JP5228460B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御によりモータを駆動するインバータ回路において、ディジタル処理による演算遅れを低減し、モータ制御の応答性を高める方法に関するものである。

ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によってモータを制御する方式では、図１１に示すような構成をしており、マイクロプロセッサを用いたディジタル制御が広く行われている。モータを制御するためには、モータに流れるモータ電流やモータのロータ位置を検出する必要があり、ディジタル制御ではある所定のサンプリング周期毎にこれらのモータ情報を検出し、モータが要求するトルクを出力するようにモータ電流を指令値と等しくなるようにマイクロプロセッサで演算することによりＰＷＭ電圧指令値を生成し、ＰＷＭインバータ回路へ半導体素子をＯＮ／ＯＦＦするパルスを生成するＰＷＭ制御を行っている。

図１１は従来のモータ制御装置を示している。ＰＷＭ制御によってモータを制御する周期であるキャリア周期を生成する三角波発生器の三角波信号を基準として、モータ電流やロータ位置を検出し、電流制御を行うタイミング信号をタイミング発生回路で生成している。図１２は従来のモータ制御装置のタイミング信号の波形を示している。ＰＷＭ制御では三角波信号の頂点付近では半導体素子のスイッチング動作が行われにくい構成となって
いるため、三角波の頂点のタイミングでモータ電流をサンプリングする方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、電流制御応答性を改善する方法として、電流サンプリングのタイミングを三角波信号の頂点より所定時間前に設定し、次の三角波の頂点でＰＷＭ電圧指令値を更新する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開平９−１２１５５８号公報 特開２００５−３１２２７４号公報

しかしながら、特許文献１の方法では、検出したモータ電流値を用いてマイクロプロセッサで電流制御の演算を行った後、ＰＷＭ電圧指令値が生成されるが、そのＰＷＭ電圧指令値が反映されるのは三角波信号の次の頂点のタイミングになるために遅延が発生し、電流制御の応答性を高めるには限界があった（図１２参照）。

一方、特許文献２の方法では、電流サンプリングのタイミングをマイクロプロセッサによる電流制御の演算時間分、三角波信号の頂点より前にとるので、ＰＷＭ制御のスイッチングノイズによる影響を受けてしまうという課題がある（図１３参照）。

また、ＰＷＭ制御のスイッチングノイズの影響を低減する方法として、図１４に示すように電流制御の演算に必要な時間を三角波信号の頂点の両側にとり、電流サンプリングのタイミングを三角波信号の頂点に近づける方法がある。しかし、ＰＷＭ電圧指令値が三角波信号の頂点付近にある場合に、三角波信号の頂点間で半導体素子のスイッチングが２度発生することがあり、半導体素子の発熱が大きくなる。

ＰＷＭ電圧指令値の最大値と最小値に制限をかけることによって、半導体素子のスイッチングを２度発生させない構成にすることも可能であるが、ＰＷＭインバータ回路の出力できる電圧が小さくなってしまい、モータの出力電力が低下するという課題がある。

本発明は上記従来の課題を解決するものであり、ＰＷＭインバータ回路の出力可能な電圧を小さくすることなく、ＰＷＭ制御のスイッチングノイズの影響を低減し、半導体素子の発熱を増加させることなく、電流制御の応答性を高めるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために請求項１および２に記載のモータ制御装置は、半導体素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電力を供給するＰＷＭインバータ回路と、前記ＰＷＭインバータ回路の半導体素子にＯＮ／ＯＦＦの指令を与えるゲート制御部と、モータに流れるモータ電流値を検出する電流検出器と、検出した前記モータ電流値をディジタル演算のために一定間隔で値を保持する電流サンプルホールド回路と、ＰＷＭの変調周期となる三角波信号を生成する三角波発生器と、モータに印加する電圧値を生成する電流制御部と、前記電流制御部で生成された電圧値をＰＷＭ電圧指令値として更新するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ電圧指令値と前記三角波信号との大小を比較して生成されるＰＷＭ信号を前記ゲート制御部へ出力する比較器と、前記電流サンプルホールド回路が前記モータ電流値を保持し、前記電流制御部がディジタル演算を行う電流サンプルホールドタイミング信号と、前記ＰＷＭ生成部が前記ＰＷＭ電圧指令値を更新するＰＷＭ信号更新タイミング信号とを生成するタイミング発生回路を備え、前記電流制御部がディジタル演算を行う時間（電流制御演算時間）を前記三角波信号の頂点の両側にとり、前記タイミング発生回路は、前記電流制御演算時間の直前に前記電流サンプルホール
ドタイミング信号を出力し、前記比較器からのＰＷＭ信号の変化を前記三角波信号の上下の頂点間毎に監視し、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化しない場合に前記電流制御演算時間の直後に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化した場合に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号は前記三角波信号の次の頂点で生成する、または生成をしない構成としている。

また、請求項３に記載のモータ制御装置は、前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を相毎に独立して行い、監視した相においてのみ前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号の生成に反映させる構成としてもよい。

また、請求項４に記載のモータ制御装置は、前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を全相において一括して行い、全相の出力信号が変化しないときのみ全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、いずれかの相で出力信号が変化したときに全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号は前記三角波信号の次の頂点で生成する構成としてもよい。

また、請求項５に記載のモータ制御装置は、前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を全相において一括して行い、全相の出力信号が変化しないときのみ全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、いずれかの相で出力信号が変化したときに全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成しない構成としてもよい。

さらに、請求項６に記載のモータ制御装置は、前記タイミング発生回路は、さらに、前記半導体素子をＯＮ／ＯＦＦするのを許可するスイッチング許可信号を生成し、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化しない場合にスイッチング許可信号を生成する構成としてもよい。

請求項１から請求項６に記載のモータ制御装置によれば、ＰＷＭインバータ回路の出力可能な電圧を小さくすることなく、ＰＷＭ制御のスイッチングノイズの影響を低減し、半導体素子の発熱を増加させることなく、電流制御の応答性を高めることができる。

加えて、請求項３に記載のモータ制御装置によれば、モータ制御の応答性を高めることができる。

さらに、請求項４に記載のモータ制御装置によれば、全ての相の電圧バランスを崩すことなくモータ制御の応答性を高めることができる。

半導体素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電力を供給するＰＷＭインバータ回路と、前記ＰＷＭインバータ回路の半導体素子にＯＮ／ＯＦＦの指令を与えるゲート制御部と、モータに流れるモータ電流値を検出する電流検出器と、検出した前記モータ電流値をディジタル演算のために一定間隔で値を保持する電流サンプルホールド回路と、ＰＷＭの変調周期となる三角波信号を生成する三角波発生器と、モータに印加する電圧値を生成する電流制御部と、前記電流制御部で生成された電圧値をＰＷＭ電圧指令値として更新するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ電圧指令値と前記三角波信号との大小を比較して生成されるＰＷＭ信号を前記ゲート制御部へ出力する比較器と、前記電流サンプルホールド回路が前記モータ電流値を保持し、前記電流制御部がディジタル演算を行う電流サンプルホールドタイミング信号と、前記ＰＷＭ生成部が前記ＰＷＭ電圧指令値を更新するＰＷＭ信号更新タイミング信号とを生成するタイミング発生回路を備え、前記電流制御部がディジタル演算を行う時間（電流制御演算時間）を前記三角波信号の頂点の両側にとり、前記タイミング発生回路は、前記電流制御演算時間の直前に前記電流サ
ンプルホールドタイミング信号を出力し、前記比較器からのＰＷＭ信号の変化を前記三角波信号の上下の頂点間毎に監視し、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化しない場合に前記電流制御演算時間の直後に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化した場合に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号は前記三角波信号の次の頂点で生成する、または生成をしないことを特徴とするモータ制御装置である。

本発明の実施例１について、図１から図３を用いて説明する。

図１はモータ制御装置における要部ブロック図、図２はＰＷＭインバータ回路及びゲート制御部のブロック図、図３は各ブロックにおける信号波形を示している。各ブロックの役割を以下に説明する。

図１において、１はモータに流す電流を決定する電流指令、６はモータ、５はＰＷＭインバータ回路、１１ａはゲート制御部、１４はロータの位置を検出するロータリーエンコーダ、１６（１６Ｕ、１６Ｖ）はＵ相およびＶ相に流れるモータ電流を電圧に変換するシャント抵抗器である。

ＦＡサーボ分野で用いられるモータは小型化や高速応答性が求められることから、３相ＡＣ同期機が広く利用されている。

ＰＷＭインバータ回路５は、図２のように構成されている。３相モータの場合は、６つの半導体素子（ＩＧＢＴなど）であるパワー素子５３（５３Ｕ、５３Ｖ、５３Ｗ、５３Ｘ、５３Ｙ、５３Ｚ）と還流電流を流すリカバリーダイオード５４（５４Ｕ、５４Ｖ、５４Ｗ、５４Ｘ、５４Ｙ、５４Ｚ）で構成される。各パワー素子５３はプリドライブ回路５２（５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗ、５２Ｘ、５２Ｙ、５２Ｚ）でパワー素子５３のＯＮに必要な電源（一般的には１５Ｖ程度）に増幅してパワー素子５３をＯＮ／ＯＦＦさせる。

ゲート制御部１１ａは、３相分のＰＷＭ信号を上相と下相に分離し、ゲート制御回路４７ａはスイッチングを切り替える際には同時ＯＮしないように、ＯＮさせる側にディレイをつけて両方ＯＦＦさせる期間を設けるような論理構成となっている。

モータ６の電流検出は、３相モータのモータ電流の総和は０になることを利用して、２相のモータ電流を検出し、残りの１相のモータ電流は演算により求める。このようにコストダウンの点からも２つのシャント抵抗器１６によるモータ電流検出方式を採用するのが一般的である。

また、出力電力が大きい場合は、シャント抵抗器１６の損失が大きくなるため、ホール素子やコイル等で構成されるＣＴ（電流−電圧変換器）が採用されることが多い。モータ電流は、シャント抵抗器１６やＣＴで電圧に変換され、電流検出器１２でディジタル変換される。アナログ信号をディジタルデータに変換する電流検出器１２は、ＡＤコンバータが用いられる。マイクロコンピュータ（以下、マイコン）によるディジタル制御では所定の周期毎に演算処理を行うので、モータ電流は演算周期毎にＡＤコンバータでディジタルデータに変換し、電流サンプルホールド回路１５でモータ電流のディジタルデータを保持して演算処理を行う構成となっている。

ロータリーエンコーダ１４には光学式や磁気式のものがあり、ＦＡサーボ分野では高精度な位置決めが要求されることから、１７ｂｉｔ分解能などの分解能が高いロータリーエンコーダ１４が用いられる。また、モータの応答性を高めるためにもロータリーエンコーダ１４の分解能の高分解能化は有効であり、１７ｂｉｔ以上の分解能を有するものも採用
され始めている。

ロータ位置情報４４は、シリアルデータに変換されてロータリーエンコーダ１４から送信され、位置検出器１３でシリアルデータをパラレルデータに変換し、ロータ位置検出値４５を生成する。ロータ位置情報４４は、ディジタル制御に使用する際に、モータ電流と同様に所定の周期毎に位置サンプルホールド回路９でロータ位置検出値４５を保持して演算処理を行う構成となっている。

次に、ＰＷＭ制御のタイミング生成やキャリア周波数を生成する三角波発生器７とタイミング発生回路８ａについて説明する。

三角波発生器７は、マイコンなどのクロックを利用してアップ／ダウンカウンタを用いて生成される。頂点の値を設定し、アップ／ダウンカウンタのカウンタ値が０からアップカウントして頂点に到達した時点でダウンカウントに切り替え、０までダウンカウントを行い、０に到達するとアップカウントに切り替える。これを繰り返すことによって三角波信号３４を生成する。

この三角波信号３４の周波数がＰＷＭ制御のキャリア周波数となり、クロックが１０ＭＨｚの場合、頂点の設定を５００と設定すればキャリア周波数が１０ｋＨｚとなる。三角波発生器７が生成した三角波信号３４は、ＰＷＭ制御でＰＷＭ電圧指令値と比較する信号として利用する。

タイミング発生回路８ａは、三角波発生器７からの三角波信号３４を受け、各ブロックの動作を開始させる割り込み信号を生成する。割り込み信号の生成は、三角波信号３４のカウント値に対し、割り込みを発生させるタイミングの値を設定し、カウント値と等しくなった場合にパルスを発生させる。

電流制御部２は、電流サンプルホールド回路１５で保持したモータ電流サンプリング値４３と、位置サンプルホールド回路９で保持したロータ位置サンプリング値４６と電流指令１から各相の電圧指令値３１（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）を演算により求める。マイコンを使用したディジタル制御ではｄｑ変換とＰＩ制御（比例・積分制御）によって求めるのが一般的である。

ＰＷＭ生成部３は、電流制御部２で求めた各相の電圧指令値３１をＰＷＭ制御に用いる三角波信号３４の振幅レベルに調整し、ＰＷＭ電圧指令値３２（３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗ）に変換する。三角波信号３４の最大振幅の半分のとき各相の電圧指令値３１がゼロとなり、ＰＷＭのｄｕｔｙが５０％となる。また、三角波信号３４の最大振幅のとき各相の電圧指令値３１が最大となり、ＰＷＭのｄｕｔｙが１００％となる。

比較器４は、ＰＷＭ生成部３で求めたＰＷＭ電圧指令値３２と三角波発生器７で生成した三角波信号３４を比較し、ＰＷＭ電圧指令値３２が大きい場合はＰＷＭ信号をＨとし、小さい場合はＰＷＭ信号をＬとする。電圧指令値３１の演算が正負逆のときは、この論理を反転して得ることができる。

以上が主な各ブロックの役割であり、応答性を高めるために実施した内容について図３を用いて説明する。なお、図３ではＵ相の例を示しているが、Ｖ相とＷ相も同じ構成となる。

タイミング発生回路８ａは、三角波信号３４の頂点から所定の時間前に電流サンプルホールドタイミング信号３８を電流サンプルホールド回路１５と電流検出器１２に出力し、
各相のモータ電流サンプリング値を得る。モータ電流検出後、電流制御部２で行う演算処理を行う。この演算処理時間はマイコンの処理能力に左右されるが、５から１０μｓ程度の時間で処理できる。

ここで、タイミング発生回路８ａは、三角波信号３４の頂点から所定の時間後にＰＷＭ信号更新タイミング信号３５ＵをＰＷＭ生成部３に出力し、電流制御部２で求めた各相の電圧指令値３１を変換処理して各相ＰＷＭ電圧指令値３２を比較器４に出力し、三角波信号３４と大小比較によってＰＷＭ信号３６を出力する。

電流サンプルホールドタイミング信号３８とＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕの出力タイミングは、電流制御部２の演算処理時間（電流制御演算時間）が三角波信号３４の頂点を基準とし、図３のように前後に分配するように設定すれば、ノイズの影響を受け難くすることができる。

ここで、図３の丸箇所（１）のように、三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング３５Ｕまでの間でＰＷＭ信号３６Ｕが変化する場合がある。タイミング発生回路８ａは三角波信号３４の頂点間をＳＷ監視区間とし、三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕが出力するまでの区間にＰＷＭ信号３６Ｕが変化した場合は、ＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕを出力せず、三角波信号３４の次の頂点でＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕを出力し、ＰＷＭ電圧指令値３２Ｕを更新するように構成する。

実施例１のモータ制御装置によれば、電流制御部で演算した結果を直ぐにＰＷＭ電圧指令値として反映できるので、モータ制御の応答性を高めることができる。更に、三角波信号の頂点付近でモータ電流を検出するため、半導体素子のスイッチングの影響を受けにくい。更に、ＳＷ監視区間での半導体素子のスイッチング回数を１回と制限しているため、半導体素子のスイッチング回数の増加によるノイズや発熱の影響が大きくなることがない。更に、三角波信号の頂点までＰＷＭ電圧指令値を設定できるので、電圧の利用率が低減することもない。

図４を用いて、本発明の実施例２について説明する。実施例１と異なるのはＰＷＭ信号更新タイミング信号の出力構成だけであり、この点について説明する。

図４は各ブロックにおける信号波形を示しており、丸箇所（２）のように三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング３５Ｕまでの間でＰＷＭ信号３６Ｕが変化する場合、タイミング発生回路８ａは三角波信号３４の頂点間をＳＷ監視区間とし、三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕが出力するまでの区間にＰＷＭ信号３６Ｕが変化した場合は、ＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕを出力しない構成とする。ＰＷＭ電圧指令値３２は、次の周期の演算により新しい値に更新され、次のＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕのタイミングで反映する。

実施例２のモータ制御装置によれば、電流制御部で演算した結果を直ぐにＰＷＭ電圧指令値として反映できるので、モータ制御の応答性を高めることができる。更に、三角波信号の頂点付近でモータ電流を検出するため、半導体素子のスイッチングの影響を受けにくい。更に、ＳＷ監視区間での半導体素子のスイッチング回数を１回と制限しているため、半導体素子のスイッチング回数の増加によるノイズや発熱の影響が大きくなることがない。更に、三角波信号の頂点までＰＷＭ電圧指令値を設定できるので、電圧の利用率が低減することもない。

図５と図６を用いて本発明の実施例３について説明する。実施例１および実施例２と異なるのは、タイミング発生回路８ｂでＰＷＭ信号３６Ｕ、３６Ｖ、３６Ｗの変化を監視する点であり、これについて説明する。

図５は実施例３のモータ制御装置における要部ブロック図、図６は各ブロックにおける信号波形を示している。図５のタイミング発生回路８ｂは、三角波信号３４の頂点とＰＷＭ信号更新タイミング信号３５の間でＰＷＭ信号３６Ｕ、３６Ｖ、３６Ｗが変化したかどうかを監視する。この期間で１相でも信号の変化がある場合、全ての相に対しＰＷＭ信号更新タイミング信号３５を生成せず、三角波信号３４の次の頂点でＰＷＭ信号更新タイミング信号３５を生成する構成とする。

図６はＵ相の信号波形であり、丸箇所（３）のようにＶ相あるいはＷ相でＰＷＭ信号の変化があった場合、ＰＷＭ信号更新タイミング信号３５は生成されないので、Ｕ相のＰＷＭ電圧指令値３２Ｕはこのタイミングで更新されず、三角波信号３４の次の頂点で更新される。

実施例３のモータ制御装置によれば、モータに印加する全ての相の電圧バランスを崩すことなく、電流制御部で演算した結果を直ぐにＰＷＭ電圧指令値として反映できるので、モータ制御の応答性を高めることができる。更に、三角波信号の頂点付近でモータ電流を検出するため、半導体素子のスイッチングの影響を受けにくい。更に、ＳＷ監視区間での半導体素子のスイッチング回数を１回と制限しているため、半導体素子のスイッチング回数の増加によるノイズや発熱の影響が大きくなることがない。更に、三角波信号の頂点までＰＷＭ電圧指令値を設定できるので、電圧の利用率が低減することもない。

図７を用いて実施例４について説明する。実施例３と異なるのはＰＷＭ信号更新タイミング信号の出力構成だけであり、この点について説明する。

図７は各ブロックにおける信号波形を示しており、丸箇所（５）のように三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング３５Ｕまでの間でＰＷＭ信号３６Ｕが変化する場合、タイミング発生回路８ｂは三角波信号３４の頂点間をＳＷ監視区間とし、三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕが出力するまでの区間にＰＷＭ信号３６Ｕが変化した場合は、ＰＷＭ信号更新タイミング信号３５Ｕを出力しない構成とする。

実施例４のモータ制御装置によれば、モータに印加する全ての相の電圧バランスを崩すことなく、電流制御部で演算した結果を直ぐにＰＷＭ電圧指令値として反映できるので、モータ制御の応答性を高めることができる。更に、三角波信号の頂点付近でモータ電流を検出するため、半導体素子のスイッチングの影響を受けにくい。更に、ＳＷ監視区間での半導体素子のスイッチング回数を１回と制限しているため、半導体素子のスイッチング回数の増加によるノイズや発熱の影響が大きくなることがない。更に、三角波信号の頂点までＰＷＭ電圧指令値を設定できるので、電圧の利用率が低減することもない。

図８から図１０を用いて実施例５について説明する。実施例１と異なるのはタイミング発生回路８ｃとゲート制御部１１ｂの構成であり、この点について説明する。なお、図１０ではＵ相の例を示しているが、Ｖ相とＷ相も同じ構成となる。

図８はモータ制御装置の要部ブロック図、図９はＰＷＭインバータ回路のブロック図、
図１０は各ブロックにおける信号波形の説明図を示している。図８のタイミング発生回路８ｃはＰＷＭ生成部３に対し、ＰＷＭ信号更新タイミング信号Ａ ３５Ａを出力する。このＰＷＭ信号更新タイミング信号Ａ ３５Ａは、図１０に示すように三角波信号３４の頂点からＰＷＭ信号更新タイミング信号Ａ ３５Ａが出力するまでの区間にＰＷＭ信号３６Ｕが変化した場合（丸箇所４）でも信号を出力し、ＰＷＭ生成部３はこの信号を受け、ＰＷＭ電圧指令値３２Ｕを更新する。

比較器４は、図１０に示すようにＳＷ監視区間でＰＷＭ信号３６Ｕが複数回変化する信号を出力する。タイミング発生回路８ｃは、三角波信号３４の頂点間であるＳＷ監視区間でＰＷＭ信号３６Ｕが変化したかどうかを監視し、ゲート制御部１１ｂに対し変化していない場合はＳＷ許可信号３７Ｕが有効となり（図１０の場合はＨを出力）、変化した場合はＳＷ許可信号３７Ｕが無効となる（図１０の場合はＬを出力）。

ゲート制御部１１ｂは、図９に示すように３相分のＰＷＭ信号を上３相と下３相に分離し、ゲート制御回路４７ｂはスイッチングを切り替える際には同時ＯＮしないように、ＯＮさせる側にディレイをつけて両方ＯＦＦさせる期間を設ける。また、タイミング発生回路８ｃからのＳＷ許可信号３７Ｕ、３７Ｖ、３７Ｗを受け、ＳＷ許可信号が有効（図１０の場合はＨ）の時はＰＷＭ信号３９Ｕ、３９Ｖ、３９Ｗのスイッチングを許可し、ＳＷ許可信号が無効（図１０の場合はＬ）の時はスイッチングを許可しない構成となっている。図１０に信号波形を示す。丸箇所（４）のようにＳＷ許可信号３７ＵがＨの場合にＰＷＭ信号３９Ｕ、３９Ｘは信号が変化し、その後ＳＷ許可信号３７ＵはＬとなりＰＷＭ信号３９Ｕ、３９Ｘは変化せず、次の三角波信号３４の頂点でＳＷ許可信号３７ＵはＨとなり、再度ＰＷＭ信号３９Ｕ、３９Ｘの変化は許可される。

実施例５のモータ制御装置によれば、電流制御部で演算した結果を直ぐにＰＷＭ電圧指令値として反映できるので、モータ制御の応答性を高めることができる。更に、三角波信号の頂点付近でモータ電流を検出するため、半導体素子のスイッチングの影響を受けにくい。更に、ＳＷ監視区間での半導体素子のスイッチング回数を１回と制限しているため、半導体素子のスイッチング回数の増加によるノイズや発熱の影響が大きくなることがない。更に、三角波信号の頂点までＰＷＭ電圧指令値を設定できるので、電圧の利用率が低減することもない。

本発明の実施例１におけるモータ制御装置の要部ブロック図 実施例１のＰＷＭインバータ回路及びゲート制御部のブロック図 実施例１の各ブロックにおける信号波形の説明図 実施例２の各ブロックにおける信号波形の説明図 実施例３におけるモータ制御装置の要部ブロック図 実施例３の各ブロックにおける信号波形の説明図 実施例４の各ブロックにおける信号波形の説明図 実施例５におけるモータ制御装置の要部ブロック図 実施例５のＰＷＭインバータ回路のブロック図 実施例５の各ブロックにおける信号波形の説明図 従来例におけるモータ制御装置の要部ブロック図 従来例の各ブロックにおける信号波形の説明図（１） 従来例の各ブロックにおける信号波形の説明図（２） 従来例の各ブロックにおける信号波形の説明図（３）

１ 電流指令
２ 電流制御部
３ ＰＷＭ生成部
４ 比較器
５ ＰＷＭインバータ回路
６ モータ
７ 三角波発生器
８ａ、８ｂ、８ｃ タイミング発生回路
９ 位置サンプルホールド回路
１１ａ、１１ｂ ゲート制御部
１２ 電流検出器
１３ 位置検出器
１４ ロータリーエンコーダ
１５ 電流サンプルホールド回路
１６Ｕ、１６Ｖ シャント抵抗器
３１（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相電圧指令値
３２（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相ＰＷＭ電圧指令値
３４ 三角波信号
３５（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相ＰＷＭ信号更新タイミング信号
３５Ａ ＰＷＭ信号更新タイミング信号Ａ
３６（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相ＰＷＭ信号
３７（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相ＳＷ許可信号
３８ 電流サンプルホールドタイミング信号
３９（Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ） 各相ゲート信号
４０（Ｕ、Ｖ、Ｗ） 各相出力電圧
４１（Ｕ、Ｖ） 各相モータ電流の電圧換算
４２（Ｕ、Ｖ） 各相モータ電流ディジタルデータ
４３（Ｕ、Ｖ） 各相モータ電流サンプリング値
４４ ロータ位置情報
４５ ロータ位置検出値
４６ ロータ位置サンプリング値
４７ａ、４７ｂ ゲート制御回路
４８ 位置サンプルホールドタイミング信号
５０ 電源
５１ コンデンサ
５２（Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ） 各プリドライブ回路
５３（Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ） 各パワー素子
５４（Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ） 各リカバリーダイオード

Claims (6)

1. 半導体素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電力を供給するＰＷＭインバータ回路と、
   前記ＰＷＭインバータ回路の半導体素子にＯＮ／ＯＦＦの指令を与えるゲート制御部と、
   モータに流れるモータ電流値を検出する電流検出器と、
   検出した前記モータ電流値をディジタル演算のために一定間隔で値を保持する電流サンプルホールド回路と、
   ＰＷＭの変調周期となる三角波信号を生成する三角波発生器と、
   モータに印加する電圧値を生成する電流制御部と、
   前記電流制御部で生成された電圧値をＰＷＭ電圧指令値として更新するＰＷＭ生成部と、
   前記ＰＷＭ電圧指令値と前記三角波信号との大小を比較して生成されるＰＷＭ信号を前記ゲート制御部へ出力する比較器と、
   前記電流サンプルホールド回路が前記モータ電流値を保持し、前記電流制御部が前記ディジタル演算を行う電流サンプルホールドタイミング信号と、前記ＰＷＭ生成部が前記ＰＷＭ電圧指令値を更新するＰＷＭ信号更新タイミング信号とを生成するタイミング発生回路を備え、
   前記電流制御部がディジタル演算を行う時間（電流制御演算時間）を前記三角波信号の頂点の両側にとり、
   前記タイミング発生回路は、
   前記電流制御演算時間の直前に前記電流サンプルホールドタイミング信号を出力し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号の変化を前記三角波信号の上下の頂点間毎に監視し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号が変化しない場合に前記電流制御演算時間の直後に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号が変化した場合に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号は前記三角波信号の次の頂点で生成することを特徴とするモータ制御装置。
2. 半導体素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電力を供給するＰＷＭインバータ回路と、
   前記ＰＷＭインバータ回路の半導体素子にＯＮ／ＯＦＦの指令を与えるゲート制御部と、
   モータに流れるモータ電流値を検出する電流検出器と、
   検出した前記モータ電流値をディジタル演算のために一定間隔で値を保持する電流サンプルホールド回路と、
   ＰＷＭの変調周期となる三角波信号を生成する三角波発生器と、
   モータに印加する電圧値を生成する電流制御部と、
   前記電流制御部で生成された電圧値をＰＷＭ電圧指令値として更新するＰＷＭ生成部と、
   前記ＰＷＭ電圧指令値と前記三角波信号との大小を比較して生成されるＰＷＭ信号を前記ゲート制御部へ出力する比較器と、
   前記電流サンプルホールド回路が前記モータ電流値を保持し、前記電流制御部が前記ディジタル演算を行う電流サンプルホールドタイミング信号と、前記ＰＷＭ生成部が前記ＰＷＭ電圧指令値を更新するＰＷＭ信号更新タイミング信号とを生成するタイミング発生回路を備え、
   前記電流制御部がディジタル演算を行う時間（電流制御演算時間）を前記三角波信号の頂点の両側にとり、
   前記タイミング発生回路は、
   前記電流制御演算時間の直前に前記電流サンプルホールドタイミング信号を出力し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号の変化を前記三角波信号の上下の頂点間毎に監視し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号が変化しない場合に前記電流制御演算時間の直後に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号が変化した場合に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成しないことを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を相毎に独立して行い、監視した相においてのみ前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号の生成に反映させることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を全相において一括して行い、全相の出力信号が変化しないときのみ全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、いずれかの相で出力信号が変化したときに全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号は前記三角波信号の次の頂点で生成することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記比較器からのＰＷＭ信号の監視を全相において一括して行い、全相の出力信号が変化しないときのみ全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、いずれかの相で出力信号が変化したときに全相の前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成しないことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 半導体素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電力を供給するＰＷＭインバータ回路と、
   前記ＰＷＭインバータ回路の半導体素子にＯＮ／ＯＦＦの指令を与えるゲート制御部と、
   モータに流れるモータ電流値を検出する電流検出器と、
   検出した前記モータ電流値をディジタル演算のために一定間隔で値を保持する電流サンプルホールド回路と、
   ＰＷＭの変調周期となる三角波信号を生成する三角波発生器と、
   モータに印加する電圧値を生成する電流制御部と、
   前記電流制御部で生成された電圧値をＰＷＭ電圧指令値として更新するＰＷＭ生成部と、
   前記ＰＷＭ電圧指令値と前記三角波信号との大小を比較して生成されるＰＷＭ信号を前記ゲート制御部へ出力する比較器と、
   前記電流サンプルホールド回路が前記モータ電流値を保持し、前記電流制御部が前記ディジタル演算を行う電流サンプルホールドタイミング信号と、前記ＰＷＭ生成部が前記ＰＷＭ電圧指令値を更新するＰＷＭ信号更新タイミング信号とを生成するタイミング発生回路を備え、
   前記電流制御部がディジタル演算を行う時間（電流制御演算時間）を前記三角波信号の頂点の両側にとり、
   前記タイミング発生回路は、
   前記電流制御演算時間の直前に前記電流サンプルホールドタイミング信号を出力し、
   前記電流制御演算時間の直後に前記ＰＷＭ信号更新タイミング信号を生成し、
   前記比較器からのＰＷＭ信号の変化を前記三角波信号の上下の頂点間毎に監視することで、前記半導体素子をＯＮ／ＯＦＦするのを許可するスイッチング許可信号を生成し、
   前記三角波信号の頂点から次の頂点の間において、前記比較器からのＰＷＭ信号が変化するまでスイッチング許可信号を出力することで有効とし、前記ＰＷＭ信号が変化した時点から前記次の頂点まで前記スイッチング許可信号を出力せずに無効とし、前記スイッチング許可信号が有効の時にはスイッチングを許可し、前記スイッチング許可信号が無効の時には前記スイッチングを許可せず前記半導体素子をＯＮ／ＯＦＦの切換えをさせないようにして、前記三角波信号の上下の頂点間毎に前記スイッチング許可信号の有効または無効の信号を前記ゲート制御部へ出力することを特徴とするモータ制御装置。