JP5179717B2 - 高周波誘電加熱用電力制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子レンジなどのように、マグネトロンを用いた高周波誘電加熱用電力制御に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。

従来の公知の高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。

また、ヒータはマグネトロンのカソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。

これを解決する高周波加熱装置としては、特許文献１に開示された制御方式がある。図８はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図８において、この加熱制御方式は、マグネトロン７０１と、マグネトロン７０１に２次巻電力を供給する高圧整流回路７０２に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン７０１のヒータ７１５に電力を供給するトランス７０３と、交流電源７０４を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス７０３に供給するインバータ回路７０５と、インバータ回路７０５の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段７０６と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７０７と、電力検知手段７０６の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部７０８と、電力検知手段７０６の出力が基準電圧発生手段の出力レベル７１８以上になると出力である発振検知信号がＬＯからＨＩとなる発振検知手段７１９と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路７１６と、出力設定信号をレベル変換回路７２０によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧７０４を整流する整流回路７１０の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路７２１と、波形整形回路７２１の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路７１１と、比較回路７１１の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段７１２と、発振回路７１３と、発振回路７１３の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路５を駆動するインバータ制御回路７１４を備える構成となっている。

上記高周波加熱装置は、マグネトロン７０１に供給する電力の調節をインバータ制御回路７１４の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段７１２の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路７１４の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン７０１に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段７１２の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン７０１の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。

この構成によると、交流電源７０４を整流回路７１０で整流した整流電圧の波形は、波形整形回路７２１によって出力設定信号に応じて整形され、比較回路７１１へ出力される。この波形整形回路７２１の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路７１６を基準電圧として持つ比較回路７１１によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部７０８の出力を重畳することによって、信号重畳手段７１２の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源７０４の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。

このように、波形整形回路７２１によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。

しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施しているので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。

ここで、本発明の動機づけとなったマグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンのＶAK（アノード・カソード電圧）−Ｉｂ特性は図９で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じてＯＮ幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。

そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の被加熱物（負荷）によっても変動するものである。

図９はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類による違い、（ｂ）はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、（ｃ）はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また（ａ）〜（ｃ）に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。

そこで（ａ）について見ると、Ａ，Ｂ，Ｃは３種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンＡの場合、ＶAKがＶAK1（＝ｅbm）になるまでは電流はＩA1以下の僅かな電流しか流れない。ところが、ＶAKがＶAK1を超えると電流ＩAは急激に増加し始める。この領域ではＶAKの僅かの違いでＩAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンＢの場合、ＶAK2（＝ｅbm）はＶAK1より低く、さらにマグネトロンＣの場合、ＶAK3（＝ｅbm）はＶAK2よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類Ａ，Ｂ，Ｃにより異なるので、ｅbmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ｅbmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

同じく（ｂ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

同じく（ｃ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってｅbmは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。

このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

上述の課題に対応して、特許文献２に開示された制御方式がある。図１０は当該制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する構成図である。

図１０において、交流電源２２０の交流電圧は４個のダイオード２３２からなるダイオードブリッジ型整流回路２３１で整流され、インダクタ２３４とコンデンサ２３５からなる平滑回路２３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ２３７とトランス２４１の１次巻線２３８からなる共振回路２３６とスイッチングトランジスタ２３９からなるインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス２４１を介して、その２次側巻線２４３に高周波高圧が誘起される。

２次巻線２４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ２４５、ダイオード２４６、コンデンサ２４７、ダイオード２４８からなる倍電圧整流回路２４４を介して、高電圧がマグネトロン２５０のアノード２５２とカソード２５１間に印加される。また、トランス２４１には３次巻線２４２があって、これによりマグネトロン２５０のヒータ（カソード）２５１を加熱する。以上がインバータ回路２１０である。

次に、インバータのスイッチングトランジスタ２３９を制御する制御回路２７０について説明する。先ず、ＣＴ等の電流検知手段２７１でインバータ回路の入力電流を検知して、電流検知手段２７１からの電流信号を整流回路２７２で整流し、平滑回路２７３で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部２７５からの信号を比較回路２７４で比較する。なお、比較回路２７４は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力信号の代わりにマグネトロン２５０のアノード電流信号や、あるいは、スイッチングトランジスタ２３９のコレクタ電流信号等が入力信号であっても有効である。

他方、交流電源２２０をダイオード２６１で整流し、整形回路２６２で波形整形する。その後、整形回路２６２からの信号を反転・波形処理回路２６３で反転して、波形処理する。整形回路２６２からの出力信号は後述のゲイン可変アンプ回路２９１で可変して基準波形信号を出力し、整流回路２７２からの入力電流波形信号と、このゲイン可変アンプ回路２９１からの基準波形信号との差を、波形エラー検出回路２９２により波形誤差信号として出力する。この波形エラー検出回路２９２からの波形誤差信号と比較回路２７４からの電流誤差信号をミックスアンドフィルタ回路２８１（以下、「ミックス回路」という）でミックスしフィルタリングしてＯＮ電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路２８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ２８２で比較して、パルス幅変調してインバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９をオン・オフ制御するものである。

図１１にそのミックス回路２８１の１例を示す。ミックス回路２８１の入力端子は３つあって、端子８１１に補助変調信号、端子８１２に波形誤差信号、端子８１３に電流誤差信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。８１０は高周波カットフィルタで、高周波成分が不要な電流誤差信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形誤差信号とミックスした時に波形誤差信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。

以上のように、ゲイン可変アンプ回路２９１により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段２７１から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路２９２で比較して波形エラー情報を得るようにし、得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９のオン・オフ駆動信号に変換して使用するものである。

このように、入力電流の大きさに追従して波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、また、マグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形が可能になる。
特開平７−１７６３７５号公報 特開２００４−３０９８１号公報

しかしながら、特許文献２記載の構成では、図１１に示したように、反転・波形処理回路２６３からの補助変調信号８１１を用いて、波形整形を行っていた。これは波形整形に際して、実際に流れる電流を反映した波形誤差信号８１２に加えて補助変調信号８１１を用いることにより、波形整形がうまく行えるという理由に基づくものであった。しかしながら反転・波形処理回路２６３の採用、更に整流回路２７２等が必要となるため、構造が複雑、大規模になるという問題があった。

また、補助変調信号８１１の採用に伴い、結局マグネトロンの種類やその特性に応じて、今度は補助変調信号８１１の調整が必要となり、結局対象となるマグネトロンに応じた回路毎の個別設計が必要となるという問題があった。

更に、トランジスタ２３９の最初のオン動作開始直前の平滑回路３０の出力電圧波形は商用電源の位相に関係なく直流になるので、補助変調信号８１１の採用に伴い、上記オン動作開始の商用電源位相を補助変調信号８１１の最も小さくなる、すなわち最もトランジスタ２３９のオン時間幅が狭くなる９０度、２７０度付近に制御して、マグネトロンに過大電圧が掛かることを防止する必要があり、このための制御調整が複雑になるという問題があった。

そこで、本発明は、装置の構成を簡易にして、装置のより小型化を可能にし、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けることが無く、運転効率を向上させることができる高周波誘電加熱用電力制御装置を提供することにある。

本発明は、商用電源に接続され、入力電流がゼロクロス付近でマグネトロンの休止期間を含む略脈流となる整流回路と、前記整流回路の出力をスイッチングトランジスタの高周波スイッチングにより高周波電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力により作動するマグネトロンと、を備える高周波誘電加熱装置において、前記スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して前記インバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、前記入力電流を検知し、当該入力電流の瞬時値の入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記入力電流波形情報の入力により、当該入力電流の瞬時値が大きい時は高周波スイッチングのオン時間を短く、当該入力電流の瞬時値が小さい時は高周波スイッチングのオン時間を長く変調することにより、前記入力電流を正弦波に近づけるようにするオン・オフ駆動信号を出力して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する変換部と、を備え、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続されるミックス回路を更に有し、当該ミックス回路は、前記入力電流波形情報と電力制御情報とを加算してオン電圧信号を生成して前記変換部に出力するものであり、前記電力制御情報は、（ｉ）前記インバータ回路の出力に対応した電流が流れる個所の電流を検出し平滑した信号又は（ｉｉ）前記入力電流波形情報を平滑した信号と、出力設定信号とを比較する比較回路から出力されるものであって、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時は、高周波スイッチングのオン時間を短かくするように、小さい時は高周波スイッチングのオン時間を長くするようにされている。

前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有するものより構成されうる。

また、前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成することができる。ここで、前記入力電流検出部には、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路とを設けることができ、前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力する。そして前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。

更に、前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を備え得る。

更に、前記ミックス回路は、前記比較回路からの前記電力制御情報の入力によりオン・オフするスイッチと、当該スイッチのオン・オフにより時定数を変化させるＲＣ回路と、を含み、前記ＲＣ回路は、第１の抵抗Ｒ２の一端を回路内電源に接続し前記第１の抵抗Ｒ２の他端を前記ＲＣ回路のコンデンサＣに接続して前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点からオン電圧信号を出力し、前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が小さい時はオフとなり、第１の時定数Ｃ＊Ｒ２でオン電圧信号を徐々に上昇させて入力電流を増加させることにより、高周波スイッチングのオン時間を長くし、かつ、前記ＲＣ回路は、第２の抵抗Ｒ１の一端を前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点に接続して前記第２の抵抗Ｒ１の他端を前記スイッチを介して接地し、前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時はオンとなり、オン電圧信号を急速に下降させて入力電流を減少させることにより、高周波スイッチングのオン時間を短くするような構成にすることができる。

また、前記ミックス回路は、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報が入力されるスイッチと、前記スイッチのオン・オフにより時定数を変化させるＲＣ回路と、を含み、前記ＲＣ回路は、第１の抵抗Ｒ２の一端を回路内電源に接続し前記第１の抵抗Ｒ２の他端を前記ＲＣ回路のコンデンサＣに接続して前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点からオン電圧信号を出力し、前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が小さい時はオフとなり、第１の時定数Ｃ＊Ｒ２でオン電圧信号を徐々に上昇させてコレクタ電圧を増加させることにより、高周波スイッチングのオン時間を長くし、かつ、第３の抵抗Ｒ３の一端を前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点に接続して前記第３の抵抗Ｒ３の他端を前記スイッチを介して接地し、
前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時はオンとなり、オン電圧信号を急速に下降させてコレクタ電圧を減少させることにより、高周波スイッチングのオン時間を短くするような構成にすることができる。

さらに、前記入力電流検出部には、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を設けることができる。前記フィルタ回路に位相進み補償の機能を付加してもよい。

また、前記変換部は、前記オン電圧信号と所定の搬送波を比較して、前記スイッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成され得る。

更に本発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法を提供し、該方法は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、前記入力電流に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、当該入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報の大きい部分はオン時間を短くする極性に、小さい部分はオン時間を長くする極性に、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタのオン・オフ駆動信号を変換するステップと、を備える。

本発明によれば、交流電源電圧を整流して所定周波数の交流に変換するインバータ回路の入力電流波形情報が、その瞬時変動が抑制されるようなインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換される。例えば、入力電流波形情報をオン時間変調方式によりインバータ回路のスイッチングトランジスタのオン・オフ駆動信号に変換して使用する。従って、入力電流が大きい部分は小さく、小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、更に電源電圧変動があっても、入力電流波形情報という形にて直接変換部に入力されるので、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図１において、高周波加熱装置はインバータ回路１０と、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路７０と、マグネトロン５０とからなる。インバータ回路１０は、交流電源２０と、ダイオードブリッジ型整流回路３１と、平滑回路３０と、共振回路３６と、スイッチングトランジスタ３９、倍電圧整流回路４４とを含む。

交流電源２０の交流電圧は４個のダイオード３２から成るダイオードブリッジ型整流回路３１で整流され、インダクタ３４とコンデンサ３５から成る平滑回路３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ３７とトランス４１の１次巻線３８から成る共振回路３６とスイッチングトランジスタ３９により高周波交流に変換され、トランス４１を介してその２次側巻線４３に高周波高圧が誘起される。

２次側巻線４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ４５、ダイオード４６、コンデンサ４７、ダイオード４８から成る倍電圧整流回路４４を介して、高電圧がマグネトロン５０のアノード５２とカソード５１間に印加される。また、トランス４１には３次巻線４２があって、これによりマグネトロン５０のヒータ（カソード）５１を加熱する。以上がインバータ回路１０である。

次に、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路７０について説明する。まず、交流電源２０とダイオードブリッジ型整流回路３１との間に設けられたＣＴ（Current Transformer；変流器）７１等より構成される電流検知部が、整流回路７２に接続され、ＣＴ７１と整流回路７２よりインバータ回路への入力電流を検知する入力電流検出部が構成される。インバータ回路への入力電流はＣＴ７１で絶縁・検出され、その出力は整流回路７２で整流され、入力電流波形情報９０が生成される。

整流回路７２により得られた電流信号は、平滑回路７３で平滑化され、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７５からの信号を比較回路７４で比較する。なお、比較回路７４は電力の大きさを制御するため、平滑回路７３で平滑化された入力電流信号と出力設定部７５からの設定信号の比較を行う。従って、平滑回路７３で平滑化された入力電流信号の代わりにマグネトロン５０のアノード電流信号や、スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電流信号、あるいはスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧信号等を入力信号として用いることもできる。すなわち、比較回路７４は、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報９１を出力するが、比較回路７４、電力制御情報９１は後述するように本発明にとって必須ではない。

同様に、図２に示されるようにダイオードブリッジ型整流回路３１と平滑回路３０間に設けたシャント抵抗８６よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路８５とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報９０としてもよい。シャント抵抗８６は、ダイオードブリッジ型整流回路３１により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。

本実施の形態では、入力電流波形情報９０と比較回路７４からの電力制御情報９１をミックス回路８１でミックスしフィルタリングしてＯＮ（オン）電圧信号９２を出力し、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報９０が直接ミックス回路８１に入力されるという簡略化された構成を採用している。

尚、ＰＷＭコンパレータ８２は、ＯＮ電圧情報９２と所定の搬送波であるノコギリ波とを重ね合わせて、スイッチングトランジスタ３９の駆動信号を生成するパルス幅変調回路である。ただし、この部分は、交流電源２０からの入力電流が大きい部分はオン時間が短く、入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、ＯＮ電圧情報９２をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部として構成されていればよく、この構成には限定されない。

また入力電流波形情報に対するスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ制御は、入力電流が大きい時はオン時間を短く、逆に小さい時は長くする極性で変換される。従って、そのような波形とするべく、入力電流波形情報は後述するミックス回路８１内で反転処理して使用される。

図４（ａ）にミックス回路８１の１例を示す。ミックス回路８１の入力端子は２つあり、一方に電力制御情報９１、他方に入力電流波形情報９０が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。入力電流波形情報９０はミックス回路８１に入力して反転回路で反転処理され、補正信号となる。

また、図４（ｂ）のように、電力制御情報９１から出力間には、ミックス回路８１に交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによって入力電流波形を整形するための入力電流波形情報９０に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。

また、図４（ｃ）に示すように、入力電流波形情報９０から出力間には、ミックス回路８１に交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報９１はミックス回路８１出力の直流成分に、また入力電流波形情報９０は交流成分に変換されることになる。

実施の形態１は、以上のように、入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用されるインバータは周知であり、５０〜６０サイクルの商用交流電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、２０〜５０ｋＨｚ程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。

インバータの回路方式としては、例えば、商用電源が２３０Ｖ地域等でよく使用されるような直列接続された二つのスイッチングトランジスタを交互にオンさせ、そのスイッチング周波数を制御して出力を変化させる（ハーフ）ブリッジ回路方式と、本発明の図１や、特許文献２の図１等に示すような、スイッチングトランジスタ３９を１つ使用してスイッチングを行い、スイッチングパルスのオン時間を変えて出力を変える、いわゆる一石式電圧共振型回路を用いたオン時間変調方式の２通りがある。一石式電圧共振型回路方式は、スイッチングトランジスタ３９は１個で済み、オン時間を短くすれば出力は低下し、オン時間を長くすれば出力が増加する、というようにシンプルな構成・制御が可能な方式である。

図５は本発明の実施の形態１により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合である。また、後述するように、実線は以下の説明で主に用いられる本発明の電力制御装置による補正後の信号形状を表わし、破線は交流電源２０からの補正前の瞬時変動する出力の信号形状を表わす。

図５（ａ）において、上から（イ）の入力電流波形情報の波形は、図１では整流回路７２の出力で、図２ではアンプ８５の出力である入力電流波形情報９０であって、破線はマグネトロンの非線形負荷特性に起因する補正前の波形を示している。図５（ａ）の（ロ）は、ミックス回路８１の補正出力であるＯＮ電圧情報９２で、このＯＮ電圧情報９２は入力電流波形情報９０、電力制御情報９１に追従してその大きさが変化し、更に、入力電流の歪み分を相補・補正するために（イ）の反転波形として出力されている。

図５（ａ）の（ハ）は、（ロ）で示したＯＮ電圧情報９２と同等のものを示し、このＯＮ電圧情報と、（二）で示す変調用のノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波がＰＷＭコンパレータ８２により比較され、スイッチングトランジスタ３９のオン・オフ信号であるＰＷＭ信号が生成される。つまり図示のように、ＰＷＭコンパレータ８２にＰＷＭ指令信号として（ハ）のＯＮ電圧情報９２と、（ニ）のノコギリ波を入力して比較し、ノコギリ波とＯＮ電圧情報９２が交叉する期間を、オン時間のパルス幅とするパルスのオン時間変調を行う。指令信号（ＯＮ電圧情報）９２の振幅値が大きい部分（０度、１８０度近傍、入力電流は小さい部分）では、ノコギリ波との交叉期間も大きいのでオン時間が長く、パルス幅が広くなり、入力電流を上げる極性に補正される。又、ＯＮ電圧情報９２の振幅値が小さい部分（９０度、２７０度近傍、入力電流は逆に大きい部分）は、ノコギリ波との交叉期間も小さいのでオン時間が短くパルス幅も狭くなり、入力電流を下げる極性に補正するという（ホ）のようなオン・オフ期間のパルス列をＰＷＭ信号として出力する。つまり、入力電流波形情報（イ）に対してＯＮ電圧情報（ロ）は補正波形として反転しているので、入力電流波形情報（イ）の入力が大きい（９０度、２７０度近傍）部分では、（ニ）のパルス列信号のようにオン時間を短くし、入力電流波形情報（イ）の入力が小さい（０度、１８０度のゼロクロス近傍）部分では、オン時間を長くして大きくするという、（イ）とは逆の反転出力に変換するものである。これによって入力波形の補正効果が得られるが、特にこの効果はゼロクロス近辺にて大きい。

下段の（ト）の波形は、スイッチングトランジスタ３９のＯＮ幅を示し、（イ）に示す５０Ｈｚ（あるいは６０Ｈｚ）の入力電流波形情報が、これを反転した補正波形のＯＮ電圧情報（ハ）を（ニ）の高周波のノコギリ波と比較することで、２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ等の高周波にインバータ変換されて、（ホ）のオン・オフ信号が生成される。このオン・オフ信号（ホ）に応じてスイッチングトランジスタ３９は駆動され、高周波電力を昇圧トランス１次側に入力し、昇圧トランス２次側に昇圧された高圧を発生する。（ト）はこのオン・オフ信号（ホ）の各パルスのオン時間が商用電源の周期内でどのように変化しているかを視覚化するために、それぞれのオン時間情報をＹ軸にプロットし、その各点を結んだものである。

上述の説明は、交流電源２０からの入力電流が理想的な状態（例えばサイン波）で得られる場合の状態と同一の信号を示している。しかしながら、一般的に交流電源２０からの入力電流は、瞬時的に見れば理想的なサイン波から乖離し、変動している。このような現実的な状態を示すのが破線の信号である。この破線で示すように、商用電源の半周期（０から１８０度）という瞬時の期間でみても、現実の信号は理想信号の状態から乖離し、瞬時変動が生じているのが一般である。このような信号形状は、トランス、倍電圧回路による昇圧作用、倍電圧回路の平滑特性、かつ電圧がｅbm以上のみのときだけアノード電流が流れるマグネトロン特性等により発生する。すなわち、マグネトロン用のインバータ回路においては不可避的な変動ということができる。

本発明の電力制御装置では、入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報（（イ）参照）が入力電流検出部より得られ、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制はスイッチングトランジスタ３９の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報が理想信号より小さい場合は、上述したオン時間がより長く、パルス幅がより広くなる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述したオン時間がより短く、パルス幅がより狭くなる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形がオン時間情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。

駆動信号が与えられたスイッチングトランジスタ３９の瞬時変動抑制作用により、入力電流波形情報には、矢印で示すような補正がなされ、常時理想波に近い入力がマグネトロンに与えられることとなる。尚、修正後の（ハ）及び（ホ）の図示は省略している。ここで、上記した理想信号は仮想信号であるが、この信号は正弦波になる。

すなわち、商用電源の半周期の如き短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御（電力制御）されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正されるので、入力電流が大きい部分を減少させて上記略ゼロを成立させている。これは、非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので、線形負荷に流れる電流波形と同じく、理想波形は正弦波になる。

このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すように、その波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロンの非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急激な電流変化、すなわち歪はこの制御ループで打ち消され、入力電流波形整形が行なわれることになる。

更に、このように、入力電流の瞬時値に追従した入力電流波形情報で制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。

特に本発明では、瞬時変動する入力電流波形情報を元にスイッチングトランジスタの制御がなされる。入力電流の瞬時変動が、入力電流波形情報という形にて直接ミックス回路８１に入力され、ＯＮ電圧情報にも反映されるため、入力電流波形歪の抑制や、瞬時変動に対する追随性の優れたスイッチングトランジスタの駆動信号を得ることができる。

本発明の主題は、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるように、該情報を有する入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するということである。当該目的達成のためには電力制御情報９１は特に必須ではない。電力制御情報９１は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従って、ミックス回路８１、ＰＷＭコンパレータ８２の採用も実施形態の一例に過ぎず、上述した変換を行なう変換部に相当するものが、入力電流検出部とスイッチングトランジスタの間に存在すればよい。

また、電力制御情報を用いる場合においても、上述の実施形態の様に入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報９１をミックス回路８１に入力することは必須ではない。すなわち上述の実施の形態では、電力制御情報９１は、入力電流を検知する電流検知部７１及び整流回路７２（図１）又はシャント抵抗８６及び増幅回路８５（図２）をその起源としているが、インバータ回路１０の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する情報を電力制御情報として、ミックス回路８１に入力することができる。例えば、スイッチングトランジスタ３９のコレクタからの情報をそのまま、又は平滑回路７３を通じて平滑化して比較回路７４に入力し、比較回路７４における出力設定信号との比較を経た後の情報を電力制御情報として使用することができる。

次に、図５（ｂ）は図５（ａ）に対して入力電流の小さい場合を比較して示したもので、（チ）は入力が小さい場合の入力電流波形情報で、図５（ａ）の（イ）に対応し、（リ）はＯＮ電圧情報で、（ヌ）はスイッチングトランジスタのオン幅で、各々図５（ａ）の（ロ）、（ト）に対応している。また、図示は省略しているが、図５（ａ）の（ハ）、（ニ）、（ホ）、（ヘ）に示したノコギリ波の比較処理は、ここでも同一の処理が行なわれることは、勿論である。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について説明する。本発明の実施の形態２は、制御回路の構成についてのものであるが、図１に示すように、図１０の従来例に比較して、反転回路はミックス回路８１内に内蔵させた以外は、図１０の整流ダイオード２６１、整形フィルタ２６２、ゲイン可変アンプ２９１、反転・波形処理回路２６３及び波形エラー検出回路２９２が省略されるので、大幅な削減になり、波形誤差検出ラインが大幅に簡略化され、機器構成の実用的な小型化が容易となり、制御手順が簡単化されて、処理時間が短縮できるので機器の信頼性の向上にもつながる。

ここでは、入力電流波形情報９０と比較回路７４からの電力制御情報９１をミックスし、フィルタリング処理してインバータ回路のスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ駆動信号に変換して使用されるが、以上のように構成することで、入力電流波形情報９０を用いる制御ループは入力電流の波形整形に特化し、電力制御情報９１を用いる制御ループは電力制御に特化し、ミックス回路８１で、お互いの制御自体は特に干渉しない構成として、変換効率を保持している。

（実施の形態３）
この実施の形態３は入力電流検出部に関するものであって、図１に示すように、前記入力電流検出部は、インバータ回路の入力電流をＣＴ７１などで検知して、整流回路７２より整流出力するように構成したものである。この構成はＣＴ等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きく、入力電流の品質が良くなる。

また、図２に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路３１で整流後の単方向電流を、整流回路３１と平滑回路３０の間に配置されたシャント抵抗８６を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路（アンプ）８５より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなく、また整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある。

また図２に示す前記入力電流検出部の増幅回路８５は商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するように構成して不要な共振を防止している。具体的には、図３の入力電流検出部の詳細図に示すように、図３（ａ）のように増幅回路８５は、高域カット用のコンデンサを用いて、商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰させている。

更に、増幅回路８５の高域カット用コンデンサの挿入により、図３（ｂ）の位相特性図に示すように、発生する位相遅れをコンデンサに直列に抵抗を挿入して、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止し、制御ループの安定性を確保している。図１の整流回路７２においても高周波部分を減衰するような構成や、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止する構成を用いることができる。

（実施の形態４）
実施の形態４は、図１、図２に示すミックス回路８１に関するもので、図４（ａ）に示すミックス回路の構成図に示すように、ミックス回路８１には入力波形情報９０と、電力制御情報９１が２端子に各々入力されている。入力電流波形情報９０は補正出力のために反転回路で反転処理される。両信号は、各々Ｃ、Ｒ１、Ｒ２で構成されるフィルタ回路に入力して、フィルタリングの後、ＯＮ電圧情報９２としてＰＷＭコンパレータ８２へ出力される。フィルタ回路は、図４（ｂ）の等価回路図に示すように、電力制御出力９１の高域成分をカットするように構成している。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる高域成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図４（ｃ）の等価回路図に示すように、入力電流波形情報９０に対しては低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている。

（実施の形態５）
本発明の実施の形態５は、図６の実施の形態５に関わるミックス回路の構成図に示すように、入力電流検出部の入力電流波形情報と、該入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報を合成するミックス回路の特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。

図６（ａ）の構成図では、電力制御情報９１でＳＷ１をオン／オフして、ＯＮ電圧情報９２を下降／上昇させる。入力電流の増加制御時は、ＳＷ１をオフして図６（ｂ）の等価回路に示すように、Ｃ＊Ｒ２の時定数でＯＮ電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。

入力電流の減少制御時は、ＳＷ１をオンして、図６（ｃ）の等価回路に示すように、Ｃ＊｛Ｒ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝の時定数でＯＮ電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路８１の回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。

このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早い応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。

（実施の形態６）
本発明の実施の形態６は、図７の実施の形態６に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、前記ミックス回路８１に入力する。

図７に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報９３でＳＷ２をオン／オフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、ＳＷ２をオフしてＣ＊Ｒ２の時定数でＯＮ電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、ＳＷ２をオンしてＣ＊｛Ｒ２＊Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）｝の時定数でＯＮ電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路８１の回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低い場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高い場合には時定数が減少する。

この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。

以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更・応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

本発明の高周波誘電加熱用電力制御によれば、入力電流が大きい部分は小さく、小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類、特性によるバラツキ、アノード・カソード間電圧変動、電源電圧変動等があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。

本発明の実施の形態１に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。 本発明の実施の形態３に係る入力電流検出部をアンプで構成した高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。 図２に示す増幅回路の詳細を示す回路図。 本発明の実施の形態４に係るミックス回路の回路図。 図１に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の各部の波形図。 本発明の実施の形態５に係るミックス回路の構成図。 本発明の実施の形態６に係るミックス回路の構成図。 従来の高周波加熱装置の構成図。 図８に示す高周波加熱装置のアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図。 従来の高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。 図１０に示すミックス回路の構成図。

符号の説明

１０ インバータ回路
２０ 交流電源
３０ 平滑回路
３１ ダイオードブリッジ型整流回路
３２ ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
３６ 共振回路
３７ コンデンサ
３８ １次巻線
３９ スイッチングトランジスタ
４１ トランス
４２ ３次巻線
４３ ２次巻線
４５ コンデンサ
４６ ダイオード
４７ コンデンサ
４８ ダイオード
５０ マグネトロン
５１ カソード
５２ アノード
７０ 制御回路
７１ 電流検知部
７２ 整流回路
７３ 平滑回路
７４ 比較回路
７５ 出力設定部
８１ ミックス回路
８２ ＰＷＭコンパレータ
８３ ノコギリ波発生回路
８５ 増幅回路
８６ シャント抵抗
９０ 入力電流波形情報
９１ 電力制御情報
９２ ＯＮ電圧情報
９３ コレクタ電圧制御情報

Claims (10)

1. 商用電源に接続され、入力電流がゼロクロス付近でマグネトロンの休止期間を含む略脈流となる整流回路と、前記整流回路の出力をスイッチングトランジスタの高周波スイッチングにより高周波電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力により作動するマグネトロンと、を備える高周波誘電加熱装置において、前記スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して前記インバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流を検知し、当該入力電流の瞬時値の入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
   前記入力電流波形情報の入力により、当該入力電流の瞬時値が大きい時は高周波スイッチングのオン時間を短く、当該入力電流の瞬時値が小さい時は高周波スイッチングのオン時間を長く変調することにより、前記入力電流を正弦波に近づけるようにするオン・オフ駆動信号を出力して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する変換部と、を備え、
   前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続されるミックス回路を更に有し、
   当該ミックス回路は、前記入力電流波形情報と電力制御情報とを加算してオン電圧信号を生成して前記変換部に出力するものであり、
   前記電力制御情報は、（ｉ）前記インバータ回路の出力に対応した電流が流れる個所の電流を検出し平滑した信号又は（ｉｉ）前記入力電流波形情報を平滑した信号と、出力設定信号とを比較する比較回路から出力されるものであって、
   前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時は、高周波スイッチングのオン時間を短かくするように、小さい時は高周波スイッチングのオン時間を長くするようにされている高周波誘電加熱用電力制御装置。
2. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
3. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成した高周波誘電加熱用電力制御装置。
4. 請求項３記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路を有する高周波誘導加熱用電力制御装置。
5. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
6. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記ミックス回路は、
   前記比較回路からの前記電力制御情報の入力によりオン・オフするスイッチと、
   当該スイッチのオン・オフにより時定数を変化させるＲＣ回路と、を含み、
   前記ＲＣ回路は、第１の抵抗Ｒ２の一端を回路内電源に接続し前記第１の抵抗Ｒ２の他端を前記ＲＣ回路のコンデンサＣに接続して前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点からオン電圧信号を出力し、
   前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が小さい時はオフとなり、第１の時定数Ｃ＊Ｒ２でオン電圧信号を徐々に上昇させて入力電流を増加させることにより、高周波スイッチングのオン時間を長くし、
   かつ、前記ＲＣ回路は、第２の抵抗Ｒ１の一端を前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点に接続して前記第２の抵抗Ｒ１の他端を前記スイッチを介して接地し、
   前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時はオンとなり、オン電圧信号を急速に下降させて入力電流を減少させることにより、高周波スイッチングのオン時間を短くする、高周波誘電加熱用電力制御装置。
7. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記ミックス回路は、
   前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報が入力されるスイッチと、
   前記スイッチのオン・オフにより時定数を変化させるＲＣ回路と、を含み、
   前記ＲＣ回路は、第１の抵抗Ｒ２の一端を回路内電源に接続し前記第１の抵抗Ｒ２の他端を前記ＲＣ回路のコンデンサＣに接続して前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点からオン電圧信号を出力し、
   前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が小さい時はオフとなり、第１の時定数Ｃ＊Ｒ２でオン電圧信号を徐々に上昇させてコレクタ電圧を増加させることにより、高周波スイッチングのオン時間を長くし、
   かつ、第３の抵抗Ｒ３の一端を前記第１の抵抗Ｒ２と前記コンデンサＣの接続点に接続して前記第３の抵抗Ｒ３の他端を前記スイッチを介して接地し、
   前記スイッチは、前記（ｉ）又は（ｉｉ）の信号が大きい時はオンとなり、オン電圧信号を急速に下降させてコレクタ電圧を減少させることにより、高周波スイッチングのオン時間を短くする、高周波誘電加熱用電力制御装置。
8. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流検出部は、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
9. 請求項８記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記入力電流検出部は、前記フィルタ回路に位相進み補償の機能が付加された構成とした高周波誘電加熱用電力制御装置。
10. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
    前記変換部が、前記オン電圧信号と所定の搬送波を比較して、前記スイッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成された高周波誘電加熱用電力制御装置。

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