JP4719914B2 - 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、プログラム - Google Patents

Description

本発明は、パイロット信号で差動変復調を行いサブキャリアごとに適応変復調を行う通信において、パイロット信号にＭＬＩ情報と伝送データとを埋め込んで伝送を行う送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、これらをソフトウェアラジオにて実現するプログラムに関する。

近年、移動体無線通信の重要性はますます高まっており、データレートとして１００Ｍｂｐｓをサポートするような高速無線アクセスプロトコルの達成が望まれているが、このような無線通信環境では、信号はフェーディングの影響を受けて、その品質が落ちるのが一般的である。

たとえばフェーディングによって信号の増幅率が大幅に変わったり、シンボル間干渉（ＩＳＩ；Inter-Symbol Interference）が生じると、ビット誤り率（ＢＥＲ；Bit Error Rate）が上昇し、場合によっては通信が不可能になったりする。

一方、ＯＦＤＭ通信では、ガードインターバルを挿入することによって、効率良くこのようなマルチパスチャネルの影響を緩和することができる。

一般に、どの変調スキームを選択するか、は、スペクトル効率とＢＥＲとのトレードオフによって決まり、必要なＢＥＲを得るためには、最も高いスペクトル効率を達成できるような変調スキームを選択する必要がある。このように、効率の変調スキームを通信中に適宜選択する適応変調スキーム（ＡＭＳ；Adaptive Modulation Scheme）に期待が寄せられている。

ＡＭＳを用いたＯＦＤＭ通信では、各サブキャリアは変調レベルというパラメータによって制御され、これによって適切な変調スキームが選択される。

また、送信側から受信側へは変調済の伝送データとともにＭＬＩが送られ、受信側ではＭＬＩを用いて各サブキャリアで適切な復調スキームを選択して、信号を復調する。一般的にＭＬＩはデータシンボルの一部として伝送されている。本発明の関連技術については、以下の文献に記載されている。
T.Nakanishi，S.Sampei and N.Morinaga, Variable coding rate OFDM transmission on one-cell reuse TDMA systems, IEICE Technical Report, ２００４年３月 C.Ahn and I.Sasase, The effects of modulation combination，target BER，Doppler frequency，and adaptive interval on the performance of adaptive OFDM in broadband mobile channel, IEEE Trans.Computer, vol.48，no.1，pp.167-174, ２００２年２月

[非特許文献１]には、ＭＬＩをデータシンボルの一部として伝送した場合のスループット低下を防止するため、隣り合うサブキャリアをブロックにまとめて同じ変調レベルとし、ＭＬＩの伝送量を減少させる技術が開示されている。

[非特許文献２]には、ＯＦＤＭ通信において様々な変調方式の組合せが、ＢＥＲやドップラ周波数、適応変調の切り替えの間隔などによってどのように性能が変化するかが報告されている。

したがって、適応変調技術を用いた場合に、ＭＬＩとＦＢＩを適切に利用した上で、スループットを向上させるための技術が強く求められている。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、パイロット信号で差動変復調を行いサブキャリアごとに適応変復調を行う通信において、パイロット信号にＭＬＩ情報と伝送データとを埋め込んで伝送を行う送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをソフトウェアラジオにて実現するプログラムを提供することを目的とする。

以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。

本発明の第１の観点に係る送信装置は、アップリンク受信部、自乗平均計算部、コヒーレンスバンド幅計算部、変調レベル決定部、送信側直並列変換部、適応変調部、差動変調部、マルチプレクス部、送信側並直列変換部、ダウンリンク送信部を備え、以下のように構成する。

ここで、アップリンク受信部は、受信装置から送信されたアップリンク信号を受信する。

一方、自乗平均計算部は、受信されたアップリンク信号に含まれるパイロットシンボルにより、遅延スプレッド自乗平均を計算する。

そして、コヒーレンスバンド幅計算部は、計算された遅延スプレッド自乗平均に反比例するコヒーレンスバンド幅を計算する。

さらに、変調レベル決定部は、計算されたコヒーレンスバンド幅ごとに複数のサブキャリアを複数のブロックに分割し、受信されたアップリンク無線信号に含まれるフィードバック情報により、各ブロックごとに変調レベルを決定する。

一方、送信側直並列変換部は、伝送データの一部を直並列変換して当該複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。

さらに、適応変調部は、送信側直並列変換部により当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して取得された信号を、当該信号に対するサブキャリアが属するブロックに割り当てられた変調レベルで適応変調する。

そして、差動変調部は、当該伝送データの残余と、各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、当該複数のサブキャリアのそれぞれのパイロット信号に差動変調する。

一方、マルチプレクス部は、当該複数のサブキャリアのそれぞれについて適応変調された信号と、差動変調された信号と、をマルチプレクスする。

さらに、送信側並直列変換部は、マルチプレクスされた複数の信号を並直列変換してダウンリンク信号を取得する。

そして、ダウンリンク送信部は、取得されたダウンリンク信号を送信する。

本発明のその他の観点に係る受信装置は、ダウンリンク受信部、受信側直並列変換部、デマルチプレクス部、差動復調部、適応復調部、受信側並直列変換部、出力部、フィードバック情報生成部、アップリンク送信部を備え、以下のように構成する。

ここで、ダウンリンク受信部は、送信装置から送信されたダウンリンク信号を受信する。

一方、受信側直並列変換部は、受信されたダウンリンク信号を直並列変換して、複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。

さらに、デマルチプレクス部は、直並列変換された複数の信号のそれぞれをデマルチプレクスして、パイロット信号部分と、データ信号部分に分ける。

そして、差動復調部は、デマルチプレクスされたパイロット信号部分を差動復調して、伝送データの残余と、当該各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、取得する。

一方、適応復調部は、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分を、当該データ信号部分に対するサブキャリアが属するブロックについて取得された変調レベルで適応復調する。

さらに、受信側並直列変換部は、適応復調された複数の信号を並直列変換して、伝送データの一部を取得する。

そして、出力部は、並直列変換部により取得された伝送データの一部と、差動復調部により取得された伝送データの残余と、を、合わせて、伝送データを出力する。

一方、フィードバック情報生成部は、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分と、適応復調された信号と、を比較してチャネル評価を行い、フィードバック情報を生成する。

さらに、アップリンク送信部は、パイロットシンボルと、生成されたフィードバック情報と、を含むアップリンク信号を送信装置に送信する。

本発明のその他の観点に係る送信方法は、アップリンク受信工程、自乗平均計算工程、コヒーレンスバンド幅計算工程、変調レベル決定工程、送信側直並列変換工程、適応変調工程、差動変調工程、マルチプレクス工程、送信側並直列変換工程、ダウンリンク送信工程を備え、以下のように構成する。

ここで、アップリンク受信工程では、受信装置から送信されたアップリンク信号を受信する。

一方、自乗平均計算工程では、受信されたアップリンク信号に含まれるパイロットシンボルにより、遅延スプレッド自乗平均を計算する。

そして、コヒーレンスバンド幅計算工程では、計算された遅延スプレッド自乗平均に反比例するコヒーレンスバンド幅を計算する。

さらに、変調レベル決定工程では、計算されたコヒーレンスバンド幅ごとに複数のサブキャリアを複数のブロックに分割し、受信されたアップリンク無線信号に含まれるフィードバック情報により、各ブロックごとに変調レベルを決定する。

一方、送信側直並列変換工程では、伝送データの一部を直並列変換して当該複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。

さらに、適応変調工程では、送信側並直列変換工程にて当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して取得された信号を、当該信号に対するサブキャリアが属するブロックに割り当てられた変調レベルで適応変調する。

そして、差動変調工程では、当該伝送データの残余と、各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、当該複数のサブキャリアのそれぞれのパイロット信号に差動変調する。

一方、マルチプレクス工程では、当該複数のサブキャリアのそれぞれについて適応変調された信号と、差動変調された信号と、をマルチプレクスする。

さらに、送信側並直列変換工程では、マルチプレクスされた複数の信号を並直列変換してダウンリンク信号を取得する。

そして、ダウンリンク送信工程では、取得されたダウンリンク信号を送信する。

本発明のその他の観点に係る受信方法は、ダウンリンク受信工程、受信側直並列変換工程、デマルチプレクス工程、差動復調工程、適応復調工程、受信側並直列変換工程、出力工程、フィードバック情報生成工程、アップリンク送信工程を備え、以下のように構成する。

ここで、ダウンリンク受信工程では、送信装置から送信されたダウンリンク信号を受信する。

一方、受信側直並列変換工程では、受信されたダウンリンク信号を直並列変換して、複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。

さらに、デマルチプレクス工程では、直並列変換された複数の信号のそれぞれをデマルチプレクスして、パイロット信号部分と、データ信号部分に分ける。

そして、差動復調工程では、デマルチプレクスされたパイロット信号部分を差動復調して、伝送データの残余と、当該各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、取得する。

一方、適応復調工程では、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分を、当該データ信号部分に対するサブキャリアが属するブロックについて取得された変調レベルで適応復調する。

さらに、受信側並直列変換工程では、適応復調された複数の信号を並直列変換して、伝送データの一部を取得する。

そして、出力工程では、並直列変換工程にて取得された伝送データの一部と、差動復調工程にて取得された伝送データの残余と、を、合わせて、伝送データを出力する。

一方、フィードバック情報生成工程では、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分と、適応復調された信号と、を比較してチャネル評価を行い、フィードバック情報を生成する。

さらに、アップリンク送信工程では、パイロットシンボルと、生成されたフィードバック情報と、を含むアップリンク信号を送信装置に送信する。

本発明のその他の観点に係るプログラムは、ソフトウェアラジオ（ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、各種のコンピュータを含む。）を上記の送信装置もしくは受信装置として機能させ、または、ソフトウェアラジオに上記の送信方法もしくは受信方法を実行させるように構成する。

また、本発明のプログラムは、コンパクトディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、半導体メモリ等のソフトウェアラジオ読取可能な情報記憶媒体に記録することができる。

上記プログラムは、プログラムが実行されるソフトウェアラジオとは独立して、コンピュータ通信網を介して配布・販売することができる。また、上記情報記憶媒体は、ソフトウェアラジオとは独立して配布・販売することができる。

本発明によれば、パイロット信号で差動変復調を行いサブキャリアごとに適応変復調を行う通信において、パイロット信号にＭＬＩ情報と伝送データとを埋め込んで伝送を行う送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをソフトウェアラジオにて実現するプログラムを提供することができる。

以下に本発明の実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本願発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。

以下では、まず、本発明の原理について説明してから、具体的な装置の構成について説明することとする。すなわち、コヒーレンスバンド幅、ダウンリンクサブキャリアブロック変調に対するＭＬＩ、チャネル評価について説明してから、送信装置、受信装置の構成について説明する。

（コヒーレンスバンド幅）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）では、あるサブキャリア周波数におけるチャネル応答は、隣りのサブキャリア周波数から完全に独立しているわけではない。したがって、隣り合うサブキャリア周波数におけるチャンネル応答は、ある相関を持ち、この相関は、チャンネルのコヒーレンスバンド幅（coherence band width； coherent band width）Bcによって変化する。

一方、ＦＤＤ（Frequency Division Multiplexing）システムでは、アップリンク周波数とダウンリンク周波数との間の分離の幅は、平均周波数の５パーセント程度である。

したがって、アップリンクにおけるフェーディングによって生じたある瞬間の位相と振幅の分散は、ダウンリンクにおけるものとは相関しない。すなわち、相互依存の原理はただちには使用できない。

ただし、ある小さな周波数区分においては、アップリンクチャネルとダウンリンクチャネルは、さまざまな共通する性質を持つ。たとえば、経路の個数、経路の遅延、到来方向（ＤＯＡ；Direction Of Access）などがそのような性質である。

これらは、アップリンクとダウンリンクの両方で同じ性質を有することとなり、周波数独立ではない。

したがって、ＦＤＤシステムでは、基地局におけるダウンリンクの適応変調伝送において使用されるチャネルパラメータとして、アップリンクの各サブキャリア上で評価されたチャネル周波数応答は使用せず、経路の個数や経路の遅延等を使用することとなる。

基地局で経路の個数や経路の遅延等のチャネル情報を得るには、パイロット信号から評価された周波数ドメインでのチャネルインパルス応答に対してＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換；Inverse Fast Fourier Transformation）を使用すれば良い。

移動局から伝送されたパイロット信号は既知のものであるから、以下では、i番目のサブキャリアにおけるt番目のパイロット信号の値p_i,tを
p_i,t = 1
と仮定する。

チャネル応答の評価結果には、フェーディング項が含まれるので、受信信号の振幅と位相を補償することができる。

ここで、Npをパイロットシンボルの個数（パイロットシンボルの伝送時間を個々のパイロットシンボルの時間長で割ったもの）とし、i番目のサブキャリアにおいてt番目のパイロットシンボルについて受信されたパイロット信号をr_i,tとすると、i番目のアップリンクのチャネルインパルス応答H_iは、以下のように計算することができる。
H_i = Σ_t=1 ^Np r_i,t/Np

正確なチャネルインパルス応答を求めるには、パイロットシンボルの平均化をして、ノイズの影響を抑制することが必要である。ここでは、チャネル追跡に対する平均化区間として、パイロットシンボルを２個分と考える。H_iに関する上の式は、周波数ドメインにおけるチャネルインパルス応答を示している。

ＩＦＦＴ操作とH_iに関する上の式を使用することにより、経路の個数や経路の遅延等のチャネル情報が得られる。特に、経路の遅延は、チャネルインパルス応答を使用すれば、計算により得られる。

図１は、アップリンクにおける電力密度を、図２は、ダウンリンクにおける電力密度を、それぞれ示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。

ここで、本図に示すように、伝播経路がN個であり、アップリンクの電力密度が離散的であり、n番目の経路における電力密度をh_n、n番目の経路の遅延時間をτ_n、最大遅延スプレッドτ_max = τ_N - τ₁とすると、伝送チャネルの遅延スプレッドの自乗平均の平方根（ｒｍｓ；root-mean-square）τ_rmsは、
τ_rms = (E(τ²) - τ_av ²)^1/2；
E(τ²) = Σ_n=1 ^N|h_n|²・τ_n ² / Σ_n=1 ^N |h_n|²；
τ_av = Σ_n=1 ^N|h_n|²・τ_n / Σ_n=1 ^N |h_n|²
のように得ることができる。

さて、コヒーレンスバンド幅Bcは、ＲＭＳ遅延スプレッドτ_rmsにほぼ反比例するが、マルチパス環境の周波数相関関数は時間が経過すると変化し、両者の正確な関係を得ることはできない。

ただし、実験により、周波数相関関数にある強い制約を課すと、コヒーレンスバンド幅Bcは、およそ、
Bc = 1/(5・τ_rms)
となることがわかっている。

ここで、伝送バンド幅が１００ＭＨｚ、平均周波数が５ＧＨｚ、サブキャリアが１０２４個のＯＦＤＭシステムを考えると、サブキャリアバンド幅Δfは、
Δf = 1×10⁶Hz/1024 = 97Hz
となる。

移動体通信システムにおけるＲＭＳ遅延スプレッドτ_rmsが500ns程度であるとすると、コヒーレンスバンド幅Bcの近似値は、
Bc = 1/(5・τ_rms) = 0.4MHz ≒4.12Δf
となる。

この結果、隣合う４つのサブキャリアが、コヒーレントにフェードされることになる。

このように、本発明では、アップリンクチャネルの遅延スプレッドから、ダウンリンクのコヒーレンスバンド幅を計算するのである。

（ダウンリンクサブキャリアブロック変調に対するＭＬＩ）
上記のように、コヒーレンスバンド幅Bcから、「隣合うサブキャリアをまとめたブロックであってそのサブキャリアは、コヒーレントに（同じように）フェーディングの影響を受けると想定されるもの」を考えることができる。

上記の例では、このサブキャリアブロックは、連続するサブキャリア４つからなり、これら４つのサブキャリアが受けるフェーディングの様子は同様である、と仮定することができるのである。

このようなサブキャリアブロックを考えた場合、ＭＬＩ（Modulation Level Information）は、各サブキャリアごとに与える必要はなく、各ブロックに１つですむ。

図３は、従来のパケット構造を示す説明図であり、図４は、本発明で用いるパケット構造を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。

本図に示すように、従来は、各サブキャリアごとにＭＬＩを差動変調して送っているのであるが、本発明によれば、サブキャリアブロックの大きさ（上記の例では「４」）と、各ブロックごとにＭＬＩを差動変調した情報とを送れば良いのであるから、パケット内に残る部分が出てくる。

そこで、その部分にも、差動変調したデータを入れるのである。

これにより、従来の差動変調されたパイロットシンボルのアシスト（ＤＭＰＳＡ；Differentially Modulated Pilot Symbol Assistance）を用いるＯＦＤＭに比べ、本発明の通信システムは、伝送レートを向上させることができる。

以下では、パイロット信号の上のＭＬＩとデータ伝送手順について説明するが、ここでは、レイリー周波数選択的フェーディングチャネルを仮定する。この仮定の下では、受信された信号は、ほかのノイズやフェーディングにより損失を受ける。

また、以下では、時刻tにおける複素ベースバンド記法を用い、i番目のサブキャリアパイロットシンボルをp_i,tとし、ノイズn_i,tの影響を受けたi番目のサブキャリア信号x_i,tを受信アンテナで受信したとすると、受信されたパイロット信号は、
x_i,t = h_i,tp_i,t + n_i,t
となる。ここで、n_i,tは、平均０、単位分散の複素ガウス分布にしたがうノイズである。

伝送されるパイロット信号は、時間方向について単位電力となるように正規化し、
E(|p_1,t|²) = 1
とする。

各チャネルあたりのデータレートをRビットとすると、必要なシンボルの個数Lは、
L = 2^R
である。

ＰＳＫ（位相シフトキーイング；Phase Shift Keying）の一般的な技術により、この場合に使用するシンボルは、１のL乗根であり、
v[k] = exp(j2πk/L)，(k = 0,1,…,L-1)
となる。

また、前述の分析から、ＯＦＤＭの伝送バンド幅をBw、サブキャリアバンド幅をΔfとしたときに、サブキャリアブロックの個数Nsbと、１つのサブキャリアブロックに含まれるサブキャリアの数Ncohは、
Ncoh = floor(Bc/Δf)；
Nsb = floor(Bw/Bc) + 1
となる。ここで、floor(・)は小数点以下を切り捨てる演算である。

さて、本発明では、i番目のサブキャリアにおけるパイロット信号で、整数列
z_i,1，z_i,2，…,z_i,Np
を伝送したい場合を考える。ただし、
z_i,t∈｛0，1，…，L-1｝，(t = 1，2，…，Np)
である。この整数列により、ブロックサイズNcoh、ブロックの個数Nsb等のサブキャリアブロックに関する情報や、ＭＬＩ、伝送すべきデータを表現する。

このとき、シンボルストリーム
p_i,0，p_i,1，p_i,2，…,p_i,Np
を送るものとする。このストリームの各要素は、
p_i,0 = 1；
p_i,t = v[z_i,t]p_i,t-1，(t = 1，2，…，Np-1)
とする。最初のパイロット信号は、情報を何も送らないから、p_i,0 = 1としている。これは、参照信号に相当するものである。

また、ＭＬＩとデータをどのようにサブキャリアに割り当てるかについて説明する。

最初のNbl個のサブキャリアには、ブロックの個数NsbとブロックサイズNcohの伝送を割り当てる。Nblの値は、典型的には「１」であり、最初のサブキャリアでこれらの情報を伝送するのである。

nsb番目のサブキャリアブロック用のＭＬＩは、たとえば、nsb・Nsb + Nbl番目のサブキャリアに割り当てる（ただしnsb = 1，2，…，Nsb）。典型的には、１つのブロック用のＭＬＩは、１つのサブキャリアに割り当てられるパイロットシンボル列で表現することができるように、パイロットシンボル列の長さとＭＬＩの情報量を調整する。

したがって、まず、最初のNbl個のサブキャリアを調べて、NsbやNcohの値を取得すれば、ＭＬＩが何番目のサブキャリアに入れられているかは容易にわかるようになる。

残りのサブキャリアでは、伝送すべきデータの伝送を行う。

さて、フェーディング係数がゆっくり変化すると仮定すると、ＭＬ（Modulation Level）デコーダは、以下のように定義することができる。ただし、y_i,tは、z_i,tに対応する部分をＭＬデコードした結果である。
y_i,t = argmin_k|x_i,t - v[k]x_i,t-1|²

この式のargmin_kの引き数は、
|x_i,t|² + |x_i,t-1|² - 2|x_i,t||x_i,t-1cos(arg(x_i,t/x_i,t-1) - 2πk/L)
に等しいから、cosの引き数を最小化するkを探せば良いことになる。したがって、
y_i,t = round(arg(x_i,t/x_i,t-1)L/(2π))
が得られる。ここで、round(・)は小数点以下を四捨五入する関数である。

このように、差動復調により、Nsb用のサブキャリアと、ＭＬＩ用のサブキャリアと、伝送データ用のサブキャリアについて、パイロット信号に埋め込まれた値を得ることができる。

つぎに、本発明において伝送レートを向上させる手法について説明する。

実効伝送レートηeのＯＦＤＭシステムに本発明を適用する場合、データシンボルの個数Nd、パイロットシンボルの個数Np、サブキャリアの個数Nc、サブキャリアブロックのサイズ情報を入れるサブキャリアの個数Nblとすると、本発明を適用した結果実効伝送レートζeは、
ζe = ηe + (ηe/Nd)・(Nc - Nsb - Nbl)/(Nc)・Np - 1
に向上する。ここで、(ηe/Nd)は、単位データシンボルあたりの実効伝送レートである。

パイロットシンボルの個数が少ないときは、空のパイロット信号上でＭＬＩ情報を伝送する影響は小さい。

一方、パイロットシンボルの個数が多いときは、パイロットシンボルとしてより多くのデータを伝送できるようになる。

さらに、スループットは、遅延スプレッドに依存する。遅延スプレッドが大きいときは、コヒーレンスバンド幅が狭くなるため、スループットが悪化する。

（チャネル評価）
パイロットシンボルの役割は、チャネル応答ベクトルを計算して、フェードされた受信パケットを補償することにある。しかし、本発明のシステムでは、上述した通り、パイロットシンボル上に、さらにデータやＭＬＩを載せて伝送するので、チャネル評価の手順は、従来の手法と少々異なることとなる。

以下では、チャネル評価の手順を説明する。まず、i番目のサブキャリアの最初のパイロットシンボルp_i,0は、既知のものであり、その値がp_i,0 = 1であると仮定する。これは、参照信号に相当する。

i番目のサブキャリアの最初のパイロットシンボルに対応して受信されたものがx_i,0であるとすると、これには、各サブキャリアのチャネル応答の項とノイズの項が含まれる。すなわち、
x_i,0 = h_i,0 + n_i,0
である。

Eb/Noが低い環境下では、ノイズの電力が大きいので、最初のパイロットシンボルを使用しても、受信されたデータパケットを正確に補償するのは難しい。

ノイズシンボルは、平均０のランダム信号だから、パイロットシンボルを平均化することができれば、ノイズ項を低減することができる。しかし、パイロットシンボルには、未知のＭＬＩやデータが含まれるので、パイロットシンボルを平均化することはできない。

そこで、正確なチャネル応答を得るために、レプリカパイロットシンボルを作るのである。

上記の手法によって得られたy_i,tを用いると、パイロットシンボルのレプリカq_i,tは、
q_i,0 = 1；
q_i,t = v[y_i,t]q_i,t-1，(t = 1，2，…，Np)
のように求めることができる。

これを用いれば、i番目のサブキャリアのチャネル応答G_iは、
G_i = Σ_t=1 ^Np(x_t,i/q_i,i)/Np
のように求められる。

i番目のサブキャリアのノイズ電力No_iは、受信されたパイロットシンボル
Σ_t=1 ^Npx_t,i
と、そのサブキャリアに対して評価されたチャネル応答とレプリカパイロットシンボルの積と、の差の自乗であるから、
No_i = (Σ_t=1 ^Np(x_t,i - G_iｑ_t,i)/Np)²
のように計算することができる。

最後に、i番目のサブキャリアについてEs_i/No_iを計算するには、
Es_i/No_i = G_i ²/No_i
とすれば良い。

これらの結果から、受信されたデータパケットを補償するとともに、これらを指定するフィードバック情報を送信側に戻して、次の適応変調に用いるのである。

なお、上記のΣ_t=1 ^Npは、いずれも、適宜参照信号も考慮に入れるとして、Σ_t=0 ^Npのようにして計算しても良い。

以下、送信装置と受信装置の詳細について説明するが、本発明の原理の理解を容易にするため、公知の技術を適用できる場合は、適宜説明を省略する。

（送信装置）
図５は、本発明の実施形態の一つに係る送信装置５０１の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。

送信装置５０１は、アップリンク受信部５０２、自乗平均計算部５０３、コヒーレンスバンド幅計算部５０４、変調レベル決定部５０５、送信側直並列変換部５０６、適応変調部５０７、差動変調部５２１、マルチプレクス部５０８、送信側並直列変換部５０９、ダウンリンク送信部５１０を備える。

まず、アップリンク受信部５０２は、受信装置から送信されたアップリンク信号を受信する。アップリンク信号には、パイロットシンボルと、フィードバック情報が含まれている。

一方、自乗平均計算部５０３は、受信されたアップリンク信号に含まれるパイロットシンボルにより、遅延スプレッド自乗平均を計算する。上記の手法により、τ_rmsを計算するのである。

そして、コヒーレンスバンド幅計算部５０４は、計算された遅延スプレッド自乗平均に反比例するコヒーレンスバンド幅を計算する。上記の手法により、Bcを計算するのである。

さらに、変調レベル決定部５０５は、計算されたコヒーレンスバンド幅ごとに複数のサブキャリアを複数のブロックに分割し、受信されたアップリンク無線信号に含まれるフィードバック情報により、各ブロックごとに変調レベルを決定する。上記のように、Bcが決まれば、１つのブロックに何個のサブキャリアを入れるかが決まり、同じブロックに属するサブキャリアについては、同じ変調レベルによる適応変調が行われる。変調レベルの決定の際には、受信装置から送信されたフィードバック情報を公知の技術により適用する。

一方、送信側直並列変換部５０６は、伝送データの一部を並直列変換して当該複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。ここでいう「伝送データの一部」は、図４において、パイロット信号部ではなく、データ信号部に入れるためのものである。

ここで、「伝送データ」としては任意のデータストリームを採用することができるが、たとえば、ＦＥＣエンコーダを送信装置５０１で利用して「伝送データ」を得ることとし、受信装置では「伝送データ」に対してさらにＦＥＣデコーダを利用することとしても良い。

さらに、適応変調部５０７は、送信側直並列変換部５０６により当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して取得された信号を、当該信号に対するサブキャリアが属するブロックに割り当てられた変調レベルで適応変調する。すなわち、上記の「伝送データの一部」を、ブロック単位に割り当てられた変調レベルで、サブキャリアごとに適応変調するのである。

そして、差動変調部５２１は、当該伝送データの残余と、各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、当該複数のサブキャリアのそれぞれのパイロット信号に差動変調する。ここでいう「伝送データの残余」とは、図４において、データ信号部ではなく、パイロット信号部に入れるためのものである。差動変調の手法については、上述の通りであり、どのサブキャリアにブロックサイズやコヒーレンスバンド幅を割り当て、どのサブキャリアにＭＬＩを割り当て、どのサブキャリアに「伝送データの残余」を割り当てるか、は、適宜変更が可能である。

なお、差動変調の際には、初期値p_i,0≠0が必要となるが、これが図４に示す参照信号に相当する。

また、データ列のどの部分を「一部」とし、どの部分を「残余」とするか、は、Bcによって適宜変化することとなるが、Bcが決まれば１つのパケットに入れられるデータ部分の情報量とパイロット部分に入れられる情報量はいずれも決定されるから、その値に応じて適宜分離することとすれば良い。

一方、マルチプレクス部５０８は、当該複数のサブキャリアのそれぞれについて適応変調された信号と、差動変調された信号と、をマルチプレクスする。すなわち、図４に示すように、時間方向に、パイロット信号部分とデータ部分とを繋ぐのである。

さらに、送信側並直列変換部５０９は、マルチプレクスされた複数の信号を並直列変換してダウンリンク信号を取得する。この際に、ガードインターバルの付与等も行うことが望ましい。

そして、ダウンリンク送信部５１０は、取得されたダウンリンク信号をアンテナから送信する。

（受信装置）
図６は、本発明の実施形態の一つに係る受信装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。

本実施形態の受信装置６０１は、ダウンリンク受信部６０２、受信側直並列変換部６０３、デマルチプレクス部６０４、差動復調部６０５、適応復調部６０６、受信側並直列変換部６０７、出力部６０８、フィードバック情報生成部６０９、アップリンク送信部６１０を備える。

ここで、ダウンリンク受信部６０２は、送信装置５０１から送信されたダウンリンク信号をアンテナを介して受信する。

一方、受信側直並列変換部６０３は、受信されたダウンリンク信号を直並列変換して、複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する。この際に、ガードインターバルの除去等も行う。

さらに、デマルチプレクス部６０４は、並直列変換された複数の信号のそれぞれをデマルチプレクスして、パイロット信号部分と、データ信号部分に分ける。すなわち、図４に示されるパケットを、時間方向に２つに分けるのである。

そして、差動復調部６０５は、デマルチプレクスされたパイロット信号部分を差動復調して、伝送データの残余と、当該各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、取得する。上記のように、コヒーレンスバンド幅Bc、ブロックの個数Nsb、各ブロックに属するサブキャリアの個数Ncohなどをまず取得し、これによってＭＬＩを取得し、ＭＬＩ以外のサブキャリア部分から「伝送データの残余」を取得する。

一方、適応復調部６０６は、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分を、当該データ信号部分に対するサブキャリアが属するブロックについて取得された変調レベルで適応復調する。上記のように、ブロックごとに取得されたＭＬＩを当該ブロックに属するサブキャリアの適応復調に使用するのである。

さらに、受信側並直列変換部６０７は、適応復調された複数の信号を並直列変換して、伝送データの一部を取得し、出力部６０８は、並直列変換部により取得された伝送データの一部と、差動復調部６０５により取得された伝送データの残余と、を、合わせて、伝送データを出力する。送信装置５０１と逆の処理を行うのである。

一方、フィードバック情報生成部６０９は、当該複数のサブキャリアのそれぞれに対してデマルチプレクスされたデータ信号部分と、適応復調された信号と、を比較してチャネル評価を行い、フィードバック情報を生成する。チャネル評価の際には、上述のレプリカ生成および比較の技術を利用する。

さらに、アップリンク送信部６１０は、パイロットシンボルと、生成されたフィードバック情報と、を含むアップリンク信号を送信装置５０１に送信する。これによって、送信装置５０１でコヒーレンスバンド幅やＭＬＩを決定することができるようになる。

以上説明したように、本発明によれば、パイロット信号で差動変復調を行いサブキャリアごとに適応変復調を行う通信において、パイロット信号にＭＬＩ情報と伝送データとを埋め込んで伝送を行う送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをソフトウェアラジオにて実現するプログラムを提供することができる。

アップリンクにおける電力密度を示す説明図である。 ダウンリンクにおける電力密度を示す説明図である。 従来のパケット構造を示す説明図である。 本発明のパケット構造を示す説明図である。 本発明の実施形態の一つに係る送信装置の概要構成を示す説明図である。 本発明の実施形態の一つに係る受信装置の概要構成を示す説明図である。

符号の説明

５０１ 送信装置
５０２ アップリンク受信部
５０３ 自乗平均計算部
５０４ コヒーレンスバンド幅計算部
５０５ 変調レベル決定部
５０６ 送信側直並列変換部
５０７ 適応変調部
５０８ マルチプレクス部
５０９ 送信側並直列変換部
５１０ ダウンリンク送信部
５２１ 差動変調部
６０１ 受信装置
６０２ ダウンリンク受信部
６０３ 受信側直並列変換部
６０４ デマルチプレクス部
６０５ 差動復調部
６０６ 適応復調部
６０７ 受信側並直列変換部
６０８ 出力部
６０９ フィードバック情報生成部
６１０ アップリンク送信部

Claims (8)

1. アップリンク信号の周波数とダウンリンク信号の周波数とが分離している周波数分割多重通信システムの送信装置であって、
   受信装置から送信されたアップリンク信号を受信するアップリンク受信部、
   前記受信されたアップリンク信号に含まれるパイロットシンボルにより、遅延スプレッド自乗平均を計算する自乗平均計算部、
   前記計算された遅延スプレッド自乗平均に反比例するコヒーレンスバンド幅を計算するコヒーレンスバンド幅計算部、
   前記計算されたコヒーレンスバンド幅ごとに複数のサブキャリアを複数のブロックに分割し、前記受信されたアップリンク無線信号に含まれるフィードバック情報により、各ブロックごとに変調レベルを決定する変調レベル決定部、
   伝送データの一部を直並列変換して当該複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する送信側直並列変換部、
   前記送信側直並列変換部により当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して取得された信号を、当該信号に対するサブキャリアが属するブロックに割り当てられた変調レベルで適応変調する適応変調部、
   当該伝送データの残余と、前記各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、当該複数のサブキャリアのそれぞれのパイロット信号に差動変調する差動変調部、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれについて前記適応変調された信号と、前記差動変調された信号と、をマルチプレクスするマルチプレクス部、
   前記マルチプレクスされた複数の信号を並直列変換してダウンリンク信号を取得する送信側並直列変換部、
   前記取得されたダウンリンク信号を送信するダウンリンク送信部
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置であって、
   前記差動変調部は、前記各ブロックごとに決定された変調レベルを、当該各ブロックにおけるいずれかのサブキャリアのパイロット信号に差動変調し、当該伝送データの残余のうち、当該各ブロックに割り当てられる伝送データを、当該各ブロックにおける他のサブキャリアのパイロット信号に差動変調し、
   前記マルチプレクス部は、前記適応変調された信号と、前記差動変調された信号と、を、時間方向に並べるパケット構造を用いることにより、マルチプレクスする
   ことを特徴とする送信装置。
3. 請求項１または２に記載の送信装置と通信する受信装置であって、
   送信装置から送信されたダウンリンク信号を受信するダウンリンク受信部、
   前記受信されたダウンリンク信号を直並列変換して、複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する受信側直並列変換部、
   前記直並列変換された複数の信号のそれぞれをデマルチプレクスして、パイロット信号部分と、データ信号部分に分けるデマルチプレクス部、
   前記デマルチプレクスされたパイロット信号部分を差動復調して、伝送データの残余と、当該各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、取得する差動復調部、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して前記デマルチプレクスされたデータ信号部分を、当該データ信号部分に対するサブキャリアが属するブロックについて取得された変調レベルで適応復調する適応復調部、
   前記適応復調された複数の信号を並直列変換して、伝送データの一部を取得する受信側並直列変換部、
   前記並直列変換部により取得された伝送データの一部と、前記差動復調部により取得された伝送データの残余と、を、合わせて、伝送データを出力する出力部、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して前記デマルチプレクスされたデータ信号部分と、前記適応復調された信号と、を比較してチャネル評価を行い、フィードバック情報を生成するフィードバック情報生成部、
   パイロットシンボルと、前記生成されたフィードバック情報と、を含むアップリンク信号を前記送信装置に送信するアップリンク送信部
   を備えることを特徴とする受信装置。
4. アップリンク信号の周波数とダウンリンク信号の周波数とが分離している周波数分割多重通信システムの送信方法であって、
   受信装置から送信されたアップリンク信号を受信するアップリンク受信工程、
   前記受信されたアップリンク信号に含まれるパイロットシンボルにより、遅延スプレッド自乗平均を計算する自乗平均計算工程、
   前記計算された遅延スプレッド自乗平均に反比例するコヒーレンスバンド幅を計算するコヒーレンスバンド幅計算工程、
   前記計算されたコヒーレンスバンド幅ごとに複数のサブキャリアを複数のブロックに分割し、前記受信されたアップリンク無線信号に含まれるフィードバック情報により、各ブロックごとに変調レベルを決定する変調レベル決定工程、
   伝送データの一部を直並列変換して当該複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を取得する送信側直並列変換工程、
   前記送信側直並列変換工程にて当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して取得された信号を、当該信号に対するサブキャリアが属するブロックに割り当てられた変調レベルで適応変調する適応変調工程、
   当該伝送データの残余と、前記各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、当該複数のサブキャリアのそれぞれのパイロット信号に差動変調する差動変調工程、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれについて前記適応変調された信号と、前記差動変調された信号と、をマルチプレクスするマルチプレクス工程、
   前記マルチプレクスされた複数の信号を並直列変換してダウンリンク信号を取得する送信側並直列変換工程、
   前記取得されたダウンリンク信号を送信するダウンリンク送信工程
   を備えることを特徴とする送信方法。
5. 請求項４に記載の送信方法であって、
   前記差動変調工程では、前記各ブロックごとに決定された変調レベルを、当該各ブロックにおけるいずれかのサブキャリアのパイロット信号に差動変調し、当該伝送データの残余のうち、当該各ブロックに割り当てられる伝送データを、当該各ブロックにおける他のサブキャリアのパイロット信号に差動変調し、
   前記マルチプレクス工程では、前記適応変調された信号と、前記差動変調された信号と、を、時間方向に並べるパケット構造を用いることにより、マルチプレクスする
   ことを特徴とする送信方法。
6. 請求項４または５に記載の送信方法を実施する送信装置と通信する受信方法であって、
   送信装置から送信されたダウンリンク信号を受信するダウンリンク受信工程、
   前記受信されたダウンリンク信号を直並列変換して、複数のサブキャリアのそれぞれに対する信号を得る受信側直並列変換工程、
   前記直並列変換された複数の信号のそれぞれをデマルチプレクスして、パイロット信号部分と、データ信号部分に分けるデマルチプレクス工程、
   前記デマルチプレクスされたパイロット信号部分を差動復調して、伝送データの残余と、当該各ブロックごとに決定された変調レベルと、を、取得する差動復調工程、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して前記デマルチプレクスされたデータ信号部分を、当該データ信号部分に対するサブキャリアが属するブロックについて取得された変調レベルで適応復調する適応復調工程、
   前記適応復調された複数の信号を並直列変換して、伝送データの一部を取得する受信側並直列変換工程、
   前記並直列変換部により取得された伝送データの一部と、前記差動復調工程にて取得された伝送データの残余と、を、合わせて、伝送データを出力する出力工程、
   当該複数のサブキャリアのそれぞれに対して前記デマルチプレクスされたデータ信号部分と、前記適応復調された信号と、を比較してチャネル評価を行い、フィードバック情報を生成するフィードバック情報生成工程、
   パイロットシンボルと、前記生成されたフィードバック情報と、を含むアップリンク信号を前記送信装置に送信するアップリンク送信工程
   を備えることを特徴とする受信方法。
7. ソフトウェアラジオを請求項１または２に記載の送信装置の各部として機能させることを特徴とするプログラム。
8. ソフトウェアラジオを請求項３に記載の受信装置の各部として機能させることを特徴とするプログラム。

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