを特徴とする請求項４に記載のパルスレーダ装置。 Each of the plurality of passband width control type clutter suppression filters includes:
Passband width adjustment coefficient storage means for storing a passband width adjustment coefficient for adjusting the filter passband width;
Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient with an expanded passband width based on the passband width adjustment coefficient stored in the passband width adjustment coefficient storage means;
An FIR transversal filter that suppresses clutter in the received signal using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means,
5. The pulse radar device according to claim 4, wherein a passband width adjustment coefficient stored in the passband width adjustment coefficient storage unit is different for each of the plurality of passband width control type clutter suppression filters.
フィルタ通過域幅を調整するための通過域幅調整係数を記憶する通過域幅調整係数記憶手段と、
前記通過域幅調整係数記憶手段に記憶されている通過域幅調整係数に基づいて、通過域幅が広げられたフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
前記受信信号中のクラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
推定された前記中心周波数に基づきフィルタ係数を調整して、前記受信信号中のクラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲトランスバーサルフィルタと、を備え、
前記通過域幅調整係数記憶手段に記憶されている通過域幅調整係数は、前記複数の通過域幅制御型クラッタ抑圧フィルタごとに異なることを特徴とする請求項４に記載のパルスレーダ装置。 Each of the plurality of passband width control type clutter suppression filters includes:
Passband width adjustment coefficient storage means for storing a passband width adjustment coefficient for adjusting the filter passband width;
Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient with an expanded passband width based on the passband width adjustment coefficient stored in the passband width adjustment coefficient storage means;
Clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of clutter in the received signal;
An FIR transversal filter for moving clutter that adjusts a filter coefficient based on the estimated center frequency and suppresses clutter in the received signal;
5. The pulse radar device according to claim 4, wherein a passband width adjustment coefficient stored in the passband width adjustment coefficient storage unit is different for each of the plurality of passband width control type clutter suppression filters.
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