JP3009624B2 - Filter coefficient operation device of FIR type digital filter for digital beamformer, FIR type digital filter for digital beamformer and digital beamformer - Google Patents

Filter coefficient operation device of FIR type digital filter for digital beamformer, FIR type digital filter for digital beamformer and digital beamformer

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JP3009624B2 JP8088534A JP8853496A JP3009624B2 JP 3009624 B2 JP3009624 B2 JP 3009624B2 JP 8088534 A JP8088534 A JP 8088534A JP 8853496 A JP8853496 A JP 8853496A JP 3009624 B2 JP3009624 B2 JP 3009624B2
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龍 三浦
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株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、到来する伝搬波信
号のうち、所望信号の方向にビームを形成して受信し、
干渉信号の到来方向にはヌルを向けて抑圧するディジタ
ルビーム形成装置と、当該ディジタルビーム形成装置の
ためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算
装置及びＦＩＲ型ディジタルフィルタに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method of forming a beam in the direction of a desired signal among incoming propagating wave signals and receiving the signal.
The present invention relates to a digital beam forming apparatus for suppressing nulls in the direction of arrival of an interference signal, a filter coefficient calculating device of an FIR digital filter for the digital beam forming apparatus, and an FIR digital filter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ビーム形成技術は従来からレーダーやソ
ナーで用いられている重要な信号処理技術である。しか
し、レーダーやソナーでは、一般に比帯域幅の狭い狭帯
域信号が使用されることが多い。音響信号のように、比
帯域幅が無限大のベースバンドの伝搬波を対象とする広
帯域のビームを形成する従来の方法としては、従来技術
文献１「西川他、“ファンフィルタを用いた広帯域ビー
ム形成”，電子情報通信学会技術研究報告ＣＡＳ８９−
８５，pp．９５−１００，１９８９年」に開示された方
法がある。この従来の広帯域ビームの形成方法は、地下
資源の探査における地震波データ処理で用いられている
ファンフィルタ（速度フィルタとも呼ばれる。）を用い
て広帯域のビームを所望の方向に形成するというもので
ある。2. Description of the Related Art Beam forming technology is an important signal processing technology conventionally used in radar and sonar. However, radars and sonars generally use narrow-band signals with a narrow specific bandwidth. As a conventional method of forming a broadband beam for a baseband propagation wave having an infinite fractional bandwidth, such as an acoustic signal, as a conventional technique 1, "Nishikawa et al.," Broadband Beam Using Fan Filter " Formation ”, IEICE Technical Report CAS89-
85, pp. 95-100, 1989 ". In this conventional method of forming a broadband beam, a wideband beam is formed in a desired direction using a fan filter (also called a velocity filter) used in seismic wave data processing in exploration of an underground resource.

【０００３】また、伝搬波信号が電波で、搬送波を用い
る情報伝送において、広帯域信号のビームを形成する装
置としては、以下に示す装置がある。ここで、本明細書
において、高周波(ＲＦ)信号の帯域幅が搬送波周波数に
比べて無視できないような信号を広帯域信号と呼ぶこと
にする。但し、帯域幅は搬送波周波数の１／２より狭い
ものとする。図９は、従来技術文献２「Ｏ．Ｌ．Ｆros
t, III，“Ａn algorithm of linearly constrained ad
aptive array processing", Ｐroceedings of the ＩＥ
ＥＥ，Ｖol．６０, Ｎo.８, pp．９２６−９３５, １９
７２年８月」に開示された適応ビームフォーマを応用し
た、上述の広帯域信号に対する第１の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置のブロック図である。図９の第１
の従来例の適応ディジタルビーム形成装置は、近似的に
同一の指向特性・周波数特性を持つＮ個のアンテナ素子
１−１乃至１−Ｎからなるアレーアンテナ１００と、受
信機２−１乃至２−Ｎと、Ａ／Ｄ変換器３−１乃至３−
Ｎと、ミキサー４−１乃至４−Ｎと、低域通過ディジタ
ルフィルタ５−１乃至５−Ｎと、ディジタル局部発振器
６０と、有限インパルス応答（以下、ＦＩＲという。）
型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎと、第２の係数
制御器１１ｂと、加算器１０とからなる。[0003] Further, in information transmission using a carrier wave as a propagating wave signal, there are the following devices for forming a beam of a broadband signal. Here, in the present specification, a signal in which the bandwidth of a radio frequency (RF) signal cannot be ignored compared to the carrier frequency is referred to as a broadband signal. However, it is assumed that the bandwidth is smaller than 1/2 of the carrier frequency. FIG. 9 is a diagram showing a conventional technology document 2 “OL Fros”.
t, III, “An algorithm of linearly constrained ad
aptive array processing ", Proceedings of the IE
EE, Vol. 60, No. 8, pp. 926-935, 19
FIG. 11 is a block diagram of a first conventional example of an adaptive digital beamformer for the above-mentioned wideband signal, to which the adaptive beamformer disclosed in "Aug. First of FIG.
The conventional adaptive digital beam forming apparatus of the first embodiment includes an array antenna 100 composed of N antenna elements 1-1 to 1-N having approximately the same directional characteristics and frequency characteristics, and receivers 2-1 to 2-N. N and A / D converters 3-1 to 3-
N, mixers 4-1 to 4-N, low-pass digital filters 5-1 to 5-N, digital local oscillator 60, and finite impulse response (hereinafter, referred to as FIR).
It comprises a digital filter 9-1 to 9-N, a second coefficient controller 11b, and an adder 10.

【０００４】以下、図９を用いて第１の従来例の適応デ
ィジタルビーム形成装置を説明する。複数Ｎ個のアンテ
ナ素子１−ｋで受信された高周波信号はそれぞれ、受信
機２−ｋで中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−
ｋでそれぞれディジタル中間周波信号に変換される（以
下、中間周波数をｆIFという。）。ここで、ｋ＝１，
２，…，Ｎであり、以下、本明細書において特に断らな
い限り同様とする。そしてこれらのディジタル中間周波
信号は、ディジタル局部発振器６０で発振した周波数ｆ
IFのディジタル正弦波とミキサー４−ｋでそれぞれ混合
され、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋにより高周波
成分がカットされて、低域通過ディジタルフィルタ５−
ｋから複素数であるディジタル同相・直交信号ｘ
k（ｍ）が出力される。ここで、ディジタル同相・直交
信号ｘk（ｍ）において、実部は同相成分であり、虚部
は直交成分である。また、図面のラインに２と示してい
るのは複素数の記号を示す。Hereinafter, a first conventional adaptive digital beam forming apparatus will be described with reference to FIG. The high frequency signals received by the plurality of N antenna elements 1-k are respectively converted into intermediate frequency signals by the receiver 2-k, and are converted into A / D converters 3-K.
Each of them is converted into a digital intermediate frequency signal by k (hereinafter, the intermediate frequency is referred to as fIF ). Where k = 1,
2,..., N, and the same applies hereinafter unless otherwise specified in this specification. These digital intermediate frequency signals are output at the frequency f
The digital sine wave of IF is mixed with the mixer 4-k, and the high-frequency component is cut by the low-pass digital filter 5-k.
digital in-phase / quadrature signal x that is a complex number from k
k (m) is output. Here, in the digital in-phase / quadrature signal x k (m), the real part is the in-phase component, and the imaginary part is the quadrature component. In the drawing, 2 is a symbol of a complex number.

【０００５】Ｎ個のディジタル同相・直交信号ｘ
1（ｍ）、ｘ2（ｍ）、…、ｘN（ｍ）はそれぞれＦＩＲ
型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎに入力される。
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋは、第２の係数制御
器１１ｂから入力される荷重係数ｗＥk,0（ｍ）、ｗＥ
k,1（ｍ）、…、ｗＥk,q-1（ｍ）に基づいて、入力され
るディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）をディジタル的
にろ波して、ろ波後のディジタル同相・直交信号ｘ
k（ｍ）を加算器１０に出力する。ここで、第２の係数
制御器１１ｂは、ディジタル同相・直交信号ｘ
1（ｍ）、ｘ2（ｍ）、…、ｘN（ｍ）に基づいて、適応
ディジタルビーム形成装置の出力ｚes（ｍ）において、
広帯域の所望信号を抽出して広帯域の干渉信号を抑圧す
るように荷重係数ｗＥk,0（ｍ）、ｗＥk,1（ｍ）、…、
ｗＥk,q-1（ｍ）を演算して、荷重係数ｗＥk,0（ｍ）、
ｗＥk,1（ｍ）、…、ｗＥk,q-1（ｍ）をＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ９−ｋに出力する。[0005] N digital in-phase / quadrature signals x
1 (m), x 2 (m), ..., x N (m) are FIR
Are input to the digital filters 9-1 to 9-N.
The FIR digital filter 9-k includes the weighting coefficients wE k, 0 (m), wE input from the second coefficient controller 11b.
k, 1 (m),..., wE k, q-1 (m), digitally filters the input digital in-phase / quadrature signal x k (m) based on digital in-phase after filtering. -Quadrature signal x
k (m) is output to the adder 10. Here, the second coefficient controller 11b outputs the digital in-phase / quadrature signal x
Based on 1 (m), x 2 (m),..., X N (m), at the output z es (m) of the adaptive digital beamformer:
The weighting factors wE k, 0 (m), wE k, 1 (m),..., Are selected so as to extract the desired signal in the wide band and suppress the interference signal in the wide band.
By calculating wE k, q-1 (m), the weighting coefficient wE k, 0 (m),
wE k, 1 (m),..., wE k, q-1 (m) are output to the FIR digital filter 9-k.

【０００６】これらの荷重係数ｗＥk,0（ｍ）、ｗＥk,1
（ｍ）、…、ｗＥk,q-1（ｍ）は一般に複素数である。
ここで、ｑはＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタッ
プ長であり所定の整数である。荷重係数ｗＥ
k,0（ｍ）、ｗＥk,1（ｍ）、…、ｗＥk, q-1（ｍ）の演
算方法は、例えば、参照信号を用いる場合にはＬＭＳ
（Least Mean Squares）法、所望信号の入射方向が既知
であれば方向拘束付きＬＭＳ法等の公知の方法を用いる
ことができる。ここで、図９の第１の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置のように、全て同じ指向特性を持
つアンテナ素子１−ｋからの信号を制御対象とする構成
をエレメントスペース構成という。These load factors wE k, 0 (m), wE k, 1
(M),..., WE k, q-1 (m) are generally complex numbers.
Here, q is the tap length of the FIR digital filter 9-k and is a predetermined integer. Load coefficient wE
The calculation method of k, 0 (m), wE k, 1 (m),..., wE k, q-1 (m) is, for example, LMS when a reference signal is used.
Known methods such as a (Least Mean Squares) method and a direction-constrained LMS method can be used if the incident direction of the desired signal is known. Here, a configuration in which signals from the antenna elements 1-k all having the same directivity characteristics are controlled as in the first conventional adaptive digital beam forming apparatus of FIG. 9 is called an element space configuration.

【０００７】第１の従来例の適応ディジタルビーム形成
装置において、対象とする高周波信号の帯域幅が搬送波
周波数に比べて無視できない広帯域信号を扱う場合、広
帯域のビームやヌルを形成するためには、周波数に依存
しない単なる荷重係数の代わりに、周波数に依存する
「荷重係数」を実現する必要があるので、ＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタを用いている。In the first conventional adaptive digital beam forming apparatus, when a wide band signal whose target high frequency signal bandwidth is not negligible compared to the carrier frequency is handled, in order to form a wide band beam or null, Since it is necessary to realize a “weighting factor” that depends on frequency instead of a simple weighting factor that does not depend on frequency, an FIR digital filter is used.

【０００８】また、図１０は、広帯域信号に対処でき、
演算すべき荷重係数の数も少なくて済む適応ディジタル
ビーム形成装置として、従来技術文献３「Ｊ．Ｆ．Ｙan
g他，“Ｗideband adaptive arrays based on the cohe
rent signal−subspace transformation"，ＩＥＥＥ
Ｉnternational Ｃonfererence on Ａcoustics，Ｓpeec
h，and Ｓignal Ｐrocessing，pp．２０１１−２０１
４，１９８７年」に開示された第２の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置の構成を示すブロック図である。
この第２の従来例の適応ディジタルビーム形成装置は、
受信信号に対してコヒーレント部分空間変換と呼ばれる
非線形な前処理を信号変換器２０で行って広帯域信号に
対処するものである。この変換後に、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタを用いることなく、１つのパスあたり１つの
荷重係数により適応処理を行っている。FIG. 10 can deal with a wideband signal.
As an adaptive digital beam forming apparatus requiring only a small number of weighting factors to be calculated, a related art document 3 “JF Yan
g et al., “Wideband adaptive arrays based on the cohe
rent signal-subspace transformation ", IEEE
International Confererence on Acoustics, Speec
h, and Signaling Processing, pp. 2011-201
4, 1987 "is a block diagram showing a configuration of a second conventional adaptive digital beamforming apparatus.
The second prior art adaptive digital beam forming apparatus comprises:
The received signal is subjected to non-linear preprocessing called coherent subspace conversion in the signal converter 20 to cope with a wideband signal. After this conversion, the adaptive processing is performed using one weighting coefficient per pass without using the FIR digital filter.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来技
術文献１に開示された従来の広帯域ビームの形成方法
は、電波である搬送波を用いる情報伝送には適用するこ
とができないという問題点があった。また、エレメント
スペース構成の第１の従来例の適応ディジタルビーム形
成装置の場合、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至
９−Ｎにおいて、演算するべき荷重係数ｗＥ
1,0（ｍ）、ｗＥ1,1（ｍ）、…、ｗＥ1,q-1（ｍ）、ｗ
Ｅ2,0（ｍ）、…、ｗＥL,q-1（ｍ）の数はｑ×Ｎ個とな
り、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタップ長ｑと
アンテナ素子数Ｎとが共に多い場合には、制御すべき荷
重係数の数は非常に多くなってしまい、そのために荷重
係数を演算するための信号処理演算量も飛躍的に多くな
ってしまうという問題点があった。また、第２の従来例
の適応ディジタルビーム形成装置では、信号変換器２０
におけるコヒーレント部分空間変換が信号の入射方向に
関する正確な事前知識を必要とするという問題点があっ
た。However, the conventional wide-band beam forming method disclosed in the prior art document 1 has a problem that it cannot be applied to information transmission using a carrier wave as a radio wave. In the case of the first conventional adaptive digital beam forming apparatus having the element space configuration, the weighting coefficients wE to be calculated in the FIR digital filters 9-1 to 9-N.
1,0 (m), wE 1,1 (m), ..., wE 1, q-1 (m), w
The number of E 2,0 (m),..., WE L, q-1 (m) is q × N, and when both the tap length q of the FIR digital filter 9-k and the number N of antenna elements are large. However, there is a problem in that the number of load coefficients to be controlled becomes very large, and therefore the amount of signal processing calculation for calculating the load coefficients increases dramatically. In the second conventional adaptive digital beam forming apparatus, the signal converter 20
However, there is a problem that the coherent subspace conversion in the above requires accurate prior knowledge about the incident direction of the signal.

【００１０】本発明の第１の目的は、以上の問題点を解
決して、電波である搬送波を用いる情報伝送に適用する
ことができるディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ
型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置を提供す
ることにある。A first object of the present invention is to solve the above problems and to provide an FIR for a digital beam forming apparatus applicable to information transmission using a carrier wave as a radio wave.
To provide a filter coefficient operation device for a digital filter of a type.

【００１１】本発明の第２の目的は、以上の問題点を解
決して、電波である搬送波を用いる情報伝送に適用する
ことができるディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ
型ディジタルフィルタを提供することにある。A second object of the present invention is to solve the above problems and to provide an FIR for a digital beam forming apparatus which can be applied to information transmission using a carrier wave as a radio wave.
To provide a digital filter of the type.

【００１２】本発明の第３の目的は、以上の問題点を解
決して、広帯域の所望信号に対処でき、荷重係数の演算
時間を少なくでき、しかも所望信号の入射方向に関する
事前知識を必要としないディジタルビーム形成装置を提
供することにある。A third object of the present invention is to solve the above problems, to cope with a desired signal in a wide band, to reduce the time required to calculate a weighting factor, and to require prior knowledge about the incident direction of the desired signal. It is an object of the present invention to provide a digital beam forming apparatus which does not have the above.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数演算装置は、複数のアンテ
ナ素子が１直線上に所定の素子間隔で並置されたリニア
アレーアンテナを用いて、かつ上記アンテナ素子の１つ
に対して１つのＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応する
ように接続されて設けられた複数のＦＩＲ型ティジタル
フィルタを用いて、所定の搬送波周波数の搬送波信号を
有しかつ上記搬送波周波数の１０％以上５０％以下の帯
域幅を有する広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射
角の方向にビームを形成するディジタルビーム形成装置
のための複数のＦＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置であって、 （ａ）上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタを２次元ディ
ジタルフィルタとみなしたときに、上記２次元ディジタ
ルフィルタは、上記ティジタルビーム形成装置のサンプ
リング周波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ1の第
１の軸と上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間
周波数Ｆ2の第２の軸とで形成された２次元周波数平面
において、第２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して
負の正規化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在
する所望通過領域で所定の振幅を有し、 （ｂ）上記２次元ディジタルフィルタの所望通過領域
は、上記所望入射角に応じて上記Ｆ1軸に対して傾きを
有し、かつ上記所望通過領域の中心と上記Ｆ2軸の交点
は、上記所望入射角に応じた位置にあり、 （ｃ）１次元低域通過ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通
過領域を上記２次元周波数平面上で回転させ、当該回転
させた通過領域を上記２次元周波数平面上で平行移動さ
せる変数変換を実行して得られる上記所望通過領域に対
応しかつ上記正規化時間周波数Ｆ1と上記正規化空間周
波数Ｆ2とに関する周波数応答を演算する第１の演算手
段と、 （ｄ）上記第１の演算手段によって演算された周波数応
答に対して２次元の逆離散フーリエ変換を行ってインパ
ルス応答を演算する第２の演算手段と、 （ｅ）上記第２の演算手段によって演算されたインパル
ス応答に対して、上記複数のアンテナ素子の素子数及び
上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタのタップ長に基づい
て空間方向及び時間方向で打ち切ることにより上記各Ｆ
ＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ係数を演算する第
３の演算手段とを備えたことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a filter coefficient calculating apparatus for an FIR digital filter for a digital beam forming apparatus, wherein a plurality of antenna elements are arranged on a straight line at a predetermined element interval. Using a linear array antenna juxtaposed, and a plurality of FIR digital filters provided so that one FIR digital filter is connected to one of the above-mentioned antenna elements, A plurality of digital beam forming apparatuses for forming a beam in a direction of a desired incident angle for a wide-band propagation wave signal having a carrier signal of a carrier frequency and having a bandwidth of 10% to 50% of the carrier frequency. A filter coefficient calculating device for an FIR digital filter according to (a), wherein: When considered as an original digital filter, the two-dimensional digital filter is normalized by a reciprocal of the first axis of the normalized time frequency F 1 normalized by the sampling frequency of the digital beam forming apparatus and the element interval. In the two-dimensional frequency plane formed by the second axis of the normalized normalized spatial frequency F 2 and the center on the second axis, having a predetermined width, and moving from the negative normalized time frequency to the positive has a predetermined amplitude at the desired passage region extending to the normalized time frequency, the inclination with respect to the desired transmitting region, the F 1 axis in accordance with the desired angle of incidence (b) the two-dimensional digital filter a, and the intersection of the center and the F 2 the axis of the desired passage region is at a position corresponding to the desired angle of incidence, (c) 1-dimensional low pass the two-dimensional frequency passage region of the FIR type digital filter Rotate on a plane Corresponding to the desired pass region obtained by executing a variable transformation for translating the rotated pass region on the two-dimensional frequency plane, and comparing the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 with each other. (D) a second operation for performing an impulse response by performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the frequency response calculated by the first operation means. And (e) in response to the impulse response calculated by the second calculating means, in the spatial direction and the time direction based on the number of the plurality of antenna elements and the tap length of each of the FIR digital filters. By cutting off each of the above F
A third calculating means for calculating a filter coefficient of the IR digital filter.

【００１４】また、本発明に係る請求項２記載のディジ
タルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィル
タのフィルタ係数演算装置は、複数のアンテナ素子が１
直線上に所定の素子間隔で並置されたリニアアレーアン
テナを用いて、かつ上記アンテナ素子の１つに対して１
つのＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応するように接続
されて設けられた複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタを
用いて、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上
記搬送波周波数の１０％以上５０％以下の帯域幅を有す
る広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角の方向に
ビームを形成するディジタルビーム形成装置のための複
数のＦＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ係数演算装
置であって、 （ａ）上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタを２次元ディ
ジタルフィルタとみなしたときに、上記２次元ディジタ
ルフィルタは、上記ティジタルビーム形成装置のサンプ
リング周波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ1の第
１の軸と上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間
周波数Ｆ2の第２の軸とで形成された２次元周波数平面
において、第２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して
負の正規化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在
する所望通過領域で所定の振幅を有し、 （ｂ）上記２次元ディジタルフィルタの所望通過領域
は、上記所望入射角に応じて上記Ｆ1軸に対して傾きを
有し、かつ上記所望通過領域の中心と上記Ｆ2軸の交点
は、上記所望入射角に応じた位置にあり、 （ｃ）１次元低域通過ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通
過領域を、上記ディジタルビーム形成装置によって形成
されるビームパターンが周波数に対して依存しないよう
に変数変換を実行して得られる上記所望通過領域に対応
しかつ上記正規化時間周波数Ｆ1と上記正規化空間周波
数Ｆ2とに関する周波数応答を演算する第１の演算手段
と、 （ｄ）上記第１の演算手段によって演算された周波数応
答に対して２次元の逆離散フーリエ変換を行ってインパ
ルス応答を演算する第２の演算手段と、 （ｅ）上記第２の演算手段によって演算されたインパル
ス応答に対して、上記複数のアンテナ素子の素子数及び
上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタのタップ長に基づい
て空間方向及び時間方向で打ち切ることにより上記各Ｆ
ＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ係数を演算する第
３の演算手段とを備えたことを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, there is provided a filter coefficient calculating device for an FIR type digital filter for a digital beam forming device, wherein a plurality of antenna elements include one antenna element.
Using linear array antennas juxtaposed at a predetermined element interval on a straight line, and one
Using a plurality of FIR digital filters provided so as to correspond to one FIR digital filter, a bandwidth having a carrier signal of a predetermined carrier frequency and 10% or more and 50% or less of the carrier frequency A filter coefficient calculating device for a plurality of FIR digital filters for a digital beam forming device for forming a beam in a direction of a desired incident angle for a wide-band propagated wave signal having: When the digital filter is regarded as a two-dimensional digital filter, the two-dimensional digital filter includes a first axis having a normalized time frequency F 1 normalized by a sampling frequency of the digital beam forming apparatus and the element interval. All of the normalized second axis as two-dimensional frequency plane formed by the normalized spatial frequency F 2 reciprocal Having a predetermined amplitude in a desired pass region centered on the second axis and having a predetermined width and extending from a negative normalized time frequency to a positive normalized time frequency; ) desired passage region of the two-dimensional digital filter has a slope with respect to the F 1 axis in accordance with the desired angle of incidence, and the intersection of the center and the F 2 axis of said desired transmitting region, the desired incident (C) performing variable conversion on the pass area of the one-dimensional low-pass FIR digital filter so that the beam pattern formed by the digital beam forming apparatus does not depend on the frequency. A first calculating means for calculating a frequency response corresponding to the desired passing region and the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 obtained by the first calculating means; Calculated frequency A second calculating means for performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the response to calculate an impulse response; and (e) a plurality of antenna elements for the impulse response calculated by the second calculating means. Is cut off in the spatial direction and the time direction based on the number of elements and the tap length of each of the FIR digital filters.
A third calculating means for calculating a filter coefficient of the IR digital filter.

【００１５】さらに、請求項３記載のディジタルビーム
形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィル
タ係数演算装置は、請求項２記載のＦＩＲ型ディジタル
フィルタのフィルタ係数演算装置において、上記第１乃
至第３の演算手段は、上記２次元周波数平面において、
上記所望通過領域で所定の振幅を有し、かつ上記第２の
軸上で中心を有し所定の幅を有して負の正規化時間周波
数から正の正規化時間周波数に延在するサイドローブレ
ベルを下げるべき領域で所定の減衰量を有する上記複数
のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算す
ることを特徴とする。Further, the filter coefficient operation device of the FIR type digital filter for the digital beam forming apparatus according to the third aspect is the filter coefficient operation device of the FIR type digital filter according to the second aspect. The calculating means in the above two-dimensional frequency plane is:
A side lobe having a predetermined amplitude in the desired passage area and having a predetermined width and having a center on the second axis and extending from a negative normalized time frequency to a positive normalized time frequency; The filter coefficients of the plurality of FIR digital filters having a predetermined amount of attenuation in a region where the level is to be lowered are calculated.

【００１６】[0016]

【００１７】[0017]

【００１８】さらに、本発明に係る請求項４記載のディ
ジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタは、ディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタに、請求項１乃至３のうちの１つに記
載のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装
置によって演算された上記複数のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数が設定されたことを特徴とする。Further, the FIR type digital filter for a digital beam forming apparatus according to the fourth aspect of the present invention is an FIR type digital filter for a digital beam forming apparatus. Wherein the filter coefficients of the plurality of FIR digital filters calculated by the filter coefficient calculating device of the FIR digital filter are set.

【００１９】また、本発明に係る請求項５記載のディジ
タルビーム形成装置は、複数のアンテナ素子が１直線上
に所定の素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを
用いて、かつ上記アンテナ素子の１つに対して１つのＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタが対応するように接続されて
設けられた複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタを用い
て、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬
送波周波数の１０％以上で５０％以下の帯域幅を有する
広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角の方向にビ
ームを形成するディジタルビーム形成装置であって、上
記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそれ
ぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各ディ
ジタル信号を出力する変換手段と、所定の各フィルタ係
数に基づいて上記変換手段から出力される上記各ディジ
タル信号をろ波して出力する複数のＦＩＲ型ディジタル
フィルタと、上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタか
ら出力される複数のろ波後のディジタル信号を加算して
加算後の信号を出力信号として出力する加算器とを含む
ＤＢＦ回路とを備え、上記複数のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタの各フィルタ係数は、請求項１乃至３のうちの１
つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算されたこ
とを特徴とする。The digital beam forming apparatus according to claim 5 of the present invention uses a linear array antenna in which a plurality of antenna elements are juxtaposed at a predetermined element interval on one straight line, and one of the antenna elements is used. One F for one
Using a plurality of FIR digital filters provided so as to correspond to the IR digital filters, a bandwidth having a carrier signal of a predetermined carrier frequency and 10% or more and 50% or less of the carrier frequency is used. A digital beam forming apparatus for forming a beam in the direction of a desired incident angle for a wide-band propagation wave signal having the following characteristics: A / D converting each of the received signals received by each of the antenna elements, Converting means for outputting each digital signal corresponding to the received signal; a plurality of FIR digital filters for filtering and outputting each of the digital signals output from the converting means based on predetermined filter coefficients; Adds a plurality of filtered digital signals output from a plurality of FIR digital filters and outputs the added signal And a DBF circuit comprising an adder for outputting the items, each filter coefficient of the plurality of FIR type digital filter is one of claims 1 to 3
The calculation is performed by the filter coefficient calculation device described above.

【００２０】さらに、本発明に係る請求項６記載のディ
ジタルビーム形成装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が１
直線上に所定の素子間隔で並置されたリニアアレーアン
テナを用いて、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有し
かつ上記搬送波周波数の１０％以上で５０％以下の帯域
幅を有する広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角
の方向に複数Ｂ個のビームを形成するディジタルビーム
形成装置であって、上記各アンテナ素子によって受信さ
れた各受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信
信号に対応する各ディジタル信号を出力する変換手段
と、複数Ｂ個の異なる方向にビームを形成するために上
記アンテナ素子の１つに対して複数Ｂ個のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタが対応するように接続されて設けられそ
れぞれ上記各ディジタル信号を予め決められたフィルタ
係数に従ってろ波して出力する複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタと、それぞれ上記各ビームを形
成するための複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタか
ら出力される複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ
個の加算器とを備え、上記変換手段から出力される各デ
ィジタル信号に基づいて、上記複数Ｂ個の異なる方向に
それぞれビームを形成して、当該ビームに対応する複数
Ｂ個のビーム受信信号を出力するビーム形成手段と、上
記ビーム形成手段から出力される複数Ｂ個のビーム受信
信号から複数Ｍ個のビーム受信信号を選択して出力する
信号選択手段と、上記信号選択手段から入力される上記
複数Ｍ個のビーム受信信号と入力される複数Ｍ個の荷重
係数とをそれぞれ乗算して乗算結果の信号を出力する複
数Ｍ個の乗算器と、上記信号選択手段から出力される複
数Ｍ個のビーム受信信号に基づいて、少なくとも所望信
号の周波数を含む所定の周波数範囲において、上記アレ
ーアンテナの主ビームを所望信号の到来方向に向けかつ
干渉信号の到来方向の受信信号のレベルを零にするよう
な上記複数Ｍ個の荷重係数を上記各乗算器に対して演算
して、当該複数Ｍ個の荷重係数をそれぞれ対応する上記
各乗算器に出力する係数制御手段と、上記複数Ｍ個の乗
算器から出力される複数Ｍ個の乗算結果の信号を加算し
て受信信号として出力する加算手段とを備え、上記複数
（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタの複数のフ
ィルタ係数は、請求項１乃至３のうちの１つに記載のフ
ィルタ係数演算装置によって演算されたことを特徴とす
る。Further, in the digital beam forming apparatus according to the present invention, the plurality of N antenna elements are one.
Using a linear array antenna that is juxtaposed at a predetermined element interval on a straight line, a broadband propagation wave signal having a carrier signal of a predetermined carrier frequency and having a bandwidth of 10% or more and 50% or less of the carrier frequency is used. An object is a digital beam forming apparatus for forming a plurality of B beams in a direction of a desired angle of incidence, wherein each of the received signals received by each of the antenna elements is A / D converted and converted into each of the received signals. Conversion means for outputting each corresponding digital signal, and a plurality of B FIR digital filters corresponding to one of the antenna elements so as to form a plurality of B beams in different directions are connected. A plurality of (N × B) FIs each of which filters each of the digital signals according to a predetermined filter coefficient and outputs the filtered signals.
An R-type digital filter and a plurality of Bs for adding and outputting a plurality of N signals output from a plurality of N FIR digital filters for forming the respective beams.
Adders, and based on each digital signal output from the conversion means, form a beam in each of the plurality of B different directions, and form a plurality of B beam reception signals corresponding to the beam. A beam forming means for outputting, a signal selecting means for selecting and outputting a plurality of M beam receiving signals from the plurality of B beam receiving signals outputted from the beam forming means, and a signal selecting means for inputting from the signal selecting means. A plurality of M multipliers each of which multiplies the plurality of M beam reception signals by the plurality of M weighting factors and outputs a multiplied signal; and a plurality of M multipliers output from the signal selecting means. The main beam of the array antenna is directed in the arrival direction of the desired signal and the arrival direction of the interference signal in a predetermined frequency range including at least the frequency of the desired signal based on the beam reception signal. Coefficient control for calculating the plurality of M weighting factors for each of the multipliers so as to make the level of the received signal zero, and outputting the plurality of M weighting factors to the corresponding multipliers, respectively. Means for adding a plurality of M multiplication result signals output from the plurality of M multipliers and outputting the sum as a reception signal, wherein the plurality of (N × B) FIR digital filters are provided. The plurality of filter coefficients are calculated by the filter coefficient calculation device according to one of claims 1 to 3.

【００２１】[0021]

【００２２】また、本発明に係る請求項７記載のディジ
タルビーム形成装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が１直
線上に所定の素子間隔で並置されたリニアアレーアンテ
ナを用いて、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有しか
つ上記搬送波周波数の１０％以上で５０％以下の帯域幅
を有する広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角の
方向にビームを形成するディジタルビーム形成装置であ
って、上記各アンテナ素子によって受信された各受信信
号をそれぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応す
る各ディジタル信号を出力する変換手段と、上記アンテ
ナ素子の１つに対して複数Ｂ個の荷重係数器が対応し、
かつ形成すべき複数Ｂ個の第１のビームのうちの１つの
ビームに対して１つの荷重係数器が対応するように接続
されて設けられ、それぞれ上記各ディジタル信号を予め
決められた第１の荷重係数で乗算して出力する複数（Ｎ
×Ｂ）個の荷重係数器と、それぞれ上記各第１のビーム
を形成するための複数Ｎ個の荷重係数器から出力される
複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の第１の加
算器とを備え、上記変換手段から出力される各ディジタ
ル信号に基づいて、上記複数Ｂ個の異なる方向にそれぞ
れ第１のビームを形成して、当該第１のビームに対応す
る複数Ｂ個の第１のビーム受信信号を出力するビーム形
成手段と、上記第１のビーム受信信号の１つに対して複
数Ｌ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応し、かつ形
成すべき複数Ｂ個の第２のビームのうちの１つのビーム
に対して複数Ｌ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応
するように接続されて設けられ、それぞれ上記各第１の
ビーム受信信号を、上記複数Ｂ個の第２のビームを形成
するように予め決められた複数のフィルタ係数でろ波し
て出力する複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタと、それぞれ上記各第２のビームを形成するための
複数Ｌ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される
複数Ｌ個の信号を加算して上記各第２のビームに対応し
た各第２のビーム受信信号を出力する複数Ｂ個の第２の
加算器と、上記複数Ｂ個の加算器から出力される複数Ｂ
個の第２のビーム受信信号から複数Ｍ個の第２のビーム
受信信号を選択して出力する信号選択手段と、上記信号
選択手段から入力される上記複数Ｍ個の第２のビーム受
信信号と入力される複数Ｍ個の第２の荷重係数とをそれ
ぞれ乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ個の乗算
器と、上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個の第２
のビーム受信信号に基づいて、少なくとも所望信号の周
波数を含む所定の周波数範囲において、上記アレーアン
テナの主ビームを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信
号の到来方向の受信信号のレベルを零にするような上記
複数Ｍ個の第２の荷重係数を上記各乗算器に対して演算
して、当該複数Ｍ個の第２の荷重係数をそれぞれ対応す
る上記各乗算器に出力する係数制御手段と、上記複数Ｍ
個の乗算器から出力される複数Ｍ個の乗算結果の信号を
加算して受信信号として出力する加算手段とを備え、上
記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタの複
数のフィルタ係数は、請求項１乃至３のうちの１つに記
載のフィルタ係数演算装置によって演算されたことを特
徴とする。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a digital beam forming apparatus, comprising: a linear array antenna in which a plurality of N antenna elements are juxtaposed on a straight line at a predetermined element interval; A digital beam forming apparatus for forming a beam in a direction of a desired incident angle for a wide-band propagated wave signal having a bandwidth of 10% or more and 50% or less of the carrier frequency. Conversion means for A / D converting each reception signal received by each antenna element and outputting each digital signal corresponding to each reception signal; and a plurality of B weights for one of the antenna elements The coefficient unit corresponds,
Also, one weighting factor is provided so as to correspond to one of a plurality of B first beams to be formed, and each of the digital signals is converted into a predetermined first signal. Output multiple (N
× B) a plurality of load coefficient units and a plurality of B first signals for adding and outputting a plurality of N signals output from the plurality of N load coefficient units for forming the respective first beams. A first beam is formed in each of the plurality of B different directions based on each digital signal output from the conversion means, and a plurality of B beams corresponding to the first beam are formed. A first beam reception signal, and a plurality of L FIR digital filters corresponding to one of the first beam reception signals, and a plurality of B second filters to be formed. A plurality of L FIR digital filters are provided so as to correspond to one of the beams, and each of the first beam reception signals is converted to the plurality of B second beams. Pre-determined to form A plurality of (L × B) FIR digital filters for filtering and outputting with the obtained plurality of filter coefficients and a plurality of L FIR digital filters for forming the respective second beams are output. A plurality of B second adders for adding the plurality of L signals and outputting each second beam reception signal corresponding to each of the second beams, and output from the plurality of B adders Multiple B
Signal selection means for selecting and outputting a plurality M of second beam reception signals from the plurality of second beam reception signals; and a plurality of M second beam reception signals input from the signal selection means. A plurality of M multipliers each of which is multiplied by a plurality of M second input weighting factors and outputs a multiplication result signal; and a plurality of M second multipliers output from the signal selecting means.
The main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired signal and the level of the reception signal in the arrival direction of the interference signal is made zero in a predetermined frequency range including at least the frequency of the desired signal Coefficient control means for calculating the plurality of M second weighting factors for each of the multipliers and outputting the plurality of M second weighting factors to the corresponding respective multipliers; The above plural M
Adding means for adding a plurality of M multiplication result signals output from the multipliers and outputting the sum as a reception signal, wherein a plurality of filter coefficients of the plurality of (L × B) FIR digital filters are The filter coefficient is calculated by the filter coefficient calculation device according to any one of claims 1 to 3.

【００２３】[0023]

【００２４】さらに、請求項８記載のディジタルビーム
形成装置は、請求項６又は７記載のディジタルビーム形
成装置において、上記係数制御手段は、上記ディジタル
ビーム形成装置から出力される信号の包絡線を一定に保
つように上記各荷重係数を演算することを特徴とする。Further, in the digital beam forming apparatus according to the present invention, the coefficient control means may keep the envelope of the signal output from the digital beam forming apparatus constant. Each of the load coefficients is calculated so as to maintain

【００２５】[0025]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

＜第１の実施形態＞図１は、本発明に係る第１の実施形
態のディジタルビーム形成装置の構成を示すブロック図
である。第１の実施形態のディジタルビーム形成装置
は、図９の第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置において、第２の係数制御器１１ｂに代えて、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ係数演算器１３を備える。ここ
で、第１の実施形態のディジタルビーム形成装置におい
て、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１３は、詳
細後述するように、ビームを形成するべき方向である入
射角θが与えられたとき、周波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を
演算して、演算された周波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を逆フ
ーリエ変換することによりインパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)
を演算して、さらに当該インパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)に
基づいて荷重係数ｗk ,sを演算して出力し、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎはそれぞれ、当該荷
重係数ｗk,sに基づいて、入力されるディジタル同相・
直交信号ｘk（ｍ）をろ波して、加算器１０に出力する
ことを特徴とする。これによって、加算器１０は複数Ｎ
個のろ波後のディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）を加
算して、加算後の信号を、広帯域の所望信号が抽出され
かつ広帯域の干渉信号が抑圧された出力信号ｚ（ｍ）と
して出力する。ここで、ｋ＝１，２，…，Ｎであり、以
下、本明細書において特に断らない限り同様とする。ま
た、ディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）における括弧
（）内のｍは時刻（時刻の番号）を表す。<First Embodiment> FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a digital beam forming apparatus according to a first embodiment of the present invention. The digital beam forming apparatus of the first embodiment differs from the adaptive digital beam forming apparatus of the first conventional example shown in FIG. 9 in that an FIR is used instead of the second coefficient controller 11b.
A digital filter coefficient calculator 13. Here, in the digital beam forming apparatus according to the first embodiment, the FIR digital filter coefficient calculator 13 performs frequency response when given an incident angle θ which is a direction in which a beam should be formed, as described later in detail. G (F 1 , F 2 ) is calculated, and the calculated frequency response G (F 1 , F 2 ) is subjected to inverse Fourier transform to obtain an impulse response g (m 1 , m 2 ).
And further calculates and outputs weighting factors w k , s based on the impulse response g (m 1 , m 2 ). The FIR digital filters 9-1 to 9-N respectively calculate the weighting factors wk , s. Based on w k, s , the input digital in-phase
The orthogonal signal x k (m) is filtered and output to the adder 10. As a result, the adder 10
The filtered digital in-phase / quadrature signals x k (m) are added, and the added signal is used as an output signal z (m) from which a wide-band desired signal is extracted and a wide-band interference signal is suppressed. Output. Here, k = 1, 2,..., N, and the same applies hereinafter unless otherwise specified in this specification. Further, m in parentheses () in the digital in-phase / quadrature signal x k (m) indicates time (time number).

【００２６】以下、図１を参照して、第１の実施形態の
ディジタルビーム形成装置について詳細に説明する。第
１の実施形態のディジタルビーム形成装置において、複
数Ｎ個のアンテナ素子１−ｋで受信された高周波信号は
それぞれ、第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置と同様に、受信機２−ｋで中間周波信号に変換され、
Ａ／Ｄ変換器３−ｋでそれぞれディジタル中間周波信号
に変換される。そして、これらのディジタル中間周波信
号は、ディジタル局部発振器６０で発振した周波数ｆIF
のディジタル正弦波とミキサー４−ｋでそれぞれ混合さ
れ、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋにより高周波成
分がカットされて、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋ
から複素数であるディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）
が出力される。そして、ディジタル同相・直交信号ｘk
（ｍ）は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−
Ｎと加算器１０とからなるＤＢＦ回路６のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ９−ｋに入力される。ここで、第１の実
施形態において、アレーアンテナ１００は一直線上に所
定の素子間隔ｄでアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置
されたリニアアレーアンテナである。Hereinafter, the digital beam forming apparatus according to the first embodiment will be described in detail with reference to FIG. In the digital beam forming apparatus of the first embodiment, the high-frequency signals received by the plurality of N antenna elements 1-k are respectively transmitted to the receiver 2-k in the same manner as in the first conventional adaptive digital beam forming apparatus. Is converted to an intermediate frequency signal by
Each of the signals is converted into a digital intermediate frequency signal by the A / D converter 3-k. These digital intermediate frequency signals are generated by the frequency f IF oscillated by the digital local oscillator 60.
And the digital sine wave is mixed by a mixer 4-k, and a high-frequency component is cut by a low-pass digital filter 5-k.
Digital in-phase and quadrature signal x k (m)
Is output. Then, the digital in-phase / quadrature signal x k
(M) shows FIR digital filters 9-1 to 9-
It is input to the FIR digital filter 9-k of the DBF circuit 6 composed of N and the adder 10. Here, in the first embodiment, the array antenna 100 is a linear array antenna in which the antenna elements 1-1 to 1-N are juxtaposed at a predetermined element interval d on a straight line.

【００２７】ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１
３は、詳細後述するように、ビームを形成するべき方向
である入射角θが与えられたとき、ディジタルビーム形
成装置の出力信号ｚ（ｍ）において、広帯域の所望信号
を抽出して広帯域の干渉信号を抑圧するように荷重係数
ｗk,0、ｗk,1、…、ｗk,q-1を演算して、荷重係数
ｗk ,0、ｗk,1、…、ｗk,q-1をＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ９−ｋに出力する。FIR digital filter coefficient calculator 1
3 is to extract a desired signal of a wide band from the output signal z (m) of the digital beam forming apparatus and to obtain a wide-band interference Calculate weight coefficients wk , 0 , wk, 1 ,..., Wk, q-1 so as to suppress the signal, and calculate the weight coefficients wk , 0 , wk, 1 ,. 1 is output to the FIR digital filter 9-k.

【００２８】そして、ＤＢＦ回路６において、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ９−ｋは、ＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ係数演算器１３から入力される荷重係数ｗk,0、ｗ
k,1、…、ｗk,q-1に基づいて、入力されるディジタル同
相・直交信号ｘk（ｍ）をディジタル的にろ波して、ろ
波後のディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）を加算器１
０に出力する。加算器１０は各ＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ９−ｋから入力される複数Ｎ個のろ波後のディジタ
ル同相・直交信号ｘk（ｍ）を加算して、加算後の信号
を、広帯域の所望信号が抽出されかつ広帯域の干渉信号
が抑圧された出力信号ｚ（ｍ）として出力する。Then, in the DBF circuit 6, the FIR digital filter 9-k includes the weighting coefficients w k, 0 , w input from the FIR digital filter coefficient calculator 13.
Based on k, 1 ,..., w k, q−1 , the input digital in-phase / quadrature signal x k (m) is digitally filtered and the filtered digital in-phase / quadrature signal x k ( m) to adder 1
Output to 0. The adder 10 adds a plurality of N filtered digital in-phase / quadrature signals x k (m) input from each of the FIR digital filters 9-k, and converts the added signal into a desired signal of a wide band. The extracted and wideband interference signal is output as a suppressed output signal z (m).

【００２９】次に、図２を参照して、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋの構成を説明する。ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋは、図２に示すように、（ｑ−１）個
の遅延器９１−１乃至９１−（ｑ−１）と、ｑ個の乗算
器９２−１乃至９２−ｑと、（ｑ−１）個の加算器９３
−１乃至９３−（ｑ−１）とからなる。ここで、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ９−ｋにおいてｑはタップ長と呼
ばれ、第１の実施形態では奇数に設定される。そして、
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋに入力されるディジ
タル同相・直交信号ｘk（ｍ）は、遅延器９１−１と乗
算器９２−１とに入力される。また、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋに入力される荷重係数ｗk,s-1は乗算
器９２−ｓ（ｓ＝１，２，…，ｑ）に入力される。Next, the configuration of the FIR digital filter 9-k will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 2, the FIR digital filter 9-k includes (q-1) delay units 91-1 to 91- (q-1) and q multipliers 92-1 to 92-q And (q-1) adders 93
-1 to 93- (q-1). Where FIR
In the type digital filter 9-k, q is called a tap length, and is set to an odd number in the first embodiment. And
The digital in-phase / quadrature signal x k (m) input to the FIR digital filter 9-k is input to the delay unit 91-1 and the multiplier 92-1. The weighting coefficient w k, s-1 input to the FIR digital filter 9-k is input to a multiplier 92-s (s = 1, 2,..., Q).

【００３０】ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋにおい
て、遅延器９１−ｓ（ｓ＝１，２，…，ｑ−１）は、入
力されるディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ−ｓ＋１）
を１サンプル周期だけ遅らせて１サンプル周期だけ遅れ
た信号ｘk（ｍ−ｓ）を遅延器９１−（ｓ＋１）と乗算
器９２−（ｓ＋１）とに出力する。乗算器９２−１は、
入力されるディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）と荷重
係数ｗk,0とを乗算して、加算器９３−１に出力する。
乗算器９２−ｓ（ｓ＝２，３，…，ｑ）は、入力される
信号ｘk（ｍ−ｓ＋１）と荷重係数ｗk,s-1とを乗算し
て、加算器９３−（ｓ−１）に出力する。加算器９３−
１は、乗算器９２−１から入力される信号と乗算器９２
−２から入力される信号とを加算して、加算器９３−２
に出力する。加算器９３−ｓ（ｓ＝２，３，…，ｑ−
２）は、加算器９３−（ｓ−１）から入力される信号と
乗算器９２−（ｓ＋１）から入力される信号とを加算し
て、加算器９３−（ｓ＋１）に出力する。加算器９３−
（ｑ−１）は、加算器９３−（ｑ−２）から入力される
信号と乗算器９２−ｑから入力される信号とを加算し
て、加算器１０に出力する。ここで、第１の実施形態で
は、（ｑ−１）個の加算器９３−１乃至９３−（ｑ−
１）を設けて構成したが、本発明はこれに限らず、（ｑ
−１）個の加算器９３−１乃至９３−（ｑ−１）に代え
て、乗算器９２−１乃至９２−ｑから出力されるｑ個の
出力信号を一括して加算して加算器１０に出力する１つ
の加算器を用いて構成してもよい。また、そのような加
算器を用いずに、乗算器９２−１乃至９２−ｑから出力
されるｑ個の出力信号を直接、加算器１０に出力しても
よい。In the FIR digital filter 9-k, the delay unit 91-s (s = 1, 2,..., Q-1) receives the input digital in-phase / quadrature signal x k (m-s + 1).
Is delayed by one sample period, and a signal x k (ms) delayed by one sample period is output to the delay unit 91- (s + 1) and the multiplier 92- (s + 1). The multiplier 92-1 is
The input digital in-phase / quadrature signal x k (m) is multiplied by the weight coefficient w k, 0 and output to the adder 93-1.
The multiplier 92-s (s = 2, 3,..., Q) multiplies the input signal x k (m−s + 1) by the weighting coefficient w k, s−1, and adds the result to the adder 93- (s). Output to -1). Adder 93-
1 is a signal input from the multiplier 92-1 and the multiplier 92-1
-2 is added to the signal inputted from the adder 93-2.
Output to The adder 93-s (s = 2, 3,..., Q-
2) adds the signal input from the adder 93- (s-1) and the signal input from the multiplier 92- (s + 1), and outputs the result to the adder 93- (s + 1). Adder 93-
(Q-1) adds the signal input from the adder 93- (q-2) and the signal input from the multiplier 92-q, and outputs the result to the adder 10. Here, in the first embodiment, (q-1) adders 93-1 to 93- (q-
1) is provided, but the present invention is not limited to this, and (q)
Instead of the -1) adders 93-1 to 93- (q-1), q output signals output from the multipliers 92-1 to 92-q are collectively added and the adder 10 is added. May be configured using a single adder that outputs the data to Alternatively, q output signals output from the multipliers 92-1 to 92-q may be directly output to the adder 10 without using such an adder.

【００３１】以上のように構成されたＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋは、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数
演算器１３から入力される各荷重係数ｗk,0、ｗk,1、
…、ｗk,q-1に基づいて、低域通過ディジタルフィルタ
５−ｋから入力されるディジタル同相・直交信号ｘ
k（ｍ）をディジタル的にろ波して加算器１０に出力す
る。以上の様に構成されたＦＩＲ型ディジタルフィルタ
９−１乃至９−Ｎを備えたＤＢＦ回路６は、２次元ディ
ジタルフィルタと考えることができる。なお、図２のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎの構造は直
接形としたが、他の構成、例えば、縦続形やラティス形
でもよい。ただし、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋ
に入力される荷重係数ｗk,sの演算方法はＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ９−ｋの構造に応じて異なる。The FIR digital filter 9-k configured as described above includes the weighting factors w k, 0 , w k, 1 , input from the FIR digital filter coefficient calculator 13.
.., W k, q−1 , the digital in-phase / quadrature signal x input from the low-pass digital filter 5-k
k (m) is digitally filtered and output to the adder 10. The DBF circuit 6 including the FIR digital filters 9-1 to 9-N configured as described above can be considered as a two-dimensional digital filter. Note that F in FIG.
Although the structures of the IR digital filters 9-1 to 9-N are of the direct type, they may be of another configuration, for example, a cascade type or a lattice type. However, the FIR digital filter 9-k
The calculation method of the weighting coefficient w k, s input to the FIR digital filter 9-k differs depending on the structure of the FIR type digital filter 9-k.

【００３２】次に、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演
算器１３における荷重係数ｗk,sの演算方法について説
明する。まず、所望信号の入射角θを、図１に示すよう
に、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置されたライン
の垂線と所望信号の入射する方向との角度で定義する。
また、高周波信号である所望信号の周波数ｆ1と搬送波
信号の搬送波周波数ｆcとディジタルビーム形成装置の
サンプリング周波数ｆsとを用いて正規化時間周波数Ｆ1
を次の数１で定義する。さらに、入射角θと光速ｃと所
望信号の周波数ｆ1とを用いて、非正規化空間周波数ｆ2
を数２のように定義し、当該非正規化空間周波数ｆ2を
数３で表すようにアンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子
間隔ｄの逆数で正規化して、正規化空間周波数Ｆ2を定
義する。ここで、アンテナ素子の素子間隔ｄの逆数１／
ｄは、空間サンプリング周波数と呼ばれる。すなわち、
正規化時間周波数Ｆ1は、ある時刻における周波数ｆ1と
搬送波周波数ｆcとの差をサンプリング周波数ｆsで正規
化した周波数であり、正規化空間周波数Ｆ2は入射角θ
を考慮したある時刻においてアンテナ素子１−ｋの並置
ライン上で正規化した空間周波数である。Next, a method of calculating the weighting coefficient w k, s in the FIR digital filter coefficient calculator 13 will be described. First, as shown in FIG. 1, the incident angle θ of the desired signal is defined as the angle between the perpendicular of the line where the antenna elements 1-1 to 1-N are juxtaposed and the direction in which the desired signal is incident.
Further, the normalized time frequencies F 1 by using the sampling frequency f s of the carrier frequency f c and the digital beam former of the frequency f 1 and the carrier signal of the desired signal which is a high-frequency signal
Is defined by the following equation 1. Further, using the incident angle θ, the speed of light c, and the frequency f 1 of the desired signal, the non-normalized spatial frequency f 2
Was defined as the number 2, and normalized by the inverse of the element spacing d of the denormalized spatial frequency f 2 a as represented by the number 3 antenna elements 1-1 to 1-N, the normalized spatial frequency F 2 Is defined. Here, the reciprocal of the element interval d of the antenna element 1 /
d is called the spatial sampling frequency. That is,
Normalized time frequencies F 1 is the frequency normalized difference between the frequency f 1 and the carrier frequency f c at a sampling frequency f s at a certain time, the normalized spatial frequency F 2 is the angle of incidence θ
Is a spatial frequency normalized on the juxtaposed line of the antenna elements 1-k at a certain time in which

【００３３】[0033]

【数１】Ｆ1＝（ｆ1−ｆc）／ｆs [Number 1] F 1 = (f 1 -f c ) / f s

【数２】ｆ2＝（ｆ1sinθ）／ｃF 2 = (f 1 sin θ) / c

【数３】Ｆ2＝ｄｆ2＝（ｄｆ1sinθ）／ｃ＝｛（ｄsin
θ）／ｃ｝（ｆsＦ1＋ｆc）## EQU3 ## F 2 = df 2 = (df 1 sin θ) / c = ｛(dsin
θ) / c} (f s F 1 + f c)

【００３４】また、ＤＢＦ回路６を２次元ディジタルフ
ィルタとみたときの、伝達特性Ｈ（ｆ1,θ）は、次の数
４で表すことができ、当該伝達特性Ｈ（ｆ1,θ）は、上
述のように定義した正規化時間周波数Ｆ1と正規化空間
周波数Ｆ2とを用いて数５に示す周波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ
2）に変換することができる。すなわち、周波数応答Ｇ
（Ｆ1，Ｆ2）は、正規化時間周波数Ｆ1と正規化空間周
波数Ｆ2との２次元周波数平面上の周波数応答である。When the DBF circuit 6 is regarded as a two-dimensional digital filter, the transfer characteristic H (f 1 , θ) can be expressed by the following equation 4, and the transfer characteristic H (f 1 , θ) is Using the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 defined above, the frequency response G (F 1 , F
2 ) can be converted. That is, the frequency response G
(F 1 , F 2 ) is the frequency response of the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 on a two-dimensional frequency plane.

【００３５】[0035]

【数４】 (Equation 4)

【数５】 (Equation 5)

【００３６】ここで、数４において、ＴsはＤＢＦ回路
６内のサンプリング間隔であって、ＤＢＦ回路６におけ
るサンプリング周波数ｆsの逆数、すなわちＴs＝1/fsで
表される。また、数４、数５において、ｑは上述のよう
にＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタップ長であ
る。上述の数４と数５は、素子間隔ｄが一定であると仮
定した場合に成り立つ数式であって、この方法は、素子
間隔ｄが一定のリニアアレーにしか適用できないという
制約がある。しかし、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが
平面に格子状に縦横それぞれ等間隔に配置されている場
合には、数４と数５を拡張することで対応できる。すな
わち、ディジタルフィルタを３次元（時間−空間２次
元）とした場合にも適用できる。[0036] Here, in the equation 4, T s is a sampling interval in the DBF circuit 6, the inverse of the sampling frequency f s in the DBF circuit 6, i.e., is expressed by T s = 1 / f s. In Expressions 4 and 5, q is the tap length of the FIR digital filter 9-k as described above. Equations (4) and (5) above are equations that hold when the element spacing d is assumed to be constant, and there is a restriction that this method can be applied only to a linear array where the element spacing d is constant. However, when the antenna elements 1-1 to 1-N are arranged at regular intervals in the vertical and horizontal directions in a lattice pattern on a plane, it can be dealt with by expanding Expressions 4 and 5. That is, the present invention can be applied to a case where the digital filter is three-dimensional (two-dimensional space-time).

【００３７】このＤＢＦ回路６は、広帯域ビームを所望
の方向に形成する周波数−角度平面上での所望特性を、
正規化時間周波数Ｆ1と正規化空間周波数Ｆ2平面の２次
元周波数平面上での所望特性に変換して、２次元ディジ
タルフィルタの特性を２次元周波数平面上での所望特性
に近似させることにより実現したものである。本発明者
らは、上述の処理において、搬送波を用いて情報を伝送
する電波の処理をする広帯域のＤＢＦ回路６では、図３
（ａ）で示す周波数−角度平面における所望特性は、２
次元周波数平面上においては図３（ｂ）に示す所望通過
域で表されることを見いだした。The DBF circuit 6 has a desired characteristic on a frequency-angle plane for forming a broadband beam in a desired direction.
By converting the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 plane into desired characteristics on a two-dimensional frequency plane and approximating the characteristics of the two-dimensional digital filter to the desired characteristics on the two-dimensional frequency plane It has been realized. In the above-described processing, the present inventors have proposed a broadband DBF circuit 6 for processing radio waves for transmitting information using a carrier wave, as shown in FIG.
The desired characteristic on the frequency-angle plane shown in FIG.
It has been found that it is represented by a desired passband shown in FIG. 3B on a dimensional frequency plane.

【００３８】ここで、広帯域のマルチビームを形成し
て、そのあとビームを選択してアダプティブな広帯域ビ
ームや広帯域ヌルを形成するには、各ビームを形成する
回路の位相特性が周波数に関して線形であり、かつその
傾きがすべてそろっていなければならないが、これから
述べる方法はその要求を満足させることができる。Here, in order to form a broadband multi-beam and then select a beam to form an adaptive broadband beam or a broadband null, the phase characteristic of a circuit for forming each beam is linear with respect to frequency. , And all the inclinations must be uniform, but the method described below can satisfy the requirement.

【００３９】そこでまず、ＤＢＦ回路６に入力されるデ
ィジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）について詳細に検討
した結果、入射角θで入射する信号に対応するディジタ
ル同相・直交信号ｘk（ｍ）の、ＤＢＦ回路６の入力時
における時間と空間に関する２次元スペクトルが、２次
元周波数平面上で次の数６で表される直線上にあること
を見いだした。図５は、当該２次元スペクトルＳｐを模
式的に示した図である。First, the digital in-phase / quadrature signal x k (m) input to the DBF circuit 6 is examined in detail, and as a result, the digital in-phase / quadrature signal x k (m) corresponding to the signal incident at the incident angle θ is obtained. It has been found that the two-dimensional spectrum relating to time and space at the time of input to the DBF circuit 6 is on a straight line represented by the following equation 6 on a two-dimensional frequency plane. FIG. 5 is a diagram schematically showing the two-dimensional spectrum Sp.

【００４０】[0040]

【数６】Ｆ2＝{(ｄsinθ)／ｃ}(ｆsＦ1＋ｆｃ）[6] F 2 = {(dsinθ) / c} (f s F 1 + f c)

【００４１】すなわち、数６で表される直線は、図３
（ｂ）に示した矩形の所望通過域の幅方向の中心に位置
する直線である。従って、図３（ｂ）に示した矩形の所
望通過域は、次の数７に示す不等式で表すことができ、
ディジタルビーム形成装置のサンプリング周波数で正規
化された正規化時間周波数Ｆ１の第１の軸と、上記素子
間隔の逆数で正規化された正規化空間周波数Ｆ2の第２
の軸とで形成された２次元周波数平面において、第２の
軸上で中心を有し、所定の幅を有して負の正規化時間周
波数から正の正規化時間周波数に延在する。That is, the straight line represented by the equation 6 is shown in FIG.
It is a straight line located at the center in the width direction of the desired pass band of the rectangle shown in FIG. Therefore, the desired rectangular passband shown in FIG. 3B can be expressed by the following inequality shown in Equation 7.
Digital beam forming a first axis of normalized normalized time frequencies F 1 at the sampling frequency of the device, the second normalized normalized spatial frequency F 2 by the reciprocal of the element spacing
In the two-dimensional frequency plane formed by the following axes, the center is on the second axis and has a predetermined width and extends from the negative normalized time frequency to the positive normalized time frequency.

【００４２】[0042]

【数７】{(ｄsinθ)/ｃ}(ｆsＦ1＋fc)−ε≦Ｆ2≦{(ｄs
inθ)/ｃ}(ｆsＦ1＋ｆc)＋εEquation 7] {(dsinθ) / c} ( f s F 1 + f c) -ε ≦ F 2 ≦ {(ds
inθ) / c} (f s F 1 + f c) + ε

【００４３】ここで、数７におけるεは図３（ｂ）に示
した矩形の所望通過域の幅に対応する所定の小さな数で
ある。すなわち、数７で示した図３（ｂ）の矩形の所望
通過域において振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝１であり、当該
所望通過域の外部では振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝０である
振幅特性を近似的に実現できる２次元ディジタルフィル
タであるＤＢＦ回路６を構成することができれば、入射
角θの方向に広帯域ビームを形成するＤＢＦ回路６を構
成できることになる。ここで、第１の実施形態では、Ｆ
1＝±０．５の近傍においても、振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝
０にした。Here, ε in Equation 7 is a predetermined small number corresponding to the width of the desired rectangular passband shown in FIG. That is, the amplitude characteristic D in the desired pass band of the rectangular 3 shown by the number 7 (b) (F 1, F 2) is = 1, the desired passband in the external amplitude characteristic D (F 1, F 2 If the DBF circuit 6 that is a two-dimensional digital filter that can approximately realize the amplitude characteristic of) = 0 can be configured, the DBF circuit 6 that forms a broadband beam in the direction of the incident angle θ can be configured. Here, in the first embodiment, F
Even in the vicinity of 1 = ± 0.5, the amplitude characteristic D (F 1 , F 2 ) =
It was set to 0.

【００４４】次に、上述の矩形の所望通過域で振幅を有
する振幅特性、すなわち、数７で示した図３（ｂ）の矩
形の所望通過域において振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝１であ
り、当該所望通過域の外部では振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝
０である振幅特性を近似的に実現できる２次元ディジタ
ルフィルタの検討を行った。その結果を図４を参照して
説明する。Next, the amplitude characteristic having an amplitude in the above-described rectangular desired pass band, that is, the amplitude characteristic D (F 1 , F 2 ) = in the rectangular desired pass band shown in FIG. 1, and outside the desired pass band, the amplitude characteristic D (F 1 , F 2 ) =
A two-dimensional digital filter capable of approximately realizing an amplitude characteristic of 0 has been studied. The result will be described with reference to FIG.

【００４５】まず、アンテナ素子数Ｎに基づいて、１次
元線形位相ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタ
（以下、ＦＩＲ型低域通過ディジタルフィルタとい
う。）のインパルス応答長Ｎｉを次のように定義する。
すなわち、アンテナ素子数Ｎが奇数の場合は、Ｎｉ＝Ｎ
とし、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合は、Ｎｉ＝Ｎ−１
とする。これによって、インパルス応答長Ｎｉを、常に
奇数に設定する。次に、インパルス応答長がＮｉのＦＩ
Ｒ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタのインパルス応
答ｐ(m)を求める。ここで、ＦＩＲ型狭帯域低域通過デ
ィジタルフィルタの帯域幅はなるべく狭い方が良い。イ
ンパルス応答ｐ(m)の計算方法はいくつか知られている
が、一番簡単なのは、ｐ(m)＝１／Ｎｉとすることであ
る。First, based on the number N of antenna elements, the impulse response length Ni of a one-dimensional linear phase FIR type narrow band low-pass digital filter (hereinafter, referred to as FIR type low-pass digital filter) is defined as follows. I do.
That is, when the number N of antenna elements is an odd number, Ni = N
When the number N of antenna elements is an even number, Ni = N−1
And Thereby, the impulse response length Ni is always set to an odd number. Next, the FI of impulse response length is Ni
The impulse response p (m) of the R-type narrow band low-pass digital filter is obtained. Here, it is preferable that the bandwidth of the FIR narrow-band low-pass digital filter is as narrow as possible. Several methods of calculating the impulse response p (m) are known, but the simplest method is to set p (m) = 1 / Ni.

【００４６】ここでは簡単のため、振幅特性には影響を
与えない、線形位相成分は除いた、零位相部分のみを考
える。従って、ここで求めたＦＩＲ型低域通過ディジタ
ルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ2）は次の数８で表すこ
とができる。ここで、数８の周波数応答Ｐ（Ｆ2）は、
零位相なので、ｐ（ｍ）＝ｐ（−ｍ）の関係が成り立
つ。Here, for simplicity, consider only the zero-phase portion which does not affect the amplitude characteristic and excludes the linear phase component. Accordingly, the frequency response P (F 2 ) of the FIR type low-pass digital filter obtained here can be expressed by the following equation (8). Here, the frequency response P (F 2 ) of Equation 8 is
Since the phase is zero, the relationship p (m) = p (-m) holds.

【００４７】[0047]

【数８】 (Equation 8)

【００４８】ここで、数８において、Ｔm（ｘ）はｍ次
の第１種チェビシェフ多項式であって、Ｔ0（ｘ）＝
１，Ｔ1（ｘ）＝ｘ，Ｔm（ｘ）＝２ｘＴm-1（ｘ）−Ｔ
m-2（ｘ）；ｍ＝２，３，…，Ｔm（cosｘ）＝cos（ｍ
ｘ）である。数８の周波数応答Ｐ（Ｆ2）を２次元周波
数平面上に表すと図４（ａ）のように表すことができ
る。Here, in Equation 8, T m (x) is an m-th order Chebyshev polynomial of the first kind, and T 0 (x) =
1, T 1 (x) = x, T m (x) = 2 × T m−1 (x) −T
m−2 (x); m = 2, 3,..., T m (cosx) = cos (m
x). When the frequency response P (F 2 ) of Expression 8 is expressed on a two-dimensional frequency plane, it can be expressed as shown in FIG.

【００４９】次に、図４（ａ）に示された数８の周波数
応答Ｐ（Ｆ2）を２次元周波数平面上で図４（ｂ）に示
すように回転させる。この回転は以下のようにして行
う。すなわち、数８におけるcos(2πF2)を、次の数９で
表される関数Ｒ（Ｆ1,Ｆ2）に置き換えると、周波数特
性を近似的に回転することができる。Next, the frequency response P (F 2 ) of Expression 8 shown in FIG. 4A is rotated on a two-dimensional frequency plane as shown in FIG. 4B. This rotation is performed as follows. That is, when cos (2πF 2 ) in Expression 8 is replaced with a function R (F 1 , F 2 ) expressed by Expression 9, the frequency characteristics can be approximately rotated.

【００５０】[0050]

【数９】Ｒ(Ｆ1,Ｆ2)＝Ｒc(Ｆ1)cos(2πＦ2)−Ｒs(Ｆ1)
sin(2πＦ2)R (F 1 , F 2 ) = R c (F 1 ) cos (2πF 2 ) −R s (F 1 )
sin (2πF 2 )

【数１０】 ここで、ａ0＝sin(ｕπ)/(ｕπ)，ａm＝2・(−1)mｕsin
(ｕπ)/{π(ｕ2−ｍ2)}(Equation 10) Here, a 0 = sin (uπ) / (uπ), a m = 2 · (−1) m usin
(uπ) / {π (u 2 −m 2 )}

【数１１】 ここで、ｂm＝2・(−1)mｍsin(ｕπ)/{π(ｕ2−ｍ2)}[Equation 11] Here, b m = 2 · (−1) mm msin (uπ) / {π (u 2 −m 2 )}

【数１２】ｕ＝−(ｄｆs/ｃ)sinθU = − (df s / c) sin θ

【００５１】ここで、数９における関数Ｒc(Ｆ1)は数１
０で表され、関数Ｒs(Ｆ1)は数１１で表される。また数
１０、数１１におけるｕは数１２で表される定数であ
る。また、数１１におけるｃmはｍ＝0を中心とする、長
さ2L＋1の適当な窓関数である（方形窓を除く）。ここ
で、回転角は、tan-1(−ｕ)で表される。以上の周波数
特性の回転方法は、公知の方法であり、従来技術文献４
「長谷川他，“スペクトル変換に基づく通過域可変２Ｄ
ＦＩＲファンフィルタ”電子情報通信学会技術研究報告
ＣＡＳ８９−１５８」に詳しく述べられている。Here, the function R c (F 1 ) in Equation 9 is
0, and the function R s (F 1 ) is represented by Expression 11. U in Equations 10 and 11 is a constant represented by Equation 12. Further, the c m in number 11 centered at m = 0, a suitable window function of length 2L + 1 (except for rectangular window). Here, the rotation angle is represented by tan −1 (−u). The rotation method of the above frequency characteristics is a known method, and
“Hasegawa et al.,“ Passband Variable 2D Based on Spectral Transformation ”
The FIR fan filter is described in detail in "IEICE Technical Report CAS 89-158".

【００５２】次に、回転した周波数特性をＦ2軸に沿っ
て平行移動する。平行移動量Ｆ2shif tは、次の数１３で
与えられる。Next, translates along the rotated frequency characteristic F 2 axes. The parallel movement amount F 2shift is given by the following equation 13.

【００５３】[0053]

【数１３】Ｆ2shift＝(ｄｆc/ｃ)sinθ## EQU13 ## F 2shift = (df c / c) sin θ

【００５４】以上のように平行移動した周波数応答Ｇ
(Ｆ1,Ｆ2)は次の数１４で表すことができる。The frequency response G translated as described above
(F 1 , F 2 ) can be expressed by the following equation 14.

【００５５】[0055]

【数１４】 [Equation 14]

【００５６】ここで、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合
は、数１４の右辺にさらにcos｛π(Ｆ2−Ｆ2shift)｝を
掛けることにより、次の数１５で表される。Here, when the number N of antenna elements is an even number, the right side of Equation 14 is further multiplied by cos {π (F 2 −F 2shift )} to be represented by the following Equation 15.

【００５７】[0057]

【数１５】 (Equation 15)

【００５８】次に、数１４又は数１５の周波数応答に基
づいてインパルス応答を求め、荷重係数ｗk,sを計算す
る。それにはまず、２のべき乗で表される適切な点数Ｉ
で、時間周波数Ｆ1と空間周波数Ｆ2とを２次元周波数平
面上で、それぞれ−０．５から０．５の間を等間隔に分
割する。それらの点上でそれぞれ、数１４または数１５
で表される周波数応答Ｇ(Ｆ1,Ｆ2)を求め、当該周波数
応答Ｇ(Ｆ1,Ｆ2)を逆離散（高速）フーリエ変換すると
インパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)が得られる。そして、以上
のように求めたインパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)を用いて、
荷重係数ｗk,sは次の数１６で与えられる。ここで、ｍ1
は時間に関する変数であり、ｍ2は空間に関する変数で
ある。Next, the impulse response is obtained based on the frequency response of the equation (14) or (15), and the weight coefficient w k, s is calculated. First, an appropriate score I expressed as a power of 2
Then, the time frequency F 1 and the spatial frequency F 2 are equally divided between −0.5 and 0.5 on the two-dimensional frequency plane. Equation 14 or Equation 15 respectively on those points
The frequency response G (F 1 , F 2 ) represented by the following formula is obtained, and the frequency response G (F 1 , F 2 ) is subjected to an inverse discrete (high-speed) Fourier transform to obtain an impulse response g (m 1 , m 2 ). . Then, using the impulse response g (m 1 , m 2 ) obtained as described above,
The weight coefficient w k, s is given by the following equation (16). Where m 1
Is a variable related to time, and m 2 is a variable related to space.

【００５９】[0059]

【数１６】 ｗk,s＝ｇ(ｓ−(ｑ−1)/２，−ｋ＋(Ｎ−1)/２＋１) ｋ＝１，２，…,Ｎ;ｓ＝０，１，…，ｑ−１W k, s = g (s− (q−1) / 2, −k + (N−1) / 2 + 1) k = 1,2,..., N; s = 0,1,. -1

【００６０】ここで、ｍ1,ｍ2の範囲は−Ｉ／２からＩ
／２までに設定し、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合は、
上式の(Ｎ−１)／２はＮ／２とする。時間方向(m1)に関
しては、ｇ(ｍ1,ｍ2)をｑの値に応じて途中で打ち切る
ことになる。以上の原理に基づいて、ＤＢＦ回路６を、
上述の数７で示した図３（ｂ）の矩形の所望通過域にお
いて近似的に振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝１であり、当該所
望通過域の外部では近似的に振幅特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)＝０
である振幅特性を有する２次元ディジタルフィルタとし
て動作させることにより、所望信号の入射角θの方向に
広帯域のビームを形成することができる。Here, the range of m 1 and m 2 is from −I / 2 to I
/ 2, and when the number N of antenna elements is even,
(N-1) / 2 in the above equation is N / 2. In the time direction (m 1 ), g (m 1 , m 2 ) is discontinued halfway according to the value of q. Based on the above principle, the DBF circuit 6
The amplitude characteristic D (F 1 , F 2 ) is approximately equal to 1 in the rectangular desired pass band of FIG. (F 1 , F 2 ) = 0
By operating as a two-dimensional digital filter having the following amplitude characteristic, a broadband beam can be formed in the direction of the incident angle θ of the desired signal.

【００６１】以上の原理に基づいてＤＢＦ処理を実行す
るために、第１の実施形態において、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ係数演算器１３は、ビームを形成するべき方
向である入射角θに基づいて、ＦＩＲ型低域通過ディジ
タルフィルタの通過特性を２次元周波数平面上で回転さ
せた後平行移動することにより、２次元ディジタルフィ
ルタの周波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を演算して、当該周波
数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を逆離散フーリエ変換することに
よりインパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)を演算して、さらに当
該インパルス応答ｇ(ｍ1,ｍ2)に基づいて荷重係数ｗk,s
を演算する。そして、ＤＢＦ回路６において、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎはそれぞれ、荷重
係数ｗk,sに基づいて、入力されるディジタル同相・直
交信号ｘkをディジタル的にろ波して、ろ波後のディジ
タル同相・直交信号ｘkを出力し、加算器１０は複数Ｎ
個のろ波後のディジタル同相・直交信号ｘkを加算して
出力する。これによって、ＤＢＦ回路６は、上述の振幅
特性Ｄ(Ｆ1,Ｆ2)を有する２次元ディジタルフィルタと
して動作するので、所望信号の入射角θが与えられてい
るとき、その方向に広帯域のビームを形成することがで
き、当該広帯域のビームに対応した広帯域の所望信号で
ある出力信号ｚ（ｍ）を出力する。In order to execute the DBF processing based on the above principle, in the first embodiment, the FIR digital filter coefficient calculator 13 calculates the FIR based on the incident angle θ which is the direction in which a beam should be formed. The frequency response G (F 1 , F 2 ) of the two-dimensional digital filter is calculated by rotating the pass characteristic of the type low-pass digital filter on a two-dimensional frequency plane and then translating it, thereby obtaining the frequency response G An impulse response g (m 1 , m 2 ) is calculated by performing an inverse discrete Fourier transform on (F 1 , F 2 ), and a weighting coefficient w k, based on the impulse response g (m 1 , m 2 ) . s
Is calculated. Then, in the DBF circuit 6, the FIR digital filters 9-1 to 9-N digitally filter the input digital in-phase / quadrature signal x k based on the weighting factors w k, s , respectively. The filtered digital in-phase / quadrature signal x k is output, and the adder 10
The digital filtered in-phase / quadrature signals x k are added and output. Thereby, the DBF circuit 6 operates as a two-dimensional digital filter having the above-described amplitude characteristic D (F 1 , F 2 ). Therefore, when the incident angle θ of the desired signal is given, the broadband beam And outputs an output signal z (m) that is a wideband desired signal corresponding to the wideband beam.

【００６２】以上、詳述した第１の実施形態のディジタ
ルビーム形成装置においては、広帯域の伝搬波信号であ
る所望信号は、広帯域の干渉信号とともにＮ個のアンテ
ナ素子１−１乃至１−Ｎで受信されて、アンテナ素子１
−１乃至１−Ｎで受信された受信信号はそれぞれ、Ａ／
Ｄ変換器３−１乃至３−Ｎでディジタル信号に変換され
て、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋによって低域ろ
波された後、各ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至
９−Ｎによって、広帯域の所望信号を抽出し、所望信号
とは異なる入射角の広帯域の干渉信号を抑圧するように
演算された荷重係数ｗk,0、ｗk,1、…、ｗk,q-1に基づ
いてろ波された後合成されて、所望信号が抽出され、干
渉信号が抑圧された所望の出力信号ｚ（ｍ）がディジタ
ルビーム形成装置の出力信号として出力される。In the digital beam forming apparatus according to the first embodiment described above, the desired signal, which is a broadband propagation wave signal, is transmitted to the N antenna elements 1-1 to 1-N together with the wideband interference signal. Received and antenna element 1
The received signals received at -1 to 1-N are A /
After being converted into digital signals by the D converters 3-1 to 3-N and low-pass filtered by the low-pass digital filter 5-k, the FIR digital filters 9-1 to 9-N pass the broadband signals. of extracting the desired signal, the weighting factors are calculated so as to suppress the interference signal of the wideband incident angle different from the desired signal w k, 0, w k, 1, ..., w k, Iro based on q-1 After being waved and synthesized, a desired signal is extracted, and a desired output signal z (m) in which an interference signal is suppressed is output as an output signal of the digital beam forming apparatus.

【００６３】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置において、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演
算器１３は、最適化手法を用いたり、連立方程式を解く
ことなく、周波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を計算して当該周
波数応答Ｇ（Ｆ1，Ｆ2）を逆フーリエ変換することによ
り荷重係数ｗk,sを演算しているので、高速に荷重係数
ｗk,sを計算することができる。In the digital beam forming apparatus of the first embodiment, the FIR digital filter coefficient calculator 13 uses the frequency response G (F 1 , F 2) without using an optimization method or solving simultaneous equations. ) And the frequency response G (F 1 , F 2 ) is subjected to inverse Fourier transform to calculate the weight coefficient w k, s , so that the weight coefficient w k, s can be calculated at high speed. .

【００６４】以上の第１の実施形態において、ＤＢＦ回
路６は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１３に
よって演算された荷重係数ｗk,sに基づいて入力される
ディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）をろ波して出力す
るＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎと加算
器１０とを備えているので、上述の振幅特性Ｄ(Ｆ1,
Ｆ2)を有する２次元ディジタルフィルタとして動作す
る。これによって、ＤＢＦ回路６は、所望信号の入射角
θの方向に広帯域のビームを形成することができ、当該
広帯域のビームに対応した広帯域の所望信号である出力
信号ｚ（ｍ）を出力することができる。In the first embodiment described above, the DBF circuit 6 converts the digital in-phase / quadrature signal x k (m) input based on the weight coefficient w k, s calculated by the FIR digital filter coefficient calculator 13. ) since the and an adder 10 and FIR digital filters 9-1 to 9-N and outputs the filtering, the above-mentioned amplitude characteristic D (F 1,
It operates as a two-dimensional digital filter having F 2 ). As a result, the DBF circuit 6 can form a broadband beam in the direction of the incident angle θ of the desired signal, and output an output signal z (m) that is a wideband desired signal corresponding to the wideband beam. Can be.

【００６５】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置は、上述のＤＢＦ回路６とＦＩＲ型ディジタル
フィルタ係数演算器１３とを備えているので、電波であ
る搬送波を用いた情報伝送において、電波である所望信
号の到来方向に広帯域のビームを形成することができ、
当該広帯域のビームに対応する広帯域の所望信号を受信
して、ベースバンド信号である所望の出力信号ｚ（ｍ）
を出力することができる。Since the digital beam forming apparatus according to the first embodiment includes the DBF circuit 6 and the FIR digital filter coefficient calculator 13, the digital beam forming apparatus according to the first embodiment performs radio wave transmission in information transmission using a carrier wave. It is possible to form a broadband beam in the arrival direction of the desired signal,
A wide band desired signal corresponding to the wide band beam is received, and a desired output signal z (m) as a base band signal is received.
Can be output.

【００６６】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置において、ＤＢＦ回路６は、線形の位相特性を
有し、当該位相特性の傾きはタップ長ｑの値で決まる。
従って、後述する適応ディジタルビーム形成装置に適し
た広帯域マルチビームを形成するために本方法を用いる
場合は、各シングルビームＤＢＦ回路においてタップ長
ｑを揃えることにより、広帯域のマルチビームを形成す
ることができる。In the digital beam forming apparatus according to the first embodiment, the DBF circuit 6 has a linear phase characteristic, and the slope of the phase characteristic is determined by the value of the tap length q.
Therefore, when the present method is used to form a wideband multibeam suitable for an adaptive digital beamforming apparatus described later, it is possible to form a wideband multibeam by aligning the tap lengths q in each single beam DBF circuit. it can.

【００６７】＜第２の実施形態＞図６は本発明に係る第
２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置のブロッ
ク図である。以下、図６を参照して第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について説明する。図６の
第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置は、図
１０の第２の従来例の適応ディジタルビーム形成装置に
おいて、信号変換器２０に代えて、第１のマルチビーム
形成器７ａと信号選択器８とを備えたことを特徴とす
る。<Second Embodiment> FIG. 6 is a block diagram of an adaptive digital beam forming apparatus according to a second embodiment of the present invention. Hereinafter, an adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment will be described with reference to FIG. The adaptive digital beamformer according to the second embodiment shown in FIG. 6 is different from the adaptive digital beamformer according to the second conventional example shown in FIG. A selector 8 is provided.

【００６８】以下、図６を参照して第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について詳細に説明する。
ここで、図６の第２の実施形態において、図１の第１の
実施形態及び図１０の第２の従来例と同様のものには同
様の符号を付して示している。第２の実施形態の適応デ
ィジタルビーム形成装置において、Ｎ個のアンテナ素子
１−ｋで受信された高周波信号はそれぞれ、第１の実施
形態の適応ディジタルビーム形成装置と同様に、受信機
２−ｋで中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−ｋ
でそれぞれディジタル中間周波信号に変換される。そし
てこれらのディジタル中間周波信号は、ディジタル局部
発振器６０で発振した周波数ｆIF のディジタル正弦波
とミキサー４−ｋでそれぞれ混合され、低域通過ディジ
タルフィルタ５−ｋにより高周波成分がカットされて、
低域通過ディジタルフィルタ５−ｋから複素数であるデ
ィジタル同相・直交信号ｘ1（ｍ）ｘ2(m)、…、ｘ
N（ｍ）が出力されて、当該信号は第１のマルチビーム
形成器７ａに入力される。Hereinafter, the adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment will be described in detail with reference to FIG.
Here, in the second embodiment of FIG. 6, the same components as those of the first embodiment of FIG. 1 and the second conventional example of FIG. 10 are denoted by the same reference numerals. In the adaptive digital beamformer of the second embodiment, the high-frequency signals received by the N antenna elements 1-k are respectively transmitted to the receivers 2-k as in the adaptive digital beamformer of the first embodiment. Is converted to an intermediate frequency signal by the A / D converter 3-k.
Are converted into digital intermediate frequency signals. These digital intermediate frequency signals are mixed with the digital sine wave of the frequency f IF oscillated by the digital local oscillator 60 by the mixer 4-k, respectively, and the high-frequency components are cut by the low-pass digital filter 5-k.
The digital in-phase / quadrature signal x 1 (m) x 2 (m),..., X, which is a complex number, is output from the low-pass digital filter 5-k.
N (m) is output, and the signal is input to the first multi-beamformer 7a.

【００６９】第１のマルチビーム形成器７ａは、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎと加算
器１０−１乃至１０−Ｂとを備えた、一種の空間フィル
タバンクである。ここで、ディジタル同相・直交信号ｘ
1（ｍ）は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−１，
７−２−１，７−３−１，…，７−Ｂ−１に入力され、
ディジタル同相・直交信号ｘ2（ｍ）は、ＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ７−１−２，７−２−２，７−３−２，
…，７−Ｂ−２に入力され、以下同様にディジタル同相
・直交信号ｘk（ｍ）（ｋ＝３，４，…，Ｎ）は、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタ７−１−ｋ，７−２−ｋ，７−
３−ｋ，…，７−Ｂ−ｋに入力される。The first multi-beamformer 7a has an FIR
It is a kind of spatial filter bank including digital filters 7-1-1 to 7-BN and adders 10-1 to 10-B. Here, the digital in-phase / quadrature signal x
1 (m) is an FIR digital filter 7-1-1,
7-2-1, 7-3-1, ..., 7-B-1,
The digital in-phase / quadrature signal x 2 (m) is converted to FIR digital filters 7-1-2, 7-2-2, 7-3-2,
, 7-B-2. Similarly, the digital in-phase / quadrature signal x k (m) (k = 3, 4,..., N) is
R-type digital filters 7-1-k, 7-2-k, 7-
3-k,..., 7-Bk.

【００７０】さらに詳細に説明すると、ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７−１−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ）はそれ
ぞれ、入力されるディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）
を所定の係数に基づいてディジタル的にろ波して加算器
１０−１に出力する。そして、加算器１０−１はろ波後
の各ディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）を加算して、
加算後の信号ｙ1（ｍ）を信号選択器８に出力する。こ
こで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−ｋの各フィ
ルタ係数である荷重係数は、第１の実施形態のＦＩＲ型
ディジタルフィルタ係数演算器１３と同様の方法を用い
て、所定の方向に広帯域のビームを形成して当該ビーム
の方向から入射される広帯域の信号に対応する信号ｙ1
（ｍ）に出力するように設定する。しかしながら、本発
明では、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−ｋの各荷
重係数は、他の方法を用いて、所定の方向に広帯域のビ
ームを形成して当該ビームの方向から入射される広帯域
の信号に対応する信号ｙ1（ｍ）に出力するように設定
してもよい。More specifically, the FIR digital filters 7-1-k (k = 1, 2,..., N) each receive the input digital in-phase / quadrature signal x k (m)
Is digitally filtered based on a predetermined coefficient and output to the adder 10-1. Then, the adder 10-1 adds each digital in-phase / quadrature signal x k (m) after filtering, and
The signal y 1 (m) after the addition is output to the signal selector 8. Here, the weighting factor, which is each filter coefficient of the FIR digital filter 7-1-k, is obtained by using a method similar to that of the FIR digital filter coefficient calculator 13 of the first embodiment, and by using a wideband in a predetermined direction. A signal y 1 that forms a beam and corresponds to a broadband signal incident from the direction of the beam
(M) is set to output. However, in the present invention, each weighting factor of the FIR digital filter 7-1-k forms a broadband beam in a predetermined direction by using another method, and a broadband signal incident from the beam direction. May be set to be output as a signal y 1 (m) corresponding to

【００７１】また、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−２
−ｋはそれぞれ、入力されるディジタル同相・直交信号
ｘk（ｍ）を所定の係数に基づいてディジタル的にろ波
して加算器１０−２に出力する。そして、加算器１０−
２はろ波後の各ディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）を
加算して、加算後の信号ｙ2（ｍ）を信号選択器８に出
力する。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−２−
ｋの各係数は、所定の方向に広帯域のビームを形成して
当該ビームの方向から入射される広帯域の信号に対応す
る信号ｙ2（ｍ）を出力するように設定される。以下同
様にして、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−ｂ−ｋはそ
れぞれ、ろ波後のディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）
を出力し、加算器１０−ｂ（ｂ＝３，４，…，Ｂ）はそ
れぞれ、所定のビームに対応した信号ｙb（ｍ）を信号
選択器８に出力する。ここで、第１のマルチビーム形成
器７ａによって形成される上述の各ビームの位相特性を
揃え、かつ、無ひずみ伝送を実現するためには、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎは周波
数に関して同一の線形位相特性である必要がある。この
ような特性を有するＦＩＲ型ディジタルフィルタとして
は、直接形構成、縦続形構成、ラティス形構成などが考
えられ、第２の実施形態ではいずれの構成でもよい。The FIR digital filter 7-2
−k digitally filters the input digital in-phase / quadrature signal x k (m) based on a predetermined coefficient, and outputs the result to the adder 10-2. Then, the adder 10-
2 adds each digital in-phase / quadrature signal x k (m) after filtering, and outputs the added signal y 2 (m) to the signal selector 8. Here, the FIR digital filter 7-2-
Each coefficient of k is set so as to form a broadband beam in a predetermined direction and output a signal y 2 (m) corresponding to a broadband signal incident from the beam direction. In the same manner, the FIR digital filters 7-bk respectively perform the filtered digital in-phase / quadrature signal x k (m)
, And adders 10-b (b = 3, 4,..., B) each output a signal y b (m) corresponding to a predetermined beam to the signal selector 8. Here, in order to make the phase characteristics of the respective beams formed by the first multi-beamformer 7a uniform and to realize distortion-free transmission, the FIR
The digital filters 7-1-1 to 7-BN must have the same linear phase characteristic with respect to frequency. As the FIR digital filter having such characteristics, a direct type configuration, a cascade type configuration, a lattice type configuration, and the like can be considered, and any configuration may be used in the second embodiment.

【００７２】信号選択器８は、第１のマルチビーム形成
器７ａから出力される複数Ｂ個の信号ｙ1（ｍ），ｙ
2（ｍ），…，ｙB（ｍ）からＭ個の信号を選択して、選
択した信号ｙｎ1（ｍ），ｙｎ2（ｍ），…，ｙｎ
M（ｍ）をそれぞれ、乗算器１２−１乃至１２−Ｍに出
力する。ここで、信号選択器８における選択の方法は、
第２の実施形態では、電力の大きい順にＭ個の信号を選
択するように構成した。しかしながら本発明はこれに限
らず、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
る等、他の方法を用いてもよい。また、選択する信号の
数Ｍは、ビーム数Ｂ以下の整数であって、アンテナ素子
数Ｎや想定する干渉波の数に応じて決定されるが、好ま
しくは、アンテナ素子数Ｎの半分から１／４程度に設定
される。The signal selector 8 outputs a plurality of B signals y 1 (m), y output from the first multi-beamformer 7a.
2 (m),..., Y B (m), M signals are selected, and the selected signals yn 1 (m), yn 2 (m),.
M (m) is output to multipliers 12-1 to 12-M, respectively. Here, the selection method in the signal selector 8 is as follows.
In the second embodiment, M signals are selected in descending order of power. However, the present invention is not limited to this, and another method such as selecting a signal having power equal to or higher than a predetermined threshold may be used. The number M of signals to be selected is an integer equal to or less than the number B of beams, and is determined according to the number N of antenna elements and the number of assumed interference waves. It is set to about / 4.

【００７３】乗算器１２−１乃至１２−Ｍの各荷重係数
ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）は、適応
ディジタルビーム形成装置の出力において、所望信号を
抽出して干渉信号を抑圧するように、第１の係数制御器
１１ａで適応的に制御する。制御すべき荷重係数の数は
Ｍ個である。これらの各荷重係数ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ
2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）は一般に複素数である。乗算
器１２−１乃至１２−Ｍの出力信号を加算器１０で加算
して、干渉信号が抑圧された、所望の到来信号である出
力信号ｚ（ｍ）を出力する。Each of the weighting factors wB 1 (m), wB 2 (m),..., WB M (m) of the multipliers 12-1 to 12-M extracts a desired signal from the output of the adaptive digital beam forming apparatus. The first coefficient controller 11a performs adaptive control so as to suppress the interference signal. The number of load coefficients to be controlled is M. Each of these load coefficients wB 1 (m), wB
2 (m),..., WB M (m) are generally complex numbers. The output signals of the multipliers 12-1 to 12-M are added by the adder 10, and an output signal z (m) which is a desired arrival signal in which an interference signal is suppressed is output.

【００７４】ここで、第２の実施形態の適応ディジタル
ビーム形成装置において、第１の係数制御器１１ａは、
以下に説明する処理を実行して、出力信号ｚ（ｍ）の包
絡線を一定に保つような荷重係数ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ
2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）を演算する。このように、出
力信号ｚ（ｍ）の包絡線を一定に保つように荷重係数ｗ
Ｂ1（ｍ）、ｗＢ2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）を演算する
処理はＣＭＡ処理と呼ばれ、当該ＣＭＡ処理は、例え
ば、ＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳＫ信号などに対して有
効であり、参照信号を必要としないという利点がある。Here, in the adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment, the first coefficient controller 11a
By executing the processing described below, load coefficients wB 1 (m) and wB that keep the envelope of output signal z (m) constant.
2 (m), ..., wB M (m) are calculated. As described above, the weight coefficient w is set so as to keep the envelope of the output signal z (m) constant.
Processing for calculating B 1 (m), wB 2 (m),..., WB M (m) is called CMA processing, and the CMA processing is effective for, for example, FM signals, FSK signals, and PSK signals. This has the advantage that no reference signal is required.

【００７５】まず、荷重係数ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ
2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）を演算するための評価関数Ｊ
を数１７のように定義し、時刻ｍにおける信号ベクトル
Ｙ（ｍ）と荷重係数ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ2（ｍ）、…、ｗ
ＢM（ｍ）からなるベクトルＷ（ｍ）をそれぞれ数１
８、数１９のように定義する。First, the load coefficients wB 1 (m), wB
2 (m), ..., evaluation function J for calculating wB M (m)
Is defined as in Expression 17, and the signal vector Y (m) at time m and the weighting factors wB 1 (m), wB 2 (m),.
A vector W (m) composed of B M (m) is expressed by Equation 1
8, and defined by Equation 19.

【００７６】[0076]

【数１７】Ｊ＝（１／４）Ｅ[│ｚ(ｍ)│2−σ2]## EQU17 ## J = (1/4) E [│z (m) │ 2 −σ 2 ]

【数１８】 Ｙ(ｍ)＝[ｙｎ1(ｍ),ｙｎ2(ｍ),…,ｙｎM(ｍ)]T Y (m) = [yn 1 (m), yn 2 (m),... Yn M (m)] T

【数１９】 Ｗ(ｍ)＝[ｗＢ1(ｍ),ｗＢ2(ｍ),…,ｗＢM(ｍ)]T W (m) = [wB 1 (m), wB 2 (m),..., WB M (m)] T

【００７７】ここで、数１７において、Ｅ[・]は期待値
であり、σは所望の包絡線の値である。また、数１８と
数１９において、[・]Tは転置行列を表す。数１７の評
価関数Ｊを最小にするベクトルを解析的に求めることは
できない。そこで、勾配法を用いて係数ベクトルＷ
（ｍ）を逐次的に更新していく。この場合の係数ベクト
ルＷ（ｍ）の更新式は次の数２０で表すことができる。
また、出力信号ｚ（ｍ）は数２１で表される。Here, in Expression 17, E [•] is an expected value, and σ is a value of a desired envelope. In Expressions 18 and 19, [·] T represents a transposed matrix. A vector that minimizes the evaluation function J in Expression 17 cannot be analytically obtained. Therefore, the coefficient vector W is calculated using the gradient method.
(M) is sequentially updated. The updating equation for the coefficient vector W (m) in this case can be expressed by the following equation (20).
The output signal z (m) is represented by Expression 21.

【００７８】[0078]

【数２０】Ｗ(ｍ＋１)＝Ｗ(ｍ)−μ[{│ｚ(ｍ)│2−
σ2}ｚ(ｍ)Ｙ*(ｍ)]W (m + 1) = W (m) −μ [{│z (m) │ 2 −
σ 2 } z (m) Y * (m)]

【数２１】ｚ(ｍ)＝ＷT(ｍ)Ｙ(ｍ)Equation 21] z (m) = W T ( m) Y (m)

【００７９】数２０で、μは適当な正の定数であり、μ
は係数ベクトルＷ（ｍ）が収束するように設定する。ま
た、＊は複素共役を表す。係数ベクトルＷ（ｍ）の初期
値Ｗ(０)は、信号選択器８の出力信号のうち、電力が最
大の信号が入力される乗算器１２の荷重係数を０以外の
適当な値に設定し、その他の係数を０とする。In Equation 20, μ is an appropriate positive constant.
Is set so that the coefficient vector W (m) converges. * Represents a complex conjugate. The initial value W (0) of the coefficient vector W (m) is set to an appropriate value other than 0 by setting the weighting factor of the multiplier 12 to which the signal having the largest power among the output signals of the signal selector 8 is input. , And other coefficients are set to 0.

【００８０】このように数２０に従って、乗算器１２−
１乃至１２−Ｍの荷重係数を更新すれば、所望の受信信
号の包絡線が一定であるＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳＫ
信号などの場合、干渉信号は抑圧され、所望信号が抽出
される。このとき、所望信号の入射方向には広帯域のビ
ームを形成し、干渉信号の入射方向には広帯域のヌルを
形成していることになる。この方法では信号の種類は限
られるが、信号の入射方向に関する事前知識を必要とせ
ず、拘束条件付き係数演算方法より実用的であるので、
第２の実施形態では数２０に従って荷重係数を更新する
ように構成している。As described above, the multiplier 12-
By updating the weighting factors of 1 to 12-M, the FM signal, the FSK signal, and the PSK signal in which the envelope of the desired received signal is constant
In the case of a signal or the like, the interference signal is suppressed and a desired signal is extracted. At this time, a broadband beam is formed in the incident direction of the desired signal, and a broadband null is formed in the incident direction of the interference signal. Although the type of signal is limited in this method, it does not require prior knowledge about the incident direction of the signal and is more practical than the coefficient calculation method with constraints,
In the second embodiment, the load coefficient is updated according to Equation 20.

【００８１】次に、第２の実施形態の適応ディジタルビ
ーム形成装置の動作を確認するために行ったシミュレー
ションの結果について説明する。図７は、当該シミュレ
ーションの結果であるアレーアンテナ１００の放射パタ
ーンを示すグラフである。図７のグラフは、ビームの放
射方向を示す角度に対する相対電力で示している。ここ
で、ビームの放射方向を示す角度は、アンテナ素子１−
１乃至１−Ｎが並置されたラインの垂線に対する角度で
表し、縦軸の相対電力は主ビームの電力を基準として規
格化して示している。また、図７のグラフには、周波数
ｆを搬送波周波数ｆcに設定した場合と、周波数ｆ＝
０．９５ｆcに設定した場合と、周波数ｆ＝１．０５ｆc
に設定した場合の、３つの場合についてシミュレーショ
ンをして、それぞれの場合について示している。Next, the results of a simulation performed to confirm the operation of the adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment will be described. FIG. 7 is a graph showing a radiation pattern of the array antenna 100 as a result of the simulation. The graph of FIG. 7 shows the relative power with respect to the angle indicating the radiation direction of the beam. Here, the angle indicating the radiation direction of the beam is the antenna element 1-.
1 to 1-N are represented by angles with respect to a perpendicular line of the juxtaposed lines, and the relative power on the vertical axis is normalized with reference to the power of the main beam. In the graph of FIG. 7, a case of setting the frequency f to the carrier frequency f c, the frequency f =
And when set to 0.95f c, the frequency f = 1.05f c
Are set, and three cases are simulated and shown for each case.

【００８２】図７のグラフから明らかなように、上述の
周波数ｆ＝ｆcの場合、周波数ｆ＝０．９５ｆcの場合及
び周波数ｆ＝１．０５ｆcの場合のいずれの場合におい
ても、所望信号の到来方向である４０度の方向に主ビー
ムを形成することができ、干渉信号の到来方向の６０度
の方向にヌルを形成することができる。すなわち、所望
信号の入射方向に、搬送波周波数ｆcに対して１０％の
帯域を有する比較的広帯域のビームを形成することがで
き、干渉信号の入射方向には搬送波周波数ｆcに対して
１０％の帯域を有する比較的広帯域のヌルを形成するこ
とができることを示している。すなわち、第２の実施形
態の適応ディジタルビームフォーミング装置によれば、
比較的広帯域の所望の信号を抽出することができ、比較
的広帯域の干渉信号を抑圧することができることを示し
ている。[0082] As apparent from the graph of FIG. 7, if the above-mentioned frequency f = f c, in either case when the case and the frequency f = 1.05f c of frequency f = 0.95f c, the desired The main beam can be formed in the direction of arrival of the signal at 40 degrees, and a null can be formed in the direction of 60 degrees of the arrival direction of the interference signal. In other words, the desired signal in the direction of incidence of, it is possible to form a relatively broad band beam having a bandwidth of 10% with respect to the carrier frequency f c, the incident direction of the interference signal by 10% relative to the carrier frequency f c It is shown that a relatively wide band null having a band of? Can be formed. That is, according to the adaptive digital beamforming apparatus of the second embodiment,
This shows that a desired signal in a relatively wide band can be extracted, and an interference signal in a relatively wide band can be suppressed.

【００８３】以上のように構成したビームスペース形構
成の第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
は、マルチビーム形成処理の演算が必要になるが、図９
に示した第１の従来例のエレメントスペース形構成の広
帯域用の適応ビーム形成装置に比べて制御すべき荷重係
数の数は極めて少なくできる。これによって、荷重係数
の制御に要する演算量やハードウェアの量が非常に少な
くできるので有利である。The adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment having the beam space configuration configured as described above requires multi-beam forming processing.
The number of load coefficients to be controlled can be extremely reduced as compared with the first conventional example of an element space type adaptive beam forming apparatus for a wide band. This is advantageous because the amount of calculation and the amount of hardware required for controlling the load coefficient can be extremely reduced.

【００８４】また、以上の第２の実施形態の適応ディジ
タルビーム形成装置は、信号の入射方向に関する事前知
識を全く必要としないで広帯域のビームを形成すること
ができ、かつマルチビーム処理そのものを線形なものに
できる。すなわち、第２の従来例の適応ディジタルビー
ム形成装置に比較して上述の点で優れている。The adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment can form a wide-band beam without any prior knowledge of the incident direction of a signal, and can perform multi-beam processing itself in a linear manner. Can be something. That is, the above-mentioned point is superior to that of the second conventional adaptive digital beam forming apparatus.

【００８５】＜第３の実施形態＞図８は本発明に係る第
３の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置のブロッ
ク図である。以下、図８を参照して第３の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について説明する。<Third Embodiment> FIG. 8 is a block diagram of an adaptive digital beam forming apparatus according to a third embodiment of the present invention. Hereinafter, an adaptive digital beam forming apparatus according to the third embodiment will be described with reference to FIG.

【００８６】図８の第３の実施形態の適応ディジタルビ
ーム形成装置は、図６の第２の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置において、第１のマルチビーム形成器
７ａに代えて、第３のマルチビーム形成器７ｃを備えた
ことを特徴する。ここで、第３のマルチビーム形成器７
ｃは、第２のマルチビーム形成器７ｂと複数（Ｂ×２）
個のＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−１−１乃至７ｃ
−Ｂ−２と加算器１０−１乃至１０−Ｂとからなる。図
８の第３の実施形態において、図６の第２の実施形態と
同様のものには同様の符号を付して示している。The adaptive digital beam forming apparatus according to the third embodiment shown in FIG. 8 is different from the adaptive digital beam forming apparatus according to the second embodiment shown in FIG. It is characterized by having a multi-beamformer 7c. Here, the third multi-beamformer 7
c is the second multi-beamformer 7b and a plurality (B × 2)
FIR digital filters 7c-1-1 to 7c
-B-2 and adders 10-1 to 10-B. In the third embodiment in FIG. 8, the same components as those in the second embodiment in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals.

【００８７】第３の実施形態の適応ディジタルビーム形
成装置において、Ｎ個のアンテナ素子１−ｋで受信され
た高周波信号はそれぞれ、第１及び第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置と同様に、受信機２−ｋで
中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−ｋでそれぞ
れディジタル中間周波信号に変換される。そして、これ
らのディジタル中間周波信号は、ディジタル局部発振器
６０で発振した周波数ｆIF のディジタル正弦波とミキ
サー４−ｋでそれぞれ混合され、低域通過ディジタルフ
ィルタ５−ｋにより高周波成分がカットされて、低域通
過ディジタルフィルタ５−ｋから複素数であるディジタ
ル同相・直交信号ｘ1（ｍ）ｘ2(m)、…、ｘN（ｍ）が出
力されて、当該信号は第３のマルチビーム形成器７ｃに
入力される。In the adaptive digital beam forming apparatus of the third embodiment, the high frequency signals received by the N antenna elements 1-k are respectively similar to the adaptive digital beam forming apparatuses of the first and second embodiments. Are converted into intermediate frequency signals by the receiver 2-k, and are converted into digital intermediate frequency signals by the A / D converter 3-k. Then, these digital intermediate frequency signals are mixed with the digital sine wave of the frequency f IF oscillated by the digital local oscillator 60 by the mixer 4-k, respectively, and the high-frequency component is cut by the low-pass digital filter 5-k. Digital in-phase / quadrature signals x 1 (m) x 2 (m),..., X N (m), which are complex numbers, are output from the low-pass digital filter 5-k. 7c.

【００８８】図８の適応ディジタルビーム形成装置の第
３のマルチビーム形成器７ｃについて、図１１を参照し
て詳細に説明する。当該第３のマルチビーム形成器７ｃ
において、第２のマルチビーム形成器７ｂは、図１１に
示すように、複数（Ｂ×Ｎ）個の荷重係数器７１−１−
１乃至７１−Ｂ−Ｎと複数Ｂ個の加算器７２−１乃至７
２−Ｂとからなる。そして、第２のマルチビーム形成器
７ｂにおいて、ディジタル同相・直交信号ｘ1（ｍ）は
荷重係数器７１−１−１乃至７１−Ｂ−１に入力され、
ディジタル同相・直交信号ｘ2（ｍ）は荷重係数器７１
−１−２乃至７１−Ｂ−２に入力される。同様に、ディ
ジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）（ｋ＝３，４，…，
Ｎ）は荷重係数器７１−１−ｋ乃至７１−Ｂ−ｋに入力
される。図１１に示すように、荷重係数器７１−１−ｋ
（ｋ＝１，２，…，Ｎ）は、入力されるディジタル同相
・直交信号ｘk（ｍ）と荷重係数α1kとを乗算して、乗
算結果ｘk（ｍ）・α1kを加算器７２−１に出力する。
加算器７２−１は、各荷重係数器７１−１−ｋから入力
される複数Ｎ個の乗算結果ｘk（ｍ）・α1kを加算し
て、加算結果である信号ｙ1（ｍ）をＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ７ｃ−１−１とＦＩＲ型ディジタルフィルタ
７ｃ−Ｂ−２とに出力する。ここで、各荷重係数器７１
−１−ｋにおける各荷重係数α1kは、所定の方向にビー
ムを形成して当該ビームに対応する信号ｙ1（ｍ）が加
算器７２−１から出力されるように、予め所定の値に設
定されている。The third multi-beamformer 7c of the adaptive digital beamformer of FIG. 8 will be described in detail with reference to FIG. The third multi-beamformer 7c
In FIG. 11, the second multi-beamformer 7b includes a plurality of (B × N) load coefficient units 71-1− as shown in FIG.
1 to 71-BN and a plurality of B adders 72-1 to 7-7
2-B. Then, in the second multi-beamformer 7b, the digital in-phase / quadrature signal x 1 (m) is input to the weighting factors 71-1-1 to 71-B-1,
The digital in-phase / quadrature signal x 2 (m) is converted to a weighting factor 71
-1-2 to 71-B-2. Similarly, a digital in-phase / quadrature signal x k (m) (k = 3, 4,...,
N) is input to the load coefficient units 71-1-k to 71-Bk. As shown in FIG. 11, the load coefficient unit 71-1-k
(K = 1, 2,..., N) is obtained by multiplying the input digital in-phase / quadrature signal x k (m) by the weighting factor α 1k and adding the multiplication result x k (m) · α 1k 72-1.
The adder 72-1 adds the plurality N of multiplication results x k (m) · α 1k input from each weight coefficient unit 71-1-k, and outputs a signal y 1 (m) as the addition result. Output to the FIR digital filters 7c-1-1 and 7c-B-2. Here, each load coefficient unit 71
Each of the weighting factors α 1k in −1−k is set to a predetermined value in advance so that a beam is formed in a predetermined direction and a signal y 1 (m) corresponding to the beam is output from the adder 72-1. Is set.

【００８９】また、荷重係数器７１−２−ｋは、入力さ
れるディジタル同相・直交信号ｘk（ｍ）と荷重係数α
2kとを乗算して、乗算結果ｘk（ｍ）・α2kを加算器７
２−２に出力する。加算器７２−２は、各荷重係数器７
１−２−ｋから入力される複数Ｎ個の乗算結果ｘ
k（ｍ）・α2kを加算して、加算結果である信号ｙ
2（ｍ）をＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−１−２と
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−１に出力する。
ここで、各荷重係数器７１−２−ｋにおける荷重係数α
2kは、所定の方向にビームを形成して当該ビームに対応
する信号ｙ2（ｍ）が加算器７２−１から出力されるよ
うに、予め所定の値に設定されている。The weighting coefficient unit 71-2-k calculates the input digital in-phase / quadrature signal x k (m) and the weighting coefficient α
2k, and the multiplication result x k (m) · α 2k is added to the adder 7
Output to 2-2. The adder 72-2 includes:
1-2 N multiplication results x input from k
k (m) · α 2k is added, and a signal y as an addition result is obtained.
2 (m) is output to the FIR digital filters 7c-1-2 and 7c-2-1.
Here, the load coefficient α in each load coefficient unit 71-2-k
2k is set to a predetermined value in advance so that a beam is formed in a predetermined direction and a signal y 2 (m) corresponding to the beam is output from the adder 72-1.

【００９０】また、荷重係数器７１−ｂ−ｋ（ｂ＝３，
４，…，Ｂ）は、同様に、入力されるディジタル同相・
直交信号ｘk（ｍ）と荷重係数αbkとを乗算して、乗算
結果ｘk（ｍ）・αbkを加算器７２−ｂに出力する。加
算器７２−ｂは、各荷重係数器７１−ｂ−ｋから入力さ
れる複数Ｎ個の乗算結果ｘk（ｍ）・αbkを加算して、
加算結果である信号ｙb（ｍ）をＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタ７ｃ−（ｂ−１）−２とＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ７ｃ−ｂ−１とに出力する。ここで、各荷重係数器
７１−ｂ−ｋにおける各荷重係数αbkは、所定の方向に
各ビームを形成して当該ビームに対応する信号ｙ
b（ｍ）が各加算器７２−ｂから出力されるように、予
め所定の値に設定されている。上述のように構成された
第２のマルチビーム形成器７ｂは、予め設定された複数
Ｂ個の異なる方向にそれぞれビームを形成して、当該ビ
ームに対応する複数Ｂ個の信号ｙb（ｍ）（ｂ＝１，
２，…，Ｂ）を出力する。The load coefficient unit 71-bk (b = 3,
4,..., B) are similarly input digital in-phase
The orthogonal signal x k (m) is multiplied by the weight coefficient α bk, and the multiplication result x k (m) · α bk is output to the adder 72-b. The adder 72-b adds a plurality N of multiplication results x k (m) · α bk input from each of the weighting factors 71- bk ,
The signal y b (m) as the addition result is output to the FIR digital filters 7c- (b-1) -2 and 7c-b-1. Here, each load coefficient α bk in each load coefficient unit 71- bk is a signal y corresponding to the beam formed by forming each beam in a predetermined direction.
The predetermined value is set in advance so that b (m) is output from each adder 72-b. The second multi-beamformer 7b configured as described above forms a beam in each of a plurality of B different directions set in advance, and a plurality of B signals y b (m) corresponding to the beam are formed. (B = 1,
2,..., B) are output.

【００９１】ここで、第２のマルチビーム形成器７ｂか
ら出力される複数Ｂ個の信号ｙ1（ｍ）、ｙ2（ｍ）、
…、ｙB（ｍ）は、荷重係数αbkを用いて次の数２２で
表すことができる。この数２２は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）を用いて第２のマルチビーム形成器７ｂを構
成した場合においても成り立つ。ただし、この場合はア
ンテナ素子数Ｎ＝ビーム数Ｂに設定される。Here, a plurality of B signals y 1 (m), y 2 (m), output from the second multi-beamformer 7b,
.., Y B (m) can be expressed by the following equation 22 using the load coefficient α bk . This equation (22) also holds when the second multi-beamformer 7b is configured using the fast Fourier transform (FFT). However, in this case, the number of antenna elements N = the number of beams B is set.

【００９２】[0092]

【数２２】 (Equation 22)

【００９３】さらに、第２のマルチビーム形成器７ｂを
用いてビームを形成をしたときの当該ビームの放射電力
強度Ｈb(f，θ)は、次の数２３で表すことができる。Further, the radiation power intensity H b (f, θ) of the beam when the beam is formed using the second multi-beamformer 7b can be expressed by the following equation (23).

【００９４】[0094]

【数２３】 (Equation 23)

【００９５】ここで、数２３において、ｂはビーム番号
であり、ｄは隣接するアンテナ素子１−ｋの素子間隔で
あり、等間隔のリニアアレーを想定している。また、ｆ
cは搬送波周波数であり、λcは搬送波の波長である。ま
た、θは所望信号の入射角であり、アンテナ素子１−ｋ
が並置されたラインの垂線と所望信号の入射する方向と
の角度で定義される。ここで、第２のマルチビーム形成
器７ｂを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて構成した
場合について考えると、荷重係数αbkは次の数２４で表
すことができる。Here, in Equation 23, b is a beam number, d is an element interval between adjacent antenna elements 1-k, and a linear array having an equal interval is assumed. Also, f
c is the carrier frequency, the lambda c is a wavelength of a carrier wave. Θ is the incident angle of the desired signal, and the antenna element 1-k
Is defined by the angle between the perpendicular of the juxtaposed lines and the direction of incidence of the desired signal. Here, considering the case where the second multi-beamformer 7b is configured using the fast Fourier transform (FFT), the weighting coefficient α bk can be expressed by the following equation (24).

【００９６】[0096]

【数２４】αbk＝(１／Ｂ)・exp{ｊ2π(ｂ−1)(ｋ−1)/
Ｂ}，ｋ＝１，２，３，…，ＮΑ bk = (1 / B) · exp {j2π (b−1) (k−1) /
B}, k = 1, 2, 3,..., N

【００９７】数２４におけるｂ＝１は入射角θ＝０°の
ビームに対応する。数２３の入射角θに０°を代入する
と、数２３で表される放射電力強度Ｈ1(f，θ)は周波数
ｆに依存しない定数になる。従って、入射角θ＝０°で
入射された広帯域信号はそのまま受信される。しかし、
ｂ＝１以外のビームの放射電力強度Ｈb(f，θ)は周波数
ｆに依存し、搬送波周波数ｆcから離れた周波数を有す
る信号の受信電力は減衰する。すなわち、入射角θ＝０
°でない方向から入射される信号に対して、第２のマル
チビーム形成器７ｂは、一種の帯域通過フィルタとして
動作をするので、当該帯域通過フィルタの通過帯域に比
べて広い周波数範囲を有する広帯域信号のうち、搬送波
周波数ｆcから離れた周波数を有する通過帯域外の信号
を減衰させて、狭帯域信号として出力する。ここで、当
該帯域通過フィルタの通過帯域は、入射角θに対応して
決定される。このように、荷重係数αbkを周波数に依存
しない値として予め設定された荷重係数器７１−ｂ−ｋ
を用いて構成された第２のマルチビーム形成器７ｂは、
入射角θ＝０°ではない方向から入射される信号に対し
て一種の帯域通過フィルタとして動作をするので、所望
の信号が広帯域である第３の実施形態では、それぞれ当
該所望信号に比べて狭帯域の複数Ｂ個のビーム受信信号
である信号ｙ1（ｍ）、ｙ2（ｍ）、…、ｙN（ｍ）を出
力する。B = 1 in Equation 24 corresponds to a beam at an incident angle θ = 0 °. When 0 ° is substituted for the incident angle θ in Expression 23, the radiated power intensity H 1 (f, θ) expressed by Expression 23 becomes a constant independent of the frequency f. Therefore, the broadband signal incident at the incident angle θ = 0 ° is received as it is. But,
radiation power strength of b = 1 the other beam H b (f, θ) is dependent on the frequency f, received power of a signal having a frequency away from the carrier frequency f c is attenuated. That is, the incident angle θ = 0
The second multi-beamformer 7b operates as a kind of band-pass filter with respect to a signal incident from a direction other than the direction other than the wide-band signal having a wider frequency range than the pass band of the band-pass filter. of, attenuates the out-of-band signal pass having a frequency away from the carrier frequency f c, and outputs it as a narrowband signal. Here, the pass band of the band pass filter is determined corresponding to the incident angle θ. As described above, the load coefficient α bk is set in advance as a value independent of frequency.
The second multi-beamformer 7b configured by using
Since it operates as a kind of band-pass filter for a signal incident from a direction other than the incident angle θ = 0 °, the third embodiment in which a desired signal has a wide band is narrower than the desired signal. Signals y 1 (m), y 2 (m),..., Y N (m), which are a plurality of B beam reception signals in the band, are output.

【００９８】また、図８の第３のマルチビーム形成器７
ｃにおいて、形成すべき複数Ｂ個の広帯域のビームの各
ビームに対応して、それぞれ１対のＦＩＲ型ディジタル
フィルタと１つの加算器が設けられる。すなわち、形成
すべき第１番目の広帯域のビームに対応して、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ７ｃ−１−１，７ｃ−１−２と加算
器１０−１とが設けられる。そして、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ７ｃ−１−１は、入力される狭帯域のビーム
受信信号である信号ｙ1（ｍ）を予め設定されたフィル
タ係数である荷重係数で、ディジタル的にろ波して加算
器１０−１に出力し、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ
−１−２は、入力される狭帯域のビーム受信信号である
信号ｙ2（ｍ）を、予め設定されたフィルタ係数である
荷重係数でディジタル的にろ波して加算器１０−１に出
力する。加算器１０−１は入力される２つのろ波後の信
号ｙ1（ｍ），ｙ2（ｍ）を加算して、加算後の信号ｖ1
（ｍ）を信号選択器８に出力する。ここで、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ７ｃ−１−１，７ｃ−１−２の各荷重
係数は、所定の方向に第１番目の広帯域のビームを形成
して、当該ビームに対応する広帯域の受信信号である信
号ｖ1（ｍ）を加算器１０−１から出力するように設定
される。Further, the third multi-beamformer 7 shown in FIG.
In (c), a pair of FIR digital filters and one adder are provided for each of the plurality of B broadband beams to be formed. That is, the FIR digital filters 7c-1-1 and 7c-1-2 and the adder 10-1 are provided corresponding to the first broadband beam to be formed. The FIR digital filter 7c-1-1 digitally filters the input signal y 1 (m), which is a narrow-band beam reception signal, with a weighting factor, which is a preset filter coefficient. The output to the adder 10-1 is output to the FIR digital filter 7c.
-1-2 digitally filters the input signal y 2 (m), which is a narrow-band beam reception signal, with a weighting coefficient that is a preset filter coefficient, and outputs the filtered signal to an adder 10-1. I do. The adder 10-1 adds the two filtered signals y 1 (m) and y 2 (m), and adds the added signal v 1
(M) is output to the signal selector 8. Here, the respective weighting factors of the FIR digital filters 7c-1-1 and 7c-1-2 are obtained by forming a first broadband beam in a predetermined direction and receiving a wideband received signal corresponding to the beam. A certain signal v 1 (m) is set to be output from the adder 10-1.

【００９９】また、形成すべき第２番目の広帯域のビー
ムに対応して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−
１，７ｃ−２−２と加算器１０−２が設けられる。そし
て、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−１は、入力
される狭帯域のビーム受信信号である信号ｙ2（ｍ）を
予め設定されたフィルタ係数である荷重係数で、ディジ
タル的にろ波して加算器１０−２に出力し、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ７ｃ−２−２は、入力される狭帯域の
ビーム受信信号である信号ｙ3（ｍ）を、予め設定され
たフィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波し
て加算器１０−２に出力する。加算器１０−２は入力さ
れる２つのろ波後の信号ｙ2（ｍ），ｙ3（ｍ）を加算し
て、加算後の信号ｖ2（ｍ）を信号選択器８に出力す
る。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−
１，７ｃ−２−２の各荷重係数は、所定の方向に第２番
目の広帯域のビームを形成して、当該ビームに対応する
広帯域の受信信号である信号ｖ2（ｍ）を加算器１０−
２から出力するように設定される。Further, corresponding to the second broadband beam to be formed, the FIR digital filter 7c-2-
1, 7c-2-2 and an adder 10-2 are provided. The FIR digital filter 7c-2-1 digitally filters the input signal y 2 (m), which is a narrow-band beam reception signal, with a weighting factor, which is a preset filter coefficient. Output to the adder 10-2, the FIR digital filter 7c-2-2 converts the input signal y 3 (m), which is a narrow-band beam reception signal, into a weighting coefficient that is a preset filter coefficient. The digitally filtered data is output to the adder 10-2. The adder 10-2 adds the two filtered signals y 2 (m) and y 3 (m) and outputs the added signal v 2 (m) to the signal selector 8. Here, the FIR digital filter 7c-2-
Each of the weighting factors 1,7c-2-2 forms a second broadband beam in a predetermined direction, and adds a signal v 2 (m), which is a broadband received signal corresponding to the beam, to the adder 10. −
2 is set to output.

【０１００】同様に、形成すべき第ｂ番目（ｂ＝３，
４，…，Ｂ−１）の広帯域のビームに対応して、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２と加
算器１０−ｂとが設けられる。そして、ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７ｃ−ｂ−１は、入力される狭帯域のビー
ム受信信号である信号ｙb（ｍ）を、予め設定されたフ
ィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波して加
算器１０−ｂに出力し、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７
ｃ−ｂ−２は、入力される狭帯域のビーム受信信号であ
る信号ｙb+1（ｍ）を、予め設定されたフィルタ係数で
ある荷重係数でディジタル的にろ波して加算器１０−ｂ
に出力する。加算器１０−ｂは入力される２つのろ波後
の信号ｙb（ｍ），ｙb+1（ｍ）を加算して、加算後の信
号ｖb（ｍ）を信号選択器８に出力する。ここで、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２の
各荷重係数は、所定の方向に第ｂ番目の広帯域のビーム
を形成して、当該ビームに対応する広帯域の受信信号で
ある信号ｖb（ｍ）を加算器１０−ｂから出力するよう
に設定される。Similarly, the b-th to be formed (b = 3,
4,..., B-1) corresponding to a broadband beam,
Type digital filters 7c-b-1, 7c-b-2 and an adder 10-b. The FIR digital filter 7c-b-1 digitally filters the input signal y b (m), which is a narrow-band beam reception signal, with a weighting coefficient that is a preset filter coefficient. Output to the adder 10-b,
c-b-2 digitally filters the input signal y b + 1 (m), which is a narrow-band beam reception signal, with a weighting factor that is a preset filter coefficient, and performs adder 10-. b
Output to The adder 10-b adds the two filtered signals y b (m) and y b + 1 (m) and outputs the added signal v b (m) to the signal selector 8. I do. Where FI
Each of the weighting coefficients of the R-type digital filters 7c-b-1 and 7c-b-2 forms a b-th broadband beam in a predetermined direction, and a signal v which is a wideband reception signal corresponding to the beam. b (m) is set to be output from the adder 10-b.

【０１０１】また、形成すべき第Ｂ番目の広帯域のビー
ムに対応して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−
１，７ｃ−Ｂ−２と加算器１０−Ｂとが設けられる。そ
して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−１は、入
力される狭帯域のビーム受信信号である信号ｙB（ｍ）
を、予め設定されたフィルタ係数である荷重係数でディ
ジタル的にろ波して加算器１０−Ｂに出力し、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−２は、入力される狭帯域
のビーム受信信号である信号ｙ1（ｍ）を、予め設定さ
れたフィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波
して加算器１０−Ｂに出力する。加算器１０−Ｂは入力
される２つのろ波後の信号ｙB（ｍ），ｙ1（ｍ）を加算
して、加算後の信号ｖB（ｍ）を信号選択器８に出力す
る。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−
１，７ｃ−Ｂ−２の各荷重係数は、所定の方向に第Ｂ番
目の広帯域のビームを形成して、当該ビームに対応する
広帯域の受信信号である信号ｖB（ｍ）を加算器１０−
Ｂから出力するように設定される。Further, corresponding to the B-th broadband beam to be formed, the FIR digital filter 7c-B-
1, 7c-B-2 and an adder 10-B are provided. Then, FIR digital filter 7c-B-1 is a narrow-band beam reception signal that is input signal y B (m)
Is digitally filtered by a weighting coefficient which is a preset filter coefficient and output to the adder 10-B. The FIR digital filter 7c-B-2 outputs A certain signal y 1 (m) is digitally filtered by a weighting coefficient which is a preset filter coefficient, and output to the adder 10-B. The adder 10 -B adds the two filtered signals y B (m) and y 1 (m) and outputs the added signal v B (m) to the signal selector 8. Here, the FIR digital filter 7c-B-
Each of the weighting factors 1,7c-B-2 forms a B-th broadband beam in a predetermined direction, and adds a signal v B (m), which is a broadband received signal corresponding to the beam, to the adder 10. −
B is set to output.

【０１０２】すなわち、図８の第３のマルチビーム形成
器７ｃにおいて、第２のマルチビーム形成器７ｂは上述
したように、広帯域の所望信号の周波数帯域をカバーし
きれない。そこで、第２のマルチビーム形成器７ｂの後
ろに、形成すべき広帯域のビームに対応して所定の荷重
係数値を有する１対のＦＩＲ形ディジタルフィルタと加
算器とを接続することによって、広帯域マルチビームを
形成している。図８では、第２のマルチビーム形成器７
ｂで形成されるビームのうち、隣り合う２つのビームを
選んで所定の方向に広帯域のビームを形成するように構
成している。しかしながら、本発明は隣り合う２つのビ
ームでなくてもよい。また、選択数は２つに限定され
ず、第２のマルチビーム形成器７ｂから出力される信号
ｙk（ｍ）のうちの２以上の信号を選択して広帯域のビ
ームを形成するようにしてもよい。That is, in the third multi-beamformer 7c of FIG. 8, the second multi-beamformer 7b cannot cover the wide frequency band of the desired signal as described above. Therefore, by connecting a pair of FIR digital filters having a predetermined weighting factor value corresponding to the broadband beam to be formed and an adder behind the second multibeamformer 7b, the wideband multibeam is formed. Forming a beam. In FIG. 8, the second multi-beamformer 7
The configuration is such that two adjacent beams are selected from the beams formed in b and a broadband beam is formed in a predetermined direction. However, the invention need not be two adjacent beams. The number of selections is not limited to two, and two or more of the signals y k (m) output from the second multi-beamformer 7b are selected to form a wide-band beam. Is also good.

【０１０３】ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ
−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２の各フィルタ係数である荷重係
数は、第１の実施形態のＦＩＲ型ディジタルフィルタ係
数演算器１３と同様の方法を用いて、所定の方向にビー
ムを形成して当該ビームの方向から入射される広帯域の
信号に対応する信号ｖb（ｍ）を出力するように設定し
てもよいし、他の方法を用いてもよい。ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２は、直接形構
成、縦続形構成、ラティス形構成などが考えられるが、
第３の実施形態ではいずれの構成でもよい。Here, the FIR type digital filter 7c
-B-1, 7c-b-2 are weighted coefficients, which are filter coefficients, form a beam in a predetermined direction using the same method as the FIR digital filter coefficient calculator 13 of the first embodiment. May be set to output a signal v b (m) corresponding to a broadband signal incident from the direction of the beam, or another method may be used. The FIR digital filters 7c-b-1 and 7c-b-2 may have a direct configuration, a cascade configuration, a lattice configuration, or the like.
In the third embodiment, any configuration may be used.

【０１０４】信号選択器８は、第２の実施形態と同様
に、第３のマルチビーム形成器７ｃから出力されるＢ個
の信号ｖ1（ｍ），ｖ2（ｍ），…，ｖB（ｍ）からＭ個
の信号を選択して、選択した信号ｙｎ1（ｍ），ｙｎ
2（ｍ），…，ｙｎM（ｍ）をそれぞれ、乗算器１２−１
乃至１２−Ｍに出力する。As in the second embodiment, the signal selector 8 outputs B signals v 1 (m), v 2 (m),..., V B output from the third multi-beamformer 7c. (M), M signals are selected, and the selected signals yn 1 (m), yn
2 (m),... Yn M (m)
To 12-M.

【０１０５】乗算器１２−１乃至１２−Ｍは、第２の実
施形態と同様に、それぞれ入力される各信号ｙｎ
1（ｍ），ｙｎ2（ｍ），…，ｙｎM（ｍ）と各荷重係数
ｗＢ1（ｍ）、ｗＢ2（ｍ）、…、ｗＢM（ｍ）とを乗算
して出力し、加算器１０は乗算器１２−１乃至１２−Ｍ
の出力信号を加算して、干渉信号が抑圧された、所望の
到来信号である出力信号ｚ（ｍ）を出力する。The multipliers 12-1 to 12-M output the respective input signals yn similarly to the second embodiment.
1 (m), yn 2 ( m), ..., yn M (m) and the respective weighting factor wB 1 (m), wB 2 (m), ..., and output by multiplying the wB M (m), adding The multiplier 10 has multipliers 12-1 to 12-M
And outputs an output signal z (m) which is a desired arrival signal in which the interference signal is suppressed.

【０１０６】以上のように構成された第３の実施形態の
適応ディジタルビーム形成装置は、第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置と同様の効果を有するとと
もに、第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
に比較して、広帯域マルチビーム形成における演算量を
さらに少なくできる。The adaptive digital beam forming apparatus of the third embodiment configured as described above has the same effects as the adaptive digital beam forming apparatus of the second embodiment, and also has the same effects as the adaptive digital beam forming apparatus of the second embodiment. Compared with a beam forming apparatus, the amount of calculation in wideband multi-beam forming can be further reduced.

【０１０７】＜第４の実施形態＞次に、第４の実施形態
の適応ディジタルビーム形成装置について説明する。こ
の第４の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置は、
図１の第１の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
と同様に構成されるが、荷重係数ｗk,sの計算方法が異
なる。すなわち、上述の第１の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置においては、１次元線形位相ＦＩＲ型
狭帯域低域通過ディジタルフィルタの通過領域を、２次
元周波数平面上で回転させた後平行移動する変数変換を
施すことによって、２次元ディジタルフィルタであるＤ
ＢＦ回路６の振幅特性を所望の特性に近似させて荷重係
数ｗk,sを計算したが、第４の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置においては、１次元零位相ＦＩＲ形低
域通過ディジタルフィルタ（以下、１次元原形フィルタ
という。）の周波数応答を、ディジタルビーム形成装置
によって所定の方向に形成するビーム方向上の周波数が
２次元周波数平面上においてビーム形成方向に応じた所
定の直線上に変換されるように、変数変換を施すことに
よって、ＤＢＦ回路６の振幅特性を所望の特性に近似さ
せて荷重係数ｗk,sを計算している。以上の点を除いて
は第１の実施形態と同様に構成される。以下、第４の実
施形態の荷重係数計算方法について詳細に説明する。<Fourth Embodiment> Next, an adaptive digital beam forming apparatus according to a fourth embodiment will be described. The adaptive digital beam forming apparatus according to the fourth embodiment includes:
Configured similarly to the adaptive digital beam forming apparatus of the first embodiment of FIG. 1, the load factor w k, calculation of s is different. That is, in the adaptive digital beam forming apparatus of the first embodiment, the variable that translates after rotating the pass area of the one-dimensional linear phase FIR type narrow band low-pass digital filter on the two-dimensional frequency plane is used. By performing the conversion, the two-dimensional digital filter D
The weight coefficient w k, s was calculated by approximating the amplitude characteristic of the BF circuit 6 to a desired characteristic. In the adaptive digital beam forming apparatus according to the fourth embodiment, the one-dimensional zero-phase FIR type low-pass digital filter is used. (Hereinafter referred to as a one-dimensional original filter) converts a frequency response in a beam direction formed in a predetermined direction by a digital beam forming apparatus into a predetermined straight line corresponding to the beam forming direction on a two-dimensional frequency plane. As described above, the weight coefficient w k, s is calculated by performing variable conversion so that the amplitude characteristic of the DBF circuit 6 is approximated to a desired characteristic. Except for the above, the configuration is the same as that of the first embodiment. Hereinafter, the load coefficient calculation method according to the fourth embodiment will be described in detail.

【０１０８】ここではまず、１次元零位相ＦＩＲ形低域
通過ディジタルフィルタに施す変数変換について説明し
た後、ＤＢＦ回路６の荷重係数ｗk,sの計算方法につい
て説明する。First, the variable conversion applied to the one-dimensional zero-phase FIR type low-pass digital filter will be described, and then the method of calculating the weight coefficient w k, s of the DBF circuit 6 will be described.

【０１０９】第４の実施形態における変数変換は、第１
の実施形態の数８でＦ2＝Ｆとおいた周波数応答の式に
現れるcos(2πＦ)を、適切な４つの関数cos(2πＦ1)，s
in(2πＦ1)，cos(2πＦ2)，sin(2πＦ2)で表される関数
Ｓ(Ｆ1,Ｆ2)に置き替えることによって行う。ここで、
関数Ｓ(Ｆ1,Ｆ2)は次の数２５に示す振幅特性ＤT(Ｆ1,
Ｆ2)を近似する関数であって、詳細は後述する。The variable conversion in the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment.
The cos (2πF) appearing in the frequency response equation where F 2 = F in Equation 8 of the embodiment is replaced by four appropriate functions cos (2πF 1 ) and s
This is performed by replacing the function S (F 1 , F 2 ) represented by in (2πF 1 ), cos (2πF 2 ), and sin (2πF 2 ). here,
The function S (F 1 , F 2 ) has an amplitude characteristic D T (F 1 ,
F 2 ), which will be described later in detail.

【０１１０】[0110]

【数２５】ＤT(Ｆ1,Ｆ2)＝cos［2πＦ2/{(fs/fc)Ｆ1＋
1}−2πＦ2shift］Equation 25] D T (F 1, F 2 ) = cos [2πF 2 / {(f s / f c) F 1 +
1} −2πF 2shift ]

【０１１１】ここで、数２５におけるＦ2shiftは、第１
の実施形態の数１３と同一の式で表されるシフト量で、
ビームを形成すべき方向に対応する入射角θによって定
まる。また、数８におけるｐ（ｍ）は第４の実施形態で
は１次元原形フィルタのインパルス応答である。この数
２５の振幅特性ＤT(Ｆ1,Ｆ2)は、数６と数１３とを用い
て導くことができ、１次元原形フィルタの任意の１次元
周波数Ｆ（実際には一部の周波数を除く。）を、次の数
２６で表される２次元周波数平面上の直線に写像する。Here, F 2shift in Equation 25 is the first
In the shift amount represented by the same equation as Expression 13 in the embodiment,
It is determined by the incident angle θ corresponding to the direction in which the beam is to be formed. Further, p (m) in Expression 8 is the impulse response of the one-dimensional original filter in the fourth embodiment. The amplitude characteristic D T (F 1 , F 2 ) of Expression 25 can be derived by using Expressions 6 and 13, and can be obtained from any one-dimensional frequency F (actually, a part of the frequency) of the one-dimensional original filter. Is mapped to a straight line on the two-dimensional frequency plane expressed by the following equation (26).

【０１１２】[0112]

【数２６】Ｆ＝Ｆ2/{(fs/fc)Ｆ1＋1}−Ｆ2shift Equation 26] F = F 2 / {(f s / f c) F 1 +1} -F 2shift

【０１１３】例えば、１次元原形フィルタの１次元周波
数Ｆ＝０は２次元周波数平面上の直線Ｆ2＝Ｆ2shift{(f
s/fc)Ｆ1＋1}に写像される。従って、第１の実施形態で
用いた１次元ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタルフィル
タに対してこの写像を施せば、通過域は２次元周波数平
面上の直線Ｆ2＝Ｆ2shift{(fs/fc)Ｆ1＋1}近傍に現れる
ことになる。言い換えると、入射角θの方向にビームを
形成するためには、２次元周波数平面上では通過域がＦ
2＝(dfc sinθ/c){(fs/fc)Ｆ1＋1}近傍に現れるから、
シフト量Ｆ2shiftを数１３に従って決定し、１次元ＦＩ
Ｒ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタに対して、第１
の実施形態で用いた変数変換方法に代えて、数２５ある
いは数２６の写像を行えばよいことになる。図１２に数
２６を用いて写像したときの例を示す。この例では、ア
ンテナ素子の間隔ｄ＝０．４５λcとし、ビーム形成方
向θ＝４０°を想定し、１次元周波数Ｆを＋０．５から
−０．５の間で、０．１の間隔で分割して、各１次元周
波数Ｆに対して示している。For example, the one-dimensional frequency F = 0 of the one-dimensional original filter is represented by a straight line F 2 = F 2shift {(f
s / f c ) F 1 +1}. Therefore, if this mapping is applied to the one-dimensional FIR type narrow band low-pass digital filter used in the first embodiment, the pass band becomes a straight line F 2 = F 2shift {(f s / f c ) appear near F 1 +1}. In other words, in order to form a beam in the direction of the incident angle θ, the pass band on the two-dimensional frequency plane is F
2 = (df c sinθ / c ) from {(f s / f c) F 1 +1} appear in the vicinity,
The shift amount F 2shift is determined according to Equation 13, and the one-dimensional FI
For an R-type narrowband low-pass digital filter, the first
In place of the variable conversion method used in the embodiment, the mapping of Expression 25 or Expression 26 may be performed. FIG. 12 shows an example when mapping is performed using Expression 26. In this example, the distance d = 0.45λ c of the antenna element assumes a beam forming direction theta = 40 °, between the one-dimensional frequency F from +0.5 -0.5, at intervals of 0.1 It is divided and shown for each one-dimensional frequency F.

【０１１４】上述の写像が理想的に行われれば、このよ
うな変数変換によって得られる２次元ディジタルフィル
タの振幅特性の各等振幅線は第１の実施形態における数
６の直線に沿うことになる。一方、数６で表される直線
は、周波数−角度平面上では、角度θにおける周波数軸
に平行な直線に対応する。従って、２次元周波数平面上
での２次元ディジタルフィルタの振幅特性の等振幅線が
数６に沿うということは、対応する周波数−角度平面上
では等振幅線は周波数軸に平行になる。これはＤＢＦ回
路６の指向特性が周波数に依存しないということであ
る。つまり、このような変数変換によって得られる２次
元ディジタルフィルタとしてのＤＢＦ回路６の指向特性
は、入射角θのみに依存し、周波数に依存しない。言い
換えると、第４の実施形態では、２次元ディジタルフィ
ルタとしてのＤＢＦ回路６の指向特性が周波数に依存し
ないように、１次元ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタル
フィルタに対して変数変換を施している。If the above-described mapping is ideally performed, each equal-amplitude line of the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter obtained by such a variable transformation follows the straight line of the formula 6 in the first embodiment. . On the other hand, the straight line represented by Expression 6 corresponds to a straight line parallel to the frequency axis at the angle θ on the frequency-angle plane. Therefore, the fact that the equal-amplitude line of the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter on the two-dimensional frequency plane follows Equation 6 means that the equal-amplitude line is parallel to the frequency axis on the corresponding frequency-angle plane. This means that the directional characteristics of the DBF circuit 6 do not depend on the frequency. That is, the directivity of the DBF circuit 6 as a two-dimensional digital filter obtained by such a variable conversion depends only on the incident angle θ and does not depend on the frequency. In other words, in the fourth embodiment, variable conversion is performed on the one-dimensional FIR narrow-band low-pass digital filter so that the directivity of the DBF circuit 6 as a two-dimensional digital filter does not depend on frequency. .

【０１１５】次に、数２５の振幅特性ＤT（Ｆ1，Ｆ2）
を近似する関数Ｓ（Ｆ1，Ｆ2）を求める方法について説
明する。この近似は、数２５で表される周波数特性に対
するインパルス応答を２次元窓関数で打ち切るという窓
関数法（従来技術文献５「西川他，“フーリエ変換法に
よるファンフィルタの設計”，電子情報通信学会第６回
ディジタル信号処理シンポジウム講演論文集，講演番号
Ｂ３−２，ｐｐ．２８７−２９２，１９９１年」ではフ
ーリエ級数法と呼ばれている。）を用いる。具体的手順
は、以下の手順ＳＳ１乃至手順ＳＳ４に示す。Next, the amplitude characteristic D T (F 1 , F 2 ) of Expression 25 is obtained.
A method of obtaining a function S (F 1 , F 2 ) that approximates the following will be described. This approximation is based on a window function method of terminating an impulse response to a frequency characteristic represented by Expression 25 with a two-dimensional window function (Prior Art Document 5, “Nishikawa et al.,“ Design of Fan Filter by Fourier Transform Method ”), IEICE. In the 6th Digital Signal Processing Symposium Lecture Papers, Lecture Number B3-2, pp. 287-292, 1991, "Fourier series method" is used.) The specific procedure is shown in the following procedures SS1 to SS4.

【０１１６】（手順ＳＳ１）正規化時間周波数Ｆ1と正
規化空間周波数Ｆ2とを、−０．５≦Ｆ1＜０．５，−
０．５≦Ｆ2＜０．５の範囲において適当な間隔でサン
プリングし、サンプリングした各正規化時間周波数Ｆ1
及び各正規化空間周波数Ｆ2に対する振幅特性Ｄ
T（Ｆ1，Ｆ2）の各周波数応答値を計算する。高速フー
リエ変換を後で用いる場合は、サンプリングする点数Ｊ
（偶数）は、好ましくは、例えば１２８点等の２のべき
乗で表すことができる値に設定する。 （手順ＳＳ２）手順ＳＳ１で求めた振幅特性ＤT（Ｆ1，
Ｆ2）の各周波数応答値を２次元逆離散（高速）フーリ
エ変換して振幅特性ＤT（Ｆ1，Ｆ2）の周波数応答値に
対するインパルス応答（複素数）を求める。当該インパ
ルス応答を理想インパルス応答と呼び、ｈTI（ｍ1,
ｍ2）で表す。ここで、（ｍ1，ｍ2)＝（０，０）が理想
インパルス応答ｈTI（ｍ1,ｍ2）の中心となるようにす
る。引数ｍ1及びｍ2はそれぞれ、−Ｊ／２,（−Ｊ／
２）＋1，...，−１，０，１，...，（Ｊ／２）−１で
ある。 （手順ＳＳ３）理想インパルス応答ｈTI（ｍ1,ｍ2）を
２次元窓関数ｗ2D（ｍ1,ｍ2）で打ち切る。つまり、理
想インパルス応答ｈTI（ｍ1,ｍ2）と２次元窓関数ｗ2D
（ｍ1,ｍ2）の積をとる。ここで、２次元窓関数ｗ
2D（ｍ1,ｍ2）は例えば次の数２７で表される。[0116] (Step SS1) normalized time frequencies F 1 and the normalized spatial frequency F 2, -0.5 ≦ F 1 < 0.5, -
Sampling is performed at appropriate intervals in the range of 0.5 ≦ F 2 <0.5, and each sampled normalized time frequency F 1
And amplitude characteristics D for each normalized spatial frequency F 2
Each frequency response value of T (F 1 , F 2 ) is calculated. If the fast Fourier transform is used later, the number of points to be sampled, J
(Even number) is preferably set to a value that can be represented by a power of 2 such as 128 points. (Procedure SS2) The amplitude characteristic D T (F 1 ,
F 2 2-dimensional inverse discrete respective frequency response value) (Fast) Fourier transform obtains an impulse response (complex) for the frequency response value of the amplitude characteristic D T (F 1, F 2 ). This impulse response is called an ideal impulse response, and h TI (m 1 ,
m 2 ). Here, (m 1 , m 2 ) = (0, 0) is set to be the center of the ideal impulse response h TI (m 1 , m 2 ). Arguments m 1 and m 2 are -J / 2, (-J /
2) +1, ...,-1,0,1, ..., (J / 2) -1. (Procedure SS3) The ideal impulse response h TI (m 1 , m 2 ) is cut off by the two-dimensional window function w 2D (m 1 , m 2 ). That is, the ideal impulse response h TI (m 1 , m 2 ) and the two-dimensional window function w 2D
Take the product of (m 1 , m 2 ). Here, the two-dimensional window function w
2D (m 1 , m 2 ) is represented by the following equation 27, for example.

【０１１７】[0117]

【数２７】ｗ2D（ｍ1，ｍ2）＝ｗ1D（ｍ1）ｗ1D（ｍ2）[Equation 27] w 2D (m 1 , m 2 ) = w 1D (m 1 ) w 1D (m 2 )

【０１１８】数２７において、ｗ1D（ｍi）は、奇数で
ある打ち切り項数Ｌaに対して、引数ｍiが、次の数２８
を満足するときには、窓関数の中心がｍi＝０（ｉ＝
１，２）である例えばハミング窓関数等の方形窓以外の
適当な窓関数で表され、数２８を満足しない場合には、
関数値が０である窓関数である。In the expression 27, w 1D (m i ) is an odd number of truncated terms La , and the argument mi is the following expression 28
Is satisfied, the center of the window function is m i = 0 (i =
For example, if it is expressed by an appropriate window function other than a square window such as a Hamming window function, which is 1, 2) and does not satisfy Expression 28,
This is a window function whose function value is 0.

【０１１９】[0119]

【数２８】−(Ｌa−1)／２≦ｍi≦（Ｌa−1）／２-(L a -1) / 2 ≦ m i ≦ (L a −1) / 2

【０１２０】ここで、打ち切り項数Ｌaは、第１の実施
形態の数１０、数１１の打ち切り項数Ｌとは異なる。こ
の操作で得られるインパルス応答hT’(ｍ1,ｍ2)は、次
の数２９で表される。[0120] Here, the truncation number of terms L a, differs from the number 10, number 11 truncation number of terms L in the first embodiment. The impulse response h T ′ (m 1 , m 2 ) obtained by this operation is expressed by the following equation 29.

【０１２１】[0121]

【数２９】 ｈ’T(m1,m2)＝ｈTI（ｍ1,ｍ2）ｗ2D（ｍ1,ｍ2） ここで、−（Ｌa−1）／２≦ｍi≦（Ｌa−１）／２，ｉ
＝１，２H ′ T (m 1 , m 2 ) = h TI (m 1 , m 2 ) w 2D (m 1 , m 2 ) where − (L a −1) / 2 ≦ mi ≦ ( L a -1) / 2, i
= 1,2

【０１２２】（手順ＳＳ４）スケーリングを行う。これ
は、ＤＢＦ回路６の特性を劣化させないように、手順Ｓ
Ｓ３で求めたインパルス応答ｈT’(ｍ1,ｍ2)の周波数応
答値の最大値及び最小値をそれぞれ１，−１にする操作
である。そのため、（手順ＳＳ３）で求めたインパルス
応答ｈT’(ｍ1,ｍ2)の周波数応答値を計算し、その最大
値ｈT’maxと最小値ｈT’minとを求める。そして次の数
３０で表されるスケーリング定数ｃ1,ｃ2を計算し、こ
れらのスケーリング定数ｃ1，ｃ2を用いて、次の数３１
又は数３２で表されるスケーリング後の２次元インパル
ス応答ｈT（ｍ1,ｍ2）を求める。この２次元インパルス
応答ｈT（ｍ1，ｍ2）には、ｈT（ｍ1,ｍ2）＝ｈT＊（−
ｍ1，−ｍ2）の関係があり、従ってその周波数応答Ｓ
（Ｆ1，Ｆ2）は実数で、ｃｏｓ（２πＦ1），ｓｉｎ
（２πＦ1），ｃｏｓ（２πＦ2），ｓｉｎ（２πＦ2）
の関数になる。ここで、ｈT＊（−ｍ1，−ｍ2）の＊
は、共役複素数であることを表す。(Procedure SS4) Scaling is performed. This is because step S is performed so as not to deteriorate the characteristics of the DBF circuit 6.
This is an operation of setting the maximum value and the minimum value of the frequency response value of the impulse response h T ′ (m 1 , m 2 ) obtained in S3 to 1 and −1, respectively. Therefore, the frequency response value of the impulse response h T ′ (m 1 , m 2 ) obtained in (step SS3) is calculated, and the maximum value h T ′ max and the minimum value h T ′ min are obtained. Then, scaling constants c 1 and c 2 expressed by the following equation 30 are calculated, and using these scaling constants c 1 and c 2 , the following equation 31 is calculated.
Alternatively, a scaled two-dimensional impulse response h T (m 1 , m 2 ) represented by Expression 32 is obtained. In the two-dimensional impulse response h T (m 1 , m 2 ), h T (m 1 , m 2 ) = h T * (−
m 1 , −m 2 ) and therefore its frequency response S
(F 1 , F 2 ) is a real number, and cos (2πF 1 ), sin
(2πF 1 ), cos (2πF 2 ), sin (2πF 2 )
Function. Here, * of h T * (− m 1 , −m 2 )
Represents that it is a conjugate complex number.

【０１２３】[0123]

【数３０】ｃ1＝２／(ｈ’Tmax−ｈ’Tmin），ｃ2＝ｃ1
ｈ’Tmax−１C 1 = 2 / (h ′ Tmax −h ′ Tmin ), c 2 = c 1
h ' Tmax -1

【数３１】(ｍ1,ｍ2)≠（０，０）のとき、ｈT(ｍ1,
ｍ2)＝ｃ1ｈ’T(ｍ1,ｍ2)When (m 1 , m 2 ) ≠ (0, 0), h T (m 1 ,
m 2 ) = c 1 h ′ T (m 1 , m 2 )

【数３２】（ｍ1,ｍ2）＝(０，０)のとき、ｈT(ｍ1,
ｍ2)＝ｃ1ｈ’T(０，０）−ｃ2 When (m 1 , m 2 ) = (0, 0), h T (m 1 ,
m 2 ) = c 1 h ′ T (0,0) −c 2

【０１２４】次に、以上の手順で求めた２次元インパル
ス応答ｈT(ｍ1,ｍ2)を用いて、ＤＢＦ回路６における荷
重係数を計算する方法について説明する。以下の計算方
法において、２次元インパルス応答ｈT(ｍ1,ｍ2)の周波
数応答が関数Ｓ(Ｆ1,Ｆ2)となる。ＤＢＦ回路６におけ
る荷重係数の計算方法は次のステップＳ１乃至ステップ
Ｓ３からなる。Next, a method of calculating the weighting factor in the DBF circuit 6 using the two-dimensional impulse response h T (m 1 , m 2 ) obtained by the above procedure will be described. In the following calculation method, the frequency response of the two-dimensional impulse response h T (m 1 , m 2 ) is a function S (F 1 , F 2 ). The calculation method of the load coefficient in the DBF circuit 6 includes the following steps S1 to S3.

【０１２５】＜ステップＳ１＞まず、インパルス応答長
がＭc（奇数）である１次元線形位相ＦＩＲ形低域通過
ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ）を求める。１
次元線形位相ＦＩＲ形低域通過ディジタルフィルタの周
波数応答Ｐ（Ｆ）は数８においてＮi＝Ｍc，Ｆ2＝Ｆと
おくことにより、次の数３２で表される。ここで、第４
の実施形態では、良い特性を得るためにタップ数Ｍcの
値は素子数Ｎより小さく設定する。<Step S1> First, a frequency response P (F) of a one-dimensional linear phase FIR type low-pass digital filter having an impulse response length of M c (odd) is obtained. 1
The frequency response P (F) of the dimensional linear phase FIR type low-pass digital filter is expressed by the following equation 32 by setting N i = M c and F 2 = F in equation 8. Here, the fourth
In embodiments, the value of the number of taps M c in order to obtain good characteristics is set smaller than the number of elements N.

【０１２６】[0126]

【数３２】 (Equation 32)

【０１２７】＜ステップＳ２＞次に、数３２における右
辺のcos(2πＦ)を数３４で表される関数Ｓ(Ｆ1,Ｆ2)で
置き替える変数変換を行う。従って、置き替え後の周波
数応答Ｇ(Ｆ1,Ｆ2)は次の数３３で表される。ここで、
数３３では、零位相部分のみを示している。以下の説明
の数式においても、同様に零位相部分のみを示す。<Step S2> Next, variable conversion is performed to replace cos (2πF) on the right side of Equation 32 with a function S (F 1 , F 2 ) represented by Equation 34. Therefore, the frequency response G (F 1 , F 2 ) after replacement is expressed by the following equation (33). here,
Equation 33 shows only the zero-phase portion. Similarly, only the zero-phase portion is shown in the equations described below.

【０１２８】[0128]

【数３３】 [Equation 33]

【数３４】 (Equation 34)

【０１２９】＜ステップＳ３＞次に、第１の実施形態と
同様にして、数３３で表される周波数応答Ｇ(Ｆ1,Ｆ2)
のインパルス応答g(ｍ1,ｍ2)を計算し、当該インパルス
応答ｇ（ｍ1,ｍ2）から荷重係数ｗn,kを求める。<Step S3> Next, similarly to the first embodiment, the frequency response G (F 1 , F 2 ) represented by Expression 33 is obtained.
Impulse response g (m 1, m 2) was calculated to determine the load coefficient w n, k from the impulse response g (m 1, m 2) .

【０１３０】[0130]

【数３５】 ｗn,k＝ｇ（ｋ−(ｑ−1)/2，−n＋(Ｎ−1)/2＋1） ここで、ｎ＝１，２，…，Ｎ；ｋ＝０，１，…，ｑ−１
であり、ｑはタップ数である。W n, k = g (k− (q−1) / 2, −n + (N−1) / 2 + 1) where n = 1, 2,..., N; k = 0, 1, ..., q-1
And q is the number of taps.

【０１３１】以上の方法で得られるＤＢＦ回路６の周波
数−角度平面上での振幅特性の等振幅線は、周波数−角
度平面上で、近似的に周波数軸に平行に現れる。従っ
て、１次元原形フィルタの特性を、狭帯域ではなく所望
のビーム幅に応じた帯域幅に設定でき、かつ対応する特
定の周波数範囲の阻止域の減衰量を大きくすることによ
りサイドローブレベルを低くすることができるので、こ
れによって、第４の実施形態のＤＢＦ回路６は、詳細後
述するように、広帯域でかつ広角ビームを形成すること
ができ、しかもあらかじめ決めた方向の範囲内において
サイドローブレベルを他の領域のサイドローブレベルよ
り低くすることができる。なお、従来技術文献５の方法
では、あらかじめ決めた方向の範囲内のサイドローブレ
ベルを他の領域のサイドローブレベルより下げることが
できない。The iso-amplitude line of the amplitude characteristic on the frequency-angle plane of the DBF circuit 6 obtained by the above method appears approximately parallel to the frequency axis on the frequency-angle plane. Therefore, the characteristic of the one-dimensional original filter can be set to a bandwidth corresponding to a desired beam width instead of a narrow band, and the side lobe level can be reduced by increasing the attenuation of a corresponding stop band in a specific frequency range. As a result, the DBF circuit 6 of the fourth embodiment can form a wide-angle and wide-angle beam as described later in detail, and furthermore, can control the side lobe level within a range of a predetermined direction. Can be lower than the side lobe level in other regions. Note that, in the method of the related art document 5, the side lobe level in a range in a predetermined direction cannot be lower than the side lobe level in another region.

【０１３２】また、第４の実施形態におけるＤＢＦ回路
６の位相特性は線形であり、当該移相特性の傾きはタッ
プ数qの値で決まる。従って、本方法を用いて、広帯域
マルチビームを形成する場合は、各シングルビームＤＢ
Ｆ回路でタップ数ｑの値をそろえればよい。Further, the phase characteristic of the DBF circuit 6 in the fourth embodiment is linear, and the slope of the phase shift characteristic is determined by the value of the number of taps q. Therefore, when forming a broadband multi-beam using this method, each single beam DB
The number of taps q may be made uniform in the F circuit.

【０１３３】次に、あらかじめ決められた方向の範囲に
おけるサイドローブレベルを他の領域のサイドローブレ
ベルより下げるようにＤＢＦ回路６の荷重係数を計算す
る方法について説明する。以下の説明において、ビーム
を形成する方向を角度θ0とし、サイドローブレベルを
下げたい方向範囲の角度θをθ1≦θ≦θ2とする。ここ
ではθ0＞θ2とする。つまり、サイドローブレベルを下
げたい方向範囲はθ0より小さいものとする。しかしな
がら、本発明はこれに限らず、θ0＜θ1に設定してもよ
いし、また、サイドローブレベルを下げたい方向範囲を
複数設けることもできる。Next, a method for calculating the weighting factor of the DBF circuit 6 so that the side lobe level in a predetermined direction range is lower than the side lobe levels in other regions will be described. In the following description, it is assumed that the direction in which a beam is formed is an angle θ 0, and the angle θ in a direction range in which a side lobe level is to be lowered is θ 1 ≦ θ ≦ θ 2 . Here, it is assumed that θ 0 > θ 2 . That is, the direction range in which the side lobe level is desired to be reduced is smaller than θ 0 . However, the present invention is not limited to this, and θ 0 <θ 1 may be set, and a plurality of direction ranges in which the side lobe level is desired to be reduced may be provided.

【０１３４】上述の変数変換を用いることにより、図１
３（ａ）に示した周波数−角度平面における所望の特性
は、２次元周波数平面上では図１３（ｂ）に示すように
表すことができる。すなわち、設計すべき１次元ディジ
タルフィルタは、第１の実施形態における低域通過ディ
ジタルフィルタではなく、一般に複素係数をもつ線形位
相ＦＩＲ形帯域通過ディジタルフィルタ（以下、１次元
複素係数帯域通過ディジタルフィルタという。）であ
る。当該１次元複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
は、次の数３６で表される周波数Ｆ0を中心とする狭帯
域の通過域を持ち、次の数３７で表される周波数範囲Ｆ
01≦Ｆ≦Ｆ02におけるサイドローブレベルが、他の阻止
域のサイドローブレベルより低くなるように設定され
る。これは例えば、従来技術文献６「西原明法他，“Ｒ
emez アルゴリズムによる複素ディジタルフィルタの設
計”，電子情報通信学会技術研究報告，ＣＡＳ88−20,p
p.37−42，1988年6月」に示されている方法などを用い
ることができる。By using the above-described variable transformation, FIG.
The desired characteristics on the frequency-angle plane shown in FIG. 3A can be expressed on the two-dimensional frequency plane as shown in FIG. That is, the one-dimensional digital filter to be designed is not the low-pass digital filter in the first embodiment, but a linear-phase FIR band-pass digital filter having complex coefficients (hereinafter referred to as a one-dimensional complex-coefficient band-pass digital filter). ). The one-dimensional complex coefficient band-pass digital filter has a narrow band pass band centered on a frequency F 0 expressed by the following equation 36, and a frequency range F expressed by the following equation 37.
The side lobe level at 01 ≦ F ≦ F 02 is set to be lower than the side lobe level of the other stop zones. This is described in, for example, prior art document 6 “Akira Nishihara et al.
Design of Complex Digital Filter Using emez Algorithm ", IEICE Technical Report, CAS88-20, p
p. 37-42, June 1988 ".

【０１３５】[0135]

【数３６】Ｆ0＝（ｄｆc／ｃ）sinθ0 F 0 = (df c / c) sin θ 0

【数３７】 Ｆ0i＝（ｄｆc／ｃ）sinθi，ここで、ｉ＝１，２F 0i = (df c / c) sin θ i , where i = 1,2

【０１３６】周波数応答については零位相部分のみを考
える。インパルス応答長がＭc（奇数）の１次元零位相
ＦＩＲ形複素係数ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ
c(Ｆ)は数３８のように表すことができる。ここで、イ
ンパルス応答pc(m)は、pc(m)＝pc*(-m)の関係がある
（ここで、*は複素共役を表す。）。また、タップ数Ｍc
はＤＢＦ回路６における荷重係数の計算方法のステップ
Ｓ１と同様に選定される。Regarding the frequency response, only the zero-phase part is considered. Frequency response P of one-dimensional zero-phase FIR complex coefficient digital filter with impulse response length M c (odd)
c (F) can be expressed as in Equation 38. Here, the impulse response pc (m) has a relationship pc (m) = pc * (-m) (where * represents complex conjugate). Also, the number of taps M c
Is selected in the same manner as in step S1 of the method of calculating the weighting factor in the DBF circuit 6.

【０１３７】[0137]

【数３８】 (38)

【０１３８】ここで、数３８におけるＵm(cos(2πＦ))
は第２種のチェビシェフ関数であって、以下の数３９、
数４０、数４１の関係がある。Here, U m (cos (2πF)) in Expression 38
Is a Chebyshev function of the second kind,
There is a relationship of Equation 40 and Equation 41.

【０１３９】[0139]

【数３９】Ｕ0(cos(2πＦ))＝０U 0 (cos (2πF)) = 0

【数４０】Ｕ1(cos(2πＦ))＝sin(2πＦ)## EQU40 ## U 1 (cos (2πF)) = sin (2πF)

【数４１】Ｕm(cos(2πＦ))＝2cos(2πＦ)Ｕm-1(cos(2
πＦ))−Ｕm-2(cos(2πＦ)) ここで、ｍ＝２，３，…である。U m (cos (2πF)) = 2 cos (2πF) U m−1 (cos (2
πF)) − U m−2 (cos (2πF)) where m = 2, 3,.

【０１４０】数３８が第１の実施形態における数８と大
きく異なるのは、周波数応答Ｐc（Ｆ）にsin(2πＦ)が
含まれていることである。従って、数３８のcos(2πＦ)
に関数Ｓc(Ｆ1,Ｆ2)を代入し、かつ数３８のsin(2πＦ)
に関数Ｓs(Ｆ1,Ｆ2)を代入する変数変換を実行する。こ
こで、関数Ｓc(Ｆ1,Ｆ2)、関数Ｓs(Ｆ1,Ｆ2)はそれぞれ
数４２のＤTC(Ｆ1,Ｆ2)と数４３のＤTS(Ｆ1,Ｆ2)を近似
する適切な４つの関数cos(2πＦ1)，sin(2πＦ1)，cos
(2πＦ2)，sin(2πＦ2)で表される関数であって、次の
数４２と数４３で表される。Equation 38 is significantly different from Equation 8 in the first embodiment in that sin (2πF) is included in the frequency response P c (F). Therefore, cos (2πF) of Equation 38 is obtained.
Into the function S c (F 1 , F 2 ), and sin (2πF)
Is performed by substituting the function S s (F 1 , F 2 ) into Here, the function S c (F 1, F 2 ), the function S s (F 1, F 2 ) D TC (F 1, F 2) and the number 43 of the D TS of each number 42 (F 1, F 2 )), Four appropriate functions cos (2πF 1 ), sin (2πF 1 ), cos
This is a function represented by (2πF 2 ) and sin (2πF 2 ), and is represented by the following equations (42) and (43).

【０１４１】[0141]

【数４２】Ｓc(Ｆ1,Ｆ2)≒ＤTC(Ｆ1,Ｆ2)＝cos［2πＦ2
/{(fs/fc)Ｆ1＋1}］S c (F 1 , F 2 ) ≒ D TC (F 1 , F 2 ) = cos [2πF 2
/ {(f s / f c ) F 1 +1}]

【数４３】Ｓs(Ｆ1,Ｆ2)≒ＤTS(Ｆ1,Ｆ2)＝sin［2πＦ2
/{(fs/fc)Ｆ1＋1}］S s (F 1 , F 2 ) ≒ D TS (F 1 , F 2 ) = sin [2πF 2
/ {(f s / f c ) F 1 +1}]

【０１４２】ここで、数４２、数４３における、Ｄ
TC(Ｆ1,Ｆ2)とＤTS(Ｆ1,Ｆ2)はそれぞれ数２５におい
て、Ｆ2shift＝０、Ｆ2shift＝０．２５としたものであ
って、上述の（手順ＳＳ１）乃至（手順ＳＳ４）の方法
を用いて近似することにより、求めることができる。Here, D in Expressions 42 and 43 is
TC (F 1 , F 2 ) and D TS (F 1 , F 2 ) are obtained by setting F 2shift = 0 and F 2shift = 0.25 in Equation 25, respectively. It can be obtained by approximation using the method of procedure SS4).

【０１４３】以上のようにして得られる２次元ディジタ
ルフィルタの周波数応答Ｇc(Ｆ1,Ｆ2)は次の数４４で表
すことができる。この数４４の周波数応答Ｇc(Ｆ1,Ｆ2)
を用いて、第１の実施形態と同様にして、インパルス応
答を計算し、ＤＢＦ回路６の荷重係数を求める。The frequency response G c (F 1 , F 2 ) of the two-dimensional digital filter obtained as described above can be expressed by the following equation (44). The frequency response G c (F 1 , F 2 ) of Equation 44
, The impulse response is calculated in the same manner as in the first embodiment, and the weight coefficient of the DBF circuit 6 is obtained.

【０１４４】[0144]

【数４４】 [Equation 44]

【０１４５】このように、数２５を用いて変数変換を行
っているので、特定の方向のサイドローブレベルを下げ
ることが従来例の最適化手法を使用することなく可能に
なった。As described above, since the variable conversion is performed using Equation 25, it is possible to lower the side lobe level in a specific direction without using the conventional optimization method.

【０１４６】また、広角ビーム形成については、ビーム
形成方向の範囲を上述のθ1≦θ≦θ2とし、１次元複素
係数帯域通過ディジタルフィルタの通過域の範囲を数３
７で表される周波数範囲Ｆ01≦Ｆ≦Ｆ02に設定すればよ
い。従って、第４の実施形態では、広角のビームを形成
することができかつ特定の方向のサイドローブレベルを
下げることができる。For wide-angle beam forming, the range of the beam forming direction is set to θ 1 ≦ θ ≦ θ 2, and the range of the pass band of the one-dimensional complex coefficient band-pass digital filter is expressed by the following equation.
7 may be set in the frequency range F 01 ≦ F ≦ F 02 . Therefore, in the fourth embodiment, a wide-angle beam can be formed, and the side lobe level in a specific direction can be reduced.

【０１４７】以上の説明において、θ0＞θ2、すなわ
ち、サイドローブレベルを下げたい方向範囲はθ0より
小さいものとしたが、θ0＜θ2の場合及びサイドローブ
レベルを低くすべき方向を複数設けることも可能であ
る。すなわち、第４の実施形態では、サイドローブレベ
ルを低くすべき方向を少なくとも１つ設定でき、当該方
向は任意の位置に設定することができる。In the above description, θ 0 > θ 2 , that is, the direction range in which the side lobe level is desired to be reduced is smaller than θ 0 , but when θ 0 <θ 2 and the direction in which the side lobe level is required to be lowered. May be provided in plurality. That is, in the fourth embodiment, at least one direction in which the side lobe level should be reduced can be set, and the direction can be set at an arbitrary position.

【０１４８】以上の第４の実施形態では、数２５又は数
２６を用いて変数変換をしているので、周波数−角度平
面上における入射角θに対応する直線が、２次元周波数
平面上では数６で表される所定の直線に変換される。従
って、周波数−角度平面上において、２次元ディジタル
フィルタとしてのＤＢＦ回路６の等振幅線は周波数軸に
平行になる。従って、このような変数変換によって得ら
れるＤＢＦ回路６の指向特性は、入射角θのみに依存
し、周波数に依存しないようにできる。言い換えると、
第４の実施形態では、ＤＢＦ回路６の指向特性が周波数
に依存しないように、ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタ
ルフィルタに対して変数変換を施している。In the fourth embodiment described above, since the variable conversion is performed using Equation (25) or Equation (26), a straight line corresponding to the incident angle θ on the frequency-angle plane is expressed as a number on the two-dimensional frequency plane. 6 is converted into a predetermined straight line. Therefore, on the frequency-angle plane, the equal-amplitude line of the DBF circuit 6 as a two-dimensional digital filter is parallel to the frequency axis. Therefore, the directional characteristics of the DBF circuit 6 obtained by such variable conversion depend only on the incident angle θ and can be made independent of the frequency. In other words,
In the fourth embodiment, the variable conversion is performed on the FIR narrow-band low-pass digital filter so that the directional characteristics of the DBF circuit 6 do not depend on the frequency.

【０１４９】以上詳述したように、第４の実施形態で
は、ディジタルビーム形成装置によって所定の方向に形
成するビーム方向上の任意の周波数が２次元周波数平面
上において、数６で表される所定の直線上に変換される
ように、１次元線形位相ＦＩＲ型ディジタルフィルタの
周波数応答に対して変数変換することにより、所望通過
領域に対応する、正規化時間周波数Ｆ1と正規化空間周
波数Ｆ2とに関する２次元ディジタルフィルタの周波数
応答を演算し、演算された当該周波数応答を逆フーリエ
変換することにより２次元ディジタルフィルタのインパ
ルス応答を演算し、演算された当該インパルス応答に基
づいて２次元ディジタルフィルタが所望通過領域で振幅
を有するように、各ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１
乃至９−Ｎの荷重係数ｗk,sを演算している。これによ
って、第４の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
は、広帯域でかつ広角ビームを形成することができ、し
かもあらかじめ決められた方向においてサイドローブレ
ベルを他の領域のサイドローブレベルより低くすること
ができる。As described in detail above, in the fourth embodiment, an arbitrary frequency in the beam direction formed in a predetermined direction by the digital beam forming apparatus is expressed on the two-dimensional frequency plane by the predetermined frequency By performing variable conversion on the frequency response of the one-dimensional linear phase FIR digital filter so as to convert the frequency response into a linear line, the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 corresponding to the desired passband are obtained. Calculates the frequency response of the two-dimensional digital filter with respect to, calculates the impulse response of the two-dimensional digital filter by performing an inverse Fourier transform of the calculated frequency response, and calculates the two-dimensional digital filter based on the calculated impulse response. Each of the FIR digital filters 9-1 is designed to have an amplitude in a desired pass band.
Or load factor 9-N w k, and calculates the s. Thus, the adaptive digital beam forming apparatus according to the fourth embodiment can form a wide-angle and wide-angle beam, and can reduce the side lobe level in a predetermined direction to be lower than the side lobe level in other regions. Can be.

【０１５０】次に、第４の実施形態におけるシミュレー
ションの結果について説明する。図１４は、第４の実施
形態のＤＢＦ回路６を用いて広帯域ビームをθ＝５６°
方向に形成したときのＤＢＦ回路６の指向特性を示すグ
ラフである。図１４のグラフには、ｆ＝０．９５ｆc、
ｆ＝ｆc及びｆ＝１．０５ｆcの３つの周波数について、
角度θに対する相対電力を示している。図１４から明ら
かなように、上述の３つの周波数における指向特性はほ
ぼ一致している。すなわち、図１４のグラフから、第４
の実施形態のＤＢＦ回路６は、中心周波数ｆ＝ｆcに対
して±５％の比較的広帯域の周波数に依存しないビーム
を形成することができることがわかる。Next, the result of the simulation in the fourth embodiment will be described. FIG. 14 shows a case where the DBF circuit 6 according to the fourth embodiment is used to shift a broadband beam to θ = 56 °.
5 is a graph showing the directional characteristics of the DBF circuit 6 when formed in a direction. The graph of FIG. 14, f = 0.95f c,
for three frequencies f = f c and f = 1.05f c,
The relative power with respect to the angle θ is shown. As is clear from FIG. 14, the directional characteristics at the above three frequencies are almost the same. That is, from the graph of FIG.
DBF circuit 6 of the embodiment, it is understood that it is possible to form a beam which does not depend on a relatively wide band of frequencies of ± 5% with respect to the center frequency f = f c.

【０１５１】また、図１５は、第４の実施形態のＤＢＦ
回路６を用いて広帯域ビームをθ＝６０°の方向に形成
し、−５０°≦θ≦−２０°の方向範囲におけるサイド
ローブレベルを他の領域のサイドローブレベルより約２
０ｄＢ低くしたときの指向特性を示すグラフである。図
１５においても、図１４と同様に、ｆ＝０．９５ｆc、
ｆ＝ｆc及びｆ＝１．０５ｆcの３つの周波数について、
角度θに対する相対電力を示している。図１５から明ら
かなように、第４の実施形態のＤＢＦ回路６を用いるこ
とにより、広帯域ビームをθ＝６０°の方向に形成する
ことができ、かつ−５０°≦θ≦−２０°におけるサイ
ドローブレベルを他の領域のサイドローブレベルより約
２０ｄＢだけ低く設定することができることがわかる。FIG. 15 shows the DBF of the fourth embodiment.
A broadband beam is formed in the direction of θ = 60 ° by using the circuit 6, and the side lobe level in the direction range of −50 ° ≦ θ ≦ −20 ° is about 2 times lower than the side lobe level in other regions.
It is a graph which shows the directional characteristic at the time of lowering by 0 dB. Also in FIG. 15, similarly to FIG. 14, f = 0.95f c,
for three frequencies f = f c and f = 1.05f c,
The relative power with respect to the angle θ is shown. As is clear from FIG. 15, by using the DBF circuit 6 of the fourth embodiment, a broadband beam can be formed in the direction of θ = 60 °, and the side beam at −50 ° ≦ θ ≦ −20 ° is obtained. It can be seen that the lobe level can be set lower by about 20 dB than the side lobe level in other regions.

【０１５２】さらに、図１６は、第１のマルチビーム形
成器７aを構成する単一ビーム形成器（ＤＢＦ回路）に
上述の荷重係数計算法を用い、第２の実施形態で説明し
た適応ビーム形成法を用いた場合の干渉波抑圧時の指向
特性を示す。図中、Ｓ１は入射角２５°の所望波を示
し、Ｉ１・Ｉ２はそれぞれ入射角３５°の干渉波及び入
射角−５０°の干渉波を示す。図１６においても、図１
４と同様に、ｆ＝０．９５ｆc、ｆ＝ｆc及びｆ＝１．０
５ｆcの３つの周波数について、角度θに対する相対電
力を示している。図１６から明らかなように、第４の実
施形態のＤＢＦ回路６を用いることにより、広帯域ビー
ムをθ＝２５°の所望波の方向に形成することができ、
しかも入射角３５°の干渉波及び入射角−５０°の干渉
波の到来方向にそれぞれヌルを形成できる。ここで、図
１４乃至図１６のいずれのグラフもサンプリング周波数
fsは、０．２ｆcに設定した。FIG. 16 shows the adaptive beamforming described in the second embodiment using the above-described weighting factor calculation method for a single beamformer (DBF circuit) constituting the first multi-beamformer 7a. 6 shows the directional characteristics at the time of suppressing the interference wave when the method is used. In the figure, S1 indicates a desired wave at an incident angle of 25 °, and I1 and I2 indicate an interference wave at an incident angle of 35 ° and an interference wave at an incident angle of −50 °, respectively. In FIG. 16, FIG.
Similar to 4, f = 0.95f c, f = f c and f = 1.0
For three frequencies of 5f c, shows the relative power for the angle theta. As is clear from FIG. 16, by using the DBF circuit 6 of the fourth embodiment, it is possible to form a broadband beam in the direction of a desired wave of θ = 25 °,
In addition, nulls can be formed in the arrival directions of the interference wave having an incident angle of 35 ° and the interference wave having an incident angle of −50 °. Here, any of the graphs in FIGS.
f s was set to 0.2f c.

【０１５３】以上の第４の実施形態のＤＢＦ回路６で
は、サイドローブレベルのコントロールが可能であり、
かつ、一部分（ある方向範囲）のサイドローブレベルの
みを下げることができる。また、第２の実施形態におけ
る第１のマルチビーム形成器７aを構成する広帯域ＤＢ
Ｆ回路６として用いることができ、所望波と干渉波の入
射角が離れている場合においても干渉波の方向にヌルを
形成することができる。従って、第４の実施形態のＤＢ
Ｆ回路６は、単一ビームの形成にも用いることができる
が、好ましくは第１のマルチビーム形成器７aを構成す
るＤＢＦ回路６として使用される。In the DBF circuit 6 according to the fourth embodiment, the side lobe level can be controlled.
In addition, it is possible to lower only a part (a certain direction range) of the side lobe level. Also, a wideband DB constituting the first multi-beamformer 7a in the second embodiment
It can be used as the F circuit 6, and can form a null in the direction of the interference wave even when the incident angle of the desired wave and the interference wave is far from each other. Therefore, the DB of the fourth embodiment
The F circuit 6 can be used for forming a single beam, but is preferably used as the DBF circuit 6 constituting the first multi-beamformer 7a.

【０１５４】＜変形例＞以上の第１と第２の実施形態で
は、伝搬波信号が電波で、搬送波を用いる情報伝送の場
合について述べたが、本発明はこれに限らず、搬送波を
用いないベースバンド伝送の場合にも適用することがで
きる。この場合、周波数変換操作が不要であるので、受
信機２−ｋを除いて構成され、ディジタル同相・直交信
号ｘ1（ｍ）、ｘ2（ｍ）、…、ｘN（ｍ）は実数値をと
ることもある。以上のように構成しても第１と第２の実
施形態と同様の効果を有する。但しこの場合、２次元デ
ィジタルフィルタの通過域の形状を適切に変更する必要
がある。<Modifications> In the first and second embodiments described above, the case where the propagation wave signal is a radio wave and information transmission using a carrier is described. However, the present invention is not limited to this, and does not use a carrier. It can be applied to the case of baseband transmission. In this case, the frequency conversion operation is unnecessary, is constructed with the exception of the receiver 2-k, the digital in-phase and quadrature signals x 1 (m), x 2 (m), ..., x N (m) is a real value May be taken. Even with the above configuration, the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained. However, in this case, it is necessary to appropriately change the shape of the pass band of the two-dimensional digital filter.

【０１５５】以上の第１乃至第４の実施形態では、ディ
ジタル中間周波信号からディジタル同相・直交信号ｘk
（ｍ）を生成する手段にミキサー４−ｋと低域通過ディ
ジタルフィルタ５−ｋとを用いる構成としたが、もちろ
ん他の方法でも良い。例えば、ディジタルヒルベルト変
換器とミキサーを用いて実現できる。また、アナログ信
号処理によりアナログ中間周波信号からアナログ同相・
直交信号を生成して、その後サンプリングとＡ／Ｄ変換
を行ってもよい。以上のように構成しても第１と第２と
第３の実施形態と同様の効果を有する。In the first to fourth embodiments, the digital in-phase / quadrature signal x k is converted from the digital intermediate frequency signal.
Although the mixer 4-k and the low-pass digital filter 5-k are used as means for generating (m), other methods may be used. For example, it can be realized by using a digital Hilbert converter and a mixer. In addition, analog in-phase
A quadrature signal may be generated, and then sampling and A / D conversion may be performed. Even with the above configuration, the same effects as those of the first, second, and third embodiments can be obtained.

【０１５６】以上の第２と第３の実施形態の適応ディジ
タルビーム形成装置では、出力信号ｚ（ｍ）の包絡線を
一定に保つように荷重係数ｗk,sを演算するＣＭＡ処理
を実行するように構成したが、本発明はこれに限らず、
参照信号が得られれば、例えばＬＭＳ処理のような他の
処理を実行するように構成してもよい。以上のように構
成しても第２と第３の実施形態と同様の効果を有する。In the adaptive digital beam forming apparatuses according to the second and third embodiments, the CMA processing for calculating the weight coefficient w k, s is performed so as to keep the envelope of the output signal z (m) constant. However, the present invention is not limited to this,
If a reference signal is obtained, another process such as an LMS process may be performed. Even with the above configuration, the same effects as those of the second and third embodiments can be obtained.

【０１５７】以上の第１乃至第４の実施形態の適応ディ
ジタルビーム形成装置は、アンテナ素子１−１乃至１−
Ｎが一直線上に配列されたリニアアレーアンテナである
アレーアンテナ１００を用いて構成したが、本発明はこ
れに限らず、アンテナ素子が２次元的に配列されたアレ
ーアンテナを用いて構成してもよい。以上のように構成
しても第１乃至第４の実施形態と同様の効果を有する。The adaptive digital beam forming apparatus according to the first to fourth embodiments has the antenna elements 1-1 to 1-1.
Although the present invention is configured using the array antenna 100 which is a linear array antenna in which N are arranged in a straight line, the present invention is not limited to this, and may be configured using an array antenna in which antenna elements are two-dimensionally arranged. Good. Even with the above configuration, the same effects as those of the first to fourth embodiments can be obtained.

【０１５８】[0158]

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載のフィルタ係数演算装置によれば、上記ディジタ
ルビーム形成装置のサンプリング周波数で正規化された
正規化時間周波数Ｆ1と、上記素子間隔の逆数で正規化
された正規化空間周波数Ｆ2とで形成された２次元周波
数平面における所望通過領域で振幅を有する上記複数の
ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算する
演算手段を備えているので、電波である搬送波を用いる
情報伝送に適用することができるディジタルビーム形成
装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係
数を演算することができる。According to the filter coefficient calculation device according to claim 1, wherein according to the present invention as described in detail above, according to the present invention, the normalized normalized time and frequencies F 1 at a sampling frequency of the digital beam forming device, the an arithmetic means for calculating a filter coefficient of the plurality of FIR type digital filter having an amplitude at the desired passage region in the two-dimensional frequency plane formed by the normalized normalized spatial frequency F 2 by the reciprocal of element spacing Therefore, it is possible to calculate a filter coefficient of an FIR digital filter for a digital beam forming apparatus applicable to information transmission using a carrier wave as a radio wave.

【０１５９】また、本発明に係る請求項２記載のディジ
タルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィル
タのフィルタ係数演算装置によれば、所定の１次元ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタの周波数応答を所定の変数変換
することにより、上記所望通過領域に対応しかつ、上記
正規化時間周波数Ｆ1と上記正規化空間周波数Ｆ2とに関
する周波数応答を演算し、演算された周波数応答を２次
元の逆離散フーリエ変換することによりインパルス応答
を演算し、演算されたインパルス応答に基づいて上記所
望通過領域で振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を演算しているので、ディジ
タルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィル
タのフィルタ係数を高速かつ容易に演算することができ
る。Further, according to the filter coefficient calculating device of the FIR type digital filter for the digital beam forming device according to the second aspect of the present invention, the predetermined one-dimensional FI is provided.
By converting the frequency response of the R-type digital filter into a predetermined variable, a frequency response corresponding to the desired pass band and relating to the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 is calculated and calculated. An impulse response is calculated by performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the obtained frequency response, and filter coefficients of the plurality of FIR digital filters having amplitudes in the desired passband are calculated based on the calculated impulse response. Therefore, the filter coefficients of the FIR digital filter for the digital beam forming apparatus can be calculated at high speed and easily.

【０１６０】さらに、請求項３記載のディジタルビーム
形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィル
タ係数演算装置によれば、請求項２記載のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数演算装置において、上記
２次元周波数平面において、上記所望通過領域で所定の
振幅を有し、かつ上記第２の軸上で中心を有し所定の幅
を有して負の正規化時間周波数から正の正規化時間周波
数に延在するサイドローブレベルを下げるべき領域で所
定の減衰量を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を演算しているので、所望波と干渉
波の到来方向が想定される場合には、所望波の到来方向
にビームを形成しかつ干渉波の到来方向にヌルを形成す
るディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を高速かつ容易に演算するこ
とができる。Further, according to the filter coefficient calculating device of the FIR digital filter for the digital beam forming apparatus according to the third aspect, in the filter coefficient calculating device of the FIR digital filter according to the second aspect, the two-dimensional frequency filter is used. In a plane, having a predetermined amplitude in the desired passage area and having a predetermined width centered on the second axis and extending from a negative normalized time frequency to a positive normalized time frequency. Since the filter coefficients of the plurality of FIR digital filters having a predetermined attenuation amount are calculated in a region where the side lobe level to be lowered is to be reduced, if the arrival directions of the desired wave and the interference wave are assumed, the desired wave Of a FIR digital filter for a digital beamformer that forms a beam in the direction of arrival of the beam and forms a null in the direction of arrival of the interference wave The data coefficients can be fast and easily computed.

【０１６１】[0161]

【０１６２】[0162]

【０１６３】本発明に係る請求項４記載のディジタルビ
ーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタによ
れば、上記ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数
が請求項１乃至３のうちの１つに記載のフィルタ係数演
算装置によって演算されて設定されるので、電波である
搬送波を用いる情報伝送に使用されるディジタルビーム
形成装置に使用することができる。According to the FIR digital filter for a digital beam forming apparatus according to claim 4 of the present invention, the filter coefficient of the FIR digital filter is as defined in one of claims 1 to 3. Since it is calculated and set by the coefficient calculating device, it can be used for a digital beam forming device used for information transmission using a carrier wave as a radio wave.

【０１６４】本発明に係る請求項５記載のディジタルビ
ーム形成装置によれば、上記アレーアンテナと、上記変
換手段と、それぞれ複数のフィルタ係数に基づいて上記
変換手段から出力される上記複数のディジタル信号をろ
波して出力する複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタと上
記ＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数のろ
波後のディジタル信号を加算して出力する加算器とを含
むＤＢＦ回路とを備え、上記複数のＦＩＲ型ディジタル
フィルタの複数のフィルタ係数は請求項１乃至３のうち
の１つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算され
るので、広帯域のビームを所望の方向に形成することが
でき、当該ビームに対応した広帯域の所望の信号である
受信信号を出力することができる。According to the digital beam forming apparatus of the present invention, the array antenna, the conversion means, and the plurality of digital signals output from the conversion means based on a plurality of filter coefficients, respectively. A DBF circuit including a plurality of FIR digital filters for filtering and outputting the digital signals, and an adder for adding and outputting a plurality of filtered digital signals output from the FIR digital filters; A plurality of filter coefficients of the FIR type digital filter are calculated by the filter coefficient calculation device according to any one of claims 1 to 3, so that a broadband beam can be formed in a desired direction, and the beam can be formed. Can output a received signal which is a desired signal of a wide band corresponding to the above.

【０１６５】本発明に係る請求項６記載のディジタルビ
ーム形成装置によれば、上記複数のビーム形成手段と上
記信号選択手段とを備えているので、上記係数制御手段
において演算するべき広帯域のビームを形成するための
荷重係数を、従来例に比較して少なくできる。これによ
って、上記係数制御手段の構成を簡単にできる。According to the digital beam forming apparatus of the present invention, since the plurality of beam forming means and the signal selecting means are provided, a wide band beam to be calculated by the coefficient control means is obtained. The load coefficient for forming can be reduced as compared with the conventional example. Thus, the configuration of the coefficient control means can be simplified.

【０１６６】[0166]

【０１６７】本発明に係る請求項７記載のディジタルビ
ーム形成装置によれば、第１のビームに対応する複数Ｂ
個の第１のビーム受信信号を出力するビーム形成手段
と、複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
と、複数Ｂ個の第２の加算器と、上記信号選択手段とを
備え、フィルタ係数の演算量をさらに少なくでき、さら
に、上記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィル
タの複数のフィルタ係数は請求項１又は２記載のフィル
タ係数演算装置によって演算されているので、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタのフィルタ係数を高速で演算するこ
とができる。According to the digital beam forming apparatus of claim 7 of the present invention, a plurality of B beams corresponding to the first beam
A plurality of (L × B) FIR digital filters, a plurality of B second adders, and the above-mentioned signal selecting means. The amount of calculation of the coefficients can be further reduced, and the plurality of filter coefficients of the plurality of (L × B) FIR digital filters are calculated by the filter coefficient calculation device according to claim 1. The filter coefficients of the digital filter can be calculated at high speed.

【０１６８】[0168]

【０１６９】さらに、請求項８記載のディジタルビーム
形成装置によれば、請求項６又は７記載のディジタルビ
ーム形成装置において、上記ディジタルビーム形成装置
から出力される信号の包絡線を一定に保つように、上記
各荷重係数を演算するので、送信機から送信される送信
信号の包絡線が一定であるＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳ
Ｋ信号などを受信する場合、所望信号の入射方向に関す
る事前知識を必要としないで、干渉信号を抑圧して所望
信号を抽出することができる。According to the digital beam forming apparatus of the present invention, the envelope of the signal output from the digital beam forming apparatus is kept constant. , The above weighting factors are calculated, so that the FM signal, the FSK signal, and the PS signal whose envelope of the transmission signal transmitted from the transmitter is constant.
When receiving a K signal or the like, it is possible to suppress the interference signal and extract the desired signal without requiring prior knowledge about the incident direction of the desired signal.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明に係る第１の実施形態のディジタルビ
ーム形成装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a digital beam forming apparatus according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 図１のディジタルビーム形成装置のＦＩＲ型
ディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an FIR digital filter of the digital beam forming apparatus of FIG.

【図３】 （ａ）は、図１のＤＢＦ回路６の動作原理を
説明するための、周波数−角度平面において所望方向の
ビームを示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の周波数
−角度平面における所望方向のビームを２次元周波数平
面に変換したときの所望通過域を示すグラフである。3A is a graph illustrating a beam in a desired direction on a frequency-angle plane for explaining the operation principle of the DBF circuit 6 of FIG. 1, and FIG. 3B is a graph illustrating a frequency of FIG. 9 is a graph showing a desired passband when a beam in a desired direction on an angle plane is converted into a two-dimensional frequency plane.

【図４】 （ａ）は、数８で表されるＦＩＲディジタル
フィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ2）を２次元周波数平面に
示したグラフであり、（ｂ）は、（ａ）で示した周波数
応答Ｐ（Ｆ2）を２次元周波数平面上で所定の角度だけ
回転させたグラフであり、（ｃ）は、（ｂ）で示した回
転された周波数応答Ｐ（Ｆ2）を２次元周波数平面上で
平行移動して、図３（ｂ）に示した所望通過域と一致さ
せた時のグラフである。FIG. 4A is a graph showing a frequency response P (F 2 ) of the FIR digital filter expressed by Expression 8 on a two-dimensional frequency plane, and FIG. 4B is a graph showing the frequency response shown in FIG. 5 is a graph in which the response P (F 2 ) is rotated by a predetermined angle on a two-dimensional frequency plane, and FIG. 5C is a graph in which the rotated frequency response P (F 2 ) shown in FIG. FIG. 4 is a graph when the object is translated in the upper direction and coincides with the desired passband shown in FIG.

【図５】 ２次元周波数平面上に２次元スペクトルＳｐ
を模式的に示した図である。FIG. 5 shows a two-dimensional spectrum Sp on a two-dimensional frequency plane.
It is the figure which showed typically.

【図６】 本発明に係る第２の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of an adaptive digital beam forming apparatus according to a second embodiment of the present invention.

【図７】 図６の適応ディジタルビーム形成装置によっ
て放射される放射ビームの放射パターンを示すグラフで
ある。FIG. 7 is a graph showing a radiation pattern of a radiation beam emitted by the adaptive digital beam forming apparatus of FIG. 6;

【図８】 本発明に係る第３の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of an adaptive digital beam forming apparatus according to a third embodiment of the present invention.

【図９】 第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of a first conventional adaptive digital beam forming apparatus.

【図１０】 第２の従来例の適応ディジタルビーム形成
装置の構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a second conventional adaptive digital beam forming apparatus.

【図１１】 図８の第２のマルチビーム形成器７ｂの構
成を示すブロック図である。11 is a block diagram showing a configuration of a second multi-beamformer 7b of FIG.

【図１２】 本発明に係る第４の実施形態において、数
６を１次元周波数Ｆをパラメータとして２次元周波数平
面上に表したときのグラフである。FIG. 12 is a graph when Equation 6 is represented on a two-dimensional frequency plane using a one-dimensional frequency F as a parameter in the fourth embodiment according to the present invention.

【図１３】 （ａ）は、第４の実施形態におけるＤＢＦ
回路６の動作原理を説明するための、周波数−角度平面
において所望方向のビームとサイドローブレベルを下げ
るべき領域とを示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の
周波数−角度平面における所望方向のビームとサイドロ
ーブレベルを下げるべき領域とを２次元周波数平面に変
換したときの所望通過域とサイドローブレベルを下げる
べき領域とを示すグラフである。FIG. 13A shows a DBF according to the fourth embodiment;
7B is a graph illustrating a beam in a desired direction on a frequency-angle plane and a region where a side lobe level is to be reduced in order to explain the operation principle of the circuit 6; FIG. 6 is a graph showing a desired passband and a region where the side lobe level is to be lowered when the beam in the direction and the region where the side lobe level is to be lowered are converted into a two-dimensional frequency plane.

【図１４】 第４の実施形態において、入射角θ＝５６
°の方向に広帯域のビームを形成したときの指向特性を
示すグラフである。FIG. 14 shows a fourth embodiment in which the incident angle θ = 56.
9 is a graph showing directional characteristics when a broadband beam is formed in the direction of °.

【図１５】 第４の実施形態において、入射角θ＝６０
°の方向に広帯域のビームを形成し、入射角θが−５０
°乃至−２０°の方向のサイドローブレベルを低くした
ときの指向特性を示すグラフである。FIG. 15 shows an incident angle θ = 60 in the fourth embodiment.
A broadband beam is formed in the direction of °, and the incident angle θ is −50.
It is a graph which shows the directivity characteristic when the side lobe level in the direction of ° to -20 ° is lowered.

【図１６】 第４の実施形態において、所望波の入射角
θ＝２５°とし、干渉波の入射角θを３５°及び−５０
°として、干渉信号を抑圧するように荷重係数を演算し
たときの指向特性を示すグラフである。FIG. 16 shows a fourth embodiment in which the incident angle θ of the desired wave is 25 ° and the incident angles θ of the interference wave are 35 ° and −50.
6 is a graph showing directivity characteristics when a weight coefficient is calculated so as to suppress an interference signal, with the angle being °.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｎ…受信機、 ３−１乃至３−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ４−１乃至４−Ｎ…ミキサー、 ５−１乃至５−Ｎ…低域通過ディジタルフィルタ、 ６…ＤＢＦ回路、 ７ａ…第１のマルチビーム形成器、 ７ｂ…第２のマルチビーム形成器、 ７ｃ…第３のマルチビーム形成器、 ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎ，９−１乃至９−Ｎ，７ｃ−
１−１乃至７ｃ−Ｂ−２…ＦＩＲ型ディジタルフィル
タ、 ８…信号選択器、 １０,１０−１乃至１０−Ｂ，９３−１乃至９３−（ｑ
−１）…加算器、 １１ａ…第１の係数制御器、 １１ｂ…第２の係数制御器、 １２−１乃至１２−Ｍ，９２−１乃至９２−ｑ…乗算
器、 １３…ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器、 ６０…ディジタル局部発振器、 ９１−１乃至９１−（ｑ−１）…遅延器、 １００…アレーアンテナ。1-1 to 1-N: antenna element, 2-1 to 2-N: receiver, 3-1 to 3-N: A / D converter, 4-1 to 4-N: mixer, 5-1 to 5-N: low-pass digital filter 6: DBF circuit 7a: first multi-beamformer 7b: second multi-beamformer 7c: third multi-beamformer 7-1-1 To 7-BN, 9-1 to 9-N, 7c-
1-1 to 7c-B-2: FIR digital filter, 8: Signal selector, 10, 10-1 to 10-B, 93-1 to 93- (q
-1) Adder 11a First coefficient controller 11b Second coefficient controller 12-1 to 12-M, 92-1 to 92-q Multiplier 13 FIR digital filter Coefficient calculator, 60: Digital local oscillator, 91-1 to 91- (q-1): Delay device, 100: Array antenna.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三浦 龍 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷 ５番地 株式会社エイ・ティ・アール光 電波通信研究所内 (72)発明者 唐沢 好男 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷 ５番地 株式会社エイ・ティ・アール光 電波通信研究所内 (56)参考文献 特開 平６−120722（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−235830（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−225273（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−234128（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−243883（ＪＰ，Ａ) 特表 平７−502120（ＪＰ，Ａ) 西川清：”ビームフォーミングの２次 元領域解析”、信学論（Ａ）、Ｊ77−Ａ ［９］（1994）ｐ．1304−1306 河野隆二：”アダプティブアレーアン テナを用いた空間・時間領域の信号処理 の情報理論的考察”、情報処理、35［７ ］（1994）ｐ．609−617 長谷川幹夫：”スペクトル変換に基づ く通過域可変２Ｄ ＦＩＲファンフィル タ”、信学技報ＣＡＳ89−158（1989) ｐ．17−23 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 17/00 - 17/08 H01Q 3/26 - 3/42 H01Q 21/00 - 21/18 H01Q 25/00 - 25/04 ──────────────────────────────────────────────────の Continuing on the front page (72) Inventor Ryu Miura 5 Sanraya, Seiya-cho, Seika-cho, Kyoto Pref. 5, Seira-cho, Seiya-cho, Gunma 5th place, Sanraya, ATR Optical Co., Ltd. (56) References JP-A-6-120722 (JP, A) JP-A-7-235830 (JP, A) Kaihei 7-225273 (JP, A) JP-A-3-234128 (JP, A) JP-A-63-243883 (JP, A) Special table Hei 7-502120 (JP, A) Kiyoshi Nishikawa: “ 2D domain analysis ", IEICE (A), J77-A [9] (1994) p. 1304-1306 Ryuji Kono: "Information Theoretical Consideration of Signal Processing in Spatial and Temporal Domains Using Adaptive Array Antenna", Information Processing, 35 [7] (1994) p. 609-617 Mikio Hasegawa: "Passband Variable 2D FIR Fan Filter Based on Spectral Transform", IEICE Technical Report, CAS 89-158 (1989), p. 17-23 (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H03H 17/00-17/08 H01Q 3/26-3/42 H01Q 21/00-21/18 H01Q 25/00-25 / 04

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 複数のアンテナ素子が１直線上に所定の
素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用いて、
かつ上記アンテナ素子の１つに対して１つのＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタが対応するように接続されて設けられ
た複数のＦＩＲ型ティジタルフィルタを用いて、所定の
搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬送波周波数
の１０％以上５０％以下の帯域幅を有する広帯域伝搬波
信号を対象として、所望入射角の方向にビームを形成す
るディジタルビーム形成装置のための複数のＦＩＲ型テ
ィジタルフィルタのフィルタ係数演算装置であって、 （ａ）上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタを２次元ディ
ジタルフィルタとみなしたときに、上記２次元ディジタ
ルフィルタは、上記ティジタルビーム形成装置のサンプ
リング周波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ1の第
１の軸と上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間
周波数Ｆ2の第２の軸とで形成された２次元周波数平面
において、第２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して
負の正規化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在
する所望通過領域で所定の振幅を有し、 （ｂ）上記２次元ディジタルフィルタの所望通過領域
は、上記所望入射角に応じて上記Ｆ1軸に対して傾きを
有し、かつ上記所望通過領域の中心と上記Ｆ2軸の交点
は、上記所望入射角に応じた位置にあり、 （ｃ）１次元低域通過ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通
過領域を上記２次元周波数平面上で回転させ、当該回転
させた通過領域を上記２次元周波数平面上で平行移動さ
せる変数変換を実行して得られる上記所望通過領域に対
応しかつ上記正規化時間周波数Ｆ1と上記正規化空間周
波数Ｆ2とに関する周波数応答を演算する第１の演算手
段と、 （ｄ）上記第１の演算手段によって演算された周波数応
答に対して２次元の逆離散フーリエ変換を行ってインパ
ルス応答を演算する第２の演算手段と、 （ｅ）上記第２の演算手段によって演算されたインパル
ス応答に対して、上記複数のアンテナ素子の素子数及び
上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタのタップ長に基づい
て空間方向及び時間方向で打ち切ることにより上記各Ｆ
ＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ係数を演算する第
３の演算手段とを備えたことを特徴とするディジタルビ
ーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフ
ィルタ係数演算装置。1. A linear array antenna in which a plurality of antenna elements are juxtaposed at a predetermined element interval on one straight line,
And using a plurality of FIR digital filters provided so that one FIR digital filter is connected to one of the antenna elements and having a carrier signal of a predetermined carrier frequency, and Calculation of Filter Coefficients of FIR Digital Filters for Digital Beam Forming Apparatus for Forming Beam at Desired Angle of Incidence for Broadband Propagation Wave Signal Having Bandwidth of 10% to 50% of Carrier Frequency (A) when each of the FIR digital filters is regarded as a two-dimensional digital filter, the two-dimensional digital filter generates a normalized time normalized by a sampling frequency of the digital beam forming apparatus. the frequencies F 1 first axis and normalized second normalized spatial frequency F 2 by the reciprocal of the element spacing In the desired passband having a center on the second axis in the two-dimensional frequency plane formed by and extending from the negative normalized time frequency to the positive normalized time frequency with a predetermined width. It has a predetermined amplitude, (b) the desired passage region of the two-dimensional digital filter has a slope with respect to the F 1 axis in accordance with the desired angle of incidence, and the center and the F of the desired passage region The intersection of the two axes is at a position corresponding to the desired angle of incidence. (C) The pass area of the one-dimensional low-pass FIR digital filter is rotated on the two-dimensional frequency plane, and the rotated pass area is the computing the frequency response for the desired passage corresponding to the region and the normalization period frequencies F 1 and the normalized spatial frequency F 2 Metropolitan obtained by executing a variable transformation to translate on the two-dimensional frequency plane 1 And (d) above A second calculating means for performing an impulse response by performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the frequency response calculated by the first calculating means; and (e) an impulse calculated by the second calculating means. The response is cut off in the spatial and temporal directions based on the number of antenna elements and the tap length of each FIR digital filter.
And a third calculating means for calculating a filter coefficient of the IR digital filter. 3. A filter coefficient calculating apparatus for an FIR digital filter for a digital beam forming apparatus, comprising: 【請求項２】 複数のアンテナ素子が１直線上に所定の
素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用いて、
かつ上記アンテナ素子の１つに対して１つのＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタが対応するように接続されて設けられ
た複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタを用いて、所定の
搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬送波周波数
の１０％以上５０％以下の帯域幅を有する広帯域伝搬波
信号を対象として、所望入射角の方向にビームを形成す
るディジタルビーム形成装置のための複数のＦＩＲ型テ
ィジタルフィルタのフィルタ係数演算装置であって、 （ａ）上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタを２次元ディ
ジタルフィルタとみなしたときに、上記２次元ディジタ
ルフィルタは、上記ティジタルビーム形成装置のサンプ
リング周波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ1の第
１の軸と上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間
周波数Ｆ2の第２の軸とで形成された２次元周波数平面
において、第２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して
負の正規化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在
する所望通過領域で所定の振幅を有し、 （ｂ）上記２次元ディジタルフィルタの所望通過領域
は、上記所望入射角に応じて上記Ｆ1軸に対して傾きを
有し、かつ上記所望通過領域の中心と上記Ｆ2軸の交点
は、上記所望入射角に応じた位置にあり、 （ｃ）１次元低域通過ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通
過領域を、上記ディジタルビーム形成装置によって形成
されるビームパターンが周波数に対して依存しないよう
に変数変換を実行して得られる上記所望通過領域に対応
しかつ上記正規化時間周波数Ｆ1と上記正規化空間周波
数Ｆ2とに関する周波数応答を演算する第１の演算手段
と、 （ｄ）上記第１の演算手段によって演算された周波数応
答に対して２次元の逆離散フーリエ変換を行ってインパ
ルス応答を演算する第２の演算手段と、 （ｅ）上記第２の演算手段によって演算されたインパル
ス応答に対して、上記複数のアンテナ素子の素子数及び
上記各ＦＩＲ型ティジタルフィルタのタップ長に基づい
て空間方向及び時間方向で打ち切ることにより上記各Ｆ
ＩＲ型ティジタルフィルタのフィルタ係数を演算する第
３の演算手段とを備えたことを特徴とするディジタルビ
ーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフ
ィルタ係数演算装置。2. Using a linear array antenna in which a plurality of antenna elements are juxtaposed on a straight line at a predetermined element interval,
A plurality of FIR digital filters provided so that one FIR digital filter is connected to one of the antenna elements, and having a carrier signal of a predetermined carrier frequency; Filter coefficient calculating device for a plurality of FIR digital filters for a digital beam forming device for forming a beam in a direction of a desired incident angle for a wide-band propagated wave signal having a bandwidth of 10% to 50% of the frequency (A) When each of the FIR digital filters is regarded as a two-dimensional digital filter, the two-dimensional digital filter has a normalized time frequency normalized by a sampling frequency of the digital beam forming apparatus. of F 1 first axis and the reciprocal normalized second normalized spatial frequency F 2 in the element spacing In the desired passband having a center on the second axis in the two-dimensional frequency plane formed by and extending from the negative normalized time frequency to the positive normalized time frequency with a predetermined width. It has a predetermined amplitude, (b) the desired passage region of the two-dimensional digital filter has a slope with respect to the F 1 axis in accordance with the desired angle of incidence, and the center and the F of the desired passage region The intersection of the two axes is located at a position corresponding to the desired angle of incidence. (C) The passing area of the one-dimensional low-pass FIR digital filter is defined by the beam pattern formed by the digital beam forming apparatus with respect to the frequency. First calculating means for calculating a frequency response with respect to the normalized time frequency F 1 and the normalized spatial frequency F 2 corresponding to the desired pass region obtained by performing the variable transformation so as not to be dependent on; d) Above A second calculating means for performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the frequency response calculated by the first calculating means to calculate an impulse response; and (e) an impulse response calculated by the second calculating means. In response to this, each FIR is cut off in the spatial and temporal directions based on the number of antenna elements and the tap length of each FIR digital filter.
And a third calculating means for calculating a filter coefficient of the IR digital filter. 3. A filter coefficient calculating apparatus for an FIR digital filter for a digital beam forming apparatus, comprising: 【請求項３】 請求項２記載のＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数演算装置において、 上記第１乃至第３の演算手段は、上記２次元周波数平面
において、上記所望通過領域で所定の振幅を有し、かつ
上記第２の軸上で中心を有し所定の幅を有して負の正規
化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在するサイ
ドローブレベルを下げるべき領域で所定の減衰量を有す
る上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係
数を演算することを特徴とするディジタルビーム形成装
置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数
演算装置。3. The filter coefficient calculating device for an FIR digital filter according to claim 2, wherein said first to third calculating means have a predetermined amplitude in said desired pass region on said two-dimensional frequency plane. And a predetermined attenuation amount in a region where the side lobe level extending from the negative normalized time frequency to the positive normalized time frequency and having a predetermined width and having a center on the second axis is to be reduced. A filter coefficient calculation device for an FIR digital filter for a digital beam forming device, wherein the filter coefficient calculation device calculates the filter coefficients of the plurality of FIR digital filters. 【請求項４】 ディジタルビーム形成装置のためのＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタに、請求項１乃至３のうちの１
つに記載のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数
演算装置によって演算された上記複数のＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数が設定されたことを特徴と
するディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ。4. An FI for a digital beamformer.
An R-type digital filter according to any one of claims 1 to 3,
An FIR digital filter for a digital beam forming apparatus, wherein the filter coefficients of the plurality of FIR digital filters calculated by the FIR digital filter filter calculating apparatus are set. 【請求項５】 複数のアンテナ素子が１直線上に所定の
素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用いて、
かつ上記アンテナ素子の１つに対して１つのＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタが対応するように接続されて設けられ
た複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタを用いて、所定の
搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬送波周波数
の１０％以上で５０％以下の帯域幅を有する広帯域伝搬
波信号を対象として、所望入射角の方向にビームを形成
するディジタルビーム形成装置であって、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
ィジタル信号を出力する変換手段と、 所定の各フィルタ係数に基づいて上記変換手段から出力
される上記各ディジタル信号をろ波して出力する複数の
ＦＩＲ型ディジタルフィルタと、上記複数のＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタから出力される複数のろ波後のディジ
タル信号を加算して加算後の信号を出力信号として出力
する加算器とを含むＤＢＦ回路とを備え、 上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタの各フィルタ係
数は、請求項１乃至３のうちの１つに記載のフィルタ係
数演算装置によって演算されたことを特徴とするディジ
タルビーム形成装置。5. Using a linear array antenna in which a plurality of antenna elements are juxtaposed at a predetermined element interval on a straight line,
A plurality of FIR digital filters provided so that one FIR digital filter is connected to one of the antenna elements, and having a carrier signal of a predetermined carrier frequency; What is claimed is: 1. A digital beam forming apparatus for forming a beam in a direction of a desired incident angle for a broadband propagation wave signal having a bandwidth of 10% or more and 50% or less of a frequency. Conversion means for A / D converting each signal and outputting each digital signal corresponding to each reception signal; filtering each digital signal output from the conversion means based on predetermined filter coefficients And a plurality of FIR digital filters output from the plurality of FIR digital filters. A DBF circuit including an adder for adding the digital signal and outputting the added signal as an output signal, wherein each filter coefficient of the plurality of FIR digital filters is one of the claims 1 to 3. 3. A digital beam forming apparatus calculated by the filter coefficient calculating apparatus according to 1. 【請求項６】 複数Ｎ個のアンテナ素子が１直線上に所
定の素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用い
て、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬
送波周波数の１０％以上で５０％以下の帯域幅を有する
広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角の方向に複
数Ｂ個のビームを形成するディジタルビーム形成装置で
あって、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
ィジタル信号を出力する変換手段と、 複数Ｂ個の異なる方向にビームを形成するために上記ア
ンテナ素子の１つに対して複数Ｂ個のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタが対応するように接続されて設けられそれぞ
れ上記各ディジタル信号を予め決められたフィルタ係数
に従ってろ波して出力する複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型
ディジタルフィルタと、それぞれ上記各ビームを形成す
るための複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出
力される複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の
加算器とを備え、上記変換手段から出力される各ディジ
タル信号に基づいて、上記複数Ｂ個の異なる方向にそれ
ぞれビームを形成して、当該ビームに対応する複数Ｂ個
のビーム受信信号を出力するビーム形成手段と、 上記ビーム形成手段から出力される複数Ｂ個のビーム受
信信号から複数Ｍ個のビーム受信信号を選択して出力す
る信号選択手段と、 上記信号選択手段から入力される上記複数Ｍ個のビーム
受信信号と入力される複数Ｍ個の荷重係数とをそれぞれ
乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ個の乗算器
と、 上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個のビーム受信
信号に基づいて、少なくとも所望信号の周波数を含む所
定の周波数範囲において、上記アレーアンテナの主ビー
ムを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到来方向
の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｍ個の荷
重係数を上記各乗算器に対して演算して、当該複数Ｍ個
の荷重係数をそれぞれ対応する上記各乗算器に出力する
係数制御手段と、 上記複数Ｍ個の乗算器から出力される複数Ｍ個の乗算結
果の信号を加算して受信信号として出力する加算手段と
を備え、 上記複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタの
複数のフィルタ係数は、請求項１乃至３のうちの１つに
記載のフィルタ係数演算装置によって演算されたことを
特徴とするディジタルビーム形成装置。6. Using a linear array antenna in which a plurality of N antenna elements are juxtaposed at a predetermined element interval on a straight line, have a carrier signal of a predetermined carrier frequency and generate a signal at 10% or more of the carrier frequency. What is claimed is: 1. A digital beam forming apparatus for forming a plurality of B beams in a direction of a desired incident angle with respect to a wide-band propagated wave signal having a bandwidth of 50% or less, comprising: Converting means for performing A / D conversion and outputting each digital signal corresponding to each of the reception signals; and a plurality of B antennas for one of the antenna elements for forming a plurality of B beams in different directions. FIR digital filters are provided so as to correspond to each other, and each digital signal is filtered according to a predetermined filter coefficient and output. A plurality (N × B) of FIR digital filters and a plurality of B signals for adding and outputting a plurality of N signals output from a plurality of N FIR digital filters for forming the respective beams. An adder for forming a beam in each of the plurality of B different directions based on each digital signal output from the conversion means, and outputting a plurality of B beam reception signals corresponding to the beam. Beam forming means; signal selecting means for selecting and outputting a plurality M of beam receiving signals from the plurality of B beam receiving signals output from the beam forming means; and the plurality M received from the signal selecting means. A plurality of M multipliers for respectively multiplying the plurality of beam reception signals by the plurality of M weighting factors to be inputted and outputting a signal of a multiplication result; Based on the plurality of M beam reception signals, the main beam of the array antenna is directed in the arrival direction of the desired signal and the level of the reception signal in the arrival direction of the interference signal in a predetermined frequency range including at least the frequency of the desired signal. A coefficient control means for calculating the plurality of M weighting factors for each of the multipliers so as to make the zero to zero and outputting the plurality of M weighting factors to each of the corresponding multipliers; Adding means for adding a plurality of M multiplication result signals output from the M multipliers and outputting the sum as a received signal, wherein a plurality of filter coefficients of the plurality of (N × B) FIR digital filters are provided. A digital beam forming apparatus calculated by the filter coefficient calculating apparatus according to claim 1. 【請求項７】 複数Ｎ個のアンテナ素子が１直線上に所
定の素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用い
て、所定の搬送波周波数の搬送波信号を有しかつ上記搬
送波周波数の１０％以上で５０％以下の帯域幅を有する
広帯域伝搬波信号を対象として、所望入射角の方向にビ
ームを形成するディジタルビーム形成装置であって、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
ィジタル信号を出力する変換手段と、 上記アンテナ素子の１つに対して複数Ｂ個の荷重係数器
が対応し、かつ形成すべき複数Ｂ個の第１のビームのう
ちの１つのビームに対して１つの荷重係数器が対応する
ように接続されて設けられ、それぞれ上記各ディジタル
信号を予め決められた第１の荷重係数で乗算して出力す
る複数（Ｎ×Ｂ）個の荷重係数器と、それぞれ上記各第
１のビームを形成するための複数Ｎ個の荷重係数器から
出力される複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ個
の第１の加算器とを備え、上記変換手段から出力される
各ディジタル信号に基づいて、上記複数Ｂ個の異なる方
向にそれぞれ第１のビームを形成して、当該第１のビー
ムに対応する複数Ｂ個の第１のビーム受信信号を出力す
るビーム形成手段と、 上記第１のビーム受信信号の１つに対して複数Ｌ個のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタが対応し、かつ形成すべき複
数Ｂ個の第２のビームのうちの１つのビームに対して複
数Ｌ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応するように
接続されて設けられ、それぞれ上記各第１のビーム受信
信号を、上記複数Ｂ個の第２のビームを形成するように
予め決められた複数のフィルタ係数でろ波して出力する
複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、 それぞれ上記各第２のビームを形成するための複数Ｌ個
のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数Ｌ個
の信号を加算して上記各第２のビームに対応した各第２
のビーム受信信号を出力する複数Ｂ個の第２の加算器
と、 上記複数Ｂ個の加算器から出力される複数Ｂ個の第２の
ビーム受信信号から複数Ｍ個の第２のビーム受信信号を
選択して出力する信号選択手段と、 上記信号選択手段から入力される上記複数Ｍ個の第２の
ビーム受信信号と入力される複数Ｍ個の第２の荷重係数
とをそれぞれ乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ
個の乗算器と、 上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個の第２のビー
ム受信信号に基づいて、少なくとも所望信号の周波数を
含む所定の周波数範囲において、上記アレーアンテナの
主ビームを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到
来方向の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｍ
個の第２の荷重係数を上記各乗算器に対して演算して、
当該複数Ｍ個の第２の荷重係数をそれぞれ対応する上記
各乗算器に出力する係数制御手段と、 上記複数Ｍ個の乗算器から出力される複数Ｍ個の乗算結
果の信号を加算して受信信号として出力する加算手段と
を備え、 上記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタの
複数のフィルタ係数は、請求項１乃至３のうちの１つに
記載のフィルタ係数演算装置によって演算されたことを
特徴とするディジタルビーム形成装置。7. Using a linear array antenna in which a plurality of N antenna elements are juxtaposed on a straight line at a predetermined element interval, a carrier signal of a predetermined carrier frequency is used, and at a frequency of 10% or more of the carrier frequency. What is claimed is: 1. A digital beam forming apparatus for forming a beam in a direction of a desired incident angle with respect to a wide band propagation wave signal having a bandwidth of 50% or less, wherein each of the received signals received by each of the antenna elements is subjected to A / D conversion. A conversion means for converting and outputting each digital signal corresponding to each of the reception signals; and a plurality of B weighting factors corresponding to one of the antenna elements, and a plurality of B number of weighting factors to be formed. One weighting factor unit is provided so as to correspond to one of the beams, and each of the digital signals is converted into a predetermined first weighting factor. A plurality of (N × B) weighting factors output by multiplication and a plurality of N signals output from the plurality of N weighting factors for forming the respective first beams are added. And a plurality of B first adders for outputting the first beams in the B different directions based on the digital signals output from the conversion means. Beam forming means for outputting a plurality of B first beam reception signals corresponding to the plurality of beams; and a plurality of L F beams for one of the first beam reception signals.
An IR digital filter is provided, and a plurality of L FIR digital filters are connected and provided so as to correspond to one of a plurality of B second beams to be formed. A plurality of (L × B) FIR digital filters for filtering each first beam reception signal with a plurality of predetermined filter coefficients so as to form the plurality of B second beams; Each of the plurality of L signals output from the plurality of L FIR digital filters for forming the respective second beams is added to each of the second L beams corresponding to the respective second beams.
A plurality of B second adders that output the beam reception signals of the above, and a plurality of M second beam reception signals from the plurality of B second beam reception signals that are output from the plurality of B adders Multiplying by multiplying the plurality of M second beam reception signals input from the signal selection unit by the plurality of M second weighting factors input thereto; Multiple M output the resulting signal
Multipliers, and a main signal of the array antenna in a predetermined frequency range including at least a frequency of a desired signal based on a plurality of M second beam reception signals output from the signal selecting means. The plurality of Ms are set such that the level of the received signal in the direction of arrival of the
Are calculated for each of the multipliers,
Coefficient control means for outputting the plurality of M second weighting factors to the corresponding multipliers, and adding and receiving the plurality of M multiplication result signals output from the plurality of M multipliers Adding means for outputting as a signal, wherein a plurality of filter coefficients of the plurality of (L × B) FIR digital filters are calculated by the filter coefficient calculation device according to one of claims 1 to 3. A digital beam forming apparatus. 【請求項８】 上記係数制御手段は、上記ディジタルビ
ーム形成装置から出力される信号の包絡線を一定に保つ
ように上記各荷重係数を演算することを特徴とする請求
項６又は７記載のディジタルビーム形成装置。8. The digital control system according to claim 6, wherein said coefficient control means calculates each of said weighting coefficients so as to keep a constant envelope of a signal output from said digital beam forming apparatus. Beam forming device.
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