JP5018966B2 - コンバータ制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、燃料電池の出力電圧を制御するコンバータ制御装置に関する。
自動車等に搭載される燃料電池システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える急な負荷の変化等に対応するため、動力源として燃料電池とバッテリとを備えたハイブリッド型の燃料電池システムが種々提案されている。
ハイブリッド型の燃料電池システムにおいては、燃料電池の出力電圧やバッテリの出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータで制御している。このような制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータとしては、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものが広く利用されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電子機器の省電力化、小型化及び高性能化に伴い、一層の低損失、高効率及び低ノイズ化が望まれており、特に、ＰＷＭ動作に伴うスイッチング損失やスイッチングサージの低減が望まれている。
このようなスイッチング損失、スイッチングサージを低減させる技術のひとつにソフトスイッチング技術がある。ここで、ソフトスイッチングは、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)又はＺＣＳ(Zero Current Switching)を実現するためのスイッチング方式であり、パワー半導体デバイスのスイッチング損失やそれに与えるストレスが低い。これに対してパワー半導体デバイスの持つスイッチング機能により電圧・電流を直接ターンオン・オフするスイッチング方式はハードスイッチングと称されている。以下の記述においてはＺＶＳ／ＺＣＳの双方もしくはその一方が実現されている方式をソフトスイッチング、それ以外をハードスイッチングという。
ソフトスイッチングは、例えばインダクタ、スイッチング素子、ダイオードを備えた一般的な昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング損失を低減するための補助回路を付加したもの（いわゆるソフトスイッチングコンバータ）によって実現される（例えば特許文献１参照）。
一方、高速化や大容量化や低リップル化を実現するために、従来より複数個のＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続したマルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ（多相コンバータ）が利用されている。
このような多相コンバータについて、各相のコンバータをソフトスイッチングコンバータによって構成した場合には、高速化や大容量化などが可能となるものの、コンバータが大型化してしまう問題が懸念される。かかる問題に鑑み、各相のソフトスイッチングコンバータを構成する補助回路の一部の部品、例えば補助コイルを共通化することが考えられる。これにより、多相のソフトスイッチングコンバータの小型化が可能となる。
特開２００５−１０２４３８号公報
しかしながら、多相のソフトスイッチングコンバータにおいては、各相の補助回路の動作が干渉して二相分以上の電流が補助コイルに流れると、補助コイルのインダクタンス特性が悪化してしまう。
その理由について説明すると、通常、補助コイルについては、一相分の電流が流れることを前提として最大許容電流Ｉｍａｘを設定し（図１６参照）、設計を行うが、各相の補助回路の動作が干渉して最大許容電流Ｉｍａｘ以上の電流Ｉｕ（すなわち二相分以上の電流）が補助コイルに流れると、補助コイルのインダクタンス特性が悪化してしまう。これにより補助回路を構成する他の回路素子（例えばスイッチング素子）に定格以上の電流が流れて、最悪の場合には素子破壊を招いてしまうという問題があった。
本発明は以上説明した事情を鑑みてなされたものであり、多相のソフトスイッチングコンバータにおいて、各相の補助回路の動作干渉を防止することで補助スイッチ等の素子破壊を未然に防止することが可能なコンバータ制御装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明に係るコンバータ制御装置は、燃料電池の出力電圧を制御する、相毎に補助回路を備えた多相ソフトスイッチングコンバータの制御装置であって、前記各相の補助回路を構成する補助コイルは、全相の補助回路について共通化されており、各相の補助回路を構成する補助スイッチのデューティー比を算出する算出手段と、前記各相間での補助スイッチのデューティー偏差を導出する偏差導出手段と、導出された前記各デューティー偏差が設定閾値を超えないように、前記各相の補助スイッチに係るデューティー比を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
かかる構成によれば、多相ソフトスイッチングコンバータについて、各相間での補助スイッチのデューティー偏差を導出し、導出した各デューティー偏差が設定閾値を超えないように、各相の補助スイッチに係るデューティー比を制御するため、各相の補助回路の動作干渉は防止され、回路異常（素子破壊など）の発生を未然に防止することが可能となる。
ここで、上記構成にあっては、前記各相のコンバータは、主昇圧回路と前記補助回路とを備え、前記主昇圧回路は、一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主コイルと、一端が前記主コイルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、カソードが前記主コイルの他端に接続された第一ダイオードと、前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有し、前記補助回路は、前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主コイルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主コイルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助スイッチと前記共通化された補助コイルとを含む第二直列接続体とを有する態様が好ましい。
また、上記構成にあっては、前記各相のコンバータは、前記補助コイルが通電した状態で、前記補助スイッチがオフした場合に、前記通電時と同一方向に電流を流し続けるためのフリーホイールダイオードを備え、前記フリーホイールダイオードは、アノード端子が前記燃料電池の低電位側に接続されるとともに、カソード端子が前記補助コイルと前記補助スイッチの接続部位に接続されている態様がさらに好ましい。
さらにまた、上記構成にあっては、前記設定閾値は、該設定閾値をＤｔｈ、前記補助スイッチの駆動周波数をｆ、駆動相数をｎ、前記補助コイルの通電時間をＴｓｏとした場合、下記式（１０）によって示される態様が好ましい。
Figure 0005018966
また、上記構成にあっては、前記補助コイルの通電時間Ｔｓｏは、下記式（１１）によって示される態様も好ましい。
Figure 0005018966
また、本発明に係る別のコンバータ制御装置は、燃料電池の出力電圧を制御する、相毎に補助回路を備えた多相ソフトスイッチングコンバータの制御装置であって、前記各相の補助回路を構成する補助コイルは、全相の補助回路について共通化されており、かつ、該補助コイルの通電容量下限値は、前記各相の補助スイッチをターンオンしたときに各相に流れる電流を合算した合計電流値よりも大きな値に設定されていることを特徴とする。
本発明によれば、多相のソフトスイッチングコンバータにおいて、各相の補助回路の動作干渉を防止することで補助スイッチ等の素子破壊を未然に防止することが可能となる。
本実施形態に係るＦＣＨＶシステムのシステム構成図である。 同実施形態に係る多相のＦＣソフトスイッチングコンバータの回路構成を示す図である。 同実施形態に係るＦＣソフトスイッチングコンバータの１相分の回路構成を示す図である。 同実施形態に係るソフトスイッチング処理を示すフローチャートである。 モード１の動作を示す図である。 モード２の動作を示す図である。 モード３の動作を示す図である。 モード４の動作を示す図である。 モード５の動作を示す図である。 モード６の動作を示す図である。 モード５のスナバコンデンサ電圧Ｖｃ、素子電圧Ｖｅ、素子電流Ｉｅの関係を例示した図である。 モード２からモード３への遷移過程における電圧・電流挙動を示す図である。 各モードにおける通電パターンを例示した図である。 Ｕ相→Ｖ相→Ｗ相の順番に位相シフトさせた三相のＦＣソフトスイッチングコンバータにおけるデューティー比制御パルスの波形図を例示した図である。 干渉防止デューティー制御機能を説明するための機能ブロック図である。 補助コイルのインダクタンス特性を示す図である。
Ａ．本実施形態
以下、各図を参照しながら本発明に係わる実施形態について説明する。 図１は本実施形態に係る車両に搭載されたＦＣＨＶシステムの構成を示す。なお、以下の説明では車両の一例として燃料電池自動車（ＦＣＨＶ；Fuel Cell Hybrid Vehicle）を想定するが、電気自動車などにも適用可能である。また、車両のみならず各種移動体（例えば、船舶や飛行機、ロボットなど）や定置型電源、さらには携帯型の燃料電池システムにも適用可能である。
Ａ−１．システムの全体構成
ＦＣＨＶシステム１００は、燃料電池１１０とインバータ１４０の間にＦＣコンバータ２５００が設けられるとともに、バッテリ１２０とインバータ１４０の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、バッテリコンバータ）１８０が設けられている。
燃料電池１１０は、複数の単位セルを直列に積層してなる固体高分子電解質型セルスタックである。燃料電池１１０には、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを検出するための電圧センサＶ０、及び出力電流Ｉｆｃｍｅｓを検出するための電流センサＩ０が取り付けられている。燃料電池１１０においては、アノード極において（１）式の酸化反応が生じ、カソード極において（２）式の還元反応が生じ、燃料電池１１０全体としては（３）式の起電反応が生じる。
Ｈ2 → ２Ｈ+＋２ｅ- ・・・（１）
（１／２）Ｏ2＋２Ｈ+＋２ｅ- → Ｈ2Ｏ ・・・（２）
Ｈ2＋（１／２）Ｏ2 → Ｈ2Ｏ ・・・（３）
単位セルは、高分子電解質膜等を燃料極及び空気極の二つの電極で挟み込んだＭＥＡを燃料ガスと酸化ガスとを供給するためのセパレータで挟み込んだ構造を有している。アノード極はアノード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてあり、カソード極はカソード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてある。
燃料電池１１０には、燃料ガスをアノード極に供給する系統、酸化ガスをカソード極に供給する系統、及び冷却液を提供する系統（いずれも図示略）が設けられており、コントローラ１６０からの制御信号に応じて、燃料ガスの供給量や酸化ガスの供給量を制御することにより、所望の電力を発電することが可能となっている。
ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを制御する役割を担っており、一次側（入力側：燃料電池１１０側）に入力された出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを、一次側と異なる電圧値に変換（昇圧または降圧）して二次側（出力側：インバータ１４０側）に出力し、また逆に、二次側に入力された電圧を、二次側と異なる電圧に変換して一次側に出力する双方向の電圧変換装置である。このＦＣコンバータ２５００により、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓが目標出力に応じた電圧となるように制御する。
バッテリ１２０は、負荷１３０に対して燃料電池１１０と並列に接続されており、余剰電力の貯蔵源、回生制動時の回生エネルギ貯蔵源、燃料電池車両の加速又は減速に伴う負荷変動時のエネルギーバッファとして機能する。バッテリ１２０としては、例えば、ニッケル・カドミウム蓄電池、ニッケル・水素蓄電池、リチウム二次電池等の二次電池が利用される。
バッテリコンバータ１８０は、インバータ１４０の入力電圧を制御する役割を担っており、例えばＦＣコンバータ２５００と同様の回路構成を有している。なお、バッテリコンバータ１８０として昇圧型のコンバータを採用しても良いが、これに代えて昇圧動作および降圧動作が可能な昇降圧型のコンバータを採用しても良く、インバータ１４０の入力電圧の制御が可能なあらゆる構成を採用することができる。
インバータ１４０は、例えばパルス幅変調方式で駆動されるＰＷＭインバータであり、コントローラ１６０からの制御指令に従って、燃料電池１１０またはバッテリ１２０から出力される直流電力を三相交流電力に変換して、トラクションモータ１３１の回転トルクを制御する。
トラクションモータ１３１は、本車両の主動力となるものであり、減速時には回生電力を発生するようにもなっている。ディファレンシャル１３２は減速装置であり、トラクションモータ１３１の高速回転を所定の回転数に減速し、タイヤ１３３が設けられたシャフトを回転させる。シャフトには図示せぬ車輪速センサ等が設けられ、これにより当該車両の車速等が検知される。なお、本実施形態では、燃料電池１１０から供給される電力を受けて動作可能な全ての機器（トラクションモータ１３１、ディファレンシャル１３２を含む）を負荷１３０と総称している。
コントローラ１６０は、ＦＣＨＶシステム１００の制御用のコンピュータシステムであり、例えばＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えている。コントローラ１６０は、センサ群１７０から供給される各種の信号（例えば、アクセル開度をあらわす信号や車速をあらわす信号、燃料電池１１０の出力電流や出力端子電圧をあらわす信号など）を入力して、負荷１３０の要求電力（すなわち、システム全体の要求電力）を求める。
負荷１３０の要求電力は、例えば車両走行電力と補機電力との合計値である。補機電力には車載補機類（加湿器、エアコンプレッサ、水素ポンプ、及び冷却水循環ポンプ等）で消費される電力、車両走行に必要な装置（変速機、車輪制御装置、操舵装置、及び懸架装置等）で消費される電力、乗員空間内に配設される装置（空調装置、照明器具、及びオーディオ等）で消費される電力などが含まれる。
そして、コントローラ（コンバータ制御装置）１６０は、燃料電池１１０とバッテリ１２０とのそれぞれの出力電力の配分を決定し、発電指令値を演算する。コントローラ１６０は、燃料電池１１０及びバッテリ１２０に対する要求電力を求めると、これらの要求電力が得られるようにＦＣコンバータ２５００及びバッテリコンバータ１８０の動作を制御する。
Ａ−２．ＦＣコンバータの構成
図１に示すように、ＦＣコンバータ２５００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相によって構成された三相の共振型コンバータとしての回路構成を備えている。三相共振型コンバータの回路構成は、入力された直流電圧を一旦交流に変換するインバータ類似の回路部分と、その交流を再び整流して異なる直流電圧に変換する部分とが組み合わされている。本実施形態では、ＦＣコンバータ２５００としてフリーホイール回路（詳細は後述）を備えた多相のソフトスイッチングコンバータ（以下、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ）を採用している。
Ａ−２−１．多相のＦＣソフトスイッチングコンバータの説明
図２は、ＦＣＨＶシステム１００に搭載される多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００の回路構成を示す図であり、図３は、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００の１相分の回路構成を示す図である。
以下の説明では、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＦＣソフトスイッチングコンバータを、それぞれＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０ａ、２５ｂ、２５０ｃと呼び、特に区別する必要がない場合には、単にＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０と呼ぶ。また、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０に入力される昇圧前の電圧をコンバータ入力電圧Ｖｉｎと呼び、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０から出力される昇圧後の電圧をコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔと呼ぶ。
図３に示すように、各ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０は、昇圧動作を行うための主昇圧回路２２ａと、ソフトスイッチング動作を行うための補助回路２２ｂと、フリーホイール回路２２ｃを備えて構成されている。
主昇圧回路２２ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などからなる第１スイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ４で構成されるスイッチング回路のスイッチ動作によって、コイルＬ１に蓄えられたエネルギを負荷１３０にダイオードＤ５を介して解放することで燃料電池１１０の出力電圧を昇圧する。
詳述すると、コイルＬ１の一端が燃料電池１１０の高電位側の端子に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１の一端の極がコイルＬ１の他端に接続され、第１のスイッチング素子Ｓ１の他端の極が燃料電池１１０の低電位側の端子に接続されている。また、ダイオードＤ５のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、さらに、平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣ３は、ダイオードＤ５のアノード端子と第１スイッチング素子Ｓ１の他端との間に接続されている。主昇圧回路２２ａには、燃料電池１１０側に平滑コンデンサＣ１が設けられており、これにより燃料電池１１０の出力電流のリップルを低減することが可能となる。
ここで、コンデンサＣ３にかかる電圧ＶＨは、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔとなり、平滑コンデンサＣ１にかかる電圧ＶＬは、燃料電池１１０の出力電圧であってＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ入力電圧Ｖｉｎとなる。
補助回路２２ｂには、第１スイッチング素子Ｓ１に並列に接続された、ダイオードＤ３とこのダイオードＤ３に直列に接続されたスナバコンデンサＣ２とを含む第１直列接続体が含まれている。第１直列接続体は、ダイオードＤ３のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、ダイオードＤ３のアノード端子がスナバコンデンサＣ２の一端に接続されている。さらに、スナバコンデンサＣ２の他端は、燃料電池１１０の低電位側の端子に接続されている。
さらに、補助回路２２ｂには、ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ１と、各相に共通の補助コイルＬ２によって構成された第２直列接続体が含まれる。
第２直列接続体は、ダイオードＤ２のアノード端子が第１直列接続体のダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続部位に接続されている。さらに、ダイオードＤ２のカソード端子が第２スイッチング素子（補助スイッチ）Ｓ２の一端の極に接続されている。また、第２スイッチング素子Ｓ２の他端の極は、補助コイルＬ２とフリーホイール回路２２ｃの接続部位に接続されている。フリーホイールダイオードＤ６のアノード端子は、燃料電池１１０の低電位側に接続される一方、フリーホイールダイオードＤ６のカソード端子は補助コイルＬ２に接続されている。このフリーホイール回路２２ｃは、各相に共通のフリーホイールダイオードＤ６を備えており、補助コイルＬ２が通電中に第２スイッチング素子Ｓ２がオープン故障などした場合であっても、第２スイッチング素子Ｓ２を破壊するようなサージ電圧の発生を未然に防ぐために設けられたフェールセーフ機能を実現するための回路である。なお、フリーホイール回路２２ｃを備えていない構成にも本発明を適用可能である。
このように構成されるＦＣソフトスイッチングコンバータ２５においては、コントローラ１６０が各相の第１スイッチング素子Ｓ１のスイッチングデューティー比を調整することで、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５による昇圧比、すなわちコンバータ入力電圧Ｖｉｎに対するコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔの比が制御される。また、第１スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作において補助回路１２ｂの第２スイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作を介在させることで、ソフトスイッチングが実現される。
次に、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５によるソフトスイッチング動作について、図４〜図８を参照しながら説明する。図４は、ソフトスイッチング動作を介したＦＣソフトスイッチングコンバータ２５の一サイクルの処理（以下、ソフトスイッチング処理）を示すフローチャートであり、コントローラ１６０が図４に示すステップＳ１０１〜Ｓ１０６を順次実行することによって一サイクルを形成する。なお、以下の説明では、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５の電流、電圧の状態をあらわすモードをそれぞれモード１〜モード６として表現し、その状態を図５〜図８に示す。また、図５〜図８では回路を流れる電流を矢印で示す。
＜ソフトスイッチング動作＞
まず、図４に示すソフトスイッチング処理が行われる初期状態は、燃料電池１１０から負荷１３０に要求される電力が供給されている状態、すなわち第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２がともにターンオフされることで、コイルＬ１、ダイオードＤ５を介して電流が負荷１３０に供給される状態にある。
（モード１；図５参照）
ステップＳ１０１においては、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフを保持する一方、第２スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。かかるスイッチング動作を行うと、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０の出力電圧ＶＨと入力電圧ＶＬの電位差により、負荷１３０側に流れていた電流がコイルＬ１、ダイオードＤ３、第２スイッチング素子Ｓ２、補助コイルＬ２を介して補助回路１２ｂ側に徐々に移行してゆく。なお、図５中では、負荷１３０側から補助回路１２ｂ側への電流の移行の様子を白抜き矢印で示している。
また、第２スイッチング素子Ｓ２をターンオンすることにより、図５に示す矢印Ｄｍ１１の向きに電流の循環が発生する。ここで、第２スイッチング素子Ｓ２の電流変化速度は、補助コイルＬ２の両端電圧（ＶＨ−ＶＬ）と補助コイルＬ２のインダクタンスに従い増加していくが、第２スイッチング素子Ｓ２に流れる電流は補助コイルＬ２により抑制されるため、結果としてダイオードＤ５を介して負荷１３０側に流れる電流（図５に示す矢印Ｄｍ１２参照）のソフトターンオフが実現される。
ここで、モード１からモード２への遷移完了時間ｔｍｏｄｅ１は下記式（４）によって表される。
Figure 0005018966

Ｉｐ；相電流
Ｌ２ｉｄ；補助コイルＬ２のインダクタンス
（モード２；図６参照）
上記遷移完了時間が経過し、ステップＳ１０２に移行すると、ダイオードＤ５を流れる電流はゼロとなり、コイルＬ１及びダイオードＤ５を介して補助回路１２ｂ側に電流が流れ込むとともに（図６に示す矢印Ｄｍ２１参照）、代わってスナバコンデンサＣ２と燃料電池１１０の電圧ＶＬとの電位差により、スナバコンデンサＣ２にチャージされていた電荷が補助回路１２ｂ側に流れてゆく（図６に示す矢印Ｄｍ２２参照）。このスナバコンデンサＣ２の容量に応じて、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧が決定される。
ここで、図１２はモード２からモード３への遷移過程における電圧・電流挙動を示す図であり、燃料電池１１０の電圧を太実線、スナバコンデンサＣ２の電圧を細実線、スナバコンデンサＣ２の電流を破線で示している。
図６に示すＤｍ２１の経路の通電が開始された後（図１２に示す（Ａ）参照）、スナバコンデンサＣ２の電圧ＶＨと燃料電池１１０の電圧ＶＬとの電位差により、図６に示すＤｍ２２の経路の通電、すなわち補助コイルＬ２への通電が開始される（図１２に示す（Ｂ）参照）。ここで、図１２に示すように、スナバコンデンサＣ２の電流は、スナバコンデンサＣ２の電圧が料電池１１０の電圧ＶＬに到達するまで上昇し続ける。詳述すると、スナバコンデンサＣ２の電圧ＶＨと燃料電池１１０の電圧ＶＬの電位差によってスナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷が電源側に回生され始めるが（図６に示す矢印Ｄｍ２２）、もともとの電位差は（ＶＨ−ＶＬ）であるため、スナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷の流れ（放電）は電源電圧（すなわち燃料電池１１０の電圧ＶＬ）に到達したところ（図１２に示すタイミングＴｔ１）でとまってしまうところ、補助コイルＬ２の特性（すなわち、電流を流し続けようとする特性）により、スナバコンデンサＣ２の電圧がＶＬ以下になっても電荷を流し続けようとする（図１２に示す（Ｃ）参照）。このとき、下記式（４）’が成立すれば、スナバコンデンサＣ２の電荷はすべて流れる（放電）ことになる。
Figure 0005018966

左辺；補助コイルＬ２に蓄積されたエネルギ
右辺；スナバコンデンサＣ２に残存するエネルギ
スナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷がなくなると、図６に示すＤｍ２３の経路でフリーホイール動作を行い、通電を継続する（図１２に示す（Ｄ）参照）。これにより、補助コイルＬ２に蓄積されたエネルギが全て放出される。なお、補助コイルＬ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続されているため、ＬＣ共振は半波で止まる。このため、スナバコンデンサＣ２は、放電後に０Ｖを保持することになる。
ここで、モード２からモード３への遷移完了時間ｔｍｏｄｅ２は下記式（５）によって表される。
Figure 0005018966
Figure 0005018966

Figure 0005018966

Ｃ２ｄ；コンデンサＣ２の容量
（モード３；図７参照）
図６に示すＤｍ２２の経路で電流が流れる動作が終了し、スナバコンデンサＣ２の電荷が抜けきる、あるいは最小電圧（ＭＩＮ電圧）となると、第１スイッチング素子Ｓ１がターンオンされ、ステップＳ１０３に移行する。スナバコンデンサＣ２の電圧がゼロとなった状態では、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧もゼロとなるため、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）が実現される。かかる状態では、コイルＬ１に流れる電流Ｉｌ１は、矢印Ｄｍ３１に示す補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１と矢印Ｄｍ３２に示す第１スイッチング素子Ｓ１を介して流れる電流Ｉｄｍ３２の和となる（下記式（６）参照）。
Figure 0005018966
ここで、第１スイッチング素子Ｓ１に流れる電流Ｉｄｍ３１は、補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１の減少速度に応じて決定される。補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１の電流変化速度は下記式（７）によって表わされる、すなわち補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１は下記式（７）の変化速度で減少していくため、第１スイッチング素子Ｓ１をターンオンしたとしても第１スイッチング素子Ｓ１に流れる電流が急に立ち上がることはなく、ＺＣＳ（Zero Current Switching）が実現される。
Figure 0005018966
（モード４；図８参照）
そして、ステップＳ１０４では、ステップＳ１０３の状態が継続することで、コイルＬ１に流れ込んでいく電流量を増加させてコイルＬ１に蓄えられるエネルギを徐々に増加してゆく（図８に矢印Ｄｍ４２参照）。ここで、補助回路１２ｂにはダイオードＤ２が存在するため、補助コイルＬ２に逆電流は流れず、第２スイッチング素子Ｓ２を介してスナバコンデンサＣ２に充電が行われることはない。また、この時点で第１スイッチング素子Ｓ１はターンオンしているため、ダイオードＤ３を経由してスナバコンデンサＣ２に充電が行われることもない。従って、コイルＬ１の電流＝第１スイッチング素子Ｓ１の電流となり、コイルＬ１に蓄えられるエネルギを徐々に増加してゆく。ここで、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオン時間Ｔｓ１は、下記式（８）によって近似的に表される。
Figure 0005018966

Ｔｃｏｎ；制御周期
なお、制御周期とは、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０６までの一連の処理を一周期（一サイクル）としたときのソフトスイッチング処理の時間周期を意味する。
（モード５；図９参照）
ステップＳ１０４においてコイルＬ１に所望のエネルギが蓄えられると、第１スイッチング素子Ｓ１２がターンオフされ、図９に矢印Ｄｍ５１で示す経路に電流が流れる。ここで、図１１は、モード５におけるスナバコンデンサＣ２の電圧（以下、スナバコンデンサ電圧）Ｖｃ、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧（以下、素子電圧）Ｖｅ、第１スイッチング素子Ｓ１を流れる電流（以下、素子電流）Ｉｅの関係を例示した図である。上記スイッチング動作が行われると、モード２において電荷が抜かれて低電圧状態となっているスナバコンデンサＣ２に電荷がチャージされ、これにより、スナバコンデンサ電圧ＶｃはＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ出力電圧ＶＨに向かって上昇する。このとき、素子電圧Ｖｅの上昇速度は、スナバコンデンサＣ２への充電により抑制され（すなわち、素子電圧の立ち上がりが鈍化され）、素子電流Ｖｅにおいてテール電流が存在する領域（図１１に示すα参照）でのスイッチング損失を低減するＺＶＳ動作をすることが可能となる。
（モード６；図１０参照）
スナバコンデンサＣ２が電圧ＶＨまで充電されると、コイルＬ１に蓄えられたエネルギが負荷１３０側に解放される（図９に示す矢印Ｄｍ６１参照）。ここで、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時間Ｔｓ２は、下記式（９）によって近似的に表される。
Figure 0005018966
以上説明したソフトスイッチング処理を行うことでＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のスイッチング損失を可及的に抑制した上で、燃料電池１１０の出力電圧を所望の電圧に上昇し、負荷１３０に供給することが可能となる。
ここで、図１３は、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５の各モードにおける通電パターンを例示した図であり、コイルＬ１に流れる電流を太実線で示し、補助コイルＬ２に流れる電流を破線で示す。
図１３に示すように、第２スイッチング素子がターンオンされると、補助回路１２ｂが作動して補助コイルＬ２に電流が流れる（図１３に示すモード１及びモード２参照）。各相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５において、補助コイルＬ２に電流が流れている時間（以下、補助回路作動時間）Ｔｓｏが重なると、各相の補助回路の動作が干渉して最大許容電流Ｉｍａｘ以上の電流Ｉｕ（すなわち二相分以上の電流）が補助コイルＬ２に流れて、補助コイルＬ２のインダクタンス特性が悪化してしまう（発明が解決しようとする課題の項及び図１６参照）。
かかる問題を解消するために、本実施形態では、各相の第２スイッチング素子Ｓ２に設定されるデューティー比の偏差が、下記式（１０）によって示されるデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えないように制御する。
Figure 0005018966

ｆ；スイッチング素子Ｓ２の駆動周波数
Ｔｓｃ；１周期時間（＝１／ｆ）
ｎ；駆動相数
ここで、補助回路動作時間Ｔｓｏは、下記（１１）式によって表わされる。
Figure 0005018966
本実施形態では、各相間のデューティー偏差が、式（１０）によって求めたデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えない制御を実施する。より詳細には、Ｕ相のデューティー比Ｄ（ｕ）、Ｖ相のデューティー比Ｄ（ｖ）、Ｗ相のデューティー比Ｄ（ｗ）が下記式（１２）〜（１４）を満たすように制御する。
Figure 0005018966

Figure 0005018966

Figure 0005018966
ここで、各相のデューティー比が５０％の場合を例に、各相のデューティー偏差許容時間Ｔｔｈについて図１３を参照しながら説明する。図１４は、Ｕ相→Ｖ相→Ｗ相の順番に位相シフトさせた三相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０におけるデューティー比制御パルスの波形図を例示した図である。
図１４に示す各相のデューティー比制御パルスは、１２０°ずつ位相シフトされた三角波を発生するパルスジェネレータ（図示略）によって生成され、このデューティー比制御パルスによりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の補助回路２２ｂを構成する第２スイッチング素子Ｓ２のデューティー比が制御される。
図１４に示すように、デューティー比が５０％の場合における各相のデューティー偏差許容時間Ｔｔｈは、下記式（１０）’のようにあらわされる。
Figure 0005018966
以上説明したように、本実施形態では、各相間のデューティー偏差が、式（１０）に示されるデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えないように（別言すれば各相間のデューティー偏差時間が、式（１０）’によって示されるデューティー偏差許容時間Ｔｔｈを超えないように）、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を制御する。このようにして各相の補助回路２２ｃの動作干渉を防止することで、従来技術の問題、すなわち回路異常（素子破壊など）の発生を未然に防止することが可能となる。以下、各相の補助回路２２ｃの動作干渉を防止するための第２スイッチング素子Ｓ２のデューティー比の制御（以下、干渉防止デューティー制御）の詳細について、図１５に示す機能ブロックを参照しながら説明する。
＜干渉防止デューティー制御＞
図１５はコントローラ１６０などによって実現される干渉防止デューティー制御機能を説明するための機能ブロック図である。上述したように、本実施形態ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相によって構成された三相共振型のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００を用いて燃料電池１１０の出力を制御する場合を想定する。
ＦＣ要求電力入力手段２１０は、負荷１３０の要求電力に基づき、燃料電池１１０に対する要求電力指令値（以下、ＦＣ要求電力指令値）Ｐｒｅｑを導出し、これを指令電流演算手段２４０に出力する。
ＦＣ電圧入力手段２２０は、電圧センサＶ０によって検出される燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを入力し、これを指令電流演算手段２４０、偏差演算手段２５０に出力する。
ＦＣ測定電力入力手段２３０は、燃料電池１１０の実際の出力電力測定値（以下、ＦＣ出力電力測定値）Ｐｆｃｍｅｓを入力し、これを偏差演算手段２５０に出力する。ここで、ＦＣ出力電力測定値Ｐｆｃｍｅｓは、電圧センサＶ０によって検出される燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓと電流センサＩ０によって検出される燃料電池１１０の出力電流Ｉｆｃｍｅｓから求めても良いが、電力計（第２測定手段）などを用いて直接、ＦＣ出力電力測定値Ｐｆｃｍｅｓを求めても良い。
指令電流演算手段２４０は、ＦＣ要求電力手段２１０から供給されるＦＣ要求電力指令値Ｐｒｅｑを、ＦＣ電圧入力手段２２０から供給される燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓで除するなどして、燃料電池１１０に対する要求電流指令値（以下、ＦＣ要求電流指令値）Ｉｒｅｆを導出する。そして、指令電流演算手段２４０は、導出したＦＣ要求電流指令値Ｉｒｅｆを指令電流補正手段２６０に出力する。
偏差演算手段２５０は、ＦＣ要求電力指令値ＰｒｅｑとＦＣ出力電力測定値Ｐｆｃｍｅｓとの電力偏差（差分）を求め、これをＰＩＤ補正量演算手段２７０に出力する。
ＰＩＤ補正量演算手段２７０は、偏差演算手段２５０から出力される電力偏差をもともに、ＰＩＤ制御則に基づいて燃料電池１１０に対する要求電流指令値の補正量Ｉｃｒｔを演算し、これを指令電流補正手段２６０に出力する。
指令電流補正手段２６０は、指令電流演算手段２４０から出力されるＦＣ要求電流指令値Ｉｒｅｆに、ＰＩＤ補正量演算手段２７０から出力される補正量（ＰＩＤ補正項）Ｉｃｒｔを加算し、修正ＦＣ電流指令値Ｉａｍｒｅｆを生成する。そして、指令電流補正手段２６０は、生成した修正ＦＣ電流指令値Ｉａｍｒｅｆを相電流分配手段２８０に出力する。
相電流分配手段２８０は、ＦＣコンバータ１５０の変換効率を最大化する駆動相数にて、修正ＦＣ電流指令値Ｉａｍｒｅｆを除することにより、各相の目標電流指令値を導出する。ここで、ＦＣコンバータ１５０の変換効率を最大化する駆動相数は、燃料電池１１０に対する要求電力や運転環境など（以下、「運転状況」と総称）に応じて異なる。よって、運転状況とＦＣコンバータ１５０の変換効率を最大化する駆動相数との対応関係を予め実験などによって求め、これをマップ化し、これを駆動相数決定マップとして保持しておく。相電流分配手段２８０は、指令電流補正手段２６０から修正ＦＣ電流指令値Ｉａｍｒｅｆを受け取ると、燃料電池１１０の運転状況を把握し、駆動相数決定マップを参照することで、現運転状況にてＦＣコンバータ１５０の変換効率を最大化する駆動相数を決定し、この駆動相数にて修正ＦＣ電流指令値Ｉａｍｒｅｆを除することにより、各相の目標電流指令値、具体的にはＵ相目標電流値Ｉｒｅｆ（ｕ）、Ｖ相目標電流値Ｉｒｅｆ（ｖ）、Ｗ相目標電流値Ｉｒｅｆ（ｗ）を導出する。
Ｕ相測定電流入力手段２９０ａは、電流センサＩ１によって検知されるＵ相リアクトル電流測定値Ｉｌｍｅｓ（ｕ）を入力し、これをＵ相偏差演算手段３００ａに出力する。Ｕ相偏差演算手段３００ａは、Ｕ相目標電流値Ｉｒｅｆ（ｕ）からＵ相リアクトル電流測定値Ｉｌｍｅｓ（ｕ）を減ずることにより、Ｕ相電流偏差を求める。
Ｕ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ａは、Ｕ相偏差演算手段３００ａから出力されるＵ相電流偏差をもとに、ＰＩＤ制御則に基づいてＵ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｕ）を演算し、これをＵ相デューティー比補正手段３３０ａに出力する。
Ｕ相基本デューティー比入力手段３２０ａは、Ｕ相の基本デューティー比Ｄｓを入力し、これをＵ相デューティー比補正手段３３０ａに出力する。ここで、Ｕ相の基本デューティー比Ｄｓは、下記式（１５）によって導出される。なお、基本デューティー比Ｄｓは、相によらず一定であるため（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相において共通）、以下では、ことわりがない限り、単に基本デューティー比Ｄｓと呼ぶ。
Figure 0005018966
ＶＨ；インバータ入力電圧（高圧側電圧）
ＶＬ；ＦＣ電圧(低圧側電圧)
第１のＵ相デューティー比補正手段（算出手段）３３０ａは、Ｕ相デューティー比入力手段３２０ａから出力されるＵ相の基本デューティー比Ｄｓに、Ｕ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ａから出力されるＵ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｕ）を加算し、修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）を生成する。そして、第１のＵ相デューティー比補正手段３３０ａは、生成した修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）を、干渉防止デューティー制御回路３４０に出力する。
以上、Ｕ相の動作制御を例に説明したが、Ｖ相、Ｗ相も同様の制御が行われる。簡単に説明すると、Ｖ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ｂは、Ｖ相偏差演算手段３００ｂから出力されるＶ相電流偏差をもとに、ＰＩＤ制御則に基づいてＶ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｖ）を演算し、これを第１のＶ相デューティー比補正手段３３０ｂに出力する。第１のＶ相デューティー比補正手段（算出手段）３３０ｂは、Ｖ相デューティー比入力手段３２０ｂから出力されるＶ相の基本デューティー比Ｄｓに、Ｖ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ｂから出力されるＶ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｖ）を加算し、修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）を生成する。そして、第１のＶ相デューティー比補正手段３３０ｂは、生成した修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）を干渉防止デューティー制御回路３４０に出力する。
同様に、Ｗ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ｃは、Ｗ相偏差演算手段３００ｃから出力されるＷ相電流偏差をもとに、ＰＩＤ制御則に基づいてＷ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｗ）を演算し、これを第１のＷ相デューティー比補正手段３３０ｃに出力する。第１のＷ相デューティー比補正手段（算出手段）３３０ｃは、Ｗ相デューティー比入力手段３２０ｃから出力されるＷ相の基本デューティー比Ｄｓに、Ｗ相ＰＩＤ補正量演算手段３１０ｃから出力されるＷ相デューティー比の補正量Ｄｃｒｔ（ｗ）を加算し、修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）を生成する。そして、第１のＷ相デューティー比補正手段３３０ｃは、生成した修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）を、干渉防止デューティー制御回路３４０に出力する。
＜干渉防止デューティー制御回路３４０＞
干渉防止デューティー制御回路３４０は、デューティー偏差演算手段３４１と、デューティー閾値入力手段３４２とを備えている。
デューティー閾値入力手段３４２は、上述した式（１０）によって求めたデューティー偏差許容値を入力する。 一方、デューティー偏差演算手段（偏差導出手段）３４１は、入力される修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）、修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）、修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）を、上述した式（１２）〜（１４）に代入することで、各相間のデューティー偏差がデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えていないか判断する（下記式（１２）’〜（１４）’参照）。
Figure 0005018966

Figure 0005018966

Figure 0005018966
デューティー偏差演算手段３４１は、演算の結果、式（１２）’〜（１４）’を満たさない場合には、修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）、修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）、修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）をＰＩＤ制御則に基づいてそれぞれ補正し、式（１２）’〜（１４）’を満たすように補正を行い、これをＵ相の干渉防止デューティー比Ｄｕ、Ｖ相の干渉防止デューティー比Ｄｖ、Ｗ相の干渉防止デューティー比ＤｗとしてＦＣコンバータ制御回路３５０に出力する。一方、デューティー偏差演算手段３４１は、演算の結果、式（１２）’〜（１４）’を満たす場合には、修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）、修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）、修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）を補正することなく、これをＵ相の干渉防止デューティー比Ｄｕ、Ｖ相の干渉防止デューティー比Ｄｖ、Ｗ相の干渉防止デューティー比ＤｗとしてＦＣコンバータ制御回路３５０に出力する。なお、式（１２）’〜（１４）’を満たす場合であっても、修正Ｕ相デューティー比Ｄａｍ（ｕ）、修正Ｖ相デューティー比Ｄａｍ（ｖ）、修正Ｗ相デューティー比Ｄａｍ（ｗ）をＰＩＤ制御則に基づいてそれぞれ補正しても良い。
ＦＣコンバータ制御回路（制御手段）３５０は、干渉防止デューティー制御回路３４０から出力されるＵ相の干渉防止デューティー比Ｄｕ、Ｖ相の干渉防止デューティー比Ｄｖ、Ｗ相の干渉防止デューティー比Ｄｗを、各相の第２スイッチング素子Ｓ２のデューティー比として設定することにより補助回路２２ｂの動作を制御する。以上説明した干渉防止デューティー制御により、各相の補助回路２２ｃの動作干渉は防止され、回路異常（素子破壊など）の発生を未然に防止することが可能となる。
Ｂ．変形例
以上説明した本実施形態では、各相の補助回路２２ｃの動作干渉を防止することで回路異常の発生を防止したが、例えば補助回路２２ｃを構成する補助コイルＬ２の最大許容電流Ｉｍａｘを（解決しようとする課題の項参照）、相数分の電流が流れても良い値に設定することで回路異常の発生を防止しても良い。
例えば、図２に示すようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相によって構成された三相共振型のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０であれば、補助コイルＬ２の最大許容電流Ｉｍａｘ（図１６参照；通電容量下限値）を三相分の電流よりも大きな値に設定する。これにより、たとえ何らかの理由で補助回路２２ｂの動作干渉が生じ、補助コイルＬ２に三相分の電流（合計電流値）が流れたとしても、補助コイルＬ２の最大許容電流Ｉｍａｘは三相分の電流よりも大きな値に設定されているため、補助コイルＬ２のインダクタンス特性が悪化することはない。よって、かかる構成によっても、補助回路を構成する他の回路素子（例えばスイッチング素子）に定格以上の電流が流れて、最悪の場合には素子破壊を招いてしまうという問題も未然に防止することが可能となる。
１００，３００…ＦＣＨＶシステム、１１０…燃料電池、１２０…バッテリ、１３０…負荷、１４０…インバータ、２５００…ＦＣコンバータ、１６０…コントローラ、１７０…センサ群、１８０…バッテリコンバータ、２５０…ＦＣソフトスイッチングコンバータ、４００…ゲート電圧制御回路、４１０…電源、４２０…ターンオン制御部、４３０…ターンオフ制御部、４４０…ドライブ回路、２２ａ…主昇圧回路、２２ｂ…補助回路、２２ｃ…フリーホイール回路、Ｓ１,Ｓ２…スイッチング素子、Ｃ１,Ｃ３…平滑コンデンサ、Ｃ２…スナバコンデンサ、Ｌ１,Ｌ２,…コイル、Ｄ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４,Ｄ５…ダイオード、Ｄ６…フリーホイールダイオード。

Claims (6)

  1. 燃料電池の出力電圧を制御する、相毎に補助回路を備えた多相ソフトスイッチングコンバータの制御装置であって、
    前記各相の補助回路を構成する補助コイルは、全相の補助回路について共通化されており、
    各相の補助回路を構成する補助スイッチのデューティー比を算出する算出手段と、
    前記各相間での補助スイッチのデューティー偏差を導出する偏差導出手段と、
    導出された前記各デューティー偏差が設定閾値を超えないように、前記各相の補助スイッチに係るデューティー比を制御する制御手段とを備える、コンバータ制御装置。
  2. 前記各相のコンバータは、主昇圧回路と前記補助回路とを備え、
    前記主昇圧回路は、
    一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主コイルと、
    一端が前記主コイルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、
    カソードが前記主コイルの他端に接続された第一ダイオードと、
    前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有し、
    前記補助回路は、
    前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主コイルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、
    前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主コイルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助スイッチと前記共通化された補助コイルとを含む第二直列接続体とを有する請求項１に記載のコンバータ制御装置。
  3. 前記各相のコンバータは、前記補助コイルが通電した状態で、前記補助スイッチがオフした場合に、前記通電時と同一方向に電流を流し続けるためのフリーホイールダイオードを備え、
    前記フリーホイールダイオードは、アノード端子が前記燃料電池の低電位側に接続されるとともに、カソード端子が前記補助コイルと前記補助スイッチの接続部位に接続されている請求項２に記載のコンバータ制御装置。
  4. 前記設定閾値は、該設定閾値をＤｔｈ、前記補助スイッチの駆動周波数をｆ、駆動相数をｎ、前記補助コイルの通電時間をＴｓｏとした場合、下記式（１０）によって示される、請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載のコンバータ制御装置。
    Figure 0005018966
  5. 前記補助コイルの通電時間Ｔｓｏは、下記式（１１）によって示される、請求項４に記載のコンバータ制御装置。
    Figure 0005018966
  6. 燃料電池の出力電圧を制御する、相毎に補助回路を備えた多相ソフトスイッチングコンバータの制御装置であって、
    前記各相の補助回路を構成する補助コイルは、全相の補助回路について共通化されており、かつ、該補助コイルの通電容量下限値は、前記各相の補助スイッチをターンオンしたときに各相に流れる電流を合算した合計電流値よりも大きな値に設定されている、コンバータ制御装置。
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