JP3828793B2 - 直交ミキサ回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、周波数混合回路（「ミキサ回路」という）に関し、特に、中間周波数（ＩＦ）を持たない直接変換(direct conversion)方式（「Zero ＩＦ」ともいう。）や低いＩＦに変換する方式（「ＬＯＷ ＩＦ」ともいう。）に好適な直交ミキサ回路に関し、直接変換方式に採用すればＲＦ周波数にほぼ一致するローカル周波数成分のリークが非常に小さく、しかも、半導体集積回路上に形成されやすいように工夫された直交ミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直接変換方式の受信機に適用可能な直交ミキサ回路については特開平９−２０５３８２号公報に記載されている。
図１７は、この種の従来の一般的な直交ミキサ回路を示す図である。受信アンテナに接続された低雑音増幅器Ａ１と、低雑音増幅器Ａ１の出力と、局部発振回路Ａ４の出力及び該出力をπ／２位相器Ａ５により位相を９０°移相した出力を入力するそれぞれ２つのミキサ回路Ａ２、Ａ３と、前記２つのミキサ回路Ａ２、Ａ３の出力の低周波信号を通過させる低周波通過フィルタ（ローパスフィルタ）Ａ６、Ａ７と、前記各ローパスフィルタＡ６、Ａ７の出力を利得制御する利得制御増幅器Ａ８、Ａ９と、前記各利得制御増幅器Ａ８、Ａ９の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器Ａ１０、Ａ１１と、前記各Ａ／Ｄ変換器Ａ１０、Ａ１１の出力に基づきデジタル信号処理を行う装置（ＤＳＰ）Ａ１２から構成される。
【０００３】
最初に、一般的なミキサ回路として非線形素子の伝達特性を用いてミキシングを実現する原理を説明する。通常のミキサ回路では非線形素子の伝達特性のうち２次の項を利用してミキシングを実現する。すなわち、非線形素子について、その入力ｕと出力ｆ（ｕ）の関係を規定する伝達特性として、
ｆ（ｕ）＝ａ_０＋ａ_１ｕ＋ａ_２ｕ^２＋・・・＋ａ_ｎｕ^ｎ＋・・・ （１）
の特性を有するものとすると、伝達特性のうち２次の項を利用する一般的なミキサ回路の場合には、ミキシングする２つの信号の合成（加算）信号（ｕ_ＲＦ＋ｕ_ＬＯ）に対し、ａ_２ｕ^２の項を利用して、当該項のｕに合成信号（ｕ_ＲＦ＋ｕ_ＬＯ）を入力するとａ_２ｕ^２は、
ａ_２ｕ^２＝ａ_２（ｕ_ＲＦ＋ｕ_ＬＯ）^２＝ａ_２（ｕ_ＲＦ ^２＋ｕ_ＬＯ ^２＋２ｕ_ＲＦｕ_ＬＯ） （２）
として展開される。ここで、高周波信号（ＲＦ信号）とローカル信号（ＬＯ信号）をそれぞれ、
ｕ_ＲＦ＝Ｕ_ＲＦ・ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ） （３）
ｕ_ＬＯ＝Ｕ_ＬＯ・ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯｔ） （４）
とおくと、（２）式の第３項は、
２ｕ_ＲＦ・ｕ_ＬＯ＝２Ｕ_ＲＦ・Ｕ_ＬＯ・ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）・ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯｔ）＝Ｕ_ＲＦ・Ｕ_ＬＯ・［ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）ｔ｝＋ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ）ｔ｝］ （５）
として表される。
【０００４】
ここで、ミキシング出力をローパスフィルタを通すようにしたダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ミキサ回路の出力として低周波のｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）ｔ｝の信号成分が得られ、差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ｜＝ｆ_ＩＦが得られる。以上のように一般的な周波数ミキサ回路では非線形素子の２次の項を利用することによりミキシングが実現されることがわかる。
【０００５】
次に、図１７に示す直交ミキサ回路の動作について説明する。
図１７に示す直交ミキサ回路の場合には、２つのミキサ回路Ａ２、Ａ３が使用されており、受信アンテナから入力する信号をｕ_ＲＦ＝Ｕ_ＲＦ・ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）とし、局部発振回路Ａ４から出力されるローカル信号をｕ_ＬＯ＝Ｕ_ＬＯ・ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯｔ）とすると、ミキサ回路Ａ３においては前述のとおりのミキシング動作が行われ、ローパスフィルタＡ７より低周波のｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）ｔ｝の信号成分が得られる。
【０００６】
また、ローカル信号ｕ_ＬＯ＝Ｕ_ＬＯ・ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯｔ）は、π／２位相器Ａ５により９０°移相されてミキサ回路Ａ２に入力するから、ミキサ回路Ａ２ではｕ_ＲＦ＝Ｕ_ＲＦ・ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）とπ/2ラジアン（９０°）位相の異なるローカル信号が入力され、このローカル信号は、
ｕ_ＬＯ＝Ｕ_ＬＯ・ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯｔ） （６）
とおくことができるから、同様に（２）式の第３項は、
２ｕ_ＲＦ・ｕ_ＬＯ＝２Ｕ_ＲＦ・Ｕ_ＬＯ・ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）・ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯｔ）＝Ｕ_ＲＦ・Ｕ_ＬＯ・［−ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）ｔ｝＋ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ）ｔ｝］ （７）
と展開され、ミキサ回路Ａ２の出力がローパスフィルタＡ６を介してダウンコンバージョンミキサ回路として、同様に低周波の−ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）ｔ｝の信号成分が得られ、差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ｜＝ｆ_ＩＦが得られる。
【０００７】
以上説明したようにπ／２ラジアンの位相差を与える直交位相器（π／２位相器）により２つのＬＯ信号は（４）式と（６）式のように位相が丁度π／２ラジアン（９０°）だけ異なった直交関係の２つのＬＯ信号となり、また、２つの周波数ミキサ回路によりＲＦ信号と前記直交関係の２つのＬＯ信号とがミキシングされ、それぞれ２つの周波数の和と差の成分を持つ２つの信号に変換され、それぞれをローパスフィルタＡ６、Ａ７を通すことにより、それぞれの位相が０、π／２（−π／２）の差周波数の低周波信号成分（Ｉ成分及びＱ成分）を得ることができる。
【０００８】
そして、この低周波成分は直交関係の２つのＬＯ信号（位相が互いに０及びπ／２の信号）により周波数変換された成分であり、利得制御増幅器Ａ８、Ａ９及びＡ／Ｄ変換器Ａ１０、Ａ１１を介し、装置（ＤＳＢ）Ａ１２においてディジタル信号処理を行い、必要により残留搬送波を除去して、前記直交関係に対応する直交軸上における両信号（Ｉ成分及びＱ成分）についてベクトル合成処理を行えば、送信側の変調信号（ベースバンドの信号）を復調（復元）することが可能である。
【０００９】
以上のような周波数ミキサ回路の機能は、しばしば図１８に示すような乗算器Ｂ１及びローパスフィルタＢ２の表記方法を用いて動作解説が行われることがある。つまり、前述の周波数ミキサ回路の記号表記も乗算器の記号表記により行われることがある。
【００１０】
ここで、前述の直交ミキサ回路を直接変換（direct conversion）方式に適用する場合は、ＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦとＬＯ信号の周波数ｆ_ＬＯをｆ_ＲＦ＝ｆ_ＬＯ（ｆ_ＩＦ＝０）となるように設定する。直接変換（direct conversion：以下、「ＤＣ ＲＸ」ともいう。）方式はＩＦ（中間周波数）を持たないためにZero ＩＦとも言われる。この方式には以下のような利点と欠点とを有する。
[直接変換(direct conversion)方式の利点]
▲１▼ ＩＦ周波数が存在しないことより、イメージ抑圧が不要であり、また、スプリアスの発生源も少ない。フィルタとしてはベースバンド部にＬＰＦを必要とするだけであるが、ベースバンド帯域であるからＬＳＩ化が容易となる。
▲２▼ ＲＦ部とベースバンド部のみから受信機を構成することができる。
【００１１】
以上のように、ＤＣ ＲＸは構成が簡単なため、ＬＳＩ化が可能であり、１チップ受信機の可能性が高いと考えられている。したがって、ＤＣ ＲＸを実現すれば、究極的な小型化と大幅なコストダウンが見込める。
【００１２】
[直接変換(direct conversion)方式の欠点]
▲１▼ ＤＣオフセットが発生しやすい。つまり、受信波周波数とローカル周波数のズレがミキサ出力に現れるから、これがＤＣオフセットとして出力される。また、図１９に示すように局部発振器（ＶＣＯ）Ｃ４から出力されるローカル周波数の信号がアンテナＣ１や増幅器Ｃ２側に漏れ再びミキサ回路Ｃ３に戻ってきてミキシングする自己混合（self-mixing）の動作もＤＣオフセットを生じる原因となる。ＤＣオフセットの変動はベースバンド信号における低周波雑音として現れるため、ＤＣオフセット除去（offset cancel）回路が必要である。
▲２▼ 受信機内のローカル信号の漏洩は、ＲＦ信号と重なるため受信感度付近では受信障害が発生する。
▲３▼ ローカル周波数のアンテナ輻射は、はぼ同一周波数を受信する他の受信機の感度を抑圧し受信障害を発生させる。
【００１３】
こうした直接変換(direct conversion)方式の欠点を克服するために、ＬＯ信号の周波数（ＬＯ周波数）をＲＦ信号の周波数（ＲＦ周波数）と異ならせたり、ＬＯ周波数をＲＦ周波数と異なる発振器から合成する各種の方式が提案されている。例えば、ＬＯ周波数をＲＦ周波数と異ならせるやり方としては偶高調波ミキサ(even-harmonic mixer)回路が知られており、この方法では、ｆ_ＲＦ＝２ｆ_ＬＯとしてＲＦ周波数の１／２の周波数を偶高調波ミキサ(even-harmonic mixer)回路内で２逓倍してＲＦ周波数と一致させてミキシングダウンしている。あるいは、ＬＯ周波数を合成する基の発振器の周波数をＲＦ周波数のｍ／ｎ倍（ｍ、ｎは整数）にしたり、２倍にしたりして、ＲＦ周波数と等しい周波数成分を持つローカルリークが幾分でも小さくなるような工夫がなされてきた。
【００１４】
例えば図２０に示す例では、周波数ｆ_ＬＯを発振するＶＣＯ発振器Ｄ１の出力と、その出力を分周回路Ｄ２で４分周した出力とをミキサ（ＳＳＢ）Ｄ３により周波数変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）Ｄ４を通して周波数（３／４）ｆ_ＬＯの信号として２つのミキサ回路へのＬＯ信号とすることにより、ＬＯ周波数を合成する基のＶＣＯ発振器Ｄ１の周波数をＲＦ周波数と異ならせている。
【００１５】
しかし、やはり、ミキサ回路のローカル入力の直前でＲＦ周波数と等しい周波数を合成するやり方よりも、ミキサ回路内でＲＦ周波数と等しい周波数を発生させるやり方の方が、ＲＦ周波数と等しい周波数成分を持つローカルリークが小さくなる。
【００１６】
ここでは、ｆ_ＲＦ＝２ｆ_ＬＯとして、ＲＦ周波数の１／２の周波数をミキサ回路内で２逓倍してＲＦ周波数と一致させてミキシングダウンする図１７に示す構成を利用した偶高調波ミキサ(even-harmonic mixer)回路の動作について説明する。
【００１７】
図２１は、このような偶高調波ミキサ（even-harmonic mixer）回路を示す図である。同図に示す例では、非線形素子の伝達特性の３次の項を利用して実現する。偶高調波ミキサ回路の入力信号としてはＲＦ波ｕ_ＲＦとローカル波ｕ_ＬＯの２波が入力され、（１）式における３次の項ａ_３ｕ^３のｕに（ｕ_ＲＦ＋ｕ_ＬＯ）を代入すると、
ａ_３ｕ^３＝ａ_３（ｕ_ＲＦ＋ｕ_ＬＯ）^３＝ａ_３（ｕ_ＲＦ ^３＋ｕ_ＬＯ ^３＋３ｕ_ＲＦ ^２ｕ_ＬＯ＋３ｕ_ＲＦｕ_ＬＯ ^２） （８）
として展開される。ここで、ｕ_ＲＦ、ｕ_ＬＯをそれぞれ（３）式、（４）式で表すと、
図２１のミキサ回路Ｅ３においては、（８）式のｕ_ＲＦ、ｕ_ＬＯとして前記（３）式と（４）式を代入することになり、（８）式の第４項は、
３ｕ_ＲＦｕ_ＬＯ ^２＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ^２（２πｆ_ＬＯｔ）
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）｛１＋ｃｏｓ（４πｆ_ＬＯｔ）｝／２
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２｛ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）＋ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ（４πｆ_ＬＯｔ）｝／２
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２［２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）＋ｃｏｓ｛２π（ｆ _ＲＦ −２ｆ _ＬＯ ）ｔ｝＋ｃｏｓ｛２π（ｆ _ＲＦ ＋２ｆ_ＬＯ）ｔ｝］／４ （９）
と表される。偶高調波ミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｃｏｓ｛２π（ｆ _ＲＦ −２ｆ_ＬＯ）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−２ｆ_ＬＯ｜＝ｆ_ＩＦが得られる。すなわち、偶高調波ミキサ回路は非線形素子の３次の項により実現される。
【００１８】
もし、理想的な偶高調波ミキサ (even-harmonic mixer) がｆ _ＲＦ 、ｆ _ＲＦ −２ｆ _ＬＯ 、ｆ _ＲＦ ＋２ｆ _ＬＯ のいずれの周波数帯域においても等しい変換利得を持つならば、ｆ _ＲＦ 、ｆ _ＲＦ −２ｆ _ＬＯ 、ｆ _ＲＦ ＋２ｆ _ＬＯ の周波数近傍の３つの帯域から周波数変換されて受信帯域内に落ち込む雑音電力は、雑音電力が前記（９）式で示された各振幅値を２乗することで得られるから、６倍（＝２ ^２ ＋１ ^２ ＋１ ^２ ）になる。したがって、理想的な偶高調波ミキサ (even-harmonic mixer) における雑音指数（ＮＦ）は、１入力−１出力の増幅器の場合に比較すると６倍、すなわち、７．７８ｄＢだけ劣化することなる。
次に、図２１のミキサ回路Ｅ２においては、偶高調波ミキサ回路の場合にはπ／４ラジアン（４５°）位相の異なるローカル信号が入力され、
ｕ_ＬＯ＝Ｕ_ＬＯｃｏｓ（２πｆ_ＬＯｔ＋π／４） （１０）
とおくと、（８）式の第４項は、
３ｕ_ＲＦｕ_ＬＯ ^２＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ^２（２πｆ_ＬＯｔ＋π／４）
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）｛１＋ｃｏｓ（４πｆ_ＬＯｔ＋π／２）｝／２
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）｛１−ｓｉｎ（４πｆ_ＬＯｔ）｝／２
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２｛ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）−ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｓｉｎ（４πｆ_ＬＯｔ）｝／２
＝３Ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ ^２［２ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）＋ｓｉｎ｛２π（ｆ _ＲＦ −２ｆ_ＬＯ）ｔ｝＋ｓｉｎ｛２π（ｆ _ＲＦ ＋２ｆ_ＬＯ）ｔ｝］／４ （１１）
と表される。偶高調波ミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｓｉｎ｛２π（ｆ _ＲＦ −２ｆ_ＬＯ）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−２ｆ_ＬＯ｜＝ｆ_ＩＦが得られる。
【００１９】
ここで、直交ミキサ回路を直接変換（direct conversion）方式に適用する場合には、（９）式、（１１）式でｆ_ＲＦ＝２ｆ_ＬＯとおけば良い。従来の偶高調波ミキサ回路の例としては特開平９−２０５３８２号公報に記載されている。ここで、偶高調波ミキサ回路の出力にπ／２の位相差を与えるＬＯ側に挿入する位相器Ｅ５の位相差はπ／４となる。しかし、従来の特開平９−２０５３８２号公報の文献にもあるように、一般に（０，π／４）の位相器は（０，π／２）の位相器よりも実現が難しい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来、この種の直交ミキサ回路においては、π／２の位相差を与えるＬＯ側に挿入する位相器としては、抵抗Ｒ及びコンデンサＣで構成されたＣＲ、ＲＣ型位相器を用いる場合が多いが、周波数が高いために位相誤差もあり無調整化が難しく、したがって、ＬＳＩ化には不向きであった。また、直交ミキサ回路は直接変換（direct conversion）方式の受信機に良く用いられるようになってきているが、上述したように、従来の直接変換方式の受信機には下記のような欠点が存在する。
【００２１】
▲１▼ ＤＣオフセットが発生しやすい。つまり、受信波周波数とローカル周波数のズレがＤＣオフセットとしてミキサ出力に現れる。また、ローカル周波数の信号がアンテナにいって戻ってくる自己混合（self-mixing）によってもＤＣオフセットを生じる。ＤＣオフセットの変動はベースバンド信号での低周波雑音として現れるために、ＤＣオフセット除去（offset cancel）回路が必要である。
▲２▼ 受信機内のローカル信号の漏洩は、ＲＦ信号と重なるため受信感度付近では受信障害が発生する。
▲３▼ ローカル周波数のアンテナ輻射は、はぼ同一周波数を受信する他の受信機の感度を抑圧し受信障害が発生する。
【００２２】
こうした直接変換方式の受信機の欠点を克服するために、従来技術で動作を説明した偶高調波ミキサ回路があるが、ＬＯ周波数はＲＦ周波数の半分になり、位相器のＬＳＩ化は一見容易になったように見受けられるが、実際には、位相器に求められる位相差がπ／４ラジアン（４５°）であるため、その実現は困難なことが多い。
【００２３】
（目的）
本発明の目的は、以上の点に鑑み、受信機内のローカル信号の漏洩やローカル周波数のアンテナ輻射が少なく、自己混合によるＤＣオフセットも低減され、しかもＬＳＩ化が容易で位相誤差の少ない無調整・広帯域な位相器で実現できる直交ミキサ回路を提供し、直接変換方式の受信機の実現を図ることにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明の直交ミキサ回路は、高周波信号が入力される第１と第２のミキサ回路（周波数混合回路）を有する直交ミキサ回路において、第１のローカル信号と、第２のローカル信号を持ち、第１のミキサ回路には第１のローカル信号と位相器を介して位相シフトされた第２のローカル信号が入力され、第２のミキサ回路には第１のローカル信号と第２のローカル信号、または位相器を介して位相シフトされた第２のローカル信号が入力され、前記第１と第２のミキサ回路に入力されるそれぞれの第２のローカル信号の位相差がほぼπ／２radian（ラジアン）（９０゜）とする。
【００２５】
あるいは、前記第２のローカル信号は前記第１のローカル信号を発生させている第１の発振器の信号を分周して得る。
あるいは、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の信号のいずれも共通の第１の発振器の信号を分周して得る。
あるいは、前記第１の発振器の信号を分周して前記第２のローカル信号を発生させている分周回路に２分周回路を含む。
あるいは、前記２分周回路により前記位相器を代換えし、所望の位相差を得る。
【００２６】
（作用）
従来の偶高調波ミキサ回路は、伝達特性の３次の項を利用してＬＯ信号を逓倍しＲＦ信号とミキシングしている。したがって、偶高調波ミキサ回路と同様に、伝達特性の３次の項を利用して第１の周波数成分と第２の周波数成分とＲＦ周波数成分の３周波数成分をミキシングしてミキサ回路出力に、第１の周波数と第２の周波数との和または差の周波数と、ＲＦ周波数と、の和または差の周波数が得られる。あるいは、ＲＦ周波数成分の電圧または電流が第１の周波数成分の極性と第２の周波数成分の極性で２重にスィッチングされるスィッチングミキサ回路を用いてもミキサ回路出力に、第１の周波数と第２の周波数との和または差の周波数と、ＲＦ周波数と、の和または差の周波数が得られる。また、ＬＯ周波数は任意の２つの周波数の和または差に分解でき、しかも、一方の周波数信号の位相をπ／２ラジアン（９０°）位相シフトすることでミキサ回路出力に直交成分が得られ、例えば、その低い方の周波数を選ぶことで一層簡単に直交ミキサ回路が実現できる。さらに、共通の発振器の出力信号を直接、あるいは分周して一方の周波数信号とし、他方の周波数信号を共通の発振器の出力信号を２ｎ分周することで得るようにすれば、π／２位相器はジョンソンカウンタ(Johnson counter)で実現でき、ＬＳＩ化が容易になり、位相誤差の少ない広帯域な直交位相器が実現できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の直交ミキサ回路の一実施の形態を示す回路図である。本実施の形態では、アンテナからのＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器ＬＮＡ１と、前記ＲＦ信号を入力とする２つのミキサ回路２、３と、２つのミキサ回路２、３に対するＬＯ信号に関し、第１のＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ１）６と、第２のＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ２）４と、第２のＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ２）４の出力をπ／２移相するπ／２位相器５とからなり、２つのミキサ回路２、３に対するＬＯ信号として、第２のＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ２）４から直接又はπ／２位相器５を介してＬＯ周波数ｆ_ＬＯ２を供給するとともに、第１のＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ１）６から直接ＬＯ信号ｆ_ＬＯ１を供給するように構成され、２つのミキサ回路２、３の出力にはそれぞれローパスフィルタ７、８が接続されている。その他の構成は対応する従来例と同様であり説明を省略する。
【００２８】
本実施の形態のミキサ回路の場合には、このような構成によりＬＯ信号を２つの信号から得るものである。すなわち、
ｆ_ＬＯ＝ｆ_ＬＯ１±ｆ_ＬＯ２ （１２）
とし、ｆ_ＬＯ２の周波数成分の位相を０とπ／２との２波とし、ｆ_ＬＯ１の周波数成分とそれぞれミキシングしてｆ_ＬＯの周波数成分でπ／２の位相差を持つ２つのＬＯ信号を得る。
たとえば、ミキサ回路２、３の入力信号として、それぞれ低雑音増幅器ＬＮＡ１からのＲＦ波ｕ_ＲＦと、ローカル基本波ｕ_ＬＯ１と、π／２の位相差を持つ一方のローカル波ｕ_ＬＯ２との３波が入力される。
【００２９】
本実施の形態では、（１）式の３次の項ａ_３ｕ^３は、

と展開される。
ここで、
ｕ_ＲＦ ＝Ｕ_ＲＦｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ） （１４）
ｕ_ＬＯ１＝Ｕ_ＬＯ１ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯ１ｔ） （１５）
ｕ_ＬＯ２＝Ｕ_ＬＯ２ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯ２ｔ） （１６）
とおくと、（１３）式の第１０項は、三角関数の３重積の公式、

が得られる。
【００３０】
本発明のミキサ回路２、３は出力側のローパスフィルタＬＰＦ７、８により、ダウンコンバージョンミキサ(down-conversion mixer)回路となる。
【００３１】
従って、直交ミキサ回路のうちミキサ回路３の出力側のＬＰＦ８からは（１８）式の低周波成分ｃｏｓ｛２π（−ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝から、差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２｜＝ｆ_ＩＦが得られる。
【００３２】
直交ミキサ回路のうちミキサ回路２は、π／２ラジアン（９０°）位相の異なるローカル信号が入力され、このローカル信号ｕ_ＬＯ２を、
ｕ_ＬＯ２＝Ｕ_ＬＯ２ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯ２ｔ） （１９）
とおくと、（１３）式の第１０項は、三角関数の３重積の公式

と表される。
【００３３】
本発明のミキサ回路２も出力側のＬＰＦ７によりダウンコンバージョンミキサ回路を構成し、（１８）式の低周波成分ｓｉｎ｛２π（−ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２｜＝ｆ_ＩＦが得られる。すなわち、本発明のミキサ回路は非線形素子の３次の項により実現される。
【００３４】
すなわち、本発明のミキサ回路でも、出力に位相差π／２（または−π／２）を持つ周波数成分が得られる。ここで、直交位相器はｆ_ＬＯ２が低くければ２ｆ_ＬＯ１の周波数を２分周して実現することが容易となり、分周器での電流消費も少なくて済む。ただし、上述したように、本発明のミキサ回路では非線形素子の３次の項を利用してミキシング機能を実現しているので、そうした３次特性を持つ回路を用いる必要がある。たとえば、３入力乗算回路はこのミキサ回路として利用できる。
【００３５】
３入力乗算回路に関しては、特開平１０−１０５６３２号公報とその従来回路例が知られている。あるいは、従来の特開平９−２０５３８２号公報の文献には１対または２対の差動対を偶高調波ミキサ回路として記載されているが、こうした偶高調波ミキサ回路を利用するためには、差動対に２ｆ_ＬＯ１周波数信号と２ｆ_ＬＯ２の周波数信号を入力することで２つの周波数信号を減算してからＬＯ端子に入力すれば良い。
【００３６】
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の直交ミキサ回路の具体的な一構成例を示す図である。本実施の形態は、２つのミキサ回路２、３に対するＬＯ信号を供給する構成に関し、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯを供給するＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ）２１と、該ＶＣＯ発振器（ｆ_ＬＯ）２１の出力信号を分周する２つの１／２分周回路２２、２３からなるジョンソンカウンタで構成される。
【００３７】
本実施の形態では、各ミキサ回路２、３に対して、入力信号としてＲＦ波ｕ_ＲＦと、ローカル基本波ｕ_ＬＯと、前記ローカル基本波ｕ_ＬＯを４分周した互いに位相がπ／２ラジアン異なるローカル波ｕ_ＬＯ／４の３波が入力される。
【００３８】
この場合、（１）式の３次の項ａ_３ｕ^３は、

と展開される。
【００３９】
ここで、ミキサ回路３に関するｕ_ＬＯ／４を、
ｕ_ＬＯ／４＝Ｕ_ＬＯ／４ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＬＯ／４）ｔ｝ （２３）
とおくと、（２２）式の第１０項は、

と表される。
【００４０】
ここでミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−５ｆ_ＬＯ／４）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−５ｆ_ＬＯ／４｜＝ｆ_ＩＦが得られる。
【００４１】
次に、ミキサ回路２は直交ミキサ回路としてπ／２ラジアン（９０°）位相の異なるローカル信号ｕ_ＬＯ／４が入力され、この信号を、
ｕ_ＬＯ／４＝Ｕ_ＬＯ／４ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＬＯ／４）ｔ｝ （２５）
とおくと、（２２）式の第１０項は

と表される。ここでミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−５ｆ_ＬＯ／４）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−５ｆ_ＬＯ／４｜＝ｆ_ＩＦが得られる。
【００４２】
すなわち、４分周されたローカル波ｕ_ＬＯ／４を直交周波数とすれば、ＩＦ周波数にも直交成分が得られる。今、ｆ_ＲＦ＝５ｆ_ＬＯ／４と置くとdirect conversion方式の直交復調器に適用することができる。以上のように、本発明の直交ミキサ回路は非線形素子の３次の項により実現される。
【００４３】
図３は、図２に示す４分周回路の後段の２分周回路の構成を示す図である。本実施の形態では、ローカル基本波ｕ_ＬＯを４分周して互いにπ／２ラジアンの位相の異なる２つのローカル波ｕ_ＬＯ／４を得るものである。したがって、後段の２分周回路２３として、図３（ａ）に示すように、Ｄ型フリップフロップ回路３１、３２によりジョンソンカウンタ（Johnson counter）３１、３２を構成すると、図３（ｂ）に示すように、入力信号２ｆ_ＬＯ１に対しそれぞれ０，π／２の位相の出力信号ｆ_{ＬＯ１（Ｉ）}、ｆ_{ＬＯ１（Ｑ）}を出力することができから位相器の機能をも実現される。ジョンソンカウンタは、前段のＤ型フリップフロップ３１のＱ出力を後段のＤ型フリップフロップ３２のＤ端子に入力し、後段のＤ型フリップフロップ３２の反転出力から前段のＤ型フリップフロップ３１のＤ端子に帰還する構成で実現される。
【００４４】
この構成により、周波数も低いために位相誤差も通常問題になるレベル以下にすることができる。すなわち、図１７に示した直交ミキサ回路と比べると、ＳＳＢ（single-side band）ミキサ回路と５ｆ_ＬＯ／４のＢＰＦおよび０，π／２の位相器が不要となり、また、ＲＦ周波数と等しい５ｆ_ＬＯ／４周波数はミキサ回路内部で発生させていることより、ＬＯリークも図１７に示した偶高調波ミキサ回路と同等になるものと期待できる。また、ミキサの変換利得も図１７に示した偶高調波ミキサ回路と同等になるものと期待できる。
【００４５】
以上説明した実施の形態では３入力乗算回路を２ローカル入力周波数ミキサ回路として用いることが可能であることを説明したが、かかる３入力乗算回路の使用よりも、２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするスィッチングミキサ回路を使用する方がＬＳＩでは実現しやすい。
（第３の実施の形態）
次に、直交ミキサ回路の２つのミキサ回路をそれぞれ３入力乗算回路を使用して構成する代わりに、２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングする２つのスィッチングミキサ回路を使用する実施の形態について説明する。
【００４６】
図４は、２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするスィッチングミキサ回路の基本構成を示す図である。本実施の形態のスィッチングミキサ回路は、受信信号の電圧源Ｖ_ＲＦ４１と、第１のＬＯ信号の信号源４４からの信号電圧Ｖ_ＬＯ１によりスイッチング動作を行うスイッチ４２と、同第２の信号源４５からの信号電圧Ｖ_ＬＯ２によりスイッチング動作を行うスイッチ４３とから構成される。直交ミキサ回路を構成するためには、図４に示すスィッチングミキサ回路を図１又は図２に示すように２つ使用して構成されるが、まずその一方について説明する。
【００４７】
図４において、第１のＬＯ信号は矩形波Ｓ_１（ｔ）で表され、第２のＬＯ信号も矩形波Ｓ_２（ｔ）で表され、Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）はそれぞれ−Ｕ_ＬＯ１と＋Ｕ_ＬＯ１、−Ｕ_ＬＯ２と＋Ｕ_ＬＯ２の値をとるとすると、Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）は、矩形波に含まれる周波数成分に基づいて、

と表せる。
【００４８】
ここで、Ｓ_１（ｔ）＝Ｕ_ＬＯ１ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））、Ｓ_２（ｔ）＝Ｕ_ＬＯ２ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））とすると、スィッチングミキサ回路の出力電圧Ｖ_ＩＦは、ｕ_ＲＦとＳ_１（ｔ）とＳ_２（ｔ）の積であるから、
Ｖ_ＩＦ＝ｕ_ＲＦＵ_ＬＯ１ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））Ｕ_ＬＯ２ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））（２９）
となり、ここでｕ_ＲＦを、
ｕ_ＲＦ＝Ｕ_ＲＦｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ） （３０）
とおいて、（３０）式を（２９）式に代入すると、

となる。更に、ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））、ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））の振幅をそれぞれ−１と＋１、−１と＋１とすると、
｜ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））｜＝１ （３２）
｜ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））｜＝１ （３３）
であるから、ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））、ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））は、

と表される。
【００４９】
したがって、（３１）式は、

と表される。
【００５０】
（３６）式からわかるように、ＲＦ信号を２つのＬＯ信号でスィッチングし、ＲＦ信号に２つのＬＯ信号の極性（polarity）を付加することで、ＲＦ信号と２つのＬＯ信号の各基本波および高調波項の３重積が得られる。したがって、（１７）式の三角関数の３重積の公式により、３重積ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯ１ｔ）ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯ２ｔ）から４つの周波数成分ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝が得られる。ここで図４に示すスィッチングミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｃｏｓ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２｜＝ｆ_ＩＦ（＝０）が得られる。
【００５１】
また、ＲＦ信号と２つのＬＯ信号の各高次の奇数次高調波項の３重積ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ｛２π（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１ｔ｝ｃｏｓ｛２π（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２ｔ｝｝（ｍ，ｌ＝１，２，‥‥）からも同様に、４つの周波数成分ｃｏｓ［２π｛ｆ_ＲＦ−（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１−（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｃｏｓ［２π｛ｆ_ＲＦ−（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１＋（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｃｏｓ［２π｛ｆ_ＲＦ＋（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１＋（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｃｏｓ［２π｛ｆ_ＲＦ＋（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１−（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］が得られる。しかし、これらの３重積は１／｛（２ｍ＋１）（２ｌ＋１）｝で減衰して小さくなっていく。また、周波数も奇数次の高次となり、たとえば、ｆ_ＬＯ１＝２ｎｆ_ＬＯ２（ｎ＝２，３，‥‥）に設定すると、ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２＝０の場合に、７ｆ_ＬＯ１／４が最も近い周波数になる。ここで、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_ＬＯ１／２に設定すると、ｍ＝ｌ＝１（ＬＯ１、ＬＯ２ともに３次高調波）の場合にも３ｆ_ＬＯ１／２＝ｆ_ＲＦが現れる。
【００５２】
もし、図４に示したＲＦ信号を２つのＬＯ信号でスイッチングする理想的な２重スイッチングミキサ (doubly-switching mixer) がｆ _ＲＦ ±ｉｆ _ＬＯ１ ±ｊｆ _ＬＯ２ （ｉ＝２ｍ＋１：ｍ＝１，２， ‥‥；ｊ＝２ｌ＋１：ｌ＝１，２， ‥‥）のいずれの周波数帯域においても等しい変換利得を持つならば、ｆ _ＲＦ ±ｉｆ _ＬＯ１ ±ｊｆ _ＬＯ２ の周波数近傍の全ての帯域から周波数変換されて受信帯域内に落ち込む雑音電力は、雑音電力が前記（３６）式で示された各振幅値を２乗することで得られるから、およそ６倍（＝４（１／１ ^２ ＋１／３ ^２ ＋１／５ ^２ ＋‥‥）（１／１ ^２ ＋１／３ ^２ ＋１／５ ^２ ＋‥‥）＝π ^４ ／１６＝６．０８８）になる。ここで、無限級数は１／１ ^２ ＋１／３ ^２ ＋１／５ ^２ ＋‥＋１／（２ｉ＋１） ^２ ＋‥＝π ^２ ／８となり収束することに注目すべきである。したがって、理想的な２重スイッチングミキサ (doubly-switching mixer) における雑音指数（ＮＦ）は、１入力−１出力の増幅器の場合に比較すると６．０８８倍、すなわち、７．８４ｄＢだけ劣化することなる。
次に、直交ミキサ回路を構成する他方のスイッチングミキサ回路について説明する。スイッチングミキサ回路の基本構成は図４と同様である。第１のＬＯは矩形波でありＳ_１（ｔ）で表され、第２のＬＯも矩形波でありＳ_２（ｔ）で表される。ここで、Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）はそれぞれ−Ｕ_ＬＯ１と＋Ｕ_ＬＯ１、−Ｕ_ＬＯ２と＋Ｕ_ＬＯ２の値をとる。ただし、Ｓ_２（ｔ）は直交ミキサ回路を構成する他方のスイッチングミキサ回路の他方の入力として、Ｓ_１（ｔ）に対し位相をπ／２ラジアン（９０°）異ならせてある。この場合、Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）は、
Ｓ_１（ｔ）＝Ｕ_ＬＯ１（４／π）［ｃｏｓ（２πｆ_{ＬＯ 1}ｔ）−（１／３）ｃｏｓ（６πｆ_ＬＯ１ｔ）＋（１／５）ｃｏｓ（１０πｆ_ＬＯ１ｔ）−（１／７）ｃｏｓ（１４πｆ_{ＬＯ 1}ｔ）＋…］ （３７）
Ｓ_２（ｔ）＝Ｕ_ＬＯ２（４／π）［ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯ２ｔ）＋（１／３）ｓｉｎ（６πｆ_ＬＯ２ｔ）＋（１／５）ｓｉｎ（１０πｆ_ＬＯ２ｔ）＋（１／７）ｓｉｎ（１４πｆ_ＬＯ２ｔ）＋…］ （３８）
と表される。また、ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））、ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））は前述と同様に、
ｓｇｎ（Ｓ_１（ｔ））＝（４／π）［ｃｏｓ（２πｆ_{ＬＯ 1}ｔ）−（１／３）ｃｏｓ（６πｆ_ＬＯ１ｔ）＋（１／５）ｃｏｓ（１０πｆ_ＬＯ１ｔ）−（１／７）ｃｏｓ（１４πｆ_{ＬＯ 1}ｔ）＋…］ （３９）
ｓｇｎ（Ｓ_２（ｔ））＝（４／π）［−ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯ２ｔ）＋（１／３）ｓｉｎ（６πｆ_ＬＯ２ｔ）−（１／５）ｓｉｎ（１０πｆ_ＬＯ２ｔ）＋（１／７）ｓｉｎ（１４πｆ_ＬＯ２ｔ）＋…］ （４０）
である。
【００５３】
このスィッチングミキサ回路の出力電圧Ｖ_ＩＦは、

と表される。
【００５４】
（４１）式からわかるように、ＲＦ信号を２つのＬＯ信号でスィッチングし、ＲＦ信号に２つのＬＯ信号の極性（polarity）を付加することで、ＲＦ信号と２つのＬＯ信号の各基本波および高調波項の３重積が得られる。したがって、（２０）式の三角関数の３重積の公式により、３重積ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ（２πｆ_ＬＯ１ｔ）ｓｉｎ（２πｆ_ＬＯ２ｔ）から、４つの周波数成分ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２）ｔ｝、ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝が得られる。ここで、スィッチングミキサ回路をダウンコンバージョンミキサ（down-conversion mixer）回路とすると、ｓｉｎ｛２π（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２）ｔ｝から差周波数｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２｜＝ｆ_ＩＦ（＝０）が得られる。
【００５５】
また、ＲＦ信号と２つのＬＯ信号の各高次の奇数次高調波項の３重積ｃｏｓ（２πｆ_ＲＦｔ）ｃｏｓ｛２π（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１ｔ｝ｓｉｎ｛２π（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２ｔ｝｝（ｍ，ｌ＝１，２，‥‥）から同様に、４つの周波数成分ｓｉｎ［２π｛ｆ_ＲＦ−（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１−（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｓｉｎ［２π｛ｆ_ＲＦ−（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１＋（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｓｉｎ［２π｛ｆ_ＲＦ＋（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１＋（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］、ｓｉｎ［２π｛ｆ_ＲＦ＋（２ｍ＋１）ｆ_ＬＯ１−（２ｌ＋１）ｆ_ＬＯ２｝ｔ］が得られる。しかし、これらの３重積は１／｛（２ｍ＋１）（２ｌ＋１）｝で減衰して小さくなっていく。また、周波数も奇数次の高次となり、たとえば、ｆ_ＬＯ１＝２ｎｆ_ＬＯ２（ｎ＝２，３，‥‥）に設定すると、ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ１−ｆ_ＬＯ２＝０の場合に、７ｆ_ＬＯ１／４が最も近い周波数になる。ここで、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_ＬＯ１／２に設定すると、同様に、ｍ＝ｌ＝１（ＬＯ１、ＬＯ２ともに３次高調波）の場合にも３ｆ_ＬＯ１／２＝ｆ_ＲＦが現れる。
【００５６】
すなわち、２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングする本実施の形態のスィッチングミキサ回路でも、出力に互いに位相差π／２（または−π／２）を持つ周波数成分が得られ、直交ミキサ回路が実現できる。ここで、直交位相器はｆ_ＬＯ２が低くければｆ_ＬＯ１の周波数を２分周して実現することが容易となり、分周器での電流消費も少なくて済む。
【００５７】
以上、２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングする本発明の実施の形態のスィッチングミキサ回路を説明したが、次にその実現回路例を説明する。
【００５８】
図５は、２つのローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１、Ｖ_ＬＯ２でカスコード接続されたそれぞれの交叉接続エミッタ結合対（cross-coupled, emitter-coupled pairs）のバイポーラ型のトランジスタをオン・オフして、ＲＦ信号電圧Ｖ_ＲＦにより差動電流Ｉ_ＲＦ ^＋、Ｉ_ＲＦ ⁻をスィッチングする構成のスィッチングミキサ回路を示す図である。図５に示すスィッチングミキサ回路は、実際にはアナログ回路としての機能もあり、３入力乗算器としても機能する。
【００５９】
図６は、図５に示す線形差動回路の回路例を示す図である。この線形差動回路は、２つの電流ミラー回路を構成するそれぞれ１対のトランジスタＱ１３、Ｑ１４及びＱ１５、Ｑ１６と、各電流ミラー回路の駆動側トランジスタＱ１３、Ｑ１５のコレクタ間に、ＲＦ信号がベースに入力されたトランジスタＱ９、Ｑ１０の各エミッタを接続し、該エミッタ間にエミッタ・デジェネレーション抵抗Ｒ_ＥＥを接続し、その各コレクタに電流源Ｉ_０と前記電流ミラー回路の共通ベースに対する電流をエミッタから供給するトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースが接続された構成を有する。
【００６０】
この線形差動回路は、ＲＦ信号電圧Ｖ_ＲＦによりトランジスタＱ１４、Ｑ１６のコレクタ端子から次の差動電流が出力される。
【００６１】
Ｉ_ＲＦ ^＋＝Ｉ₀＋Ｖ_ＲＦ／Ｒ_ＥＥ （４２）
Ｉ_ＲＦ ⁻＝Ｉ₀−Ｖ_ＲＦ／Ｒ_ＥＥ （４３）
（４２）、（４３）式で示されるように、この線形差動回路の線形性はエミッタ・デジェネレーション抵抗Ｒ_ＥＥの直線性で決定されるが、一般的に、ＬＳＩ製造プロセスにおいては抵抗が最も線形性良く実現することが可能である。したがって、図５に示す線形差動回路は文字通り十分な線形性を持った差動型線形Ｖ−Ｉ変換回路となる。また、図５に示すスィッチングミキサ回路はＭＯＳ化することが可能である。
【００６２】
図７は、２つのローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１、Ｖ_ＬＯ２でカスコード接続されたそれぞれの交叉接続ソース結合対（cross-coupled, source-coupled pairs）のユニポーラ型のＦＥＴ(電界効果トランジスタ)をオン・オフして、ＲＦ信号電圧Ｖ_ＲＦによる差動電流Ｉ_ＲＦ ^＋、Ｉ_ＲＦ ⁻をスィッチングするスィッチングミキサ回路を示す図である。図７に示すスィッチングミキサ回路は小信号時にトランスコンダクタンスが単調に変化せずに線形性が極端に悪い。このためにアナログ回路としての機能はなく、３入力乗算器として用いることは一般には困難である。
【００６３】
図８は、図７に示す線形差動回路の回路例を示す図である。図６に示す線形差動回路をＭＯＳ化して構成した例である。この線形差動回路でも、ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１６のドレイン端子から（４２）、（４３）式が成り立つ同様な差動電流が出力される。従って、図８に示す線形差動回路により同様に十分な線形性を持ったＭＯＳトランジスタから構成される差動型線形Ｖ−Ｉ変換回路が実現できる。
【００６４】
このように、周波数ミキサ回路においては、２次歪や３次歪等の高次歪特性がＩＰ２、ＩＰ３特性として問題になるから、図６や図８に示すような線形な差動回路を用いることにより、こうした２次歪や３次歪等の高次歪特性を十分に低く抑えることができる。
【００６５】
図５、図７に示すスィッチングミキサ回路では電源電圧（ＶＣＣ，ＶＤＤ）が２Ｖ程度ないと動作は困難である。従って、さらに低電圧動作が可能であるスィッチングミキサ回路を実現方法としては、カスコード接続された交叉接続エミッタ結合対あるいは交叉接続ソース結合対を利用する方法がある。
【００６６】
図９、図１０は、カスコード接続された交叉接続エミッタ結合対、あるいは交叉接続ソース結合対を３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるトリプル・テールセルの２組に変更したスイッチングミキサ回路を示す図である。このスイッチングミキサ回路によれば、電源電圧（ＶＣＣ，ＶＤＤ）を１Ｖ程度まで下げても動作可能である。図９に示すスイッチングミキサ回路におけるＶ−Ｉ変換回路としては、たとえばエミッタ抵抗を介して接地されたトランジスタのベース電圧とコレクタ電流の関係を利用しても簡単に実現することができる。
【００６７】
図９に示すスイッチングミキサ回路のように、３つのトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４，Ｑ５，Ｑ６が１つのテール電流で駆動されるトリプル・テールセルの２組からなる構成においては、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５が第１のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１でスイッチングされ、トランジスタＱ３、Ｑ６が第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２でスイッチングされる。ここで、第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２によりトランジスタＱ３、Ｑ６がスイッチングされ、トランジスタＱ３がオンした場合にはトランジスタＱ１、Ｑ２のオン、オフにかかわらずに、電流Ｉ_ＲＦ ^＋を電源ＶＣＣから供給するように、また、トランジスタＱ６がオンした場合にはトランジスタＱ４、Ｑ５のオン、オフにかかわらずに、電流Ｉ_ＲＦ ⁻を電源ＶＣＣから供給するように、トランジスタＱ３、Ｑ６のトランジスタサイズを大きくするとか、第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２の論理振幅を第１のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１の論理振幅よりも大きくする必要がある。こうすることで、図５に示すようなカスコード接続された交叉接続エミッタ結合対と等価な機能が得られる。
【００６８】
また、図１０は、図９に示すスィッチングミキサ回路をＭＯＳ化した回路を示す図である。図１０に示すスィッチングミキサ回路の場合も同様に、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ４、Ｍ５が第１のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１でスイッチングされ、トランジスタＭ３、Ｍ６が第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２でスイッチングされる。また、第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２によりトランジスタＭ３、Ｍ６がスィッチングされ、トランジスタＭ３がオンした場合にはトランジスタＭ１、Ｍ２のオン、オフにかかわらずに、電流Ｉ_ＲＦ ^＋を電源ＶＤＤから供給するように、また、トランジスタＭ６がオンした場合にはトランジスタＭ４、Ｍ５のオン、オフにかかわらずに、電流Ｉ_ＲＦ ⁻を電源ＶＤＤから供給するように、トランジスタＭ３、Ｍ６のトランジスタサイズを大きくするとか、第２のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ２の論理振幅を第１のローカル信号電圧Ｖ_ＬＯ１の論理振幅よりも大きくする必要がある。こうすることで、図７に示すようなカスコード接続された交叉接続ソース結合対と等価な機能が得られる。
【００６９】
さらに、Ｖ−Ｉ変換回路を線形差動回路に置き換えると、それぞれ図１１、図１２のようになる。図１１、図１２では、線形差動回路の差動出力をそれぞれデュアルにし、また、それぞれの線形差動回路からの差動出力電流で駆動されるトリプル・テールセルの数も４組とし、同相成分どうしと逆相成分どうしの出力をそれぞれ加算して差動出力を得ている。
【００７０】
これまで説明したように、ｆ_ＬＯ１とｆ_ＬＯ２の関係をｆ_ＬＯ１＝２ｎｆ_ＬＯ２（ｎ＝１，２‥‥）として、ｆ_ＬＯ２の周波数をｆ_ＬＯ１の分周で得、しかも２分周回路が入るように周波数関係を設定すれば、この２分周回路をジョンソンカウンタで構成することで、０，π／２の位相器が簡単に実現できる。
【００７１】
（第４の実施の形態）
図１３は、このような構成を採用した本発明の直交ミキサ回路の実施の形態を示すブロック図である。前記周波数関係のＬＯ信号を生成するために、周波数ｆ_ＬＯ１を発振する発振器１３１と、その出力を２ｎ分周して周波数ｆ_ＬＯ２を出力する分周器１３２とを備える。同図において分周数が最も小さくなるのはｎ＝１の場合であり、この場合はｆ_ＬＯ１＝２ｆ_ＬＯ２となる。この分周方式の特徴は、直接変換方式の受信機を構成した場合に発振器の周波数ｆ_ＬＯ１がＲＦ周波数ｆ_ＲＦよりも低くできることである。
【００７２】
ところで、図１３に示す直交ミキサ回路では、直接変換方式の受信機を構成した場合に発振器の周波数ｆ_ＬＯ１（＝２ｎｆ_ＬＯ２）とＲＦ周波数ｆ_ＲＦとの関係から、
ｆ_ＲＦ＝（２ｎ＋１）ｆ_ＬＯ２ （４４）
となっている。ここで、分周器１３２の出力であるＬＯ信号ＬＯ２は基本波の周波数がｆ_ＬＯ２である矩形波であるから、（２８）式と（３８）式に示したように、ＬＯ２には奇数次の高次高調波周波数（２ｊ−１）ｆ_ＬＯ２（ｊ＝２，３，‥‥）が含まれている。（４４）式と比較するとわかるように、ＬＯ２に含まれる奇数次の高次高調波周波数のなかには必ずＲＦ周波数ｆ_ＲＦと一致する周波数成分が存在している。このＲＦ周波数ｆ_ＲＦと一致する周波数成分は、従来技術で説明したようにローカル漏洩となり得うるものであり、ＤＣオフセット、受信障害、他機への感度抑圧等の問題を引き起こす可能性がある。
【００７３】
次に、共通の発振器から２つのＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２を分周して得るように構成した直交ミキサ回路について検討する。このような直交ミキサ回路では、２つのＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２が矩形波として供給されても、それらに含まれる奇数次の高次高調波周波数のなかにＲＦ周波数ｆ_ＲＦと一致する周波数成分が存在しないように設定することができる。
【００７４】
（第５の実施の形態）
図１４は、このような構成の本発明の直交ミキサ回路の実施の形態を示すブロック図である。１つのＬＯ信号を発振する１つの発振器１４１と、その出力をそれぞれｍ分周及びｌ分周して２つのＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２を出力するｍ分周器１４２及びｌ分周器１４３とを備える。以下この直交ミキサ回路におけるかかる分周数を求める。
【００７５】
本実施の形態において、２つのＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２を共通の１つの発振器１４１から供給するように構成し、発振器１４１の発振周波数をｆ_ＶＣＯとし、それぞれｍ、ｌ分周して前記ＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２を得ているとすると、ｆ_ＬＯ１＝ｆ_ＶＣＯ／ｍ、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_ＶＣＯ／ｌとおけ、
ｆ_ＲＦ＝ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２＝（ｆ_ＶＣＯ／ｍ）＋（ｆ_ＶＣＯ／ｌ）＝（（ｍ＋ｌ）／ｍｌ）ｆ_ＶＣＯ （４５）
である。また、ＬＯ２の分周回路にジョンソンカウンタの２分周（÷２）回路が含まれているとすると、ｌ＝２ｎ（ｎ＝１，２，３，‥）とおけるから、
ｆ_ＲＦ＝ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２＝（ｆ_ＶＣＯ／ｍ）＋（ｆ_ＶＣＯ／２ｎ）＝（（ｍ＋２ｎ）／２ｍｎ）ｆ_ＶＣＯ （４６）
である。
【００７６】
ここで、ＬＯ１に含まれる周波数成分は（２ｉ−１）ｆ_ＶＣＯ／ｍ（ｉ＝１，２，３，‥）であり、ＬＯ２に含まれる周波数成分は（２ｊ−１）ｆ_ＶＣＯ／（２ｎ）（ｊ＝１，２，３，‥）である。これらの周波数がいずれもＲＦ周波数ｆ_ＲＦと一致しないためには、

となる。したがって、ｎは自然数（ｎ＝１，２，３，‥‥）であるから、ｉ、ｊは２以上の自然数（ｉ，ｊ＝２，３，‥‥）となっている。
【００７７】
図１５は（４８）式を満たすｎとｍの値を示し、図１６は（４５）式を満たすＬＯ１とＬＯ２の分周数ｍとｌの値を示す図である。なお、この場合にはＬＯ１とＬＯ２のいずれの偶高調波(２次、４次、６次‥)もＲＦ周波数ｆ_ＲＦとは一致しないことがわかる。すなわち、図１５、図１６に示した分周数を採用すれば、ＬＯ１とＬＯ２のいずれの高調波(２次、３次、４次、５次、６次、‥)もＲＦ周波数ｆ_ＲＦとは一致しないように設定できる。
【００７８】
図１５、図１６から、ｆ_ＶＣＯ＞ｆ_ＲＦとなり、ＶＣＯ発振器１４１の発振周波数はＲＦ周波数よりも高くなる。たとえば、ｆ_ＲＦ＜ｆ_ＶＣＯ＜２ｆ_ＲＦとなるｆ_ＶＣＯとＬＯ１の分周数ｍ、ＬＯ２の分周数ｌは、ｆ_ＶＣＯ＝６ｆ_ＲＦ／５＠（ｍ，ｌ）＝（３，２）、ｆ_ＶＣＯ＝１０ｆ_ＲＦ／７＠（ｍ，ｌ）＝（５，２）、ｆ_ＶＣＯ＝１４ｆ_ＲＦ／９＠（ｍ，ｌ）＝（７，２）、ｆ_ＶＣＯ＝１８ｆ_ＲＦ／１１＠（ｍ，ｌ）＝（９，２）、ｆ_ＶＣＯ＝５ｆ_ＲＦ／３＠（ｍ，ｌ）＝（１０，２）、ｆ_ＶＣＯ＝２２ｆ_ＲＦ／１３＠（ｍ，ｌ）＝（１１，２）、ｆ_{ＶＣ Ｏ}＝２６ｆ_ＲＦ／１５＠（ｍ，ｌ）＝（１３，２）、ｆ_ＶＣＯ＝７ｆ_ＲＦ／４＠（ｍ，ｌ）＝（１４，２）、ｆ_ＶＣＯ＝５２ｆ_ＲＦ／１７＠（ｍ，ｌ）＝（１５，２）、…、ｆ_ＶＣＯ＝１２ｆ_ＲＦ／７＠（ｍ，ｌ）＝（３，４）、ｆ_ＶＣＯ＝３ｆ_ＲＦ／２＠（ｍ，ｌ）＝（２，６）となっている。さらに、ｆ_ＲＦ＜ｆ_ＶＣＯ＜１．５ｆ_ＲＦに限定すれば、ｆ_ＶＣＯ＝６ｆ_ＲＦ／５＠（ｍ，ｌ）＝（３，２）、ｆ_ＶＣＯ＝１０ｆ_ＲＦ／７＠（ｍ，ｌ）＝（５，２）の２組に絞られる。
【００７９】
本発明者の雑音指数（ＮＦ）の計算値によれば、本発明のＲＦ信号を２つのＬＯ信号でスイッチングする理想的な２重スイッチングミキサ (doubly-switching mixer) における雑音指数（ＮＦ）の劣化は高々７．８４ｄＢである。一方、図１８に示した乗算回路を用いた理想ミキサ回路 (an ideal mixer) の雑音指数（ＮＦ）の劣化が３．０１ｄＢ（２倍）であるのに対し、ＲＦ信号を１つのＬＯ信号でスイッチングする理想的なスイッチングミキサ (switching mixer) の雑音指数（ＮＦ）の劣化が３．９２ｄＢ（π ^２ ／４＝２．４６７倍）であり、理想的な偶高調波ミキサ (even-harmonic mixer) の雑音指数（ＮＦ）の劣化が７．７８ｄＢ（６倍）である。すなわち、本発明のＲＦ信号を２つのＬＯ信号でスイッチングする理想的な２重スイッチングミキサ (doubly-switching mixer) における雑音指数（ＮＦ）の劣化は、理想的な偶高調波ミキサ (even-harmonic mixer) の雑音指数（ＮＦ）の劣化とほぼ同等（、正確には０．０６３ｄＢ劣化する）である。こうしたミキサ回路での雑音指数（ＮＦ）の劣化はＲＦ段のＬＮＡの電力利得を高めることで補償でき得る。したがって、ＬＮＡの電力利得の値を決定するのは単に設計事項の１つに過ぎなく、実用上は何等問題は生じないであろう。
以上、本発明の直交ミキサ回路をZero ＩＦ（直接変換方式）により説明してきたが、本発明の直交ミキサ回路はＬＯＷ ＩＦ方式にも適用できることは云うまでもない。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、直交ミキサ回路に伝達関数の３次の項を利用してミキサ回路内で２波の周波数の合成でＬＯ周波数を得るか、２つのローカル信号の極性でＲＦ信号を２重にスィッチングしてミキサ出力を得ており、ＬＯ周波数を発生させる基の発振器の周波数とＲＦ周波数とを異ならせているから、受信機内のローカル信号の漏洩やローカル周波数のアンテナ輻射が少なく、したがって、直接変換方式の受信機に用いても自己混合によるＤＣオフセットも低減される。
【００８１】
また、ＬＯ周波数を２波の周波数の合成で得ているから、直交位相器の周波数帯域を低くすることができ、ＬＳＩ化が容易となる。
【００８２】
更に、ＬＯ周波数を任意の２つの周波数信号から得、直交位相器を挿入する周波数信号は基の発振器の周波数を少なくとも２分周して得られるように周波数を設定しているから、直交位相器を２分周回路をジョンソンカウンタで実現でき、位相誤差を少なくすることができる。
【００８３】
本発明によれば、位相器を２分周回路であるジョンソンカウンタで実現することによりπ／２位相器の周波数帯域を広くすることができる。
【００８４】
更に、直接あるいは分周することで２つのローカル信号を得ているから、１つの発振器から２つのローカル信号を供給することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明請求項１に記載の直交ミキサ回路を示す図である。
【図２】 本発明請求項２、５の記載の直交ミキサ回路の一例を示す図である。
【図３】 直交位相器に用いるジョンソンカウンタの回路図と入出力波形を示す図である。
【図４】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするスィッチングミキサ回路を示す図である。
【図５】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするバイポーラスィッチングミキサ回路の回路例を示す図である。
【図６】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするスィッチングミキサ回路に用いるバイポーラ線形差動回路を示す図である。
【図７】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするＭＯＳスィッチングミキサ回路の回路例を示す図である。
【図８】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするスィッチングミキサ回路に用いるＭＯＳ線形差動回路を示す図である。
【図９】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするバイポーラスィッチングミキサ回路の低電圧化回路例を示す図である。
【図１０】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするＭＯＳスィッチングミキサ回路の低電圧化回路例を示す図である。
【図１１】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするＲＦ入力差動型バイポーラスィッチングミキサ回路の低電圧化回路例を示す図である。
【図１２】 本発明の２つのローカル周波数でＲＦ波をスィッチングするＲＦ入力差動型ＭＯＳスィッチングミキサ回路の低電圧化回路例を示す図である。
【図１３】 本発明請求項２、５に記載の直交ミキサ回路の他の例を示す図である。
【図１４】 本発明請求項３、５に記載の直交ミキサ回路の一例を示す図である。
【図１５】 図１４に示す分周器の分周数ｎとｍの値を示す図である。
【図１６】 ＬＯ信号ＬＯ１、ＬＯ２の分周数を示す図である。
【図１７】 従来の直交ミキサ回路を示す図である。
【図１８】 乗算器を用いた周波数ミキサ回路を示す図である。
【図１９】 自己混合を説明するための図である。
【図２０】 従来の周波数分周回路を用いた直交ミキサ回路を示す図である。
【図２１】 従来の偶高調波ミキサ回路を用いた直交ミキサ回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 増幅器
２、３ ミキサ回路
４、６、２１、４４、４５、１３１、１４１ ＶＣＯ発振器
５ π／２位相器
７、８ ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）
２２、１４２ 分周回路
２３、１３２、１４３ ジョンソンカウンタ
３１、３２ Ｄ型フリップフロップ
４１ 電圧源
４２、４３ スイッチ回路
Ａ８、Ａ９ 利得制御増幅器（ＡＧＣ）
Ａ１０、Ａ１１ アナログ・デジタル変換器
Ａ１２ 信号処理装置（ＤＳＰ）
Ｂ１ 乗算器

Claims (19)

1. 高周波信号が入力される第１と第２のミキサ回路を有する直交ミキサ回路において、
   第１のローカル信号と、第２のローカル信号を持ち、第１のミキサ回路には、第１のローカル信号と、位相器を介して位相シフトされた第２のローカル信号とが入力され、第２のミキサ回路には、第１のローカル信号と、第２のローカル信号又は位相器を介して位相シフトされた第２のローカル信号とが入力され、前記第１と第２のミキサ回路に入力されるそれぞれの第２のローカル信号の間の位相差はおよそπ／２ラジアン（９０゜）であることを特徴とする直交ミキサ回路。
2. 前記第１のローカル信号を発生する発振器と、前記発振器の出力を分周して前記第２のローカル信号を出力する分周回路と、を有することを特徴とする請求項１記載の直交ミキサ回路。
3. 前記発振器の出力を分周して前記第２のローカル信号を発生させる分周回路には２分周回路を含むことを特徴とする請求項２記載の直交ミキサ回路。
4. 位相シフトされた第２のローカル信号は、前記位相器に代えて前記２分周回路により発生することを特徴とする請求項３記載の直交ミキサ回路。
5. 発振器と、前記発振器の出力を分周して前記第１のローカル信号を出力する分周回路と、前記発振器の出力を分周して前記第２のローカル信号を出力する分周回路と、を有することを特徴とする請求項１記載の直交ミキサ回路。
6. 前記第１のローカル信号を出力する分周回路はｍ分周（ｍは自然数）の分周回路、前記第２のローカル信号を出力する分周回路は２ｎ分周（ｎは自然数）の分周回路であり、且つ、前記ｍ、ｎは、（１／２ｎ）＋（１／ｍ）≠１，ｉ≠（ｍ／４ｎ）＋１，ｊ≠（ｎ／ｍ）＋１（ｉ、ｊは２以上の自然数）を満たすことを特徴とする請求項５記載の直交ミキサ回路。
7. 前記第２のローカル信号を発生させる分周回路はジョンソンカウンタを含むことを特徴とする請求項２ないし６の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
8. 前記ジョンソンカウンタは、前段のＤ型フリップフロップ３１の非反転出力を後段のＤ型フリップフロップのＤ端子に入力し、後段のＤ型フリップフロップの反転出力から前段のＤ型フリップフロップのＤ端子に帰還する構成を有することを特徴とする請求項７記載の直交ミキサ回路。
9. 前記ミキサ回路は、受信信号、第１のローカル信号及び第２のローカル信号に対する３次の項の伝達特性を含む非線形素子を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
10. 前記ミキサ回路は、受信信号を第１のローカル信号及び第２のローカル信号によりスイッチングするスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
11. 前記ミキサ回路は、高周波信号を入力とする２つの入力端子と２つの出力端子の間の接続関係を第１のローカル信号により切り換える第１のスイッチング回路と、第１のスイッチング回路の出力を入力とする２つの入力端子と２つの出力端子の間の接続関係を第２のローカル信号により切り換える第２のスイッチング回路とを有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
12. 前記ミキサ回路は、高周波信号により互いに逆相の差動電流を出力する線形差動回路と、前記線形差動回路の２つの差動電流の出力にそれぞれエミッタ結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、コレクタが互いに交叉接続した第１及び第２のエミッタ結合対を構成する２つのバイポーラ型の差動対トランジスタと、前記第１及び第２の差動対トランジスタの前記交差接続したコレクタにそれぞれエミッタ結合が接続され、第２のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、コレクタが互いに交叉接続した第３及び第４のエミッタ結合対を構成する２つのバイポーラ型の差動対トランジスタと、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
13. 前記線形差動回路は、２つの電流ミラー回路を構成するそれぞれ１対のバイポーラ型のトランジスタと、各電流ミラー回路の駆動側トランジスタのコレクタ間に、高周波信号がベースに入力された２つのバイポーラ型のトランジスタのそれぞれのエミッタを接続し、該エミッタ間にエミッタ・デジェネレーション抵抗を接続し、その各コレクタに電流源と前記電流ミラー回路の共通ベースに対する電流をエミッタから供給するバイポーラ型のトランジスタのベースが接続され、前記２つの電流ミラー回路の出力側トランジスタのコレクタ端子から前記差動電流を出力する構成を有することを特徴とする請求項１２記載の直交ミキサ回路。
14. 前記ミキサ回路は、高周波信号により互いに逆相の差動電流を出力する線形差動回路と、前記線形差動回路の２つの差動電流の出力にそれぞれソース結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ドレインが互いに交叉接続した第１及び第２のソース結合対を構成する２つのユニポーラ型の差動対トランジスタと、前記第１及び第２の差動対トランジスタの前記交差接続したドレインにそれぞれソース結合が接続され、第２のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ドレインが互いに交叉接続した第３及び第４のソース結合対を構成する２つのユニポーラ型の差動対トランジスタと、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
15. 前記線形差動回路は、２つの電流ミラー回路を構成するそれぞれ１対のユニポーラ型のトランジスタと、各電流ミラー回路の駆動側トランジスタのドレイン間に、高周波信号がゲートに入力された２つのユニポーラ型のトランジスタのそれぞれのソースを接続し、該ソース間にソース・デジェネレーション抵抗を接続し、その各ドレインに電流源と前記電流ミラー回路の共通ゲートに対する電流をソースから供給するユニポーラ型のトランジスタのゲートが接続され、前記２つの電流ミラー回路の出力側トランジスタのドレイン端子から前記差動電流を出力する構成を有することを特徴とする請求項１４記載の直交ミキサ回路。
16. 前記ミキサ回路は、高周波信号から互いに逆相の電流を出力するＶ−Ｉ変換回路と、前記Ｖ−Ｉ変換回路の２つの電流の出力にそれぞれエミッタ結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、コレクタが互いに交叉接続した第１及び第２のエミッタ結合対を構成する２つのバイポーラ型の差動対トランジスタ及び第２のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、エミッタが前記エミッタ結合対のそれぞれに接続されたバイポーラ型のトランジスタとからなりそれぞれ３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるトリプル・テールセルの２組と、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
17. 前記ミキサ回路は、高周波信号から互いに逆相の電流を出力するＶ−Ｉ変換回路と、前記Ｖ−Ｉ変換回路の２つの電流の出力にそれぞれソース結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ドレインが互いに交叉接続した第１及び第２のソース結合対を構成する２つのユニポーラ型の差動対トランジスタ及び第２のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ソースが前記ソース結合対のそれぞれに接続されたユニポーラ型のトランジスタとからなりそれぞれ３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるトリプル・テールセルの２組と、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
18. 前記ミキサ回路は、高周波信号から互いに逆相の差動電流を出力するデュアル構成の線形差動回路と、前記デュアル構成の線形差動回路の４つの電流の同相同士及び逆相同士の出力にそれぞれエミッタ結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、コレクタが互いに交叉接続した第１及び第２のエミッタ結合対を構成する２つのバイポーラ型の差動対トランジスタ及び第２のローカル信号がそれぞれのベースに入力し、エミッタが前記エミッタ結合対のそれぞれに接続されたバイポーラ型のトランジスタとからなりそれぞれ３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるト リプル・テールセルの４組と、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。
19. 前記ミキサ回路は、高周波信号から互いに逆相の電流を出力するデュアル構成の線形差動回路と、前記デュアル構成の線形差動回路の４つの電流の同相同士及び逆相同士の出力にそれぞれソース結合が接続され、第１のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ドレインが互いに交叉接続した第１及び第２のソース結合対を構成する２つのユニポーラ型の差動対トランジスタ及び第２のローカル信号がそれぞれのゲートに入力し、ソースが前記ソース結合対のそれぞれに接続されたユニポーラ型のトランジスタとからなりそれぞれ３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるトリプル・テールセルの４組と、を備えるスイッチングミキサ回路を有することを特徴とする請求項１ないし８の何れか１つの請求項記載の直交ミキサ回路。

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