CN101595703A - 调制装置和解调装置 - Google Patents

Abstract

公开了在生成相位调制信号和振幅调制信号的调制装置中，能够校正IQ正交偏移并降低ON/OFF比的劣化的调制装置。在该装置中，移相器(174)基于从相位控制单元(180)输出的控制信号，控制电容器上施加的电压来调整电容量，由此对振荡器(173)产生的载波的相位进行移位。相位控制单元(180)使用相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140估计移相器(174)的相位偏移。进而，相位控制单元(180)基于估计出的移相器(174)的相位偏移的估计值，对移相器(174)进行调谐以将I信号(S125)与Q信号(S135)的载波间的相位差保持为90度。

Description

调制装置和解调装置

技术领域

本发明涉及适用于例如毫米波段的、使用相位调制信号和振幅调制信号的调制装置和解调装置。

背景技术

在IEEE802.15 Task Group 3c中，正在开展有关使用了60GHz波段附近的毫米波波段的高速无线个人局域网(WPAN：Wireless Personal AreaNetwork)的物理层的讨论。作为适用了毫米波段WPAN的应用，可列举下述应用：高速因特网接入、视频流(视频点播、HDTV(高清晰度电视)或家庭影院)以及取代有线的无线数据传送等的、超过2Gbps的超高速数据传送等。

对于毫米波WPAN的利用，在研究BPSK(Binary Phase Shift Keying：二相相移键控)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相移相键控)、OOK(On-off keying：开关键控)、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交频分复用)等各种各样的调制方式。在信息亭文件下载(kiosk filedownloading)等的移动装置的毫米波段利用中，期望配置了电路规模较小且适合于低功耗/低成本的BPSK、QPSK或OOK等单载波通信方式的装置。因此，在信息亭端的装置中，必须实现能够与BPSK或QPSK等相位调制方式及OOK等振幅调制方式双方的便携式装置进行通信。

图1是表示基于第一种现有技术(参照专利文献1和专利文献2)的QPSK/OOK调制装置10的主要部分的结构的方框图。如图1所示，QPSK/OOK调制装置10包括：用于生成OOK发送数据的OOK数据生成单元12、用于生成QPSK发送数据的QPSK数据生成单元13、用于对OOK数据或QPSK数据的脉冲波形进行整形以适合于频谱遮罩(Spectrum Mask)的脉冲整形单元14-1和脉冲整形单元14-2、用于从通过脉冲整形单元14-1和脉冲整形单元14-2的OOK数据或QPSK数据中除去高谐波分量的低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)16-1和低通滤波器16-2、用于根据OOK数据或QPSK数据来切换脉冲整形单元14-1和脉冲整形单元14-2的滤波特性的滤波特性切换单元15、用于对来自低通滤波器16-1和低通滤波器16-2的OOK数据或QPSK数据进行QPSK调制的QPSK调制单元17以及根据调制指示信号S11来控制OOK数据生成单元12、QPSK数据生成单元13和滤波特性切换单元15的调制选择单元11。

QPSK调制单元17包括：两个混频器17-1、17-2，分别连接到低通滤波器16-1、16-2的输出；以及合成器17-5，用于将从混频器17-1和混频器17-2输出的信号相互相加。混频器17-1直接连接到由振荡器17-3产生的载波，另一方面，混频器17-2经由90度移相器17-4间接连接到载波。

在图1中，在调制指示信号S11指示OOK调制时，调制选择单元11使OOK数据生成单元12工作，而使QPSK数据生成单元13不工作。调制选择单元11还指示滤波特性切换单元15，以使其将脉冲整形单元14-1及14-2的滤波特性切换为OOK数据用的滤波特性。

OOK数据生成单元12输出用式(1)和式(2)所示的I(t)信号S12和Q(t)信号S13。

I(t)＝αD(t)   ...(1)

Q(t)＝0        ...(2)

其中，α为常数，D(t)是取“0”或“1”中任一值的输入数据信号。QPSK/OOK调制装置10的输出RF信号S14如式(3)所示。

S(t)＝I(t)sinωt+Q(t)cosωt

                                     ...(3)

    ＝αD(t)sinωt

从式(3)可知，输出RF信号S14为OOK调制波的形状。

图2是表示基于第二种现有技术(参照专利文献1和专利文献3)的其他的QPSK/OOK调制装置20的主要部分的结构的方框图。与图1所示的QPSK/OOK调制装置10不同，QPSK/OOK调制装置20采用的结构为，去掉滤波特性切换单元15，而追加了用于将QPSK调制单元26的输出信号S24放大的振幅调制单元28。在生成OOK调制波方面，QPSK/OOK调制装置20还采用不同的方法。

在图2中，调制指示信号S21表示OOK调制时，众所周知，OOK数据生成单元22输出用式(4)和式(5)表示的I(t)信号S22和Q(t)信号S23。

I(t)＝cosφD(t)         ...(4)

Q(t)＝sinφD(t)         ...(5)

其中，是例如45度这样的常数。如式(4)和式(5)所示，作为90度相位差信号的生成方法以下述方式进行，对使用频率低于无线频率的本机振荡器生成的IF(Intermediate Frequency：中频)信号附加相位差或者错开矩形波的产生定时来对相位进行调整。另外，要注意的是，式(4)和式(5)所示的I(t)信号S22及Q(t)信号S23与式(1)和式(2)所示的I(t)信号S12及Q(t)信号S13的不同之处。基于式(4)和式(5)，用式(6)表示QPSK/OOK调制装置20的输出信号S24。

S(t)＝α(I(t)sinωt+Q(t)cosωt)

                                      ...(6)

    ＝αD(t)sin(ωt+φ)

从式(6)可知，输出RF信号S24也为OOK调制波的形状。

在动作稳定性的方面，图2所示的QPSK/OOK调制装置20具有比图1所示的QPSK/OOK调制装置10良好的优点。这是因为，QPSK/OOK调制装置20为了实现OOK调制而利用I(同相分量)和Q(正交分量)双方的分支，I和Q双方的分支以相互校正或相互抵消接地电平等变动的方式互相同步地动作，而且在振幅调制单元28中进行振幅调制。但是，QPSK/OOK调制装置20的不利之处在于，由于需要追加的振幅调制单元28而增加实际安装的复杂度。

专利文献1：美国专利申请公开第2003/157888号说明书

专利文献2：特开第2004-147052号公报

专利文献3：美国专利第7120202号说明书

发明内容

本发明需要解决的问题

但是，图1所示的QPSK/OOK调制装置10和图2所示的QPSK/OOK调制装置20都没有考虑90度移相器17-4、26-4中的相位的偏移对QPSK/OOK调制装置造成的恶劣影响。而且，除了90度移相器17-4、26-4中的相位偏移以外，也产生因例如基板上的布线制作精度、零部件的差异所造成的相位偏移。因此，由于这些相位偏移，有可能造成QPSK/OOK调制装置10及QPSK/OOK调制装置20的输出信号在生成QPSK调制信号时的I/Q信号的正交偏移、以及生成OOK调制信号时的合成功率的损失(ON功率的降低)和相互抵消时的抑制特性劣化(OFF功率的增加)，即ON/OFF比(通断比)的劣化。

对I/Q信号的正交偏移和ON/OFF比的劣化而言，特别是功率损失，在QPSK/OOK调制装置10及QPSK/OOK调制装置20以越高的频率动作时越成为问题。在5GHz波段那样的微波波段进行动作的情况下，能够使用分频器将频率变换为较低的频率，进行相位比较，但是在60GHz波段进行动作的情况下，实现分频器本身就很困难。而且，对ON/OFF比的劣化而言，例如，在90度移相器17-4、26-4中存在5度的相位偏移的情况下，60GHz的QPSK/OOK调制装置10及QPSK/OOK调制装置20中的最大信号功率损失约为5dB。另外，若该90度移相器的相位偏移是因部品形状即物理形状造成的，则在5GHz波段的相位偏移为1/10以下，最大信号功率的损失非常小，从而能够忽视由其造成的恶劣影响。

本发明鉴于上述各点而完成，其目的在于提供，在生成并解调相位调制信号和振幅调制信号的调制装置和解调装置中，能够校正I/Q正交偏移且降低ON/OFF比的劣化的调制装置和解调装置。

解决问题的方案

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行调制的调制装置，该调制装置包括：移相器，对载波的相位进行移位；生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q信号；乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于振幅调制模式的所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。

根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，生成振幅调制信号，基于振幅调制信号，估计I信号与Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够抑制由相位偏移产生的振幅的减少，降低功率损失。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，生成进行了OOK调制或QPSK调制的无线频率信号的调制装置，该调制装置包括：信号生成单元，根据调制方式，生成所述I信号和所述Q信号；第一基带处理单元，对所述I信号进行基带处理，生成第一基带信号；第二基带处理单元，对所述Q信号进行基带处理，生成第二基带信号；本机振荡器，生成载波；移相器，对所述载波的相位进行移位；第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载波与所述第一基带信号相乘，生成第一混合信号；第二混频器，将由所述移相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信号相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的实际相位差与所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并对所述移相器的移相量进行控制，以消除该相位偏移。

根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，生成OOK调制信号，基于OOK调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以能够在所期望的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够降低OOK调制时的ON/OFF比的劣化，而且能够对QPSK调制时的I/Q正交偏移进行校正。

本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行解调的解调装置，该解调装置包括：移相器，对载波的相位进行移位；乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器进行了移相的所述载波而生成Q信号；以及相位控制单元，对所述移相器的移相量进行控制，所述相位控制单元基于合成了所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号，对所述移相器的移相量进行调整，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式的所述I信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。

根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，对振幅调制信号进行解调，基于该振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在接收QPSK信号时也能够以良好的正交度输出I/Q信号，从而能够降低正交偏移造成的解调性能的劣化。

本发明的效果

根据本发明，在生成并解调QPSK调制信号和OOK调制信号的调制解调装置中，以正交的I信号和Q信号生成并解调QPSK调制信号，而且以所期望的相位差将I信号与Q信号相加而生成OOK调制信号时，能够通过检测并校正I信号和Q信号的与所期望的相位差的偏移，校正I/Q正交偏移和降低ON/OFF比的劣化。

附图说明

图1是表示以往的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。

图2是表示以往的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。

图3是表示本发明实施方式1的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。

图4是用于说明实施方式1的相位控制方法的流程图。

图5是表示本发明实施方式2的QPSK/OOK调制装置的主要部分的结构的方框图。

图6是用于说明实施方式2的相位控制方法的流程图。

图7是表示本发明实施方式3的QPSK/OOK解调装置的主要部分的结构的方框图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图3是表示本发明第一实施方式的QPSK/OOK调制装置100的主要部分的结构的方框图。本实施方式是适用于在QPSK调制及OOK调制发送接收装置中使用的QPSK/OOK调制装置的例子。

在图3中，QPSK/OOK调制装置100包括：调制选择单元110、OOK数据生成单元120、QPSK数据生成单元130、脉冲整形单元140-1、140-2、滤波特性切换单元150、LPF(Low Pass Filter；低通滤波器)160-1、160-2、QPSK调制单元170以及相位控制单元180。

调制选择单元110输入调制指示信号S110，并根据调制指示信号S110，控制OOK数据生成单元120和QPSK数据生成单元130的ON/OFF，该调制指示信号S110表示要生成与OOK调制和QPSK调制中的哪一种调制方式对应的发送数据。而且，调制选择单元110将变更滤波特性的指示输出到滤波特性切换单元150。

OOK数据生成单元120生成I(t)信号S120和Q(t)信号S130作为OOK发送数据。此时，OOK数据生成单元120生成以式(7)和式(8)表示的I(t)信号S120和Q(t)信号S130作为I(t)信号S120和Q(t)信号S130。

I(t)＝αcosφD(t)       ...(7)

Q(t)＝-αsinφD(t)      ...(8)

其中，

是例如45度的常数，α是固定增益。如式(7)和式(8)所示，I(t)信号S120和Q(t)信号S130采用与图1所示的、其所对应的I(t)信号S12和Q(t)信号S13不同的算式表示。也就是说，这是QPSK/OOK调制装置100以与QPSK/OOK调制装置10不同的方式生成OOK调制后的信号。

QPSK数据生成单元130生成I(t)信号S120和Q(t)信号S130作为QPSK发送数据。

I(t)＝α₁cosφ      ...(9)

Q(t)＝α₂sinφ      ...(10)

其中，根据QPSK数据的各个码元，将α1和α2设定为“1”或“-1”。将相位

设定为例如约45度的固定值。

脉冲整形单元140-1、140-2对OOK发送数据或QPSK发送数据进行滤波，以使其适合由标准等规定的频谱遮罩。

滤波特性切换单元150根据从调制选择单元110输出的、变更滤波特性的指示，在OOK发送数据的情况和QPSK发送数据的情况下，切换脉冲整形单元140-1和140-2的滤波特性。

LPF160-1、160-2是低通滤波器，其从OOK发送数据或QPSK发送数据中除去高谐波分量。

QPSK调制单元170包括：两个混频器171和混频器172，分别连接到LPF160-1和160-2的输出；振荡器173，生成载波；移相器174，对载波的相位进行移位；合成器175，用于将从混频器171输出的I信号S125和从混频器172输出的Q信号S135相互相加。混频器171直接连接到由振荡器173产生的载波，另一方面，混频器172-2经由移相器174间接连接到载波。

移相器174是可变移相器，例如，具有电容量可变的电容器。移相器174控制施加到该可变电容器的电压，改变电容量，由此对相位进行移位。

也就是说，移相器174基于从相位控制单元180输出的控制信号，控制施加到电容器的电压，调整电容量，由此对振荡器173产生的载波的相位进行移位。另外，本实施方式的QPSK/OOK调制装置100使用生成QPSK调制信号的一般结构，生成OOK调制信号，所以移相器174的初始位置移相值通常被设定为90度。

相位控制单元180输入调制指示信号S110，并根据调制指示信号S110，对移相器174进行相位控制，该调制指示信号S110表示要生成与OOK调制和QPSK调制中的哪一种调制方式对应的发送数据。

相位控制单元180具有两个主要的功能，作为其相位控制。第一个功能是，使用后述的相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140来估计移相器174的相位偏移。

第二个功能是，基于移相器174的相位偏移的估计值，对移相器174进行调谐，以在调制指示信号S110表示OOK调制时，保持I信号S125与Q信号S135的载波间的相位差为0度或180度。而且，相位控制单元180对移相器174进行调谐，以使在调制指示信号S110表示QPSK调制时，保持I信号S125与Q信号S135的载波间的相位差为90度。相位控制单元180通过调整移相器174的电容量，对载波的相位进行调谐。

这样，例如，调制指示信号S110表示OOK调制，在使载波间的相位差为0度的同相合成中，生成相当于数据“1”的输出RF信号S140，在使载波间的相位差为180度的反相合成中，生成相当于数据“0”的输出RF信号S140。

另外，通过触发信号S150，控制相位控制单元180开始进行相位控制。作为触发信号S150存在各种各样的信号波形。例如，触发信号S150是单一的矩形脉冲，通过与某PHY(物理层)帧的开始定时同步的矩形脉冲的上升沿，相位控制单元180能够开始进行相位控制。此时，相位控制单元180对移相器174进行一次相位控制。

或者，触发信号S150是矩形脉冲串，通过与对应的PHY帧的开始同步的脉冲串的各个矩形脉冲的上升沿，相位控制单元180能够开始进行相位控制。其结果，相位控制单元180每PHY帧地对移相器174进行相位控制。

或者，在触发信号S150是单一矩形脉冲的情况下，在出厂前的调整阶段，也可以使相位控制单元180在矩形脉冲的上升沿开始进行相位控制。

以下，说明上述那样地构成的图3的QPSK/OOK调制装置100的动作。

在调制指示信号S110表示OOK调制时，调制选择单元110使OOK数据生成单元120工作，使QPSK数据生成单元130不工作。调制选择单元110还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波特性切换为OOK数据用的滤波特性。

通过式(7)和式(8)表示由OOK数据生成单元120生成的I(t)信号S120和Q(t)信号S130。式(7)和式(8)的I(t)信号S120和Q(t)信号S130与对应于式(4)和式(5)的I(t)信号S22和Q(t)信号S23不同。其也与对应于式(1)和式(2)的I(t)信号S12和Q(t)信号S13不同。

相位控制单元180在由触发信号S150触发之前，不对移相器174进行相位控制，所以存在以下可能性，从混频器171输出的I信号S125的载波与从混频器172输出的Q信号S135的载波之间的相位差不为0度而存在相位偏移。此时，用式(11)表示QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140。

S(t)＝I(t)sinωt+Q(t)cosωt

                                          ...(11)

    ＝αD(t)(cosφsinωt-sinφcos(ωt+δ₂))

其中，δ₂是表示由移相器174进行移位的相位量从0度(所期望的相位差)偏移了多少相位的相位偏移。

为了进行相位控制，首先，相位控制单元180需要估计移相器174的相位偏移。为了达到该目的，使用以下说明的、基于最大似然(ML：Maximumlikelihood)原则的估计方法(以下，称为“最大似然估计方法”)。

最大似然估计方法中，如式(12)所示记述对数似然函数。

$\ln \mathrm{\Λ}\left({\mathrm{\δ}}_2\right)=\frac{1}{N_0}{\∫}_0^T{S}^2\left(t\right)\mathrm{dt}-\frac{2}{N_0}{\∫}_0^{T}R\left(t\right)S\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(12\right)$

其中，T为可相当于包含数个OOK码元长度的时间的观测间隔。R(t)如式(13)所示，表示受到噪音影响的输出RF信号S140。

R(t)＝S(t)+N(t)              ...(13)

N(t)是具有功率频谱密度N₀的高斯白噪声。

将与lnΛ(δ₂)的δ₂有关的导函数分别设定为零，由式(11)～式(13)获得式(14)和式(15)。

$\mathrm{\α}T(cos\mathrm{\φ}+\sin \mathrm{\φ}\sin {\text{\δ}}_2)=2{\∫}_0^{T}R\left(t\right)D\left(t\right)\sin \mathrm{\ω}\mathrm{tdt}...\left(14\right)$

$\mathrm{\α}T\cos \mathrm{\φ}\cos {\text{\δ}}_2=2{\∫}_0^{T}R\left(t\right)D\left(t\right)\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\δ}}_2)\mathrm{dt}...\left(15\right)$

基于式(14)和式(15)，获得式(16)。

${\mathrm{\δ}}_2=\arccos \left[\frac{2{\∫}_0^{T}R\left(t\right)D\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\mathrm{dt}}{\mathrm{\α}T\sin \mathrm{\φ}}\right]...\left(16\right)$

上述的最大似然估计方法，在统计意义上是最合适的，但由于包含积分运算，计算复杂度较高。进而，最大似然估计方法还需要知道观测间隔T内的输入数据信号D(t)。

作为另一个方法，为了估计移相器174的相位偏移，可以使用基于信号振幅测量的估计方法。

在该方法中，在2N个不同时点t1、t2、...、t2N，基于式(11)和式(13)，对受到噪音影响的输出RF信号S140进行采样，获得式(17)。

R(t_l)＝αD(t_l)[cosφsinωt_l-sinφcos(ωt_l+δ₂)]+N(t_l)       ...(17)

其中，设l＝1、2、...、2N。为了将噪音平滑化，一开始对N个的样本大致进行平均化，获得式(18)。另外，无需使用所有的样本进行平均化。

R₁≈α(cosφX₁+sinφsinδ₂X₁-sinφcosδ₂Y₁)                 ...(18)

其中，R₁、X₁、Y₁分别为式(19)、式(20)、式(21)。

R₁＝(R(t₁)+R(t₂)+…+R(t_N))/N                                ...(19)

X₁＝(D(t₁)sinωt₁+D(t₂)sinωt₂+...+D(t_N)sinωt_N)/N          ...(20)

Y₁＝(D(t₁)cosωt₁+D(t₂)cosωt₂+...+D(t_N)cosωt_N)/N          ...(21)

接着，对剩余的N个的样本大致进行平均化，获得式(22)。

R₂≈α(cosφX₂+sinφsinδ₂X₂-sinφcosδ₂Y₂)                 ...(22)

其中，R₂，X₂，Y₂分别为式(23)、式(24)、式(25)。

R₂＝(R(t_N+1)+R(t_N+2)+…+R(t_2N))/N                           ...(23)

X₂＝(D(t_N+1)sinωt_N+1+D(t_N+2)sinωt_N+2...+D(t_N+1)sinωt_2N)/N    ...(24)

Y₂＝(D(t_N+1)cosωt_N+1+D(t_N+2)cosωt_N+2+...+D(t_2N)cosωt_2N)/N    ...(25)

基于式(18)和式(20)，获得式(26)。

${\mathrm{\δ}}_2=\arccos \left[\frac{1}{\mathrm{\α}\sin \mathrm{\φ}}\left(\frac{R_1{X}_2-R_2{X}_1}{Y_1{X}_2-Y_2{X}_1}\right)\right]...\left(26\right)$

与最大似然估计方法相比，基于信号振幅测量的估计方法的计算复杂度较低。但是，该方法是次最合适。另外，该方法也需要知道2N个采样时点的输入数据信号D(t)。

除了上述的基于最大似然的估计方法和基于信号振幅测量的估计方法以外，为了估计移相器174的相位偏移，也能够使用以下说明的基于信号功率测量的方法。

根据式(11)和式(13)，用式(27)表示受到了噪音影响的输出RF信号S140的信号功率。

$P_s=\frac{1}{T}E\left[{\∫}_0^T{R}^2\left(t\right)\mathrm{dt}\right]$

$=\frac{{\mathrm{\α}}^2}{T}{\∫}_0^T{[cos\mathrm{\φ}sin\mathrm{\ω}t-sin\mathrm{\φ}cos(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\δ}}_2)]}^2\mathrm{dt}+\frac{N_0}{2}...\left(27\right)$

$=\frac{{\mathrm{\α}}^2}{2}[1+\sin 2\mathrm{\φ}{\sin \mathrm{\δ}}_2]+\frac{N_0}{2}$

其中，E[·]表示期望算子(Expectation Operator)。基于式(27)，获得式(28)。

${\mathrm{\δ}}_2=\arcsin \left[\frac{1}{\sin 2\mathrm{\φ}}(\frac{2P_s-N_0}{{\mathrm{\α}}^2}-1)\right]...\left(28\right)$

与基于最大似然的估计方法或基于信号振幅测量的估计方法相比较，基于信号功率测量的估计方法不需要知道观测间隔T和输入数据信号D(t)。但是，该方法需要知道噪音功率。

根据使用基于最大似然的估计方法、基于信号振幅测量的估计方法或者基于信号功率测量的估计方法所获得的移相器174的相位偏移δ₂的估计值，相位控制单元180对移相器174进行调谐以消除相位偏移δ₂，从而使相位偏移δ₂为零。基于式(11)，用式(29)表示调谐后的输出RF信号S140。

S(t)＝αD(t)(cosφsinωt-sinφcosωt)

                                            ...(29)

    ＝αD(t)sin(ωt-φ)

其结果，从式(27)可知，输出RF信号S140为OOK调制波的形状。

另外，在式(7)和式(8)中，由OOK数据生成单元120生成的I(t)信号S120和Q(t)信号S130具有分别向相反方向变化的振幅和相同的固定相位。实际上，在生成OOK调制波的目的下，作为I(t)信号S120和Q(t)信号S130，也存在以下列举的其他信号波形。

(1)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化，且各自的固定相位正相反的信号。

(2)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化，且各自的固定相位的相位差为180度的信号。

(3)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在相互相反方向上变化，且各自的固定相位的相位和为180度的信号。

(4)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且各自的固定相位正相反的信号。

(5)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且各自的固定相位的相位差为180度的信号。

(6)I(t)信号S120和Q(t)信号S130是振幅在同一方向上变化，且各自的固定相位的相位和为180度的信号。

本领域的技术人员可以理解下述事实，即，根据I(t)信号S120和Q(t)信号S130的各种各样的形态，QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140能够采用与式(11)和式(27)不同的算式表示。上述的相位偏移估计方法的估计的算式表示、例如式(16)、(24)、(28)也不相同。

在调制指示信号S110表示QPSK调制时，调制选择单元110使QPSK数据生成单元130工作，使OOK数据生成单元120不工作。调制选择单元110还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波特性切换为QPSK数据用的滤波特性。

QPSK数据生成单元130基于QPSK数据信号的四个二进制代码(00、01、10、11)或四个码元，输出通过式(9)和式(10)表示的I(t)信号和Q(t)信号。

在相位控制单元180对移相器174进行相位控制之前，在移相器174中有可能存在相位偏移。此时，基于式(28)和式(29)，用式(30)表示QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140。

S(t)＝I(t)sinωt+Q(t)cosωt

                                             ...(30)

    ＝±cosφsinωt±sinφcos(ωt-δ₂)

与式(11)同样，δ₂是表示由移相器174进行移位的相位量从90度(所期望的相位差)偏移多少相位的相位偏移。

相位控制单元180使用上述的相位偏移估计方法，获得移相器174的相位偏移的估计值之后，对移相器174进行调谐以消除相位偏移δ₂，从而使相位偏移δ₂为零。基于式(30)，用式(31)表示调谐后的输出RF信号S140。

S(t)＝±sin(ωt±φ)      ...(31)

从式(31)可知，输出RF信号S140与QPSK数据信号的四个码元对应，在对载波具有45度、135度、225度以及315度的移相的四个相位间被切换，并成为QPSK调制波的形状。

本领域的技术人员可以理解下述事实，即，在输出进行了QPSK调制的信号时，为了估计移相器174的相位偏移，也能够使用上述的基于最大似然的估计方法、基于信号振幅测量的估计方法以及基于信号功率测量的估计方法。但是，在OOK调制和QPSK调制之间，QPSK调制器100的输出RF信号S140采用不同的算式表示，所以在OOK调制和QPSK调制之间，这些相位偏移估计方法的估计的算式表示、例如式(16)、(24)、(28)也不相同。因此，相位控制单元180根据调制指示信号S110，适当地调整相位偏移估计方法即可。

图4是用于说明本实施方式的相位控制方法的流程图。在图中，ST表示流程的各个步骤。

在ST101，将移相器174的移相值设定为初始值。通过适当地调整移相器174的电容量，移相器174的初始移相值被设定为90度。在ST102，使用相位偏移估计方法例如基于信号功率测量的方法，估计移相器174的相位偏移δ₂。在ST103，根据移相器的相位偏移δ₂的估计值，对移相器174进行调谐。通过再次调整移相器174的电容量来进行该调谐。

如上所述，根据本实施方式，为了实现OOK调制而利用I和Q双方的分支，Q和I双方的分支以相互校正或相互抵消接地电平等变动的方式互相同步地动作，所以能够提高动作稳定性。另外，由于不需要追加的振幅调制单元，所以能够减少实际安装的复杂度。

更重要的是，在本实施方式中考虑了相位偏移对QPSK/OOK调制装置100造成的恶劣影响。也就是说，根据相位偏移估计值，对移相器174进行调谐，从而排除相位偏移δ₂对QPSK/OOK调制装置100造成的恶劣影响其结果，特别是在60GHz中，能够大幅度地改善QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号的ON/OFF比。而且，通过调整相位偏移，减小I/Q信号发送时的正交偏移，所以也能够期待提高作为QPSK调制装置的调制精度的效果。

以上，说明了能够对I/Q正交偏移进行校正并降低ON/OFF比的劣化的调制装置。另外，在上述说明中，使用OOK调制信号和QPSK调制信号的组合进行了说明，但即使作为振幅调制方式使用ASK调制或将其高阶化的高阶ASK调制也能够同样地进行实施。在高阶ASK调制中，在式(7)和式(8)中α采用高阶增益。而且，即使作为相位调制方式使用BPSK调制、π/2移相BPSK调制或8阶以上的多相位的调制方式也能够同样地进行实施。

也就是说，也可以根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q信号，通过将I信号与载波相乘，生成第一混合信号，并通过将Q信号与由移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号，通过将第一混合信号和第二混合信号相互相加，生成无线频率信号，并且基于振幅调制模式的无线频率信号，调整移相器的移相量。

此时，例如，在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的第一无线频率信号与第二无线频率信号之间的振幅差，通过上述的估计方法，调整移相器的移相量。

另外，在以上的说明中，没有记载振幅调制信号与相位调制信号的发送顺序，例如，也可以先发送振幅调制信号，并基于该信号进行接收与发送的相位调整后，发送相位调制信号。而且，也可以在发送帧中***信标，使用信标来决定进行相位调整。

(实施方式2)

图5是表示本发明实施方式2的QPSK/OOK调制装置200的主要部分的结构的方框图。在说明本实施方式时，对与图3相同的结构部分附加相同的标号，并省略其说明。

与实施方式1的不同点在于，本实施方式的QPSK/OOK调制装置200具有相位控制单元210以代替相位控制单元180，并且在LPF160-1与混频器171之间配置可变延迟单元220。

可变延迟单元220设置在LPF160-1与混频器171之间，对I(t)信号S120施加可变延迟。可变延迟单元220例如由多级的晶体管构成，通过调整该晶体管的偏置电压，对延迟量进行调谐。而且，通过改变晶体管的组合或级数而能够变更延迟量。因此，可变延迟单元220能够提供较大的延迟量。另一方面，如上所述，移相器174具有电容量可变的电容器，通过调整对该电容器施加的电压来控制电容量，由此对延迟量进行调谐。因此，移相器174能够对较小的相位差进行微调整。另外，也可以在LPF160-2与混频器172之间设置可变延迟单元220，对Q(t)信号S130施加可变延迟。

相位控制单元210对可变延迟单元220和移相器174进行相位控制。相位控制单元210具有两个主要的功能，作为其相位控制。第一个功能是，使用上述的相位偏移估计方法，基于输出RF信号S140，同时估计由于脉冲整形单元140-1、140-2或LPF160-1、160-2的元件的差异在I(t)信号的传输路径与Q(t)信号的传输路径之间产生的路径差延迟(以下，称为“I/Q路径差延迟”)以及移相器174的相位偏移双方。第二个功能是，根据I/Q路径差延迟的估计值，对可变延迟单元220进行调谐，并根据移相器174的相位偏移的估计值，对移相器174进行调谐。相位控制单元210通过调整该偏置电压，对可变延迟单元220进行调谐，另一方面，相位控制单元210通过调整移相器174的电容量，对移相器174进行调谐。

这样，相位控制单元210能够使用可变延迟单元220来消去由于脉冲整形单元140-1、140-2或LPF160-1、160-2的元件的差异在I(t)信号的传输路径与Q(t)信号的传输路径之间产生的I/Q路径差延迟，而且，能够使用移相器174来对I信号S125与Q信号S135的载波间的相位差进行微调整。

另外，与实施方式1同样，通过触发信号S150，控制相位控制单元210开始进行相位控制。

以下，说明上述那样地构成的QPSK/OOK调制装置200的动作。

在调制指示信号S110指示OOK调制时，调制选择单元110使OOK数据生成单元120工作，使QPSK数据生成单元130不工作。调制选择单元110还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波特性切换为OOK数据用的滤波特性。

与实施方式1同样，通过式(7)和式(8)表示由OOK数据生成单元120生成的I(t)信号S120和Q(t)信号S130。相位控制单元210在由触发信号S150触发前，不对可变延迟单元220及移相器174进行相位控制，所以在QPSK/OOK调制装置200中有可能存在I/Q路径差延迟和移相器174的相位偏移双方。此时，用式(32)表示QPSK/OOK调制装置100的输出RF信号S140。

S(t)＝I(t)sinωt+Q(t)cosωt

                                                      ...(32)

    ＝αD(t)(cos(φ-δ₁)sinωt-sinφcos(ωt+δ₂))

其中，δ₁是I/Q路径差延迟，δ₂是表示由移相器174进行移位的相位量从90度偏移了多少相位的相位偏移。

为了进行相位控制，首先相位控制单元210需要估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移。与实施方式1同样，作为相位偏移估计方法，能够使用基于最大似然的估计方法以及基于信号振幅测量的估计方法。

以下，以下述情况为例进行说明，使用最大似然估计方法，相位控制单元210估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移。

最大似然估计方法中，如式(33)所示记述了对数似然函数。

$\ln \mathrm{\Λ}({\mathrm{\δ}}_1,{\mathrm{\δ}}_2)=\frac{1}{N_0}{\∫}_0^T{S}^2\left(t\right)\mathrm{dt}-\frac{2}{N_0}{\∫}_0^{T}R\left(t\right)S\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(33\right)$

其中，T为可相当于包含数个OOK码元长度的时间的观测间隔。R(t)如式(13)所示，表示受到噪音影响的输出RF信号S140。

将与lnΛ(δ₁，δ₂)的δ₁以及δ₂有关的导函数分别设定为零，由式(13)、式(32)以及式(33)获得式(34)和式(35)。

$\mathrm{\αT}(\cos \left(\mathrm{\φ}{-\mathrm{\δ}}_1\right)+\sin \mathrm{\φ}\sin {\mathrm{\δ}}_2)=2{\∫}_0^{T}R\left(t\right)D\left(t\right)\sin \mathrm{\ωtdt}...\left(34\right)$

$\mathrm{\α}T\cos \left(\mathrm{\φ}{-\mathrm{\δ}}_1\right)\cos {\mathrm{\δ}}_2=2{\∫}_0^{T}R\left(t\right)D\left(t\right)\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\δ}}_2)\mathrm{dt}...\left(35\right)$

基于式(34)和式(35)，与实施方式1同样，获得式(16)。

通过将式(16)代入式(34)或式(35)，导出δ₁。

而且，与实施方式1同样，能够使用基于信号振幅测量的估计方法，估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方。

在该方法中，在2N个不同时点t1、t2、...、t2N，对受到噪音影响的输出RF信号S140进行采样，基于式(13)和式(32)，获得式(36)。

R(t_l)＝αD(t_l)[cos(φ-δ₁)sinωt_l-sinφcos(ωt_l+δ₂)]+N(t_l)      ...(36)

其中，设l＝1、2、...、2N。为了将噪音平滑化，一开始对N个的样本大致进行平均化，获得式(37)。另外，无需使用所有的样本进行平均化。

R₁≈α(cos(φ-δ₁)X₁+sinφsinδ₂X₁-sinφcosδ₂Y₁)      ...(37)

其中，R₁、X₁、Y₁分别与上述的式(19)、式(20)、式(21)相同。

接着，对剩余的N个的样本大致进行平均化，获得式(38)。

R₂≈α(cos(φ-δ₁)X₂+sinφsinδ₂X₂-sinφcosδ₂Y₂)      ...(38)

其中，R₂、X₂、Y₂分别与上述的式(23)、式(24)、式(25)相同。

基于式(37)和式(38)，与实施方式1同样，获得式(26)。

通过将式(26)代入式(37)或式(38)，导出δ₁。

根据使用基于最大似然的估计方法或基于信号振幅测量的估计方法所获得的I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方的估计值，相位控制单元210对可变延迟单元220以及移相器174进行调谐，以消除双方的相位偏移。这样，使δ₁和δ₂为零。基于式(32)，用式(29)表示调谐后的输出RF信号S140。

其结果，从式(27)可知，输出RF信号S140为OOK调制波的形状。

另外，本领域的技术人员可以理解下述事实，即，与实施方式1同样，根据I(t)信号S120和Q(t)信号S130的各种各样的形态，QPSK/OOK调制装置200的输出RF信号S140能够采用与式(32)和式(27)不同的算式表示。上述的相位偏移估计方法的估计的算式表示，例如式(16)、(24)也不相同。

另外，与实施方式1不同，在本实施方式中难以使用基于信号功率测量的估计方法，估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方。但是，由于预先知道输出RF信号S140的所期望的形状，所以通过监视输出RF信号S140的信号功率，能够推测受I/Q路径差延迟和移相器174的相位偏移中哪一方的影响更大。也就是说，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差较大时，能够推测I/Q路径差延迟的影响较大，另一方面，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差较小时，能够推测I/Q路径差延迟的影响较小。

因此，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差为规定的阈值以上时，对可变延迟单元220进行调谐，在输出RF信号S140的信号功率与所期望的输出功率之间的差低于规定的阈值时，对移相器174进行调谐，由此，能够以较短的时间除去I/Q路径差延迟或移相器174的相位偏移的影响。

而且，在需要以较短的时间进行调谐时，对可变延迟单元220进行调谐，可以在调谐上花费较长的时间时，也可以先对移相器174进行调谐。如上所述，可变延迟单元220由多级的晶体管等构成，与移相器174相比能够产生较大的延迟。因此，在需要以较短的时间进行调谐时，通过对可变延迟单元220进行调谐，能够迅速地判定输出RF信号S140的状态是否受到I/Q路径差延迟的影响。

另一方面，移相器174例如具有电容量可变的可变电容器，通过调整在该可变电容器上施加的电压，能够对移相值进行微调整。因此，在能够在调谐上花费较长的时间的情况下，通过调谐移相器174，能够更正确地调整I信号S125的载波和Q信号S135的载波的相位偏移，并能够使调谐后的输出RF信号S140的功率更接近所期望的功率。

在调制指示信号S110指示QPSK调制时，调制选择单元110使QPSK数据生成单元130工作，使OOK数据生成单元120不工作。调制选择单元110还指示滤波特性切换单元150，以使其将脉冲整形单元140-1及140-2的滤波特性切换为QPSK数据用的滤波特性。

与实施方式1同样，QPSK数据生成单元130基于QPSK数据信号的四个二进制代码(00、01、10、11)或四个码元，输出用式(22)和式(23)表示的I(t)信号和Q(t)信号。

在相位控制单元210对可变延迟单元220和移相器174双方进行相位控制之前，在QPSK/OOK调制装置200中有可能存在I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方。此时，基于式(28)和式(29)，用式(39)表示QPSK/OOK调制装置200的输出RF信号S140。

S(t)＝I(t)sinωt+Q(t)cosωt

                                            ...(39)

    ＝±cos(φ-δ₁)sin(ωt)±sin(φ)sin(ωt-δ₂)

其中，δ₁是I/Q路径差延迟，δ₂是表示由移相器174进行移位的相位量从90度偏移了多少相位的相位偏移。

使用上述的相位偏移估计方法，获得I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方的估计值后，相位控制单元210对可变延迟单元220以及移相器174进行调谐以消除双方的相位偏移。基于式(39)，与实施方式1同样，用式(31)表示调谐后的输出RF信号S140，并且其为QPSK调制波的形状。

本领域的技术人员可以理解下述事实，即，在输出进行了QPSK调制的信号时，为了估计I/Q路径差延迟以及移相器174的相位偏移双方，也能够使用上述的基于最大似然的估计方法以及基于信号振幅测量的估计方法。但是，在OOK调制和QPSK调制中，QPSK调制器200的输出RF信号S140采用不同的算式表示，所以在OOK调制和QPSK调制中，这些相位偏移估计方法的估计的算式表示，例如式(16)、(24)不相同。因此，相位控制单元210根据调制指示信号S110，适当地调整相位偏移估计方法即可。

图6是用于说明本实施方式的相位控制方法的流程图。在图中，ST表示流程的各个步骤。

在ST201，将移相器174的移相值设定为初始值。通过适当地调整移相器174的电容量，将移相器174的初始移相值设定为90度。在ST202，将可变延迟单元220的延迟值设定为初始值。通过适当地调整可变延迟单元220的偏置电压，将可变延迟单元220的初始延迟值设定为零。在ST203，使用上述的相位偏移估计方法，例如基于信号振幅测量的估计方法，同时估计I/Q路径差延迟δ₁以及移相器174的相位偏移δ₂。在ST204，根据移相器174的相位偏移δ₂的估计值，对移相器174进行调谐。通过再次调整移相器174的电容量来进行该调谐。在ST205，根据I/Q路径差延迟δ₁的估计值，对可变延迟单元220进行调谐。通过再次调整可变延迟单元220的偏置电压来进行该调谐。

如上所述，根据本实施方式，基于输出RF信号S140，估计同相分量和正交分量的I/Q路径差延迟δ₁，并调整可变延迟单元220的延迟量以消除I/Q路径差延迟δ₁，所以I信号S 125及Q信号S 135的载波间的相位差更可靠地成为目标相位差，并由加法器175进行合成，从而能够可靠地抑制输出RF信号S140的振幅电平的劣化，并且可靠地降低功率损失。

(实施方式3)

图7是表示本发明实施方式3的QPSK/OOK解调装置的主要部分的结构的方框图。

图7的QPSK/OOK解调装置300的结构包括：接收天线310、QPSK解调单元320、解调/同步单元330以及相位控制单元340。QPSK解调单元320包括：分支电路321、振荡器322、移相器323以及混频器324、325。

分支电路321经由接收天线310而将接收信号分支，并将其输入到混频器324、325。

移相器323基于从相位控制单元340输出的控制信号，对从振荡器322输出的载波的相位进行移位，并将移位后的载波输出到混频器325。

混频器324将由振荡器322产生的载波与接收信号相乘，下变频为基带的I信号。混频器324将I信号输出到解调/同步单元330以及相位控制单元340。

混频器325将从移相器323输出的移相后的载波与接收信号相乘，下变频为基带的Q信号。混频器325将Q信号输出到解调/同步单元330以及相位控制单元340。

这样，QPSK解调单元320对接收信号进行正交解调，变换为I信号和Q信号。

解调/同步单元330使用I信号和Q信号，进行数据解调，并将解调后的数据输出到相位控制单元340。

相位控制单元340控制移相器323的移相量。另外，后面叙述移相量的控制方法。

以下，说明上述那样地构成的图7的QPSK/OOK解调装置300的动作。

经由接收天线310接收到的接收信号通过分支电路321被分支，分支后的接收信号分别被输出到混频器324、325。通过移相器323将从振荡器322输出的载波调整到规定的相位后，将其输出到混频器325。混频器324将从振荡器322输出的载波与从分支电路321输出的接收信号相乘，变换为基带的I信号。混频器325将从移相器323输出的移相后的载波与从分支电路321输出的接收信号相乘，变换为基带的Q信号。这样，通过QPSK解调单元320对接收信号进行正交解调，变换为I信号和Q信号。

I信号和Q信号被输出到解调/同步单元330，进行数据的解调。

在QPSK解调单元320中进行正交解调时，I信号与Q信号的正交度劣化后，会造成解调性能的劣化。从图7可知，在QPSK解调单元320中，分支电路以后，使用另外的***的电路(例如，混频器324、325)，进行信号处理，所以很难将I信号与Q信号的正交度正确地保持在例如90度的相位差。

为了解决该问题，在本实施方式中，基于由接收天线310接收到的OOK信号的振幅，相位控制单元340进行I信号和Q信号的正交度的判定和调整。以下，说明相位控制单元340的控制方法。

首先，相位控制单元340调整移相器323的移相量，以使从振荡器322提供给混频器324、325的载波的相位为同相而不是正交(例如，为90度)。这样，在混频器324和混频器325中，可以获得同相的I信号和Q信号。这些信号被输出到相位控制单元340。

接着，相位控制单元340计算同相的I信号Q信号的振幅差，而且比较作为OOK信号接收到“1”时的I/Q信号的振幅差(第一振幅差)与接收到“0”时的I/Q信号的振幅差(第二振幅差)。若第一振幅差与第二振幅差之间的差为规定的值，相位控制单元340则判断为I信号的***与Q信号的***为规定的正交度。另一方面，若I信号与Q信号的振幅差不为规定的值，相位控制单元340则变更移相器323的移相量，进行控制以满足正交度。

由此，QPSK/OOK解调装置300在接收到OOK信号时能够降低ON/OFF比的劣化，而且在接收到QPSK信号时能够以良好的正交度输出I/Q信号，从而能够降低因正交偏移造成的解调性能的劣化。

本领域的技术人员可以理解下述事实，即，在不脱离宽泛地记述的本发明的主旨及范围的范围内，可以对具体的实施方式所示出的本发明进行多种变形和/或修改。因此，本实施方式应在所有方面被视为例示而并不是进行限制。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行调制的调制装置，该调制装置包括：移相器，对载波的相位进行移位；生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q信号；乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于振幅调制模式的所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的所述无线频率信号的振幅差，调整所述移相器的移相量。

根据这些结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，生成振幅调制信号，基于振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够抑制由相位偏移产生的振幅的减少，降低功率损失。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，生成进行了OOK调制或QPSK调制的无线频率信号的调制装置，该调制装置包括：信号生成单元，根据调制方式，生成所述I信号及所述Q信号；第一基带处理单元，对所述I信号进行基带处理，生成第一基带信号；第二基带处理单元，对所述Q信号进行基带处理，生成第二基带信号；本机振荡器，生成载波；移相器，对所述载波的相位进行移位；第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载波与所述第一基带信号相乘，生成第一混合信号；第二混频器，将由所述移相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信号相乘，生成第二混合信号；合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的实际相位差与所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并对所述移相器的移相量进行控制，以消除该相位偏移。

根据该结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，生成OOK调制信号，基于OOK调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在所期望的相位差将I信号与Q信号相加，从而能够降低OOK调制时的ON/OFF比的劣化，而且能够对QPSK调制时的I/Q正交偏移进行校正。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，还包括：可变延迟单元，对所述第一基带信号或所述第二基带信号施加延迟，所述相位控制单元基于所述无线频率信号，还估计所述第一基带信号的传输路径与所述第二基带信号的传输路径之间的传输路径差，并且控制所述可变延迟单元的延迟量以消除该传输路径差。

根据该结构，能够消除同相分量的I信号与正交分量的Q信号之间的传播路径差，所以能够在所期望的相位差可靠地将I信号与Q信号相加，从而能够可靠地抑制由传播路径差产生的振幅电平的劣化，并可靠地降低功率损失。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元通过调整所述移相器的电容量，对所述相位偏移进行调谐。

根据该结构，通过控制施加到移相器的可变电容器的电压来改变电容量，由此对载波的相位进行微调整，从而能够将I信号和Q信号的载波间的相位差调整为所期望的相位差。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元由多级的晶体管构成，所述相位控制单元通过调整所述晶体管上施加的偏置电压，对所述延迟量进行调谐。

根据该结构，通过调整晶体管的偏置电压，对延迟量进行微调整，从而能够消除I信号与Q信号的传播路径差。而且，通过改变晶体管的组合或级数而能够容易地变更延迟量的可变范围。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元使用基于最大似然原则的方法来估计所述相位偏移。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元基于所述无线频率信号的振幅来估计所述相位偏移。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元检测所述无线频率信号的功率，并基于该功率来估计所述相位偏移。

根据这些结构，能够估计I信号和Q信号的载波间的实际相位差与I信号和Q信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元使用基于最大似然原则的方法来估计所述相位偏移和所述传输路径差。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元基于所述无线频率信号的振幅来估计所述相位偏移和所述传输路径差。

根据这些结构，能够估计I信号和Q信号的载波间的实际相位差与I信号和Q信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移、以及I信号的传输路径与Q信号的传输路径之间的传输路径差。

本发明的调制装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元检测所述无线频率信号的功率，在该功率与目标功率之间的差为预先设定的阈值以上时，控制所述可变延迟单元的所述延迟量，在该功率与目标功率之间的差低于预先设定的阈值时，控制所述移相器的所述移相量。

根据该结构，在估计出I信号与Q信号之间的传播路径差所造成的影响较大时，能够调整I信号或Q信号的延迟量，在估计出载波间的相位偏移所造成的影响较大时，能够调整Q信号的载波的移相量，所以能够以较短的时间除去I信号与Q信号之间的传播路径差或载波的相位偏移的影响。

本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行解调的解调装置，该解调装置包括：移相器，对载波的相位进行移位；乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器进行了移相的所述载波而生成Q信号；以及相位控制单元，对所述移相器的移相量进行控制，所述相位控制单元基于合成了所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号，对所述移相器的移相量进行调整，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式的所述I信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。

本发明的解调装置的一种形态采用的结构为，所述相位控制单元在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的所述无线频率信号的第一同相信号和第二同相信号，调整所述移相器的移相量。

根据这些结构，利用同相分量的I信号和正交分量的Q信号双方的分支，对振幅调制信号进行解调，基于该振幅调制信号，估计I信号和Q信号之间的载波间的相位偏移，并对移相器进行调谐以消除该相位偏移，所以在接收QPSK信号时也能够以良好的正交度输出I/Q信号，从而能够降低正交偏移造成的解调性能的劣化。

2007年1月30日提交的特愿第2007-020159号和2008年1月30日提交的特愿第2008-019614号的申请中包含的说明书、附图及说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。

工业实用性

本发明的调制装置和解调装置，在生成并解调相位调制信号和振幅调制信号的调制装置和解调装置中，能够在所期望的相位差将同相分量与正交分量相加，并降低功率损失，例如，作为适用在毫米波波段中的、生成QPSK调制信号和OOK调制信号的调制装置和解调装置等极为有用。

Claims (14)

1、调制装置，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行调制，该调制装置包括：

移相器，对载波的相位进行移位；

生成单元，根据振幅调制模式或相位调制模式，生成I信号和Q信号；

乘法单元，通过将所述I信号与所述载波相乘，生成第一混合信号，并通过将所述Q信号与由所述移相器进行了移相的所述载波相乘，生成第二混合信号；

合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及

相位控制单元，基于振幅调制模式的所述无线频率信号，调整所述移相器的移相量。

2、如权利要求1所述的调制装置，所述相位控制单元在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的第一无线频率信号与第二无线频率信号的振幅差，调整所述移相器的移相量。

3、调制装置，生成进行了开关键控调制或四相移相键控调制的无线频率信号，该调制装置包括：

信号生成单元，根据调制方式，生成I信号和Q信号；

第一基带处理单元，对所述I信号进行基带处理，生成第一基带信号；

第二基带处理单元，对所述Q信号进行基带处理，生成第二基带信号；

本机振荡器，生成载波；

移相器，对所述载波的相位进行移位；

第一混频器，将由所述本机振荡器生成的所述载波与所述第一基带信号相乘，生成第一混合信号；

第二混频器，将由所述移相器进行了移相的所述载波与所述第二基带信号相乘，生成第二混合信号；

合成单元，通过将所述第一混合信号和所述第二混合信号相互相加，生成无线频率信号；以及

相位控制单元，基于所述无线频率信号，估计所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的实际相位差与所述第一混合信号和第二混合信号的载波间的目标相位差之间的相位偏移，并且控制所述移相器的移相量，以消除该相位偏移。

4、如权利要求3所述的调制装置，

还包括：可变延迟单元，对所述第一基带信号或所述第二基带信号施加延迟，

所述相位控制单元基于所述无线频率信号，还估计所述第一基带信号的传输路径与所述第二基带信号的传输路径之间的传输路径差，并且控制所述可变延迟单元的延迟量以消除该传输路径差。

5、如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元通过调整所述移相器的电容量，对所述相位偏移进行调谐。

6、如权利要求4所述的调制装置，

所述相位控制单元由多级的晶体管构成，

所述相位控制单元通过调整对所述晶体管施加的偏置电压，对所述延迟量进行调谐。

7、如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元使用基于最大似然原则的方法，估计所述相位偏移。

8、如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元基于所述无线频率信号的振幅，估计所述相位偏移。

9、如权利要求3所述的调制装置，所述相位控制单元检测所述无线频率信号的功率，并基于该功率，估计所述相位偏移。

10、如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元使用基于最大似然原则的方法，估计所述相位偏移和所述传输路径差。

11、如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元基于所述无线频率信号的振幅，估计所述相位偏移和所述传输路径差。

12、如权利要求4所述的调制装置，所述相位控制单元检测所述无线频率信号的功率，在该功率与目标功率之间的差为预先设定的阈值以上时，控制所述可变延迟单元的所述延迟量，在该功率与目标功率之间的差低于预先设定的阈值时，控制所述移相器的所述移相量。

13、解调装置，对进行了振幅调制或相位调制的无线频率信号进行解调，该解调装置包括：

移相器，对载波的相位进行移位；

乘法单元，对所述无线频率信号乘以所述载波而生成I信号，对所述无线频率信号乘以由所述移相器移相后的所述载波而生成Q信号；以及

相位控制单元，控制所述移相器的移相量，

所述相位控制单元基于合成所述I信号和所述Q信号后获得的同相信号，调整所述移相器的移相量，所述I信号和所述Q信号是为了使振幅调制模式的所述I信号与所述Q信号同相而对所述移相器进行控制后获得的信号。

14、如权利要求13所述的解调装置，所述相位控制单元在振幅调制模式中，基于已被调制为不同的振幅电平的所述无线频率信号的第一同相信号和第二同相信号，调整所述移相器的移相量。

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