JP5188962B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

この発明は、主に水銀を使用しない高輝度放電灯の点灯に適した放電灯点灯装置に関するものである。

近年の車両においては、明るい視界が得られる高輝度光源の放電灯を組み込んだヘッドランプが普及してきているが、この放電灯を組み込んだヘッドランプを点灯する放電灯点灯装置はその小型化、高効率化および低廉化が常に要求されるとともに、環境負荷物質である放電灯構成物質の水銀の排除も大きな課題となっている。
これら課題を持つ放電灯点灯装置において、ヨウ化ナトリウムやヨウ化スカンジウム等のヨウ化金属（メタルハライド）に加えて水銀を内部に封止して発光させていた従来の放電灯（以下、「従来バルブ」とする）用の点灯装置では、失透現象を少なくするために放電灯の点灯電位をマイナスにする使用例が多かった。この従来バルブに対し、定常点灯時の放電電圧が１／２になる上記水銀を使用しない放電灯（以下、「Ｈｇフリーバルブ」とする）用の点灯装置では、上記失透の影響が半減するため、特に点灯電位に着目する必要はなく、部品の小型化と低廉化のために、放電灯を点灯する昇圧電源にバッテリ電源の電圧を加算できるプラスの電位を使って点灯する点灯装置がより有利である。

上記有利点を有する反面、Ｈｇフリーバルブは定常点灯時の通電電流が従来バルブに対し２倍になるため、電極の太さが拡大し、加えて、内封物質の差異により内封ガスの圧力が高く、発光管を形成するガラス球の厚さも増加し、熱容量が増大している。従って、放電灯点灯開始時のブレークダウンから定常電流が通電されるまでの間に従来バルブより大きな電力を注入しなければ充分な加熱がされず、ブレークダウンから点灯に至る途中で電流が途絶える（点灯失敗）可能性が高くなる。このような場合の放電灯点灯装置においては、点灯が失敗しても直ちに再度点灯開始動作を行うことが必要であるが、特にＨｇフリーバルブ用の点灯装置においては前記加熱不足による点灯失敗を見込んで点灯開始動作の繰り返しを許容する時間を従来バルブより長く設定することも必要であり、Ｈｇフリーバルブ用点灯装置の特有の課題ともいえる。
以上説明のように、放電灯点灯装置には種々の課題が要求されてきたが、これら課題に対処した従来の放電灯点灯装置として例えば以下の従来例がある。

第１の従来例としては簡単な回路構成により放電灯点灯装置の小型化等を目的とし、放電灯をマイナス電位で点灯するためのＨブリッジ（Ｈ／Ｂ）形インバータを駆動する回路構成について提案されたものであり、マイナス電位に配置されるスイッチング素子を動作させるため、レベルシフト回路を設けている（例えば、特許文献１参照）。
第２の従来例としては放電灯点灯装置の回路構成の簡素化および低廉化等を目的とし、前記第１の従来例におけるレベルシフト回路をブートストラップ回路に換えて、プラス電位で放電灯を点灯するものである（例えば、特許文献２参照）。

上記ブートストラップ回路は、Ｈブリッジ形インバータの高電位側に配置されたスイッチング素子のオンを維持するコンデンサを、この高電位側のスイッチング素子がオフであり、かつ、ブリッジ接続の直下の直列に接続された低電位側のスイッチング素子がオン時に充電し、このときに充電されたコンデンサの電力を次の半サイクルにおいて高電位側のスイッチング素子のオンを維持するための電源として使うことで、電位の低い制御用電源からの連続的な電力供給がなくても高電位側のスイッチング素子をオンすることができ、ＤＣ（直流）をＡＣ（交流）に変換できる。
なお、ブートストラップ回路は簡素で安価のため、常時極性が交替する交流変換回路であるＨブリッジ形インバータのスイッチング素子のオンオフ駆動の有効な手段となっている。

第３の従来例としてはＨブリッジ形インバータを形成するスイッチング素子の駆動を安定して行うことを目的とし、前記第２の従来例と概ね同じ構成のブートストラップ回路による構成であるが、この第３の従来例は電源電圧の低下時にもＨブリッジ形インバータの駆動電源を兼ねる制御電源を確保するために補助電源を用いたことを特徴としている（例えば、特許文献３参照）。
第４の従来例としては放電灯点灯装置の小型化等を目的とし、前記第２の従来例または第３の従来例と同様にブートストラップ回路を設けており、高電位側に配置されたスイッチング素子の長時間オンを可能にするため、高電位側のスイッチング素子をオンする電源となるコンデンサに、当スイッチング素子よりさらに高電位の電源回路を設け、この高電位の電源から常時電流を供給することを特徴としている（例えば、特許文献４参照）。

第５の従来例としては放電灯を確実に始動させることを目的とするが、前記第１ないし第４の従来例とは異なり、トランスを用いてＨブリッジ形インバータを駆動する回路構成の例である（例えば、特許文献５参照）。
なお、通常のトランスによるスイッチング素子の駆動は、一般的なブートストラップと同様にスイッチング素子を長時間オンさせることはできないが、この第５の従来例は電流を通電するときに対となる高電位側と低電位側のスイッチング素子各々に絶縁されたＤＣ電源をあつらえて、それぞれに電流を供給することにより、長時間オンさせることを特徴としている。

特開平１０−４１０８３号公報 特開２０００−１６６２５８号公報 特開平１０−３２１３９３号公報 特開平４−２５１５７６号公報 特開平６−１９６２８５号公報

従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、第１の従来例の場合、レベルシフトによる回路構成はマイナス電位に配置されたスイッチング素子をＤＣ的に動作させることができ、放電灯を点灯するための印加電圧極性と時間とを任意に選択することが可能であり、放電灯を安定に点灯することに関して容易となる反面、複雑なレベルシフト回路を必要とし、また、マイナスのＤＣ電源を設けるにあたり、電源のＤＣ電源を加算することなく、出力電力の全てをＤＣ／ＤＣコンバータを介して生成する必要があり、この出力電力を満たす定格のトランスやスイッチング素子が必要となり、放電灯装置の小型化や低廉化には限界があるという課題があった。

また、第２の従来例の場合、ブートストラップ回路を形成するコンデンサにより高電位側のスイッチング素子のオンを維持することができるのは、このコンデンサに充電された電力が残っている限られた時間の間であり、点灯開始時のような高電位側スイッチング素子のオン時間が定常点灯時より長く必要なときには、長時間に亘って電源となるコンデンサの電力を確保する必要がある。例えば、点灯の失敗を繰り返せば、１秒間オンを維持することもある。これに対し、限られたサイズのコンデンサを使用する限り、放電灯を点灯するための印加電圧極性を任意の時間（例えば前記１秒間）固定することができず、全ての状況において放電灯を安定に点灯することが困難という問題があった。
この場合、容量の大きなコンデンサを用いれば長時間オンの実現が可能となるが、定常点灯時には必要のない大きな容量のコンデンサは搭載するためのスペースの増大や、コストの高揚が伴い、ヘッドランプ用の放電灯点灯装置としては好ましくない。また、動作時間の延長とコンデンサ容量は相関があり、限られた点灯装置の空間におけるコンデンサの選択（特に時間を延長するとき）には自由度が少ない。

また、第３の従来例の場合においても、前記第２の従来例と同様なオン時間に関する課題点を潜在的に持っており、従って、放電灯を安定に点灯することが困難という同様の課題があった。
また、第４の従来例の場合、高電位の電源により、高電位側のスイッチング素子の長時間オンが可能になり、放電灯を点灯するための電圧印加時間とその電圧極性とを任意に選択することが可能であり、放電灯を安定に点灯することに関しては容易となる。しかし、高電位側スイッチング素子の長時間オンを実現するための電源を左右２系統のスイッチング素子に対し同等に供給している。この交互に動作している２系統の回路にはＨブリッジ形インバータの電源電圧と同じ電位差があり、低電圧側に動作しているコンデンサへの充電には過電流にならないように電流制限用の直列抵抗を使用せざるを得ないが、当抵抗による損失もさることながら、当抵抗に印加される電圧は高く、耐電圧の高い抵抗、または、複数直列に接続して使用せざるを得ないため、スペース増大を伴い点灯装置の小型化の障害になるという課題があった。

また、第５の従来例の場合のように、トランスを使用しても放電灯点灯装置のＤＣ／ＡＣインバータを構成することは可能であるが、トランスは大きさによって特性が左右される電子部品であり、放電灯点灯装置に必要なトランスは第１の従来例で使用している半導体によるレベルシフト回路、または第２の従来例等で使用している、省スペースで、安価な回路構成を実現するコンデンサによるブートストラップ回路より大きなスペースと高いコストを必要とし、ヘッドランプ用の放電灯点灯装置に用いる回路構成としては好ましくないという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、車両のヘッドランプ用として使用可能な小型かつ低廉化を実現するとともに、放電灯を安定に点灯させるようにした放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、第１の直流電源部の高電位側に配置した第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の２つを含む４つのスイッチング素子をブリッジ状に接続し、前記第１の直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を放電灯へ供給するＨブリッジ形インバータと、直流電源からの直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータからなる第２の直流電源部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力と出力の間の途中に接続され、第３の直流電圧を生成する充電手段と、前記第２の直流電圧を電源として作動する放電灯点灯制御回路と、前記第２の直流電圧により充電される第１のコンデンサの充電電圧により前記第１のスイッチング素子のオンを維持する第１のブートストラップ回路と、前記第２の直流電圧により充電される第２のコンデンサの充電電圧により前記第２のスイッチング素子のオンを維持する第２のブートストラップ回路とを備え、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサのいずれか一方を、前記第３の直流電圧によって充電するものである。

以上のように、この発明によれば、第１の直流電源部の高電位側に配置した第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の２つを含む４つのスイッチング素子をブリッジ状に接続し、前記第１の直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を放電灯へ供給するＨブリッジ形インバータと、直流電源からの直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータからなる第２の直流電源部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力と出力の間の途中に接続され、第３の直流電圧を生成する充電手段と、前記第２の直流電圧を電源として作動する放電灯点灯制御回路と、前記第２の直流電圧により充電される第１のコンデンサの充電電圧により前記第１のスイッチング素子のオンを維持する第１のブートストラップ回路と、前記第２の直流電圧により充電される第２のコンデンサの充電電圧により前記第２のスイッチング素子のオンを維持する第２のブートストラップ回路とを備え、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサのいずれか一方を、前記第３の直流電圧によって充電するように構成したので、この充電手段により充電される第１のコンデンサまたは第２のコンデンサのいずれか一方のコンデンサは第２の直流電源部とこの充電手段の双方により充分に充電され、この充電されたコンデンサ側の第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子のオン状態を長時間維持することが可能となる。この結果、点灯確率が低く再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブにおいても安定に点灯することができる。
また、充電手段を設けたことにより、再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブの点灯においても簡素で安価なブートストラップ回路を用いることが可能となり、このＨｇフリーバルブをヘッドランプに使用した場合の車両用の放電灯点灯装置を小型化かつ低廉化することができる。

この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 放電灯の点灯過程の説明図である。 この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
図１において、この放電灯点灯装置は大別して、直流電源１、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３、第１のブートストラップ回路４、第２のブートストラップ回路５、Ｈブリッジ形インバータ６、イグナイタ７、放電灯８および制御部９とで構成される。

上記構成において、直流電源１は例えば車両に搭載されているバッテリである。
第１の直流電源部である第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２は後述の制御部９によりスイッチング制御され、直流電源１からの直流電圧を所定値の第１の直流電圧Ｖ１に変換する。
以下、第１の直流電源部を第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２と記す。
なお、この第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２が発生する第１の直流電圧Ｖ１はプラス（正）電位であり、図１はこのプラスの電位を使って点灯する構成である。従って、第１の直流電圧Ｖ１は直流電源１の電圧を加算した電圧であってもよい。これにより、部品の小型化と低廉化が可能となる。

第２の直流電源部である第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３はチョッパ方式のスイッチングレギュレータであり、直流電源１からの直流電圧を所定値の第２の直流電圧Ｖ２に変換する。その構成として、スイッチング用のＰＮＰ形のトランジスタ３１、１次側巻線ｎ１はチョークコイルとして作用し、２次巻線ｎ２に交流電圧を発生するトランス３２、トランジスタ３１がスイッチングオフ時にトランス３２の１次側巻線ｎ１の電流経路を形成するためのダイオード３３、スイッチング用のＮＰＮ形のトランジスタ３４、トランジスタ３１およびトランジスタ３４とが同位相でスイッチングオンオフされるように入力信号を反転する反転回路３５、整流用のダイオード３６、平滑用のコンデンサ３７、整流用のダイオード３８、直流電源１からの直流電圧を所定値の第２の直流電圧Ｖ２に変換するようにトランジスタ３１およびトランジスタ３４をスイッチング制御する定電圧制御回路３９とで構成される。

第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３は降圧と昇圧とを兼ねたコンバータであり、直流電源１の電圧値が標準電圧値に対し高低の幅があっても一定値の第２の直流電圧Ｖ２に変換する。例えば図１の構成では、直流電源１の電圧値（バッテリ電圧値）が標準電圧値１２Ｖに対し６Ｖ〜１６Ｖの高低の幅があっても一定値の第２の直流電圧Ｖ２（＝８Ｖ）に変換している。このため、定電圧制御回路３９は帰還入力される第２の直流電圧Ｖ２の電圧値に基づき、この第２の直流電圧Ｖ２を一定値にするためのスイッチング制御信号Ｓａを発生し、この制御信号Ｓａによりトランジスタ３１およびトランジスタ３４をスイッチング制御する。前者のトランジスタ３１については反転回路３５を介してスイッチング制御する。このスイッチング制御によりトランス３２の１次側巻線ｎ１に発生した交流電圧をダイオード３６で整流し、コンデンサ３７で平滑して一定値の第２の直流電圧Ｖ２（＝８Ｖ）を得る

上記のように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３が降圧と昇圧とを兼ねる構成としたのは、後述のＨブリッジ形インバータ６を形成する第１のスイッチング素子６１〜第４のスイッチング素子６４にオン・ゲート電圧の高い半導体素子ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｒａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の使用を可能にすることによる。即ち、ＩＧＢＴのオン・ゲート電圧は略６Ｖ程度であり、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のオン・ゲート電圧４Ｖより高いため、直流電源１が車両の１２Ｖバッテリ電源とした場合、このバッテリ電源が特に低電圧であるときの動作時にＩＧＢＴをゲートオンできないことが生じる。従って、バッテリ電源が低電圧であってもＩＧＢＴのオン・ゲート電圧を確保するため降圧と昇圧とを兼ねる構成としている。
また、トランス３２の２次巻線ｎ２に発生した交流電圧をダイオード３８で整流した第３の直流電圧Ｖ３は後述の第１のブートストラップ回路４を形成するコンデンサ４２（Ｃ１）に充電電流を供給する電源となっている。この電源はコンデンサ４２（Ｃ１）を充電する充電手段を形成する。

第１のブートストラップ回路４は、第２の直流電圧Ｖ２がアノードに印加されるダイオード４１、このダイオード４１を介し第２の直流電圧Ｖ２により充電される第１のコンデンサ（以下、「コンデンサ４２（Ｃ１）」とする）、このコンデンサ４２（Ｃ１）の充電電圧を後述のＨブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１のゲート（Ｇ）に印加する抵抗４３、および後述の制御部９によりオンオフされるＮＰＮ形のトランジスタ４４とで構成され、前記第１のスイッチング素子６１をオンオフ駆動する。
この第１のブートストラップ回路４を形成するコンデンサ４２（Ｃ１）は上記ダイオード４１を介し第２の直流電圧Ｖ２により充電される一方、前述のように充電手段を形成するトランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３が電源となってこのコンデンサ４２（Ｃ１）に充電電流が供給される。
第２のブートストラップ回路５は、前記第１のブートストラップ回路４と同目的のダイオード５１、第２のコンデンサ（以下、「コンデンサ５２（Ｃ２）」とする）、抵抗５３、およびＮＰＮ形のトランジスタ５４とで構成され、後述のＨブリッジ形インバータ６のスイッチング素子６２をオンオフ駆動する。

Ｈブリッジ形インバータ６は第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２が発生する第１の直流電圧Ｖ１の高電位側に配置される第１のスイッチング素子６１および第２のスイッチング素子６２と、第１の直流電圧Ｖ１の低電位側に配置される第３のスイッチング素子６３および第４のスイッチング素子６４とを備え、第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４との組と、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３との組とが後述の制御部９により交互にオンオフ設定され、第１の直流電圧Ｖ１を交流電圧に変換し、この交流電圧を後述の放電灯８へ供給する。
上記放電灯８に従来バルブを使用する場合、第１のスイッチング素子６１〜第４のスイッチング素子６４はＦＥＴを使用すればよい。これに対し、放電灯８にＨｇフリーバルブを使用する場合、定常点灯時の通電電流は従来バルブに対し２倍となり、第１のスイッチング素子６１〜第４のスイッチング素子６４それぞれに流れる電流も従来バルブに対し２倍となる。このため、放電灯８が従来バルブであるときに使用していたＦＥＴをＨｇフリーバルブにおいても第１のスイッチング素子６１〜第４のスイッチング素子６４に使用した場合、動作中のオン抵抗による損失が大きくなる。従って、Ｈｇフリーバルブに対してもＦＥＴを使用して従来バルブの点灯時と同じ損失を確保するとすれば、抵抗による損失は電流の２乗に比例するため、前記オン抵抗は１／４にする必要があるが、この場合、ＦＥＴのチップ面積が４倍（当然コストアップ）となり、現実的ではない。

このため、ＩＧＢＴを第１のスイッチング素子６１〜第４のスイッチング素子６４に使用すれば、動作中の損失が略一定なオン電圧により、損失が電流に対して線形になるため、Ｈｇフリーバルブ用の点灯装置においてはＩＧＢＴの使用が好適となる。なお、ＩＧＢＴはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化皮膜半導体電界効果トランジスタ）とバイポーラトランジスタを組み合わせて１チップとした素子であり、ＭＯＳＦＥＴの高速スイッチング特性、低駆動電力、バイポーラトランジスタの低抵抗といった特長を有する。但し、前述のようにＩＧＢＴのオン・ゲート電圧はＦＥＴより高く、ゲート電圧を供給する電源の配慮が必要である。
イグナイタ７はＨブリッジ形インバータ６を介し供給される第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２からの第１の直流電圧Ｖ１をもとに高電圧パルスを発生する。
放電灯８は例えば車両のヘッドランプとして使用されるＨｇフリーバルブ等の高輝度放電灯（ＨＩＤ）であり、イグナイタ７で発生した高電圧パルスが電極間に印加され、電極間がブレークダウンして放電が起動される。この放電起動後、Ｈブリッジ形インバータ６より交流電圧の供給を受けて定常点灯へ移行する。

制御部９は放電灯点灯制御回路９１、ＮＰＮ形のトランジスタ９２、ＰＮＰ形のトランジスタ９３、反転回路９４、ＮＰＮ形のトランジスタ９５、ＰＮＰ形のトランジスタ９６、抵抗９７〜抵抗１０８とで構成され、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２をスイッチング制御する一方、Ｈブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組と、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組とを交互にオンオフ設定するように切り換え、放電灯８の点灯を制御する。
この制御部９の放電灯点灯制御回路９１は第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３が発生する第２の直流電圧Ｖ２を電源として作動し、スイッチング制御信号Ｓｂを発生して第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２をスイッチング制御し、所定値の第１の直流電圧Ｖ１を出力させる。
また、制御部９は放電灯点灯制御回路９１においてＨブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１ないし第４のスイッチング素子６４の上記オンオフ設定切り換え用のオンオフ設定切換信号Ｓｃを発生し、第１のブートストラップ回路４、第２のブートストラップ回路５または反転回路９４それぞれを介し、または直接に第１のスイッチング素子６１ないし第４のスイッチング素子６４のそれぞれのゲート（Ｇ）へ送出する。

次に、図１の全体的な基本動作について説明する。
なお、この基本動作においては第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対するトランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３からの充電電流の供給については除外し（後述）、また、放電灯８の起動から定常点灯への移行は安定に行われることを前提にする。
制御部９はその初期動作として、オンオフ設定切換信号ＳｃによりＨブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組をオン設定し、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組をオフ設定する。これら各スイッチング素子に対するオンまたはオフの設定はこの初期動作時に限らず以下のように行われる。

制御回路９の放電灯点灯制御回路９１において発生したオンオフ設定切換信号Ｓｃの送出において、第１のブートストラップ回路４に対しては、トランジスタ９２と抵抗９７〜抵抗１００とからなるトランジスタ回路およびトランジスタ９３と抵抗１０１，１０２とからなるトランジスタ回路とを介しトランジスタ４４のベース（Ｂ）へ送出され、このトランジスタ４４のコレクタ（Ｃ）出力が第１のスイッチング素子６１のゲート（Ｇ）へ印加され、この第１のスイッチング素子６１がオンオフ設定される。同様に、第２のブートストラップ回路５に対しては、反転回路９４によりオンオフ設定切換信号Ｓｃを位相反転したオンオフ設定切換信号Ｓｃ’がトランジスタ９５と抵抗１０３〜抵抗１０６とからなるトランジスタ回路およびトランジスタ９６と抵抗１０７，１０８とからなるトランジスタ回路とを介しトランジスタ５４のベース（Ｂ）へ送出され、このトランジスタ５４のコレクタ（Ｃ）出力が第２のスイッチング素子６２のゲート（Ｇ）へ印加され、この第２のスイッチング素子６２がオンオフ設定される。第３のスイッチング素子６３に対してはオンオフ設定切換信号Ｓｃがそのゲート（Ｇ）へ直接送出され、オンオフ設定される。また、第４のスイッチング素子６４に対しては反転回路９４を介したオンオフ設定切換信号Ｓｃ’がそのゲート（Ｇ）へ送出され、オンオフ設定される。

上記初期動作の設定時において第１のブートストラップ回路４は以下のように動作する。即ち、前述のブートストラップ回路の基本動作に従い、第１の直流電圧Ｖ１の高電位側に配置された第１のスイッチング素子６１がオフに設定され、かつ、ブリッジ接続の直下の直列に接続された低電位側の第３のスイッチング素子６３がオンに設定されているときにはコンデンサ４２（Ｃ１）が充電され、このときに充電されたコンデンサ４２（Ｃ１）の電力を次の半サイクルにおいて第１のスイッチング素子６１のオンを維持するための電源として使う。上記コンデンサ４２（Ｃ１）の充電は、ダイオード４１を介し第２の直流電圧Ｖ２により行われる（実際にはこの他に第３の直流電圧Ｖ３による充電もあるが前記前提よりここでは除外）。

上記コンデンサ４２（Ｃ１）が充電されたタイミングにおいて、制御部９はオンオフ設定切換信号Ｓｃの極性を反転し、Ｈブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組をオン設定し、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組をオフ設定する。この設定により、第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に充電された電圧が抵抗４３を介し第１のスイッチング素子６１のゲート（Ｇ）に印加され、第１のスイッチング素子６１のオンが維持される。この第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４のオンにより第１の直流電圧Ｖ１がイグナイタ７に印加され、イグナイタ７は印加された第１の直流電圧Ｖ１をもとに高電圧パルスを発生する。この高電圧パルスは放電灯８の電極間に印加され、これにより電極間がブレークダウンして放電灯８の放電（点灯）が起動される。

また、上記のように、第２の直流電圧Ｖ２の高電位側に配置された第２のスイッチング素子６２がオフに設定され、かつ、ブリッジ接続の直下の直列に接続された低電位側の第４のスイッチング素子６４がオンに設定されているときには、前記第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）と同様に、第２のブートストラップ回路５のコンデンサ５２（Ｃ２）が充電され、次の半サイクルにおいて第２のスイッチング素子６２のオンを維持するための電源として使用される。
上記コンデンサ５２（Ｃ２）が充電されたタイミングにおいて、制御部９はオンオフ設定切換信号Ｓｃの極性を元に戻し、第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組をオフ設定し、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組をオン設定する。この設定により、第２のブートストラップ回路５のコンデンサ５２（Ｃ２）に充電された電圧が抵抗５３を介し第２のスイッチング素子６２のゲート（Ｇ）に印加され、第２のスイッチング素子６１のオンが維持される。この第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３のオンにより第１の直流電圧Ｖ１がイグナイタ７を介し放電灯８に印加される。この印加電圧による放電灯８に流れる電流の向きは、第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組がオン設定されているときと反対方向である。

また、上記のように、第１のスイッチング素子６１がオフに設定され、かつ、第３のスイッチング素子６３がオンに設定されているときには、前述のように、第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）が充電される。
上記コンデンサ４２（Ｃ１）が充電されたタイミングにおいて、制御部９はオンオフ設定切換信号Ｓｃの極性を反転し、第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組をオン設定し、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組をオフ設定する。この設定によるコンデンサ４２（Ｃ１）の充電電圧により第１のスイッチング素子６１のオンが維持され、この第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４のオンにより第１の直流電圧Ｖ１がイグナイタ７を介し放電灯８に印加される。この印加電圧による放電灯８に流れる電流の向きは第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組がオン設定されているときと反対方向である。
以上説明のように、放電灯８がブレークダウンし、放電（点灯）が起動した後は、第１のスイッチング素子６１と第４のスイッチング素子６４の組と、第２のスイッチング素子６２と第３のスイッチング素子６３の組とが交互にオンオフし、第１の直流電圧Ｖ１を交流電圧に変換し、この交流電圧が放電灯８へ供給される。これにより、放電灯８は定常点灯（アーク放電）である交流点灯へ移行する。

次に、第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対するトランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３による充電電流供給の目的および動作について図１の他に図２を用いて説明する。
図２は放電灯８の点灯過程の説明図である。
図２において、タイミングＴ１は第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２の昇圧開始のタイミングを示し、このタイミングＴ１からＴ２の間は放電灯８の起動の期間であり、タイミングＴ２以降が定常点灯（アーク放電）である交流点灯へ移行することを示す。タイミングＴ２から略固定の時間を経た後に交流点灯が開始される。この交流点灯時の周波数は例えば４００Ｈｚであり、放電灯電圧Ｅｂは例えばＨｇフリーバルブの場合は略４２Ｖ、従来バルブの場合は略８５Ｖである。
放電灯８は前記基本動作で説明したように放電起動の過程を経て定常点灯へ移行する。
この放電灯８の実際の点灯においては、イグナイタ７で発生した高電圧パルスにより放電灯８が直ちにブレークダウンしない、または、ブレークダウンしても、その後直ちに安定な定常点灯（アーク放電）へ移行するとは限らず、点灯失敗となる場合がある。この場合、再度イグナイタ７において高電圧パルスを発生し、放電灯８のブレークダウンを繰り返す再点灯が必要となる。

図２はタイミングＴ１からＴ２の間でこの点灯失敗を３度繰り返し、４度目に点灯が成功して定常点灯である交流点灯へ移行した場合を例としたものであり、タイミングｔａ〜ｔｄそれぞれにおいてイグナイタ７で高電圧パルスを発生し、放電灯８のブレークダウンを繰り返し再点灯していることを示す。タイミングｔａ〜ｔｃは点灯失敗であり、タイミングｔｄで点灯が成功し、定常点灯へ移行している。
特に、Ｈｇフリーバルブにおいては前述のように熱容量が従来バルブに対し増大しており、この熱容量の増大に起因してブレークダウンしても安定な定常点灯へ移行しない確立が高く、従来バルブより多くの再点灯を繰り返す可能性が高い。
また、図２のタイミングＴ１からＴ２の期間で示すように、直流を交流に変換するＨブリッジ形インバータ６は、イグナイタ７で発生した高電圧パルスによる放電灯８の電極間ブレークダウンの発生前から、ブレークダウンして安定な定常点灯（アーク放電）が開始されるまでの間は放電灯８に印加される電圧極性が切り換わることなく、ＤＣ出力動作に近い片側極性に固定する必要がある（図２は正（＋）側）。従って、点灯動作における再点灯の繰り返しは、Ｈブリッジ形インバータ６にとって、長い時間片側の極性に固定された出力を強いられることとなる。

このように、Ｈブリッジ形インバータ６が片側の極性に固定された出力を長時間維持するためには、図１の第１のブートストラップ回路４はこのＨブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１のオン状態を長時間維持する必要があり、そのためには、このオン状態を維持するコンデンサ４２（Ｃ１）の充電電力がこのオン状態維持の間は残存していることが必要となる。しかし、コンデンサ４２（Ｃ１）のサイズは限られるので、ダイオード４１を介し第２の直流電圧Ｖ２により充電するだけでは充電電力が不足し、第１のスイッチング素子６１のオン状態を長時間維持することが困難となる。
そこで、図１に示すようにコンデンサ４２（Ｃ１）に対し、ダイオード４１を介し第２の直流電圧Ｖ２により充電する一方、トランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３を電源として充電電流を供給する。これにより、コンデンサ４２（Ｃ１）はダイオード４１を介した第２の直流電圧Ｖ２と、トランス３２の２次巻線ｎ２側からの第３の直流電圧Ｖ３の双方により充分に充電され、第１のスイッチング素子６１のオン状態を長時間維持することが可能となり、前述のように点灯確立が低く（始動性が悪く）、再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブにも対応するこが可能となる。

また、図１に示すように、トランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３からは第１のスイッチング素子６１のオンを維持する第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対してのみ充電電流を供給し、第２のスイッチング素子６２のオンを維持するする第２のブートストラップ回路５のコンデンサ５２（Ｃ２）に対しては充電電流を供給しない構成としている。
これに対し、前記第４の従来例におけるブートストラップ回路では、左右の高電位側スイッチング素子に対してＤＣ的な長時間動作ができるように両者に電源を供給していたが、放電灯点灯装置においては、第５の従来例がトランス構成によって実現したように、長時間に亘る極性の固定は印加した高電圧パルスによって放電灯８の電極間をブレークダウンし、電流が安定するまでの期間だけに必要であり、Ｈブリッジ形インバータ６の対向する極性において同等なＤＣ的長時間のオンをさせる必要はなく、従って、高電位側配置の第１のスイッチング素子６１または第２のスイッチング素子６２のいずれか片側だけをＤＣ的にオンさせれば充分である。従って、図１に示すように、トランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３からは第１のスイッチング素子６１のオンを維持する第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対してのみ充電電流を供給する構成としている。

また、コンデンサ４２（Ｃ１）に充電電流を供給する前述のトランス３２の２次巻線ｎ２側の回路は本来的に必要な第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３を活用したものである。
即ち、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３は本来的にはダイオード４１，５１を介した第１のスイッチング素子６１および第２のスイッチング素子６２のそれぞれのゲート（Ｇ）電圧設定用、および放電灯点灯制御回路９１の電源として必要なものであり、この電源の構成としては図１中の１次巻線ｎ１部分にチョークコイルを使用した構成で足りる。
しかし、この構成を活用し、チョークコイルに巻線を重ねて（例えば一巻）２次巻線ｎ２とし、１次側巻線ｎ１はチョークコイルとして機能し、２次巻線ｎ２に交流電圧を発生するトランス３２の構成したものがこの第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３である。これら１次側巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とは絶縁されており、２次巻線ｎ２側は絶縁電源となる。

これにより、少ない部品でコンデンサ４２（Ｃ１）に充電電流を供給する電源を実現でき、高電位側に配置された第１のスイッチング素子６１のオンを長時間維持することが可能となる。
また、第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）により第１のスイッチング素子６１のオンを維持するための電流は第１のスイッチング素子６１を駆動するドライバの内部電流だけであり、極僅かな電流が確保できれば充分である。従って、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３は２次巻線ｎ２を追加したトランス３２を有した構成となるが、このトランス３２の２次巻線ｎ２は簡素な巻線で充分である。
なお、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３は、前述のように、直流電源１の標準電圧値１２Ｖを前提にした降圧と昇圧とを兼ねたコンバータとしたが、直流電源１の標準電圧値が例えば２４Ｖのように高い電圧の場合には降圧式のＤＣ／ＤＣコンバータとしてもよい。

また、以上の説明では、トランス３２の２次巻線ｎ２側から第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対し充電電流を供給する構成としたが、この構成に替え、トランス３２の２次巻線ｎ２側から第２のブートストラップ回路５のコンデンサ５２（Ｃ２）に対し充電電流を供給する構成としてもよい。この構成の場合、図２のタイミングＴ１からＴ２の期間におけるＨブリッジ形インバータ６から放電灯８に印加される電圧極性は負（−）側になる。

以上のように、この実施の形態１によれば、第１の直流電圧Ｖ１の高電位側に配置した２つのスイッチング素子のうちの片側の第１のスイッチング素子６１のオンを維持する第１のブートストラップ回路４におけるコンデンサ４２（Ｃ１）は、第２の直流電圧Ｖ２による充電に併せさらにトランス２２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３により充電するように構成したので、コンデンサ４２（Ｃ１）は第２の直流電圧Ｖ２と第３の直流電圧Ｖ３の双方により充分に充電され、これにより、第１のスイッチング素子６１のオン状態を長時間維持することが可能となり、放電灯８に印加される電圧極性が切り換わることなく、ＤＣ出力動作に近い片側極性に固定され、点灯確率が低く（始動性が悪く）再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブにおいても安定に点灯するこができる。

また、図１では上述のように、トランス３２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３による充電は第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）に対し行う構成としたが、この構成に替え、この第３の直流電圧Ｖ３による充電を第２のブートストラップ回路５のコンデンサ５２（Ｃ２）に対し行う構成も可能であり、この構成とした場合にも、上記同様の効果を得ることができるとともに、放電灯８を点灯するための印加電圧極性を任意に選択し、必要かつ充分なＤＣ的な動作をさせることができ、放電灯点灯装置の設計自由度を高くすることができる。

また、高電位側に配置した第１のスイッチング素子６１のオンを維持するコンデンサ４２（Ｃ１）、または高電位側に配置した第２のスイッチング素子のオンを維持するコンデンサ５２（Ｃ２）のいずれか一方（片側）に限定して、第２の直流電圧Ｖ２と第３の直流電圧Ｖ３の双方により充電する構成としたので、左右の高電位側スイッチング素子に対してＤＣ的な長時間動作ができるようにした前記第４の従来例に比し機能が切り詰められ、放電灯点灯装置の構成が簡素化されて装置を小型化できる。
また、第３の直流電圧Ｖ３により充電する構成を設けたことにより、再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブの点灯においても簡素で安価な第１および第２のブートストラップ回路４，５を用いることが可能となり、このＨｇフリーバルブをヘッドランプに使用した場合の車両用の放電灯点灯装置を小型化かつ低廉化することができる。

また、前記第３の直流電圧Ｖ３を発生する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３は、チョークコイルとして作用する巻線を１次巻線ｎ１とし、この１次巻線ｎ１に簡素な２次巻線ｎ２を重ねた絶縁形のトランス３２の構成としたので、少ない部品でコンデンサ４２（Ｃ１）（またはコンデンサ５２（Ｃ２））に充電する電源を実現できる。また、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とは絶縁され、第３の直流電圧Ｖ３は絶縁電源となっているので、第２の直流電圧Ｖ２と干渉することなく第３の直流電圧Ｖ３による充電を行うことができる。
また、Ｈブリッジ形インバータ６の第１のスイッチング素子６１ないし第４のスイッチング素子６４それぞれはＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成したので、放電灯８として、定常点灯時の通電電流が従来バルブに対し２倍となるＨｇフリーバルブを使用する場合にはＩＧＢＴの使用を選択し、従来バルブを使用する場合にはＦＥＴの使用を選択することにより、放電灯点灯装置を合理的に構成することができる。

以下、この発明の第２の実施形態を説明する。
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
図３においては、第３の直流電圧Ｖ３を生成する回路が実施の形態１において使用したトランス（３２）をチョークコイル（７５）にしてダイオード（７１）（７２）とコンデンサＣ３（７３）を使用したチャージポンプを構成する回路であり、実施の形態１と異なり、他は同構成である為、同構成部分の説明は省略する。

実施の形態１において説明したように、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３はチョッパ方式のスイッチングレギュレータであり、チョークコイル（７５）とトランジスタ（３４）の接続点には振幅が第２の直流電圧Ｖ２に相当する略短形波が発生している。そして該接続点が“Ｌ”レベルのときにコンデンサ７３（Ｃ３）にＨブリッジの出力電圧相当の電圧を充電し、“Ｈ”レベルのときに、Ｈブリッジの出力電圧相当の電圧に第２の直流電圧Ｖ２相当の電圧を加算して、第３の直流電圧Ｖ３として生成するチャージポンプを形成する。

以上、実施の形態２においても、第３の直流電圧Ｖ３が非絶縁にはなるが、他の特性は同等な小型かつ低廉な放電灯点灯装置を構成することができる。

以上のように、この発明に係る放電灯点灯装置は、２つのコンデンサのいずれか一方に、第２の直流電源部とともに充電する他の充電手段を設けたことにより、安定に点灯でき、簡素で安価なブートストラップ回路を用いることで小型化かつ低廉化することができるため、点灯確率が低く再点灯を繰り返す可能性が高いＨｇフリーバルブをヘッドランプに使用した場合の車両用放電灯点灯装置などに用いるのに適している。

Claims (4)

1. 第１の直流電源部の高電位側に配置した第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の２つを含む４つのスイッチング素子をブリッジ状に接続し、前記第１の直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を放電灯へ供給するＨブリッジ形インバータと、
   直流電源からの直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータからなる第２の直流電源部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力と出力の間の途中に接続され、第３の直流電圧を生成する充電手段と、
   前記第２の直流電圧を電源として作動する放電灯点灯制御回路と、
   前記第２の直流電圧により充電される第１のコンデンサの充電電圧により前記第１のスイッチング素子のオンを維持する第１のブートストラップ回路と、
   前記第２の直流電圧により充電される第２のコンデンサの充電電圧により前記第２のスイッチング素子のオンを維持する第２のブートストラップ回路とを備え、
   前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサのいずれか一方を、前記第３の直流電圧によって充電することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 第２の直流電源部は、チョークコイルとして作用する１次巻線と、該１次巻線に対し追加した２次巻線とを備えた絶縁形のトランス構成とし、充電手段は、前記トランスの２次巻線に発生する交流電圧を直流化した電圧により第１のコンデンサまたは第２のコンデンサのいずれか一方を充電することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 第２の直流電源部に発生する略短形電圧を使用してチャージポンプを構成し、チャージポンプのコンデンサによるレベルシフトした電圧により、第１のコンデンサまたは第２のコンデンサのいずれか一方を充電することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. Ｈブリッジ形インバータの４つのスイッチング素子それぞれをＦＥＴ（電界効果トランジスタ）またはＩＧＢＴで構成したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。

Images