JP5223008B2 - 高周波電力増幅器 - Google Patents

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Description

本発明は、高周波電力増幅器に関し、特に高出力な高周波電力増幅器の高効率化技術に関する。
高周波電力増幅器は、入力された信号を増幅して出力する装置であり、移動体通信用の端末や基地局に広く用いられてきた。しかし、高周波電力増幅器の消費電力は非常に大きく、高周波の発生回路や送信回路を駆動するために必要な供給電力のほとんどを高周波電力増幅器が消費しており、移動体通信端末や基地局の低消費電力化の妨げとなっていた。そのため、高周波電力増幅器を高効率化することにより、駆動電力を低減することが求められてきた。
高周波電力増幅器の入出力特性は、入力電力が低い場合には一定の利得が保たれて入力信号が増幅される（線形領域）が、入力電力が高くなると利得が下がり始め、やがて入力電力に関わらず出力電力が一定となる（飽和領域）。
一般的に、移動体通信の端末や基地局に使用する高周波電力増幅器は、線形領域で動作させており、高周波電力増幅器の電力付加効率（ＰＡＥ）を上げるための技術として、ドハティ増幅器が広く採用されている。
ドハティ増幅器は、キャリア増幅器とピーク増幅器と呼ばれる２つの増幅器を並列接続して構成され、入力電力が低い場合には、キャリア増幅器のみを駆動させ、入力電力が高い場合には、キャリア増幅器とピーク増幅器の両方を駆動させる。これによって、入力電力に関わらず増幅器全体の電力付加効率を向上させている。
また、高周波電力増幅器の高効率化を実現する技術として、高調波に対する終端条件を最適化し、増幅素子の出力端に印加される電圧波形および電流波形を整形することにより、増幅素子内で消費される電力を低減するＦ級増幅器が一般的に知られている（例えば、特許文献１）。
図１３に、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた従来の高周波電力増幅器であるＦ級増幅器の回路図（Ｆ級増幅回路）の一例を示す。
図１３に示すように、従来の高周波電力増幅器は、増幅素子であるＦＥＴ８０４と、ＦＥＴ８０４の出力端Ａに接続された、入力信号の基本波の波長λの４分の１（λ／４）に相当する長さのマイクロストリップライン８０５と、一端がマイクロストリップライン８０５の出力端Ｂに接続され他端が開放された、マイクロストリップライン（オープンスタブ）８０６およびマイクロストリップライン（オープンスタブ）８０７と、入力信号の基本波に対する出力整合回路８０８と、負荷抵抗８０９とで構成される。また、従来の高周波電力増幅器は、ＦＥＴ８０４のゲート電極に接続された、高周波信号を入力するための入力端子８０１と、一端がＦＥＴ８０４の出力端Ａに接続され、他端がドレインバイアスの直流電力供給端子８０２に接続された、高周波信号をカットするためのチョークインダクタ８０３とを備える。
図１３に示す従来の高周波電力増幅器において、マイクロストリップライン８０５とオープンスタブ８０６、８０７とによって高調波制御回路が構成されている。ここで、マイクロストリップライン８０５の線路長は４分のλ（λ／４）であり、オープンスタブ８０６の線路長は８分のλ（λ／８）であり、オープンスタブ８０７の線路長は１２分のλ（λ／１２）である。オープンスタブ８０６の線路長が８分のλであるため、Ｂ点でのインピーダンスは第２高調波に対して短絡となる。さらに、マイクロストリップライン８０５の線路長が４分のλであるため、ＦＥＴ８０４の出力端であるＡ点からみたインピーダンスは第２高調波に対して短絡となっている。また、オープンスタブ８０７の線路長は１２分のλであるため、Ｂ点でのインピーダンスは第３高調波に対して短絡となる。さらに、マイクロストリップライン８０５の線路長が４分のλであるため、ＦＥＴ８０４の出力端であるＡ点からみたインピーダンスは第３高調波に対して開放となり、高調波制御回路の条件が満たされる。このような条件を満たすことにより、ドレイン電圧波形が矩形波に近づき、ドレイン電圧波形とドレイン電流波形との重なり部分の面積が減少する。従って、ＦＥＴ８０４で消費される電力も減少し、その結果、極めて高い電力付加効率が得られる。
一方、高周波電力増幅器の用途として、電子レンジなどマイクロ波家電への応用が検討されている。高周波電力増幅器を電子レンジなどに用いる場合には、高周波電力増幅器を線形領域で動作させるのではなく、飽和領域で動作させることが好ましく、これにより、高出力で高効率な高周波電力増幅器を実現することができる。飽和領域での動作は、線形領域での動作と比べて電力付加効率が高くなるものの、信号歪みなどが発生する。そのため、通信分野への応用は困難であるが、電子レンジなどに代表されるマイクロ波家電分野には応用可能である。しかしその一方で、マイクロ波家電への応用を考えた場合には、移動体通信の基地局よりもさらに１桁以上高い出力電力が必要となる。
一般的に、高周波電力増幅器用の増幅素子として、化合物半導体であるガリウム砒素（ＧａＡｓ）を用いたトランジスタが広く使用されてきた。しかし近年では、高出力を得るための新たなデバイス構造や、絶縁破壊電界の高い炭化シリコン（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの新材料を用いたデバイスの開発が各所で活発に行われている。
高周波電力増幅器の高出力化を実現するためには、大電流、高電圧でトランジスタを動作させなければならない。大電流動作については、トランジスタのサイズを大きくすることで、対応可能であるが、高電圧動作を実現するためには、絶縁破壊電界の高いＳｉＣやＧａＮを用いても容易ではない。トランジスタを高耐圧化する代表的な技術として、フィールドプレート構造が広く知られている。
図１４Ａに、ＧａＮを用いた従来の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の断面図を示す。また、図１４Ｂに、フィールドプレート構造を用いた電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の断面図を示す。
図１４Ａに示すように、ＧａＮを用いた従来のＦＥＴは、基板７００上に、バッファ層７０１を形成し、その上に、ＧａＮチャネル層７０２とＧａＮにアルミ（Ａｌ）を添加したＡｌＧａＮ電子供給層７０３とを形成してヘテロ接合させる。そして、ＡｌＧａＮ電子供給層７０３上に、ソース電極７０４とゲート電極７０５とドレイン電極７０６とを形成する。なお、ソース電極７０４、ゲート電極７０５およびドレイン電極７０６の各電極間並びにこれらの電極上には層間膜７０７、７０８が形成される。
図１４Ａに示す従来のＦＥＴでは、ＧａＮチャネル層７０２とＡｌＧａＮ電子供給層７０３とをヘテロ接合させることにより、ＧａＮチャネル層７０２とＡｌＧａＮ電子供給層７０３との界面に２次元電子ガス（電子）が発生する。この電子がソース電極７０４からドレイン電極７０６へ流れる電流となり、その電流値をゲート電極７０５に印加される電圧で制御することができる。
また、図１４Ｂに示すように、フィールドプレート構造を有するＦＥＴは、ゲート電極７０５Ａの形状を、層間膜７０７上にまで延ばし、ドレイン電極７０６側にひさし状にせり出した形状としている。これにより、ゲート電極７０５Ａ付近に集中していたドレイン電極７０６とゲート電極７０５Ａとの間にかかる電界が緩和され、高耐圧なＦＥＴを実現できる。なお、その他のフィールドプレート構造のＦＥＴとしては、ソース電極をゲート電極とドレイン電極との間までせり出した形状としたものや、ソース電極とは別に第２のソース電極をゲート電極とドレイン電極との間に配置したものも知られている。さらに、ゲート電極とソース電極の両方に対してフィールドプレート構造をとることにより、ＦＥＴをより高耐圧化した構成も提案されている（例えば、特許文献２）。
特開平０６−２０４７６４号公報 特開２００８−２７７６０４号公報
しかしながら、高周波電力増幅器の高出力化のために、フィールドプレート構造のＦＥＴを用いた場合には、電力付加効率が大きく低下するという課題が発生することを本願の発明者らは見出した。さらに、Ｆ級増幅回路により高効率化を図ろうとしても、電力付加効率向上の効果が十分に得られないという課題も見出した。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、高出力で電力付加効率の高い高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波電力増幅器の一態様は、第１の周波数の高周波信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子の入力端側に接続された入力整合回路と、前記増幅素子の出力端に直流電源端子を介して接続された出力整合回路と、一端側が前記増幅素子の出力端に接続され、他端側が前記出力整合回路の入力端および前記直流電源端子に接続されたリアクタンス制御回路と、を有し、前記増幅素子は、ゲート電極、ドレイン電極およびソース電極を備える電界効果トランジスタであり、前記ゲート電極および前記ソース電極の少なくとも一方がフィールドプレート構造であり、前記リアクタンス制御回路は、前記増幅素子の出力端における前記増幅素子の寄生容量との間で第２の周波数で共振するリアクタンスを有し、前記増幅素子の寄生容量は、前記増幅素子が持つ寄生容量であって、前記ゲート電極、前記ドレイン電極および前記ソース電極のそれぞれの電極間の寄生容量によって算出され、前記増幅素子の前記出力端を前記ドレイン電極とし、前記ゲート電極と前記ソース電極との間の寄生容量をＣｇｓとし、前記ドレイン電極と前記ゲート電極との間の寄生容量をＣｄｇとし、前記ドレイン電極と前記ソース電極との間の寄生容量をＣｄｓとしたときに、前記増幅素子の前記寄生容量Ｃは、
で表され、前記第２の周波数は、前記第１の周波数と同一の周波数、または、前記第１の周波数の近傍の周波数である。
本発明によれば、増幅素子の寄生容量に起因するドレイン電圧波形およびドレイン電流波形の歪みを軽減できるため、増幅素子内部の電力消費を低減できる。これにより、高出力で電力付加効率の高い高周波電力増幅器を実現することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。 図２Ａは、一般的なＦＥＴの構成を示す回路図である。 図２Ｂは、寄生容量等を考慮した図２Ａに示すＦＥＴの等価回路図である。 図３は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器におけるスミスチャートである。 図４は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いない場合、かつ、リアクタンス制御回路なしの場合における、ＦＥＴのドレイン電流波形とドレイン電圧波形との関係を示す図である。 図５は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いた場合、かつ、リアクタンス制御回路なしの場合における、ＦＥＴのドレイン電流波形とドレイン電圧波形との関係を示す図である。 図６は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いた場合、かつ、リアクタンス制御回路ありの場合である本発明の第１の実施形態における、ドレイン電流波形とドレイン電圧波形との関係を示す図である。 図７は、信号周波数が２．４５ＧＨｚの場合における本発明の第１の実施形態における共振周波数と電力付加効率との関係を示す図である。 図８は、信号周波数が１ＧＨｚの場合における本発明の第１の実施形態における共振周波数と電力付加効率との関係を示す図である。 図９は、信号周波数が５ＧＨｚの場合における本発明の第１の実施形態における共振周波数と電力付加効率との関係を示す図である。 図１０は、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。 図１１は、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。 図１２は、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。 図１３は、ＦＥＴを用いた従来の高周波電力増幅器であるＦ級増幅器の回路図である。 図１４Ａは、ＧａＮを用いた従来のＦＥＴの断面図である。 図１４Ｂは、フィールドプレート構造を用いたＦＥＴの断面図である。
本発明に係る高周波電力増幅器の一態様は、第１の周波数の高周波信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子の入力端側に接続された入力整合回路と、前記増幅素子の出力端側に接続された出力整合回路と、一端側が前記増幅素子の出力端に接続され、他端側が前記出力整合回路の入力端および直流電源端子に接続されたリアクタンス制御回路と、を有し、前記リアクタンス制御回路は、前記増幅素子の出力端における前記増幅素子の寄生容量との間で第２の周波数で共振するリアクタンスを有し、前記第２の周波数は、前記第１の周波数と同一の周波数、または、前記第１の周波数の近傍の周波数である。
本発明によれば、増幅素子の寄生容量とリアクタンス制御回路のリアクタンスとが共振することにより、増幅素子の寄生容量のリアクタンスが低減される。これにより、高周波動作時に電力付加効率の向上の妨げとなっていたドレイン電流の充放電が抑制され、高周波電力増幅器の高効率動作が可能となる。
さらに、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記第２の周波数は、前記リアクタンス制御回路がない場合よりも電力付加効率が高くなる周波数であることが好ましい。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記第１の周波数が２．４〜２．５ＧＨｚである場合、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．８２倍から２．４倍の周波数であることが好ましい。さらに、この場合、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．８７倍から１．９倍の周波数であることがより好ましい。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記第１の周波数が１〜５ＧＨｚである場合、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．９２倍から１．８倍の周波数であることが好ましい。さらに、この場合、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．９３倍から１．４倍の周波数であることがより好ましい。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記第２の周波数は、前記第１の周波数よりも高いことが好ましい。前記第２の周波数が前記第１の周波数よりも高い場合に、高周波電力増幅器の電力付加効率を最も高くすることができる。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記リアクタンス制御回路は、インダクタで構成されていることが好ましい。これにより、リアクタンス制御回路の構成が簡易で、回路を構成する部品点数が少ないため、回路挿入損失を小さくできる。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記リアクタンス制御回路は、伝送線路で構成されていることが好ましい。これにより、リアクタンス制御回路を、出力整合回路などで広く使用されている低損失なモジュール基板上に構成できる。
さらに、前記伝送線路は、マイクロストリップライン又はコプレーナラインであることが好ましい。これにより、リアクタンス制御回路を前記モジュール基板上に構成する場合、前記第２の周波数を容易に設計することができる。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記リアクタンス制御回路は、キャパシタとインダクタとの直列共振器で構成されていることが好ましい。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記リアクタンス制御回路は、オープンスタブで構成されていることが好ましい。
また、本発明に係る高周波増幅器の一態様において、前記増幅素子は電界効果トランジスタであり、ゲート電極およびソース電極の少なくとも一方がフィールドプレート構造であることが好ましい。この場合には、増幅素子の耐圧が高くなり高出力化が図れる反面、増幅素子の寄生容量が大きくなるため、電力付加効率は低下する。しかし、第２の周波数を調整することにより、フィールドプレート構造を有していない従来の構成よりもさらに電力付加効率を向上させることが可能となる。
さらに、前記増幅素子は、化合物半導体を用いた電界効果トランジスタであることが好ましい。これにより、高周波特性を向上できる。
また、前記増幅素子は、ＧａＮとＡｌＧａＮとのヘテロ接合を有する電界効果トランジスタであることが好ましい。これにより、高電流化が図れる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図を示す。
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器は、入力整合回路１０２と、増幅素子であるトランジスタ１０４と、リアクタンス制御回路１０７と、出力整合回路１０５とを有する。また、入力整合回路１０２の入力側には高周波信号の入力端子１０１が接続されており、入力整合回路１０２の出力側にはバイアス端子１０９が接続されている。バイアス端子１０９によって、トランジスタ１０４を駆動させるための直流電圧が、トランジスタ１０４のゲート電極に印加される。また、出力整合回路１０５の入力側にはバイアス端子１０３が接続されている。バイアス端子１０３によって、トランジスタ１０４を駆動させるための直流電圧が、トランジスタ１０４のドレイン電極に印加される。さらに、出力整合回路１０５の出力側には、増幅された高周波信号を出力する出力端子１０６が接続されている。なお、バイアス端子１０９、１０３の手前には、それぞれチョークインダクタや４分の１波長線路と、キャパシタなどとを配置し、増幅信号がバイアス端子１０９、１０３に洩れないようにすることが望ましい。
入力端子１０１から入力された高周波信号は、入力整合回路１０２において基本周波数に対してインピーダンス整合が取られ、トランジスタ１０４により増幅される。そして、増幅された高周波信号はリアクタンス制御回路１０７を通過し、出力整合回路１０５においてインピーダンス整合され、出力端子１０６より出力されて負荷に供給される。
本実施形態では、リアクタンス制御回路１０７は、入力側（一端側）がトランジスタ１０４の出力端（Ａ点）に直列接続され、出力側（他端側）が出力整合回路１０５の入力端（Ｂ点）と接続されたインダクタ１０８にて構成されている。本実施形態において、インダクタ１０８のインダクタンスは、トランジスタ１０４の出力端（Ａ点）におけるトランジスタ１０４の寄生容量のリアクタンスを低減するように設定する。具体的には、信号周波数と同一の周波数またはその信号周波数の近傍の周波数において、トランジスタ１０４の寄生容量と、インダクタ１０８のインダクタンスとが共振するように設定する。すなわち、インダクタ１０８のインダクタンスは、トランジスタ１０４の出力端における当該トランジスタ１０４の寄生容量との間で共振するように構成されており、このときの周波数（第２の周波数）は、入力された高周波信号である信号周波数（第１の周波数）と同一の周波数、または、その信号周波数の近傍の周波数となるように構成されている。さらに、この第２の周波数は、リアクタンス制御回路１０７（インダクタ１０８）がない場合の構成よりも、電力付加効率が高くなるような周波数である。
以下に、インダクタ１０８のインダクタンスの設定方法について、図２Ａ及び図２Ｂを用いて説明する。図２Ａは、一般的な電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の回路図である。
図２Ａに示すように、一般的に、ＦＥＴは、ゲート電極１００１、ドレイン電極１００２および接地されたソース電極１００３を備えており、ゲート電極１００１、ドレイン電極１００２およびソース電極１００３のそれぞれの電極間に寄生容量を持つ。ここで、ゲート電極１００１とソース電極１００３との間の寄生容量をＣｇｓ、ドレイン電極１００２とゲート電極１００１との間の寄生容量をＣｄｇ、ドレイン電極１００２とソース電極１００３との間の寄生容量をＣｄｓとする。また、ドレイン電流はＣｇｓの両端にかかる電位差Ｖ１に比例し、その相互コンダクタンスをｇｍとする。さらに、ドレインコンダクタンスをＲとすると、図２Ａの電界効果トランジスタは、これらの寄生容量及びコンダクタンスを考慮すると、図２Ｂに示すような等価回路となる。
従って、トランジスタのドレイン電極１００２から見たトランジスタの寄生容量Ｃは、ＣｇｓとＣｄｇとの直列容量と、Ｃｄｓとの並列容量とからなることから、下記（数式１）により計算することが出来る。
よって、共振周波数をＦとし、上記（数式１）により求めたトランジスタ１０４の寄生容量をＣとし、インダクタ１０８のインダクタンスをＬとすると、（数式２）の関係式が成り立つ。この関係式より、インダクタンスＬを求めることができる。
例えば、Ｃｇｓ＝０．４ｐＦ、Ｃｄｇ＝０．３５ｐＦ、Ｃｄｓ＝０．２ｐＦの場合、トランジスタ１０４の寄生容量Ｃは約０．３９ｐＦとなる。よって、共振周波数を２．４５ＧＨｚとするためには、インダクタンスＬを１０．８ｎＨとすればよい。
図３は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器におけるスミスチャートであり、図１のトランジスタ１０４の出力端であるＡ点からトランジスタ１０４を見たインピーダンス（実線）と、Ｂ点からトランジスタ１０４を見たインピーダンス（破線）とをプロットしたものである。各インピーダンスは、実際に試作したＧａＮ−ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：高電子移動度トランジスタ）におけるＦＥＴのパラメータを抽出し、信号周波数が２〜３ＧＨｚの範囲でシミュレーションした結果である。ＦＥＴのパラメータは、寄生容量として、Ｃｇｓ＝０．９ｐＦ、Ｃｄｇ＝０．３ｐＦ、Ｃｄｓ＝０．１５ｐＦを用いた。また、トランジスタのドレインコンダクタンスＲは、Ｒ＝７００Ωとし、最大の相互コンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝１５０ｍＳ/ｍｍとした。また、インダクタンスＬは、Ｌ＝１０ｎＨとした。図３に示すように、Ａ点におけるインピーダンスよりも、Ｂ点におけるインピーダンスの方が、リアクタンス成分を低減できていることがわかる。
次に、トランジスタ（ＦＥＴ）にフィールドプレート構造がある場合と無い場合において、また、高周波電力増幅器にリアクタンス制御回路がある場合と無い場合において、高周波電力増幅器の電力付加効率（ＰＡＥ：Ｐｏｗｅｒ Ａｄｄｅｄ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）について、図４〜図６を用いて説明する。
図４〜６は、図１に示すリアクタンス制御回路１０７の導入前後において、トランジスタのドレイン電圧およびドレイン電流をシミュレーションした結果である。なお、シミュレーションのためのＦＥＴパラメータ、およびリアクタンス制御回路のインダクタンスは、表１の値を用いた。
なお、直流バイアスの条件は、ＦＥＴの動作点としてドレイン電圧が３０Ｖ、ドレイン電流が３３ｍＡとなるように、ドレイン電圧を３０Ｖとし、ゲート電圧はドレイン電流が３３ｍＡ流れるように設定した。また、整合条件は、それぞれの場合において、入力整合回路１０２を利得整合、出力整合回路１０５を効率整合とし、信号周波数はいずれも２．４５ＧＨｚにてシミュレーションした。
図４は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いない場合、かつ、リアクタンス制御回路なしの場合（表１の（ａ）の条件）を示している。図５は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いた場合、かつ、リアクタンス制御回路なしの場合（表１の（ｂ）の条件）を示している。図６は、ＦＥＴにフィールドプレート構造を用いた場合、かつ、リアクタンス制御回路ありの場合（表１の（ｃ）の条件）を示している。また、図４〜図６の各図において、グラフの縦軸は、ドレイン電圧Ｖｄｓ（右側の目盛り）およびドレイン電流Ｉｄｓ（左側の目盛り）である。グラフの横軸は、時間Ｔｉｍｅである。そして、各図において、細い実線がドレイン電流の波形を示し、太い実線がドレイン電圧の波形を示している。
高効率動作をするためには、トランジスタ内部で消費される電力を低減する必要がある。トランジスタ内部で消費される電力は、ドレイン電圧とドレイン電流との掛け算の時間積分により算出することができる。フィールドプレート構造を用いない場合の図４では、ドレイン電流の波形の歪みが比較的小さく、振幅も小さい。このときの電力付加効率（ＰＡＥ）は、６０．３％である。
これに対し、フィールドプレート構造を用いた場合の図５では、ドレイン電流の波形は大きく歪み、特にドレイン電圧の高い領域において正負に激しく振れているのがわかる。これは、トランジスタの寄生容量に起因したドレイン電流の充放電と考えられ、ドレイン電圧が高くなる時間帯に顕著に起こっている。そのため、トランジスタ内部で消費される電力が大きく、高効率動作が困難な状態であるといえる。このときの電力付加効率（ＰＡＥ）は５８．９％と、図４のフィールドプレート構造を用いないトランジスタの電力付加効率６０．３％よりも低い。また、ドレイン電流波形の歪みがドレイン電圧の高い時間領域で顕著に起きているため、Ｆ級増幅回路により高調波を処理してドレイン電圧の波形を矩形波としても、トランジスタの内部で消費される電力の低減が困難であり、電力付加効率の向上は期待できない。
次に、フィールドプレート構造を用いた場合において、さらに、リアクタンス制御回路を導入した場合の図６では、ドレイン電流の波形は歪みが小さくなり、ドレイン電圧の高い領域において正負の振れが低減されている。このときの電力付加効率（ＰＡＥ）は６５．０％で、リアクタンス制御回路の無い場合よりも効率が向上している。さらに、ドレイン電流の波形の歪が低減されているため、Ｆ級増幅回路により高調波を処理することによって、大幅な電力付加効率の向上が期待できる。
次に、トランジスタがＧａＮ−ＨＥＭＴの場合における高周波電力増幅器の電力付加効率（ＰＡＥ）について、図７〜図９を用いて説明する。
図７は、フィールドプレート構造をとらないＧａＮ−ＨＥＭＴ、およびフィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴのそれぞれについて、リアクタンス制御回路のインダクタンスを変化させて、トランジスタのＰＡＥをシミュレーションした結果を表す図である。ＦＥＴパラメータは、それぞれ表１の（ａ）、（ｂ）の値を用いた。図７において、グラフの横軸は、トランジスタの寄生容量とリアクタンス制御回路のインダクタンスとの共振周波数であり、縦軸は電力付加効率（ＰＡＥ）である。フィールドプレート構造を用いないＧａＮ−ＨＥＭＴのＰＡＥは細い実線で示しており、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴのＰＡＥは太い実線で示している。また、図７には、リアクタンス制御回路を設けない場合のそれぞれのＰＡＥの結果も図示している。
図７に示すように、リアクタンス制御回路を設けない場合において、フィールドプレート構造を用いないＧａＮ−ＨＥＭＴのＰＡＥは、細い実線で示されるように、６０．３％であった。また、同様に、リアクタンス制御回路を設けない場合において、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴのＰＡＥは、太い実線で示しており、５８．９％であった。
また、図７に示す２つの曲線で表されるように、リアクタンス制御回路を設けた場合は、フィールドプレート構造有り無しのいずれの場合においても、共振周波数を信号周波数と同一またはその近傍に設定することにより、リアクタンス制御回路を設けない場合よりも高周波電力増幅器のＰＡＥが向上していることがわかる。
このように、フィールドプレート構造を用いることによって増幅素子の寄生容量が大きくなると、リアクタンス制御回路を設けない場合のＰＡＥは、６０．３％から５８．９％と低下する。しかし、リアクタンス制御回路を設けて、さらに、信号周波数と同一または近傍の周波数で共振するようにリアクタンス制御回路のインダクタンスを設定することにより、フィールドプレート構造をとらないトランジスタを用いた高周波電力増幅器のＰＡＥと同等のＰＡＥを得ることができる。
従来、トランジスタの出力端にインダクタを設けることは、出力経路の損失につながると考えられており行われなかった。しかし、本願の発明者らは、敢えてトランジスタの出力端にリアクタンス制御回路を設け、信号周波数と同一または近傍の周波数で共振するようにリアクタンス制御回路のインダクタンスを設定することにより、電力付加効率を大きく向上できることを見出した。さらに、リアクタンス制御回路の電力付加効率を向上する効果は、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴなど、寄生容量の大きなトランジスタにおいてより顕著となることを見出した。これにより、フィールドプレート構造などの高出力の増幅素子を用いた場合においても、電力付加効率の高い高周波電力増幅器を実現できる。
次に、増幅素子の寄生容量と共振させる共振周波数の設定範囲について説明する。図７より、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも電力付加効率を高くするためには、共振周波数としては、２．０〜６．０ＧＨｚの範囲であることが好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．８２〜２．４倍となる。また、電力付加効率を６２％程度以上とするためには、共振周波数としては、２．１ＧＨｚ〜４．７ＧＨｚの範囲が好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．８７〜１．９倍となる。この範囲であれば、フィールドプレート構造の有無にかかわらず、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも、十分に電力付加効率を向上させることができる。
また、本発明に係る高周波電力増幅器を電子レンジに用いる場合には、信号周波数は法規により２．４〜２．５ＧＨｚとする必要がある。ここで、図７は、信号周波数を２．４５ＧＨｚとしてシミュレーションした結果であるが、信号周波数が２．４ＧＨｚの場合と２．５ＧＨｚの場合とは、２．４５ＧＨｚに対して僅か２％程度変化するにすぎない。したがって、共振周波数と電力付加効率との関係を示すグラフは、信号周波数に応じて僅かにシフトするだけであり、ほぼ同じ傾向を示す。よって、電子レンジへの適用を想定した場合、即ち、信号周波数が２．４〜２．５ＧＨｚの場合において、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも電力付加効率を高くするためには、共振周波数を信号周波数の０．８２〜２．８倍とすることが好ましい。また、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも、十分に電力付加効率を向上させるためには、共振周波数を信号周波数の０．８７〜１．９倍とすることがより好ましい。
次に、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴにおいて、信号周波数をさらに大きく変化させた場合のシミュレーション結果を、図８および図９に示す。なお、ＦＥＴパラメータは、いずれも表１の（ｂ）を用いた。
まず、図８は、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴにおいて、信号周波数を１ＧＨｚとしたときのシミュレーション結果を表した図である。図８において、グラフの横軸は、トランジスタの寄生容量とリアクタンス制御回路のインダクタンスとの共振周波数であり、縦軸はＰＡＥである。
図８に示すように、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴにおいて、リアクタンス制御回路を設けない場合における高周波電力増幅器のＰＡＥは、６７．２％であった。従って、図８より、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも電力付加効率を高くするためには、共振周波数としては、０．９２ＧＨｚ以上であることが好ましく、さらには、０．９２〜３．０ＧＨｚの範囲であることが好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．９２〜３．０倍となる。また、電力付加効率を６８％以上とするためには、共振周波数としては、０．９３〜２．０ＧＨｚの範囲が好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．９３〜２．０倍となる。
次に、図９は、フィールドプレート構造を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴにおいて、信号周波数を５ＧＨｚとしたときのシミュレーション結果を表した図である。図９において、グラフの横軸は、トランジスタの寄生容量とリアクタンス制御回路のインダクタンスとの共振周波数であり、縦軸はＰＡＥである。
図９に示すように、リアクタンス制御回路を設けない場合における高周波電力増幅器のＰＡＥは、３５．５７％であった。従って、図９より、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも電力付加効率を高くするためには、共振周波数としては、３．５〜９．３ＧＨｚの範囲であることが好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．７〜１．８倍となる。また、電力付加効率を３５．７％以上とするためには、共振周波数としては、４．０〜７．２ＧＨｚの範囲が好ましい。ここで信号周波数を１とした場合、好ましい共振周波数は、信号周波数の０．８〜１．４倍となる。
従って、信号周波数を１〜５ＧＨｚとした場合でも、共振周波数を信号周波数の０．９２〜１．８倍とすることによって、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも電力付加効率を高くすることが可能である。また、共振周波数を信号周波数の０．９３〜１．４倍とすることにより、リアクタンス制御回路を設けない従来の構成よりも、十分に電力付加効率を向上させることができる。
なお、本実施形態では、増幅素子の入力端に入力整合回路を直接接続しているが、増幅素子の入力端と入力整合回路との間には、高調波制御回路やゲートバイアス回路等を設けても良い。
また、本実施形態では、Ｆ級増幅回路などの高効率化のための回路を設けていないが、これらの回路を用いることにより、さらに電力付加効率を向上させることができる。特に、本発明により、ドレイン電流波形およびドレイン電圧波形の歪が低減されるため、Ｆ級増幅回路を設けることにより、電力付加効率をさらに向上させることが可能である。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器について、図１０を用いて説明する。図１０は、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。
本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器が、第１の実施形態に係る高周波増幅器と異なる点は、リアクタンス制御回路１０７の構成である。すなわち、本実施形態では、リアクタンス制御回路１０７として、マイクロストリップライン４０１を用いている。なお、その他の回路構成は第１の実施形態と同じであるため、図１０において図１と同じ構成要素については同一の符号を用いており、その説明は省略する。
本実施形態において、リアクタンス制御回路１０７を構成するマイクロストリップライン４０１は、その線路長や特性インピーダンスの値によりリアクタンス成分を調整できる。従って、第１の実施形態と同様に、トランジスタ１０４の寄生容量によるリアクタンスが低減するように、マイクロストリップライン４０１の線路長や特性インピーダンスを調整する。これにより、ドレイン電流の波形の歪が低減されるため、高周波電力増幅器のＰＡＥが向上する。さらに、高調波処理によるＦ級動作とすることで、より大幅な電力付加効率の向上が見込める。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器について、図１１を用いて説明する。図１１は、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。
本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器が、第１の実施形態に係る高周波増幅器と異なる点は、リアクタンス制御回路１０７の構成である。すなわち、本実施形態では、リアクタンス制御回路１０７として、インダクタ５０１とキャパシタ５０２との直列共振回路を用いている。なお、その他の回路構成は第１の実施形態と同じであるため、図１１において図１と同じ構成要素については同一の符号を用いており、その説明は省略する。
ここで、共振周波数をＦとし、トランジスタ１０４の寄生容量をＣとし、リアクタンス制御回路１０７のインダクタ５０１のインダクタンスをＬとし、キャパシタ５０２のキャパシタンスをＣ２としたときに、下記（数式３）を満たすことで、トランジスタ１０４の寄生容量に起因するリアクタンスを低減することができ、高周波電力増幅器の高効率動作が可能となる。さらに、ドレイン電流の波形の歪が低減されるため、高周波電力増幅器のＰＡＥが向上する。さらに、高調波処理によるＦ級動作とすることで大幅な電力付加効率の向上が見込める。
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器について、図１２を用いて説明する。図１２は、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器の回路図である。
本発明の第４の実施形態に係る高周波増幅器が、第１の実施形態に係る高周波増幅器と異なる点は、リアクタンス制御回路１０７の構成である。すなわち、本実施形態では、リアクタンス制御回路１０７として、マイクロストリップラインにより構成したオープンスタブ６０１を用いている。なお、その他の回路構成は第１の実施形態と同じであるため、図１２において図１と同じ構成要素については同一の符号を用いており、その説明は省略する。
前述したように、マイクロストリップラインは、その線路長や特性インピーダンスの値によりリアクタンスを調整できるため、トランジスタ１０４の出力端から見た寄生容量によるリアクタンスが低減するように、マイクロストリップラインの線路長や特性インピーダンスを設定すればよい。これにより、ドレイン電流の波形の歪が低減されるため、高周波電力増幅器のＰＡＥが向上する。さらに、高調波処理によるＦ級動作とすることで、より大幅な電力付加効率の向上が見込める。
以上、本発明に係る高周波電力増幅器について、各実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
例えば、本実施形態では、リアクタンス制御回路１０７として、伝送線路の一例であるマイクロストリップラインを用いた場合について説明したが、これに限るものではない。例えば、その他の伝送線路として、コプレーナラインなどを用いることもできる。
また、本実施形態では、ＦＥＴ又はＨＥＭＴにフィールドプレート構造を用いた場合について説明した。具体的には、ＦＥＴ又はＨＥＭＴにおけるゲート電極およびソース電極の少なくとも一方の電極にフィールドプレート構造を用いた。この場合、フィールドプレート構造としては、例えば、図１４Ｂで説明したような電極構成とすることができる。
その他、本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施形態に施したものや、異なる実施形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲に含まれる。
本発明に係る高周波電力増幅器は、移動体通信用の端末や基地局、あるいは電子レンジなどのマイクロ波家電等に適用できる。
１０１ 入力端子
１０２ 入力整合回路
１０３ バイアス端子
１０４ トランジスタ
１０５ 出力整合回路
１０６ 出力端子
１０７ リアクタンス制御回路
１０８ インダクタ
１０９ バイアス端子
４０１ マイクロストリップライン
５０１ インダクタ
５０２ キャパシタ
６０１ オープンスタブ
８０１ 入力端子
８０２ 直流電力供給端子
８０３ チョークインダクタ
８０４ ＦＥＴ
８０５ マイクロストリップライン
８０６ オープンスタブ（λ／８）
８０７ オープンスタブ（λ／１２）
８０８ 出力整合回路
８０９ 負荷抵抗
７０４、１００３ ソース電極
７０５、７０５Ａ、１００１ ゲート電極
７０６、１００２ ドレイン電極

Claims (14)

  1. 第１の周波数の高周波信号を増幅する増幅素子と、
    前記増幅素子の入力端側に接続された入力整合回路と、
    前記増幅素子の出力端側に接続された出力整合回路と、
    一端側が前記増幅素子の出力端に接続され、他端側が前記出力整合回路の入力端および直流電源端子に接続されたリアクタンス制御回路と、を有し、
    前記増幅素子は、ゲート電極、ドレイン電極およびソース電極を備える電界効果トランジスタであり、
    前記ゲート電極および前記ソース電極の少なくとも一方がフィールドプレート構造であり、
    前記リアクタンス制御回路は、前記増幅素子の出力端における前記増幅素子の寄生容量との間で第２の周波数で共振するリアクタンスを有し、
    前記増幅素子の寄生容量は、前記増幅素子が持つ寄生容量であって、前記ゲート電極、前記ドレイン電極および前記ソース電極のそれぞれの電極間の寄生容量によって算出され、
    前記増幅素子の前記出力端を前記ドレイン電極とし、
    前記ゲート電極と前記ソース電極との間の寄生容量をＣｇｓとし、
    前記ドレイン電極と前記ゲート電極との間の寄生容量をＣｄｇとし、
    前記ドレイン電極と前記ソース電極との間の寄生容量をＣｄｓとしたときに、
    前記増幅素子の前記寄生容量Ｃは、
    で表され、
    前記第２の周波数は、前記第１の周波数と同一の周波数、または、前記第１の周波数の近傍の周波数である、
    高周波電力増幅器。
  2. 前記第２の周波数は、前記リアクタンス制御回路がない場合よりも電力付加効率が高くなる周波数である、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  3. 前記第１の周波数は、２．４〜２．５ＧＨｚであり、
    前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．８２倍から２．４倍の周波数である、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  4. 前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．８７倍から１．９倍の周波数である、
    請求項３に記載の高周波電力増幅器。
  5. 前記第１の周波数は１〜５ＧＨｚであり、
    前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．９２倍から１．８倍の周波数である、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  6. 前記第２の周波数は、前記第１の周波数の０．９３倍から１．４倍の周波数である、
    請求項５に記載の高周波電力増幅器。
  7. 前記第２の周波数は、前記第１の周波数よりも大きい、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  8. 前記リアクタンス制御回路は、インダクタで構成されている、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  9. 前記リアクタンス制御回路は、伝送線路で構成されている、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  10. 前記伝送線路は、マイクロストリップライン又はコプレーナラインである、
    請求項９に記載の高周波電力増幅器。
  11. 前記リアクタンス制御回路は、キャパシタとインダクタとの直列共振器で構成されている、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  12. 前記リアクタンス制御回路は、オープンスタブで構成されている、
    請求項１記載の高周波電力増幅器。
  13. 前記増幅素子は、化合物半導体を用いた電界効果トランジスタである、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
  14. 前記増幅素子は、ＧａＮとＡｌＧａＮとのヘテロ接合を有する電界効果トランジスタである、
    請求項１に記載の高周波電力増幅器。
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