TWI399910B - 電力轉換器、控制變壓器之控制器及其方法 - Google Patents

Description

電力轉換器、控制變壓器之控制器及其方法

本發明係關於一種控制器，特別是關於一種控制變壓器的控制器及方法。

反馳式(flyback)轉換器是一種開關模式穩壓電源，可以應用於如交流/直流適配器或電池充電器。圖1所示為一種習知的反馳式轉換器100。該反馳式轉換器100利用控制器120控制一個變壓器。該變壓器包含與直流電源V_BB耦接的初級繞組104、與負載112耦接的次級繞組106以及輔助繞組108。控制器120控制與初級繞組104串聯耦接的開關118。當開關118導通，電流流經初級繞組104，變壓器的磁芯124儲能。當開關118關斷，與次級繞組耦接的二極體110正向偏置，磁芯124中儲存的能量透過次級繞組106釋放至電容122和負載112。誤差放大器114將流經電流監測電阻111的電流和一個參考電流進行比較並產生回授信號FB。回授信號FB透過光耦合器116傳送至控制器120。控制器120根據回授信號FB控制開關118以調整變壓器的輸出電力。該習知反馳式轉換器100的缺點在於其尺寸相對較大。

本發明提供一種電力轉換器，包括：一變壓器，具有與一電源耦接的一初級繞組和與一負載耦接的一次級繞 組；以及一信號產生器，產生一鋸齒波信號，其中，該變壓器工作於多個開關週期，且該多個開關週期中至少一個開關週期包含一充電階段、一放電階段和一調整階段，其中，在該充電階段，該鋸齒波信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中，在該放電階段，該鋸齒波信號從該第一電壓值下降至一第二電壓值，且其中，在該調整階段，該鋸齒波信號從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值，其中在該充電階段，該變壓器由該電源供電且流經該初級繞組的一電流增大，其中在該放電階段，該變壓器放電為該負載供電且流經該次級繞組的一電流減小，且其中該放電階段的一時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度的一比值為常數。

本發明還提供一種用於控制一變壓器的控制器，包括：一第一信號產生器，接收一第一回授信號並產生一第一信號，該第一回授信號指示該變壓器的一次級繞組的一輸出電壓；與該第一信號產生器耦接的一脈衝信號產生器，根據該第一信號產生一脈衝信號，其中該脈衝信號控制該變壓器的電力，其中在一充電階段，該第一信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中在一放電階段，該第一信號從該第一電壓值下降至低於該預設參考電壓值之一第二電壓值，且其中在一調整階段，該第一信號從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值，其中，該放電階段的一時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度的一比值為常數，其中，在該充電階段中，流經該變壓器的一初級繞組的一電流增大，且其中在 該放電階段中，流經該變壓器的一次級繞組的一電流減小。

本發明又提供一種控制一變壓器的方法，包括：在多個開關週期操作該變壓器，該多個週期中至少一個週期包含一充電階段、一放電階段和一調整階段；在該充電階段對該變壓器供電；在該放電階段利用該變壓器對一負載供電；以及決定該調整階段的一時間長度，，包含：產生一鋸齒波信號；在該充電階段使得該鋸齒波信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值；在該放電階段使得該鋸齒波信號從該第一電壓值下降至一第二電壓值；在該調整階段使得該鋸齒波信號從該第二電壓值上升；及當該鋸齒波信號上升至該預設參考電壓值時結束該調整階段，其中該放電階段的時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度之間的一比值為常數。

以下將對本發明的實施例提供詳細說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意欲將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和等效物。

另外，在以下的詳細說明中將配合大量具體細節，以提供對本發明之完整說明。本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在其他實例中，對習知的方法、流程、元件和電路未作詳細描 述，以便於凸顯本發明的主旨。

根據本發明的實施例，提供一種控制電力轉換器的電路和方法，該電力轉換器可用於對各種負載供電。該電力轉換器包含變壓器和控制該變壓器的控制器。該控制器控制與該變壓器初級繞組串聯耦接的開關。有利之處在於，透過控制該開關的導通/關斷時間，使得該變壓器可以在次級繞組提供實質恆定的電流。透過採用本發明之電力轉換器以及對電力轉換器進行控制的方法，可以省去圖1中所示習知電力轉換器中所包含的光耦合器和誤差放大器等元件，而減小電力轉換器的尺寸並提升效率。

圖2所示為根據本發明一實施例的電力轉換器200的例示性方塊圖。圖4所示為電力轉換器200接收或產生的信號的例示性波形圖。圖2將結合圖4進行描述。

在圖2的實例中，電力轉換器200包含用於控制變壓器202的控制器220。在一實施例中，變壓器202包含初級繞組204、次級繞組206和輔助繞組208。初級繞組204一端與直流輸入電壓V_BB耦接，另一端透過開關218和電阻230耦接到地。次級繞組206透過二極體210連接至負載212。在一實施例中，輔助繞組208位於變壓器202的初級繞組204一側。輔助繞組208一端透過電阻214和電阻216耦接至地，另外一端耦接至地。

控制器220透過控制與初級繞組204串聯耦接的開關218來控制變壓器202。在一實施例中，控制器220由輔助繞組208產生的電壓V_DD供電。電阻230提供回授信號FB1，指示流經初級繞組204的電流I_PR。輔助繞組208提 供回授信號FB2，指示輔助繞組208的輸出電壓，而進一步指示次級繞組206的輸出電壓。因此，回授信號FB2能夠反映流經次級繞組206的電流I_SE是否下降到預設的電流值，如0。在一實施例中，回授信號FB2在電阻214和電阻216之間的節點上產生。

電力轉換器200還包括信號產生器226(如振盪器226)和鉗位電路228。當開關218導通時，鉗位電路228對回授信號FB2的電壓進行鉗位。在一實施例中，控制器220接收參考信號PEAK和參考信號SET。參考信號PEAK決定流經初級繞組204的電流I_PR的最大電流值I_PEAK。參考信號SET具有參考電壓值V_SET。在另一實施例中，參考信號PEAK和參考信號SET由控制器220產生。

控制器220接收回授信號FB1和回授信號FB2，並根據回授信號FB1和回授信號FB2產生一個脈衝信號(如脈寬調變信號PWM1)來控制開關218。控制器220透過控制與初級繞組204串聯耦接的開關218，使得變壓器202工作於多個開關週期。在一實施例中，一個開關週期包含充電階段T_ON、放電階段T_DIS和調整階段T_ADJ，如圖4所示。在充電階段T_ON，變壓器202由輸入電壓V_BB供電，流經初級繞組204的電流I_PR增大。在放電階段T_DIS，變壓器202放電對負載212供電，流經次級繞組206的電流I_SE減小。

更具體而言，在充電階段T_ON，控制器220導通開關218，從而使得變壓器202接收輸入電壓V_BB。當開關218導通，與次級繞組206耦接的二極體210反向偏置，沒有 電流流經次級繞組206。電流I_PR流經初級繞組204、開關218和電阻230到地。電流I_PR線性增大。因此，在充電階段T_ON，變壓器202的磁芯224儲能。鉗位電路228在充電階段T_ON對回授信號FB2的電壓進行鉗位，使得回授信號FB2的電壓實質為0。

在放電階段T_DIS，控制器220關關斷關218，透過變壓器202放電對負載212供電。當開關218關斷，與次級繞組206耦接的二極體210正向偏置，儲存在磁芯224的能量透過次級繞組206釋放至電容222和負載212。在放電階段T_DIS，流經次級繞組206的電流I_SE從一個最大電流值I_SE-MAX線性減小至一個預設的電流值(如0)。次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX由初級繞組204的最大電流值I_PEAK和變壓器202的匝數比決定。

在調整階段T_ADJ，開關218保持關斷。在一實施例中，在調整階段T_ADJ，沒有電流流經初級繞組204或次級繞組206。

如圖4中流經次級繞組206的電流I_SE的波形所示，在一個開關週期T_S中次級繞組206輸出的平均電流I_OAVG可以由方程式(1)得到。

其中，T_S=T_ON+T_DIS+T_ADJ。

在一實施例中，充電階段T_ON的時間長度和放電階段T_DIS的時間長度可以由初級繞組204和次級繞組206的電感、輸入電壓V_BB及負載212兩端的輸出電壓V_OUT決定。 控制器220決定調整階段T_ADJ具有恰當的時間長度從而使得放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數，其中，開關週期T_S的時間長度是充電階段T_ON、放電階段T_DIS及調整階段T_ADJ的總時間長度。在方程式(1)中，次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX由初級繞組204的最大電流值I_PEAK和變壓器202的匝數比決定。在一實施例中，由於初級繞組204的最大電流值I_PEAK為一預設值而變壓器202的匝數比為常數，故次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX為常數。因此，根據方程式(1)，若放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數(即T_S=k* T_DIS，k為常數)，則次級繞組206的平均輸出電流I_OAVG也為常數。

因此，即便輸入電壓V_BB和輸出電壓V_OUT可能變化，只要放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數，則平均輸出電流I_OAVG也為常數。換言之，透過利用一個濾波器(如與負載212耦接的電容222)，電力轉換器200可以為負載212提供實質為恆定的輸出電流。此處”實質恆定”係指輸出電流僅在一範圍內變化，故由電路元件的非理想條件所導致的電流漣波(ripple)可以忽略不計。

圖3所示為圖2中的控制器220的架構示意圖。圖3將結合圖2和圖4進行描述。控制器220使得調整階段T_ADJ具有恰當的時間長度從而使得放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數。因此電力轉換器200可以為負載212提供實質恆定輸出電流。

在一實施例中，控制器220包含一個信號產生器(例如一振盪器226)、比較器314、比較器316和脈衝信號產生器318(例如脈寬調變信號產生器318)。振盪器226根據回授信號FB2產生鋸齒波信號SAW。回授信號FB2指示次級繞組206的輸出電壓。比較器314將鋸齒波信號SAW和參考信號SET進行比較。參考信號SET具有參考電壓位準V_SET。比較器316將回授信號FB1和參考信號PEAK進行比較。回授信號FB1指示流經初級繞組204的電流I_SE。參考信號PEAK決定流經初級繞組204的電流I_PR的最大電流值I_PEAK。脈寬調變信號產生器318與比較器314以及比較器316耦接，並產生一個脈寬調變信號PWM1。來自振盪器226的鋸齒波信號SAW可用來控制脈寬調變信號PWM1的工作週期。脈寬調變信號PWM1控制開關318的導通狀態從而控制變壓器202的電力。

控制器220還包含控制信號產生器320。控制信號產生器320根據回授信號FB2產生控制信號CTRL。控制信號CTRL施加至振盪器226。在一實施例中，如果回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH(例如TH>0V)，則控制信號CTRL為邏輯1，否則控制信號CTRL為邏輯0。在圖3的實例中，振盪器226包含電流源302和304、開關306和308以及電容310。電容310上產生的電壓信號即鋸齒波信號SAW。根據開關306和308的導通狀態，電容310可以在電流源302的作用下充電或在電流源304的作用下放電。

如果電容310的電壓上升至參考電壓值V_SET，則控制 器220產生具有第一位準的脈寬調變信號PWM1以導通開關218(例如，PWM1為邏輯1)。從而使得變壓器202工作於充電階段T_ON。在一實施例中鉗位電路228強迫回授信號FB2的電壓實質為0，從而控制信號CTRL具有第一位準(如邏輯0)。控制信號CTRL控制振盪器226中的開關308。控制信號CTRL透過NOT閘312耦接至開關306。在圖3的實例中，當控制信號CTRL為邏輯0時，開關306導通，開關308關斷。電容310由電流源302的電流充電。因此，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)從參考電壓值V_SET開始上升。同時，流經初級繞組204的電流I_PR增大。比較器316將回授信號FB1與參考信號PEAK進行比較。當回授信號FB1的電壓達到參考信號PEAK的電壓時，代表流經初級繞組204的電流I_PR增大至最大電流值I_PEAK，此時控制器220關斷開關318，從而結束充電階段T_ON並啟動放電階段T_DIS。具體而言，脈寬調變信號產生器318產生具有第二位準的脈寬調變信號PWM1以關斷開關218(例如，PWM1為邏輯0)。當充電階段T_ON結束時，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)上升至第一電壓值V₁，如圖4所示。換言之，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)從參考電壓值V_SET上升至第一電壓值V₁這段時間內開關218導通。

在放電階段T_DIS，開關218關斷，流經次級繞組206的電流I_SE從最大電流值I_SE-MAX減小。在放電階段T_DIS，輔助繞組208產生實質恆定輸出電壓。該輸出電壓被電阻214和216分壓。因此在放電階段T_DIS，回授信號FB2的 電壓(如電阻216兩端的電壓)與輔助繞組208的輸出電壓成比例，從而也是實質恆定。在一實施例中，恰當選擇電阻214和電阻216的阻值，使得在放電階段T_DIS，回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH。當回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH，控制信號CTRL為邏輯1，使開關306關斷而開關308導通。電容310以電流源304的電流放電。因此，電容310的電壓從第一電壓值V₁下降。

當代表次級繞組206的輸出電壓的回授信號FB2的電壓下降至臨限值TH，表示流經次級繞組206的電流I_SE減小到預設的電流值時，控制器220結束放電階段T_DIS並啟動調整階段T_ADJ。在一實施例中，當流經次級繞組206的電流I_SE減小到實質為0時，控制器220結束放電階段T_DIS並啟動調整階段T_ADJ。當放電階段T_DIS結束時，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)下降至第二電壓值V₂，如圖4所示。

在調整階段T_ADJ，因為回授信號FB2的電壓下降至臨限值TH，控制信號CTRL變為邏輯0。開關306導通，開關308關斷。電容310再次由電流源302的電流充電。電容310的電壓從第二電壓值V₂上升。在調整階段T_ADJ，開關218保持關斷，沒有電流流經初級繞組204或次級繞組206。當鋸齒波信號SAW的電壓上升至參考電壓值V_SET，則控制器220結束調整階段T_ADJ並導通開關218以啟動下一個開關週期T_S中的充電階段T_ON。具體來講，脈寬調變信號產生器318產生具有第一位準的脈寬調變信號PWM1以導通開關218(如，PWM1為邏輯1)。

假設電容310的電容值為C₁，電流源302的電流為I₁，電流源304的電流為I₂。在充電階段T_ON結束時，鋸齒波信號SAW的電壓(電容310的電壓)可以表示為：

在放電階段T_DIS結束時，鋸齒波信號SAW的電壓可以表示為：

在調整階段T_ADJ結束時，鋸齒波信號SAW的電壓可以表示為：

因此，調整階段T_ADJ的時間長度可以由方程式(2)-(4)推出，即：

由方程式(5)，調整階段T_ADJ的時間長度和開關週期T_S的時間長度之間的關係可以表示為：

根據方程式(6)可以得到，放電階段T_DIS的時間長度與充電階段T_ON、放電階段T_DIS及調整階段T_ADJ的總的時間長度的比值由電流I₁、I₂決定。如果分別來自電流源302、304的電流I₁、I₂的大小恆定，則放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度成比例。因此，參考方程 式(1)，次級繞組206的平均輸出電流I_OAVG實質為常數。

圖5所示為根據本發明一實施例的控制變壓器的例示性方法流程圖500。圖5將結合圖2、圖3以及圖4進行描述。

在步驟502中，變壓器202工作於多個開關週期。一個開關週期包含充電階段T_ON、放電階段T_DIS和調整階段T_ADJ。

在步驟504中，在充電階段T_ON，以輸入電源對變壓器202供電。在充電階段T_ON，與變壓器202的初級繞組204串聯耦接的開關218導通。在一實施例中，透過監測流經初級繞組204的電流來控制充電階段T_ON的時間長度。具體而言，當流經初級繞組204的電流增大至一個預設的最大電流值時，結束充電階段T_ON(關斷開關218)並啟動放電階段T_DIS。

在步驟506，在放電階段T_DIS，利用變壓器202對負載供電。在一實施例中，透過監測變壓器202輔助繞組208的輸出電壓來控制放電階段T_DIS的時間長度。輔助繞組208的輸出電壓可以指示流經變壓器202次級繞組206的電流是否下降到一個預設的電流值。具體而言，當流經次級繞組206的電流減小到預設的電流值(如0)時，結束放電階段T_DIS並啟動調整階段T_ADJ。在一實施例中。當輔助繞組208的輸出電壓減小至一個預設的電壓值時，說明流經次級繞組206的電流減小至該預設的電流值。

在步驟508中，決定調整階段T_ADJ的時間長度，使得放電階段T_DIS的時間長度與充電階段T_ON、放電階段T_DIS 及調整階段T_ADJ的總時間長度之間的比值為常數。在一實施例中，調整階段T_ADJ的時間長度由一個振盪器226決定。振盪器226產生鋸齒波信號SAW。在充電階段T_ON，鋸齒波信號SAW的電壓從預設的參考電壓值V_SET上升至第一電壓值V₁。在放電階段T_DIS，鋸齒波信號SAW的電壓從第一電壓值V₁下降至第二電壓值V₂。在調整階段T_ADJ，鋸齒波信號SAW的電壓從第二電壓值V₂上升至預設的參考電壓值V_SET。當鋸齒波信號SAW的電壓上升至預設的參考電壓值V_SET時，結束調整階段T_ADJ並啟動一個新的開關週期T_S。

據此，本發明提供一種控制電力轉換器的電路與方法，該電力轉換器可用於對各種負載供電。該電力轉換器包含工作於多個開關週期的變壓器。至少一個開關週期中包含充電階段T_ON、放電階段T_DIS和調整階段T_ADJ。該電力轉換器可以使得調整階段T_ADJ具有合適的時間長度，從而使放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數。開關週期T_S的時間長度是充電階段T_ON、放電階段T_DIS和調整階段T_ADJ總的時間長度。因此，每個開關週期輸出平均電流的為實質恆定。

本發明提供的電力轉換器可以應用於多種場合。在一實施例中，該電力轉換器可以提供實質恆定的電流輸出以驅動發光二極體串等光源。在另一實施例中，該電力轉換器可以提供實質恆定的電流以對電池充電。

與包含光耦合器和誤差放大器的習知的反馳式轉換器相比，本發明提供的電力轉換器的尺寸相對較小。

此外，即便電力轉換器的輸入電壓和輸出電壓的變化可能導致充電階段T_ON和放電階段T_DIS的時間長度產生變化，該電力轉換器能自動決定調整階段T_ADJ的時間長度以保持放電階段T_DIS的時間長度與開關週期T_S的時間長度的比值為常數。因此，該電力轉換器能夠自動調節而輸出平均值恆定的電流。而且從方程式(1)可以看到，該電力轉換器的輸出電流的平均值不受變壓器繞組電感值的影響，從而能夠更加精確的控制輸出電流。

上文具體實施模式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離申請專利範圍所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本技術領域中具有通常知識者應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、架構、佈局、比例、材料、元素、組件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法等效物界定，而不限於先前之描述。

100‧‧‧反馳式轉換器

104‧‧‧初級繞組

106‧‧‧次級繞組

108‧‧‧輔助繞組

110‧‧‧二極體

112‧‧‧負載

114‧‧‧誤差放大器

116‧‧‧光耦合器

111‧‧‧電流監測電阻

118‧‧‧開關

120‧‧‧控制器

122‧‧‧電容

124‧‧‧磁芯

200‧‧‧電力轉換器

202‧‧‧變壓器

204‧‧‧初級繞組

206‧‧‧次級繞組

208‧‧‧輔助繞組

210‧‧‧二極體

212‧‧‧負載

214、216‧‧‧電阻

218‧‧‧開關

220‧‧‧控制器

222‧‧‧電容

224‧‧‧磁芯

226‧‧‧信號產生器/振盪器

228‧‧‧鉗位電路

230‧‧‧電阻

302、304‧‧‧電流源

306、308‧‧‧開關

310‧‧‧電容

312‧‧‧NOT閘

314、316‧‧‧比較器

318‧‧‧脈衝信號產生器/脈寬調變信號產生器

320‧‧‧控制信號產生器

500‧‧‧流程圖

502、504、506、508‧‧‧步驟

透過對本發明的實施例及結合其所附圖式的描述，可以進一步理解本發明的目的、具體架構特徵和優點。

圖1所示為一種習知反馳式轉換器的方塊圖。

圖2所示為根據本發明一實施例的電力轉換器的例示性方塊圖。

圖3所示為圖2中的控制器的架構示意圖。

圖4所示為根據本發明一實施例的電力轉換器接收或產生的信號的例示性波形圖。

圖5示為根據本發明一實施例的控制變壓器的例示性方法流程圖。

200‧‧‧電力轉換器

202‧‧‧變壓器

204‧‧‧初級繞組

206‧‧‧次級繞組

208‧‧‧輔助繞組

210‧‧‧二極體

212‧‧‧負載

214‧‧‧電阻

216‧‧‧電阻

218‧‧‧開關

220‧‧‧控制器

222‧‧‧電容

224‧‧‧磁芯

226‧‧‧信號產生器/振盪器

228‧‧‧鉗位電路

230‧‧‧電阻

Claims (19)

1. 一種電力轉換器，包括：一變壓器，具有與一電源耦接的一初級繞組和與一負載耦接的一次級繞組；以及一信號產生器，產生一鋸齒波信號，其中，該變壓器工作於多個開關週期，且該多個開關週期中至少一個開關週期包含一充電階段、一放電階段和一調整階段，其中，在該充電階段，該鋸齒波信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中，在該放電階段，該鋸齒波信號從該第一電壓值下降至一第二電壓值，且其中，在該調整階段，該鋸齒波信號從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值，其中，在該充電階段，該變壓器由該電源供電且流經該初級繞組的一電流增大，其中在該放電階段，該變壓器放電為該負載供電且流經該次級繞組的一電流減小，且其中該放電階段的一時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度的一比值為常數。
2. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，還包括：與該初級繞組串聯耦接的一電阻，提供指示流經該初級繞組的該電流的一回授信號。
3. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，其中，該變壓器還包括一輔助繞組，提供指示流經該次級繞組的該 電流是否減小到一預設的電流值的一回授信號。
4. 如申請專利範圍第3項之電力轉換器，還包括：一鉗位電路，在該充電階段對該回授信號的一電壓進行鉗位。
5. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，還包括：與該初級繞組串聯耦接的一開關，其中當該鋸齒波信號從該參考電壓值上升至該第一電壓值的過程中該開關導通，且其中當流經該初級繞組的該電流增大到一預設最大電流值時該開關關斷。
6. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，還包括：與該初級繞組串聯耦接的一開關，其中在該充電階段該開關導通，且其中在該放電階段和該調整階段該開關關斷。
7. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，還包括：與該初級繞組串聯耦接的一開關，其中該鋸齒波信號被設置為控制一個脈衝信號的一工作週期，該脈衝信號控制該開關。
8. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，其中，該信號產生器包含：與該變壓器耦接的一電容，該電容提供該鋸齒波信號，其中，在該充電階段，該電容以一第一電流充電且該電容兩端的一電壓從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中在該放電階段，該電容以一第二電流放電且該電 容兩端的該電壓從該第一電壓值下降至一第二電壓值，且其中在該調整階段，該電容兩端的該電壓從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值。
9. 如申請專利範圍第8項之電力轉換器，其中該比值由該第一電流和該第二電流決定。
10. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，其中流經該次級繞組的該電流的一平均值實質為常數。
11. 一種用於控制一變壓器的控制器，包括：一第一信號產生器，接收一第一回授信號並產生一第一信號，該第一回授信號指示該變壓器的一次級繞組的一輸出電壓；與該第一信號產生器耦接的一脈衝信號產生器，根據該第一信號產生一脈衝信號，其中該脈衝信號控制該變壓器的電力，其中在一充電階段，該第一信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中在一放電階段，該第一信號從該第一電壓值下降至低於該預設參考電壓值之一第二電壓值，且其中在一調整階段，該第一信號從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值，其中，該放電階段的一時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度的一比值為常數，其中，在該充電階段中，流經該變壓器的一初級繞組的一電流增大，且其中在該放電階段中，流經該變壓 器的一次級繞組的一電流減小。
12. 如申請專利範圍第11項之控制器，其中該脈衝信號控制器與該變壓器的一初級繞組串聯耦接的一開關，且其中在該充電階段該開關導通，在該放電階段和該調整階段該開關關斷。
13. 如申請專利範圍第11項之控制器，其中當流經該變壓器的一初級繞組的一電流增大到一預設最大電流值時，該控制器結束該充電階段並啟動該放電階段，且其中當流經該變壓器的一次級繞組的一電流減小到一預設電流值時，該控制器結束該放電階段並啟動該調整階段。
14. 如申請專利範圍第11項之控制器，其中該第一信號產生器包括與該脈衝信號產生器耦接的一電容，其中在該充電階段，該電容以一第一電流充電且該電容兩端的一電壓從該預設參考電壓值上升至一第一電壓值，其中在該放電階段，該電容以一第二電流放電且該電容兩端的該電壓從該第一電壓值下降至一第二電壓值，且其中在該調整階段，該電容兩端的該電壓從該第二電壓值上升至該預設參考電壓值。
15. 如申請專利範圍第14項之控制器，其中該比值由該第一電流和該第二電流決定。
16. 如申請專利範圍第11項之控制器，還包括：與該脈衝信號產生器耦接的一比較器，比較一第二回授信號和一預設最大電流值，該第二回授信號指示流經該變壓器的該初級繞組的一電流。
17. 一種控制一變壓器的方法，包括：在多個開關週期操作該變壓器，該多個週期中至少一個週期包含一充電階段、一放電階段和一調整階段；在該充電階段對該變壓器供電；在該放電階段利用該變壓器對一負載供電；以及決定該調整階段的一時間長度，包含：產生一鋸齒波信號；在該充電階段使得該鋸齒波信號從一預設參考電壓值上升至一第一電壓值；在該放電階段使得該鋸齒波信號從該第一電壓值下降至一第二電壓值；在該調整階段使得該鋸齒波信號從該第二電壓值上升；及當該鋸齒波信號上升至該預設參考電壓值時結束該調整階段，其中，該放電階段的時間長度與該充電階段、該放電階段及該調整階段的一總時間長度之間的一比值為常數。
18. 如申請專利範圍第17項之方法，還包括：在該充電階段導通與該變壓器的一初級繞組串聯耦接的一開關；當流經該變壓器的該初級繞組的一電流增大到一預設最大電流值時，結束該充電階段並啟動該放電階段；在該放電階段結束時關斷該開關； 當流經該變壓器的一次級繞組的一電流減小到一預設電流值時，結束該放電階段並啟動該調整階段；及在該調整階段結束時導通該開關。
19. 如申請專利範圍第17項之方法，還包括：監測該變壓器的一輔助繞組的一輸出電壓，其中該輸出電壓指示流經該次級繞組的該電流是否減小到該預設電流值。