JP5195959B2 - Ofdm通信装置 - Google Patents
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Description
OFDM(OFDMA含む)送信装置は一般的に図13に示す構成を備えており、誤り訂正符号器1はデータに誤り訂正符号化処理を施して符号化し、データ変調部2は該符号化されたデータをデータ変調(例えばQPSK変調)してシンボルを出力する。データ・パイロット信号多重部3は、データシンボルと受信局で既知のパイロットシンボルとを時間多重する。IFFT部4は、一定数Ncのシンボルを1単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、Nc個のシンボルをNc個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。ガードインターバル挿入部(GI挿入部)5は、図14に示すように、IFFT後のNcサンプルのうち、後部のNGサンプルをコピーしてガードインターバルGIとしてNcサンプルの先頭に挿入する。GIは巡回的にコピーされているため、GI挿入後の(Nc + NG)サンプルの区間で、信号が連続していることが特徴であり、この特徴によりGIは隣接パスからの信号遅延による干渉を除去するという役割を果たす。なお、GI挿入後の(Nc + NG)サンプルはOFDMシンボルと呼ばれる。
DA変換器6はD/A変換を行い、送信RF部7は直交変調を行い、ベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、送信アンテナ8から受信局9に向けて送信する。
FFT部14はGI削除後の信号に対しFFT処理を施し、データ・パイロット信号分離部15は、時間多重されたデータ信号とパイロット信号を受信信号から分離する。チャネル推定部16は受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なって無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する。一方、チャネル補償部17は受信データ信号にチャネル推定値の複素共役を乗算してチャネル歪みを抑圧し、データ復調部18はチャネル補償された受信信号を用いて受信データの復調処理を行い、誤り訂正復号器19は復調されたデータに誤り訂正復号処理を施す。
送信ダイバーシチ技術として、同一の送信信号に異なる遅延を付加して複数のアンテナから送信する遅延ダイバーシチ技術がある。この遅延ダイバーシチ技術には2つの方式があり、第1の方式はシンボル系列の各シンボルにOFDM信号の生成前にサブキャリア方向に位相回転を施す位相ダイバーシチである(非特許文献1)。第2の方式は、OFDM信号の生成後のサイクリックプレフィックスCP付加前にOFDM波形をサイクリックに遅延させる巡回遅延ダイバーシチである(非特許文献2)。この方式は、数学的にOFDM信号の生成前にサブキャリア方向で位相回転を与える位相ダイバーシチと基本的に同じである。
ABCDEFGHIJ
となる。かかる場合、2シンボル分の位相遅延に相当するexp(jΦn)の位相回転をシンボル系列に施してIFFT処理を実行すると有効シンボルは図19(B)に示すように
IJABCDEFGH
となる。
付加する位相回転量あるいは巡回遅延量としては、マルチパスの広がりが大きい場合にもダイバーシチ効果が得られるようにすることを考えて、無難な選択は、できる限り大きい位相回転あるいは遅延幅としておくことが望ましい。例として図20の巡回遅延ダイバーシチでは、アンテナn (=#1〜#nt )の遅延量Δnを
(2)式の通り、付加される位相は、送信されるサブキャリア番号nの増加、換言すればサブキャリア周波数の増加に比例して回転角度が増加するような位相である。このとき回転数kは、巡回遅延ダイバーシチ(図20)における遅延量Δと比例する量であり、サブキャリア帯域幅が
一般的に、実際に運用されるOFDMシステムでは、複数の異なるユーザのデータや、複数の異なる制御情報などを図17で示した周波数×時間領域における異なる領域に配置し、これによりユーザのデータの多重化を実現して送信している。巡回遅延ダイバーシチでは、周波数×時間領域でのシンボル配置が異なる物理チャネルに対して最適な遅延量が異なる。このため、巡回遅延ダイバーシチにおいて、異なるシンボル配置方法の物理チャネルに共通の遅延量を用いると、特定のチャネルに対してダイバーシチの効果が小さくなるなどの課題があった。
また、巡回遅延ダイバーシチでは、シンボル配置方法や伝播環境により最適な遅延量が異なるが、固定的な遅延量を用いる従来の方法では、場合によってダイバーシチ効果が十分に得られない場合があった。このため、従来技術(非特許文献3参照)では、その様な複数の配置法が異なる物理チャネルが含まれるシステムへの巡回遅延ダイバーシチの適用を検討している。しかし、従来技術で検討されているような伝播環境に応じて遅延量調整を行なうなどの制御を実際のシステムで行うためには、一般に受信機から伝播環境などの情報をフィードバックリンクで伝送する必要があり、フィードバックリンクのリソースを消費することで周波数利用効率を劣化させてしまう問題がある。また、高速移動時などの時間的な環境変化が速い場合、フィードバック遅延によって最適な制御が出来ないことがあり、かかる場合には、性能劣化を起こしてしまう問題がある。
図22はダイバーシチの効果が小さくなる場合の説明図であり、図22(A)は連続する複数のサブキャリア (図では25個のサブキャリア)に、あるユーザのデータを局所的に、かつ連続的に割り当てた場合、(B)はあるユーザのデータを数サブキャリア間隔(図では5サブキャリア間隔)で割り当てた場合である。(A)の配置の場合、連続する割り当てサブキャリア周波数において、第2アンテナからの受信電力が第1アンテナの受信電力と逆位相になっており、トータルの受信電力が減少し、送信ダイバーシチ効果が得られない。(B)の配置の場合、第2アンテナからの受信電力が各割り当てサブキャリアで同じになり、位相回転(あるいはサイクリック遅延)した意味がなくなり、送信ダイバーシチ効果が得られない。
本発明の第1のOFDM通信装置は、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部を備え、前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のk番目のシンボルs(k)に対して、
θ(k)=2πkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、
で示す位相回転を施す。
本発明の第2のOFDM通信装置は、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部を備え、前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のうちn番目のOFDMシンボルに配置されるk番目のサブキャリアに配置されるシンボルs(n,k)に対して、
θ=(n,k)=2πnkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、
で示す位相回転を施す。
(a)本発明のOFDM送信装置の構成の1例
図1は本発明のOFDM送信装置の構成図の1例を示す。送信サブフレームは図17で説明した構成を採用するものとする。すなわち、OFDM送信装置はN個のサブキャリアを用いて送信し、N個のサブキャリア×Kシンボル時間のリソースで送信サブフレームを構成する。サブフレームにおいて先頭のKpシンボルをパイロット信号送信に使用し、残りの(K−Kp)シンボルを制御データやユーザデータ送信に使用し、以降Kシンボル毎にサブフレームを繰り返す。
図1のOFDM送信装置は、ユーザ1、2宛のデータ1、2をそれぞれ2分岐し、各データの分岐されたそれぞれに異なる位相回転を施して周波数時間領域にマッピングして第1、第2の2つのアンテナより送信する。
すなわち、データ変調部51a,51bはそれぞれ誤り訂正符号化処理を施されたユーザ1、2宛のデータ1、2をデータ変調(例えばQPSKや16QAM変調)して、入力ビット列を位相及び振幅を有するデータシンボルに変換して出力し、位相回転部52a,53aは分岐された一方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部54aに入力する。同様に、位相回転部52b,53bは分岐された他方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部54bに入力する。
周波数時間マッピング部54bは既知のパイロットシンボル2と位相回転部52b,53bから入力するデータシンボルをそれぞれ所定時刻の所定サブキャリアにマッピングして時間多重する。IFFT部55bは、一定数Nのパイロットシンボルまたはデータシンボルを1単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N個のシンボルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。サイクリックプレフィックス挿入部(CP挿入部)56bはIFFT後のNサンプルのうち、後部のNGサンプルをコピーしてサイクリックプレフィックスCPとしてNサンプルの先頭に挿入する。以後、送信部57bのDA変換器はD/A変換を行い、送信RF部はベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、第2の送信アンテナ58bから送信する。
なお、分岐されたデータは周波数時間マッピング部54a、周波数時間マッピング部54bにおいて同一の周波数時間領域にマッピングされる。
・第1アンテナ58a のパイロット信号1は、
サブキャリア番号が偶数(n=2m)であれば同じ電力で送信し、
サブキャリア番号が奇数(n=2m+1)であればNULLを送信する(送信OFF)。
・アンテナ58bのパイロット信号2は、
サブキャリア番号が偶数(n=2m)であればNULLを送信し(送信OFF)、
サブキャリア番号が奇数(n=2m+1)であれば同じ電力でパイロット信号を送信する。
この結果、受信局はサブフレーム先頭Kp個の偶数、奇数番目のサブキャリア成分をそれぞれ抜き出すことにより、第1、第2アンテナ58a,58bから送信されたパイロット信号をお互いに干渉させずに分離することが可能となる。また、送信のあるサブキャリアにおけるパイロット信号は、実数の1を送信するとして表現することができる。
位相回転部52a,52b,53a,53bは、入力シンボルに対して位相回転を与えるが、複数のユーザデータや、制御データなどの複数種類のデータがある場合に、それらに対して独立に位相回転処理を行うことができる。
図2は本発明のOFDM受信装置の構成図の1例を示す。受信RF部62は、送信局から送信された無線信号をアンテナ61より受信し、周波数ダウンコンバートにより該無線信号をベースバンドの信号に変換し、内蔵のAD変換器によりディジタル信号に変換する。受信タイミング検出部63は、OFDMのサブフレームタイミングやシンボルタイミングを検出する。CP削除部64は、シンボルタイミングに基づいて、受信信号からサイクリックプレフィックスCPを削除して各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出してFFT部65に入力する。FFT部65はCP削除後の信号に対しFFT処理を施し、時間領域信号から周波数領域信号に変換する。
h1(2m)=P(2m)
とすることができ、n=2m+1のチャネル推定値h1(2m+1)は次式、
h1(2m+1)=(P(2m)+P(2m+2))/2
により計算することができ、各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。また、第2アンテナ18bに対しては、同様に、各サブキャリアnのチャネル推定値をh2(n) とすれば、n=2mのチャネル推定値h2(2m)は次式、
h2(2m)=(P(2m-1)+P(2m+1))/2
により計算することができ、n=2m+1のチャネル推定値h2(2m+1)は、
h2(2m+1)=P(2m+1)
とすることができ、以上により各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。この場合、OFDM送信装置が送信データに異なる位相回転処理を施して第1、第2アンテナ18a、18bより送信しているから、チャネル推定部66は第kシンボルの第nサブキャリアのチャネル推定値h(k,n)をh1,h2を用いて次式
h(k,n)=α1(k,n)h1(n)+α2(k,n)h2(n)
により計算する。上式において、α1(k,n)、α2(k,n)はそれぞれ回転因子であり、第kシンボルの第nサブキャリアで送信されたデータの位相回転因子と同じ回転因子を用いる。
(c-1)本実施例の位相回転処理
本実施例の特徴的な処理は、位相回転部52a〜52b,53a〜53bの位相回転処理にある。まず、本方法の実施例として、従来方法との差分を説明しやすいように、最も従来方法に近い例を説明する。
データ変調部51aの出力シンボル列をs(1), s(2),・・・, s(M)(M<N)とし、これに位相回転部52aで位相回転処理を行って、周波数時間マッピング部54aで周波数軸上に配置する場合を考える。図3は位相回転処理とマッピング処理の例を示すもので、入力されたシンボル列s(k)(k=1,2,…,M)が位相回転部52aにおいて、位相因子
従来の巡回遅延ダイバーシチではシンボルs(k)(k=1,2,…,M)に、
同一のシンボル時間で送信されるデータに適用される2つのサブキャリアj,k、該サブキャリアj,kの位相因子をθ(j),θ(k)とすれば、従来の巡回遅延ダイバーシチは、任意のj,kに対して、
以上の様に従来の巡回遅延ダイバーシチでは、データをサブキャリアに配置する配置パターンにより、遅延量を変える必要が生じる。しかしながら、任意の配置を考える場合に、どのような配置であっても安定したダイバーシチ効果を実現する遅延量の設定方法は従来知られていなかった。
これに対して本実施方法では、配置前にデータシンボル毎に増加する位相を増加させてから、任意の配置を行う。これにより、配置されるサブキャリア位置ではなく、シンボル系列を構成する各シンボルs(k)のシンボル番号kで決まる位相因子((6)、(7)式参照)を付加する。この結果、本発明によれば、どのような配置であっても、多数の位相状態が偏ることなく使用される事になり、配置によってダイバーシチ効果が無くなる等の問題を回避し、安定したダイバーシチ効果を実現することが可能である。
本実施例の送信方法は、従来技術の送信方法と全く異なる点がある事を強調しておく。本実施例の方法は、同一ユーザ向けの送信信号成分が単純な巡回遅延では表現することができない波形となっており、従来技術では全く想定していなかった信号の送信方法となっている。
以上の説明の様に、本実施例の方法は、配置されるサブキャリア位置n(k)の上で定義された位相因子を用いるのではなく、n(k)によらずにデータがサブキャリア上に配置される毎に変化するように位相因子の系列を用いる点である。
(a)第2実施例のマッピング法
第1実施例では、シンボル系列を構成する各シンボルを1シンボル時刻の周波数軸に配置した場合のデータ処理のみに着目して記載したが、第2実施例ではシンボル系列を構成する各シンボルを、周波数軸及び時間軸で構成される周波数時間領域の所定時刻、所定サブキャリアに配置する。第2実施例のOFDM送信装置の構成は、図1と同じであるが、位相回転部52a〜52b、53a〜53bの位相回転処理の動作が異なる。
図5はシンボル系列を構成する各シンボルを周波数時間領域に配置する第2実施例の説明図であり、入力されるシンボル系列のうち1サブフレームで送信するシンボル数をNdとすると、Nd個の各シンボルs(k)(k=1,2,…、Nd)にNd個の位相回転因子α(k) (k=1,2,…、Nd)の系列を乗算し、乗算結果をサブフレーム(周数時間領域)の所定位置に配置する。
第2実施例によれば、第1実施例にはなかった次の様な効果がある。図6に示すようなデータの配置を考える。この図6は非常に極端な場合であり、1サブキャリア×複数シンボルに各シンボルs(k)を配置する場合である。この場合、時間方向にも各シンボルに付加する位相のパターンが変化するため、遅延ダイバーシチではなかったダイバーシチ効果を時間方向で生み出すことが可能となる。
(b-1)第1の位相回転部
図7は第1の位相回転部52aの構成図であり、上記Nd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)に付加する位相α(k) (k=1,2,…、Nd)を予めテーブル61に記憶しておき、乗算器62で入力するNd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)にテーブル61より読み出した位相α(k)(k=1,2,…、Nd)をそれぞれ乗算して位相回転を施し、周波数時間マッピング部54aに入力する。位相回転部52b、53a〜53bも同様に入力するNd個のシンボルにテーブルより求めた所定の位相をそれぞれ乗算して位相回転を施す。
なお、Nd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)と位相α(k) (k=1,2,…、Nd)の対応を1:1でテーブル61に保存せず、Nd個より少ない数Npsの位相因子系列を保存するように構成することもできる。この場合、Nd個のシンボル系列に適用する位相因子系列としてNpsの系列を周期的に用いる。これにより、保持する位相因子の数を少なくてできるため、回路などでの実装において小さいメモリ量で位相回転部を実現することができる。
位相系列としては、1サブフレームに割り当てるデータ数Ndに応じて、Nd個でK回転する様な位相因子
図8は第3の位相回転部の構成図であり、複数の位相因子系列1〜Xを記憶するテーブル711〜71Xを用意し、それらを時間的に切り替えて使用する。切替制御部72はセレクタ73を制御し、サブキャリア数をNとすればN個のシンボル毎に使用する位相因子系列1〜Xを順次切り替え、得られた位相因子系列を乗算部62に入力する動作を行なう。例えば、テーブル71nの位相因子系列nのk番目の位相因子を
この場合、各位相因子系列は、サブキャリア方向で回転する様な位相因子になっているが、各位相因子系列n(=1〜X) における回転速度が異なっている。これにより、特定の伝播環境と特定の位相因子系列の組み合わせが悪く、十分なダイバーシチ効果が得られない場合にも、OFDMシンボル毎に異なる系列を利用する事により、全体としては、組み合わせの悪い場合が連続しない様にすることが可能である。
図9は第4の位相回転部の構成図であり、2つの位相因子系列1,2をそれぞれ記憶する2つのテーブル81,82、入力するシンボルs(k)に各テーブルより求まる各位相因子を乗算する第1、第2の乗算器83,84、各テーブルよりシンボルs(k)に応じた位相因子を出力するためのアドレス発生部85,86を備えている。第1のテーブル81にはM個のアドレスk mod M(kをMで割ったときの余りでありk=0〜M-1である)にM個の第1の位相因子が記憶され、第2のテーブル82にはアドレスint(k/M)(kをMで割ったときの商である)に第2の位相因子が記憶されている。アドレス発生部85は、シンボル系列を構成するシンボルs(k)の順番をkとするとき、k mod Mをアドレスとして発生し、第1のテーブル81のアドレスk mod Mより第1の位相因子αを第1の乗算器83に入力する。アドレス発生部86は、シンボル系列を構成するシンボルs(k)の順番をkとするとき、int(k/M)をアドレスとして発生し、第2のテーブル82のアドレスint(k/M)より第2の位相因子βを第2の乗算器84に入力する。第1、第2の乗算器83、84はシンボルs(k)に位相因子α、βを順次乗算して
s(k)×exp(jα)×exp(jβ)
を出力する。
第4の位相回転部によれば、M個の中では第1の位相因子系列1に従って位相因子αが変化するが、M毎に第2の位相因子系列2に従って初期位相βを変える。この構成により、位相因子テーブル1の系列長がN1(=M)、位相因子テーブルの系列長がN2とすると、2つのテーブルに保持している位相因子はN1+N2個であるが、生成される位相因子のバリエーションはN1×N2となっており、多数の位相状態を小さい回路規模で構成する事が可能となる。
位相回転部における位相因子系列を擬似乱数発生器を用いて発生することもできる。すなわち、図7のテーブル61の代わりに擬似乱数発生器を設け、該擬似乱数発生器よりランダムに位相因子θ(k)を発生して乗算部62に入力し、乗算部は位相因子θ(k)をシンボルs(k)に乗算して位相回転する。
擬似乱数を用いる事で、同じ位相が連続する可能性もあることから最適な位相状態を生成出来ない場合も無いとはいえないが、簡単な構成で無難に多数の位相状態を含ませることが可能となり、ほとんどの条件化でダイバーシチ効果を得られ、かつシステム設計が容
易であるという利点がある。
OFDMであるユーザデータなどの割り当てを任意のサブキャリア単位ではなく、一定数(NRB個)のサブキャリアをまとめてサブブロックとし、複数のサブブロックにユーザデータを割り当てるOFDMシステムがある。かかるシステムの場合、サブブロック単位で位相付加処理を行うことで、本発明方法を簡易に実施できる。この場合、送信機、受信機は、サブブロック毎に同一の位相因子を用いる事ができるため、保持すべき位相因子のテーブルなどが小さくて済み、かつ適用される位相因子の判定もサブブロック内の位置のみでできる。
第6の位相回転部は、図7と同等の構成を備え、図7のテーブル61にサブブロックに対応させて位相因子を記憶させ、入力する変調シンボルが配置されるサブブロックに応じた位相因子を該テーブル61より読み出し、乗算器62で該シンボルに乗算して位相回転を施して出力する。
本発明の効果を示す数値計算結果を示す。以下では、様々な巡回遅延量に対して、シンボルの配置間隔を1サブキャリア間隔から12サブキャリア間隔とした場合のEESM(Exponential Effective SIR Mapping)の分布を評価した結果を示す。EESMは、信号対雑音比と類似の量であり、下記の文献で示されているようにOFDMでの通信品質を表す量として用いられている量である。EESMの定義は、同文献A.4.3.2.1章と同じとし、パラメータは、A.4.6章の16QAM,R=3/4を用いた。伝播環境は、A.3.6章のマルチパス環境(Vehicular A)を用いた。
文献:3GPP Document, TR 25.892 V6.0.0 (2004-06)
従来の巡回遅延ダイバーシチの評価においてTdelayは巡回遅延の量を表しており、本発明方法では、サブキャリア方向に配置される変調シンボル毎に
づつ位相が増加する様に位相因子を付加した。またデータの配置は、周波数方向に先に配置し、次のシンボル時刻に移って、また周波数方向に配置する順序で配置した。表1は条件番号1〜48のそれぞれのTdelayと配置サブキャリア間隔を示す「遅延量と配置間隔の条件一覧表」である。
従来の巡回遅延ダイバーシチでは、x=0(dB)のとき確率Prob(EESM<x)は配置間隔によりW1で示す幅で変化し、しかも配置間隔によっては確率Prob(EESM<x)の値が大きく特性が悪い。しかし、本発明では確率Prob(EESM<x)の変化幅W2は小さく、しかも、確率Prob(EESM<x)の値は小さくなっている。
図12は本発明方法の利点を明確にするために、各条件1〜48に対する上記の分布の例としてX=1.0dBの点での値を、従来方法と発明方法で比較したEESM分布図である。図12は、EESMが小さい値に落ち込む確率を縦軸にして表しており、確率が低いほど、通信誤りが少なくなることに対応する。この図12から、従来方法では、巡回遅延量と配置間隔の組み合わせにより、大きく特性劣化する組み合わせがあるが、発明方法は、同じ回転因子の系列で、どのような条件に対しても、従来方法で良好な結果が得られるようなパラメータの組み合わせを選択したのと同じ特性を常に得られていることがわかる。従って、従来技術では、適切なダイバーシチ効果を得るためには、配置などの条件に応じて、最適な遅延量を設定する必要があるが、本発明方法は、そのような配置方法を意識せずに安定したダイバーシチ効果を得る事ができる。また適応的な遅延量の調整などの機能が必要でないため、装置の構成が簡易であるという利点もある。
52b,53b 位相回転部
54a,54b 周波数時間マッピング部
55a,55b IFFT部
56a,56b サイクリックプレフィックス挿入部(CP挿入部)
57a,57b 送信部
58a,58b 送信アンテナ
Claims (2)
- Nd個のシンボルから構成されるシンボル系列を、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置において、
前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、
位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、
を備え、
前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のk番目のシンボルs(k)に対して、
θ(k)=2πkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、
で示す位相回転を施す、
ことを特徴とするOFDM通信装置。 - Nd個のシンボルから構成されるシンボル系列を、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置において、
前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、
位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、
を備え、
前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のうちn番目のOFDMシンボルに配置されるk番目のサブキャリアに配置されるシンボルs(n,k)に対して、
θ=(n,k)=2πnkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、
で示す位相回転を施す、
ことを特徴とするOFDM通信装置。
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US9144644B2 (en) | 2011-08-02 | 2015-09-29 | Baxter International Inc. | Infusion pump with independently controllable valves and low power operation and methods thereof |
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