JP5128021B1 - 変電機器用電圧検出装置 - Google Patents

Abstract

系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出して中心導体の電圧波形の応動を正しく計測することができる変電機器用電圧検出装置を得ること。変電機器の中心導体１とタンク３との間に中間電極２を設けて分圧部を構成し、分圧部の電圧Ｅ２に基づき中心導体１の電圧Ｅ１を検出する変電機器用電圧検出装置であって、中心導体１と中間電極２との間の浮遊静電容量１１、中間電極２とタンク３との間の対地静電容量１２、および対地静電容量１２と並列接続された分圧抵抗１３により形成されたハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有する不完全積分回路２０と、不完全積分回路２０の出力電圧Ｅ３に基づく値を中心導体１の電圧Ｅ１として出力する信号処理回路４とを備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、例えばガス絶縁開閉装置（ＧＩＳ）等の変電機器の中心導体とタンクとの間に中間電極を設けて分圧部を構成し、その分圧部の電圧から中心導体の電圧を測定する変電機器用電圧検出装置に関する。

従来、ＧＩＳ等の変電機器においては、中心導体とタンクとの間に中間電極を設けて分圧部を構成し、その分圧部の電圧から中心導体の電圧を検出している。このような変電機器用の電圧検出器では、中心導体と中間電極との間の浮遊静電容量および中心導体とタンクとの間の対地静電容量と、対地静電容量と並列に接続した二次抵抗とによって、ハイパスフィルタが形成され、分圧部の出力波形が中心導体電圧波形の時間微分波形となるため、主導体に発生する一次電圧の時間微分に比例した電圧信号を出力端子から得て、それを積分処理することによって一次電圧に比例した電圧信号を得て、当該電圧信号をアナログ−ディジタル変換することによって、一次電圧に比例したディジタルデータを得ている（例えば、特許文献１）。

特開２００４−３４７３９７号公報

上記従来技術を用いて変電機器の中心導体の電圧を検出する場合、一般に分圧部を構成する中間電極の電圧値は数ｋＶに達するため、上述したように二次抵抗を設けて電圧検出器に入力可能なレベルまで中間電極の電圧値を下げる必要がある。また、中心導体に発生したサージによる異常電圧を抑制するため、上述した二次抵抗に並列にサージ保護用コンデンサを実装するのが一般的である。

しかしながら、上記従来技術を用いた場合、サージ保護用コンデンサを付加することにより対地静電容量が増加してハイパスフィルタのカットオフ周波数が低下し、後段の積分処理により系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分が減衰して、中心導体の電圧波形の応動を正しく計測することができない場合がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出して中心導体の電圧波形の応動を正しく計測することができる変電機器用電圧検出装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる変電機器用電圧検出装置は、変電機器の中心導体とタンクとの間に中間電極を設けて分圧部を構成し、前記分圧部の電圧に基づき前記中心導体の電圧を検出する変電機器用電圧検出装置であって、前記中心導体と前記中間電極との間の浮遊静電容量、前記中間電極と前記タンクとの間の対地静電容量、および前記対地静電容量と並列接続された分圧抵抗により形成されるハイパスフィルタの入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有する不完全積分回路と、前記不完全積分回路の出力電圧に基づく値を前記中心導体の電圧として出力する信号処理回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出して中心導体の電圧波形の応動を正しく計測することができる、という効果を奏する。

図１は、従来の変電機器用電圧検出装置の一構成例を示す図である。 図２は、図１に示す従来例における各部特性例を示す図である。 図３は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置の一構成例を示す図である。 図４は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置における各部特性例を示す図である。 図５は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置における不完全積分回路の出力特性の一例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる変電機器用電圧信号検出装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、従来の変電機器用電圧検出装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、ＧＩＳの中心導体１とタンク３との間に中間電極２を設けて分圧部を構成し、分圧部の電圧（以下、「分圧部電圧」という）Ｅ２に基づき中心導体１の電圧（以下、「中心導体電圧」という）Ｅ１を検出する構成としている。

中心導体１と中間電極２との間の浮遊静電容量１１、中間電極２とタンク３との間の対地静電容量１２、および対地静電容量１２と並列接続された分圧抵抗１３によりハイパスフィルタ１００が形成される。

分圧部電圧Ｅ２は、アナログ回路５に取り込まれ、Ａ／Ｄ変換器６によりディジタルデータに変換された後、マイコン７内部でディジタルプロセスにより完全積分処理され中心導体電圧Ｅ１に比例するデータに変換されて、上位装置１０に伝送される。信号処理回路４は、これらアナログ回路５、Ａ／Ｄ変換器６、およびマイコン７を含み構成される。

図２は、図１に示す従来例における各部特性例を示す図である。図２（ａ）は、横軸を周波数の対数、縦軸をハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比として示した図である。また、図２（ｂ）は、横軸を周波数の対数、縦軸を完全積分処理前後の電圧振幅比として示した図である。また、図２（ｃ）は、横軸を周波数の対数、縦軸を信号処理回路４の出力電圧振幅として示した図である。

浮遊静電容量１１の容量値をＣ１、対地静電容量１２の容量値をＣ２とすると、一般的にＣ１：Ｃ２＝１：１０程度の比率となる。ここで、分圧抵抗１３がないものと仮定すると、分圧部電圧Ｅ２は、下記（１）式で表される。

Ｅ２＝（Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２））×Ｅ１ …（１）

上記（１）式において、例えば、Ｃ１＝１［ｐＦ］、Ｃ２＝１０［ｐＦ］、Ｅ１＝１３２／√３［ｋＶｒｍｓ］とすると、Ｅ２＝（１／１１）×（１３２／√３）≒７［ｋＶｒｍｓ］となる。一般的な電子回路で扱える電圧値は、数Ｖ〜１０数Ｖ程度であるので、分圧部電圧Ｅ２を一般的な電子回路で扱えるような電圧値とするためには、分圧抵抗１３を対地静電容量１２と並列に接続して分圧比を調整する必要がある。

分圧抵抗１３を設けた場合、上述したように浮遊静電容量１１、対地静電容量１２、および分圧抵抗１３によりハイパスフィルタ１００が形成される。このとき、分圧部電圧Ｅ２は、下記（２）式で表され（但し、ω＝２×π×ｆ）、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１は、下記（３）式で表される。

｜Ｅ２｜＝ω×Ｃ１×Ｒ１／√（１＋（ω×（Ｃ１＋Ｃ２）×Ｒ１）^２）×｜Ｅ１｜…（２）
ｆ１＝１／(２×π×Ｒ１×（Ｃ１＋Ｃ２）） …（３）

したがって、ハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比−周波数特性は、図２（ａ）に示すように、カットオフ周波数ｆ１以上の高周波数帯域が通過帯域となり、カットオフ周波数ｆ１以下では、周波数の対数増加に対して入出力電圧振幅比が単調増加する特性となる。一方、完全積分処理前後の電圧振幅比−周波数特性は、図２（ｂ）に示すように、周波数の対数増加に対して入出力電圧振幅比が単調減少する特性となる（ただし、サンプリング周波数÷２より高い周波数帯域では極小・極大を繰り返す）。このため、マイコン７内で完全積分処理されて出力される信号処理回路４の出力電圧振幅−周波数特性は、図２（ｃ）に示すように、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１以上の高周波数帯域が減衰する特性となる。

ここで、例えば、中心導体電圧Ｅ１の定格周波数を５０［Ｈｚ］とし、この定格周波数（ここでは、５０［Ｈｚ］）における分圧部電圧Ｅ２を約１［Ｖｒｍｓ］とするための分圧抵抗１３の抵抗値Ｒ１は、上記（２）式より約４２［ｋΩ］となる。このとき、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１は、上記（３）式より約３４５［ｋＨｚ］となる。系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分は、数［ｋＨｚ］〜１０［ｋＨｚ］程度であるので、この場合には、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１の影響を受けることなく、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出することができる。

一方、ＧＩＳ内の図示しない断路器等の開閉機器の操作時には、数［ＭＨｚ］〜１００［ＭＨｚ］程度の周波数成分をもつサージが発生する。この中心導体１に発生したサージによる異常電圧を抑制するため、分圧抵抗１３に並列にサージ保護用コンデンサ（図示せず）を実装するのが一般的である。このサージ保護用コンデンサの容量値は、例えば３９００［ｐＦ］程度であり、このサージ保護用コンデンサの容量値（ここでは、例えば３９００［ｐＦ］）が対地静電容量１２の容量値Ｃ２に加わった場合、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１は、上記（３）式より約１［ｋＨｚ］となる。この場合には、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１の影響を受け、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分（数［ｋＨｚ］〜１０［ｋＨｚ］程度）が減衰して正しく検出することができない。つまり、サージ保護用コンデンサの容量値によっては、中心導体１の電圧波形の応動を正しく計測することができない場合がある。

また、分圧部電圧Ｅ２の電圧振幅は、ハイパスフィルタ１００の特性により高い周波数であるほど大きくなるため、電圧信号の高周波数成分がアナログ回路５の電源電圧で飽和する虞がある。

つぎに、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置について、図３および図４を参照して説明する。図３は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置の一構成例を示す図である。また、図４は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置における各部特性例を示す図である。

図４（ａ）は、横軸を周波数の対数、縦軸をハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比として示した図である。また、図４（ｂ）は、横軸を周波数の対数、縦軸を不完全積分回路２０の入出力電圧振幅比として示した図である。また、図４（ｃ）は、横軸を周波数の対数、縦軸を信号処理回路４への出力電圧振幅として示した図である。

図３に示すように、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置では、信号処理回路４の前段に、ハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有するアナログ不完全積分回路（以下、単に「不完全積分回路」という）２０を備え、信号処理回路４への出力電圧振幅−周波数特性（図４（ｃ）参照）がハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１の前後でフラットとなるようにしている。なお、本実施の形態では、マイコン７による完全積分処理は実施しない。

不完全積分回路２０は、正側入力端子がタンク３に接続されたオペアンプ２１と、オペアンプ２１の負側入力端子に接続された入力抵抗２２と、オペアンプ２１の負側入力端子および出力端子間に接続された帰還コンデンサ２３と、入力抵抗２２と並列接続された入力コンデンサ２４とを含み構成される。なお、図３に示す不完全積分回路２０の帰還コンデンサ２３と並列接続された飽和防止抵抗２５は、不完全積分回路の出力電圧が回路電源電圧の上限に張り付かないようにするためのものであるが、この飽和防止抵抗２５の有無により本発明が限定されるものではない。

不完全積分回路２０は、入力コンデンサ２４がない状態では完全積分回路となり、図４（ｂ）に破線で示すように、図２（ｂ）に示す完全積分処理前後の電圧振幅比−周波数特性と同様に、周波数の対数増加に対して入出力電圧振幅比が単調減少する特性となる。この完全積分回路に入力コンデンサ２４を付加することにより、不完全積分回路２０が形成され、この不完全積分回路２０の入出力電圧振幅比−周波数特性は、図４（ｂ）に実線で示すように、周波数ｆ２以上の高周波数帯域においてフラットな特性となる。このとき、入力抵抗２２の抵抗値をＲ２、入力コンデンサ２４の容量値をＣ３、帰還コンデンサ２３の容量値をＣ４とすると、不完全積分回路２０の出力電圧Ｅ３は、下記（４）式で表され（但し、ω＝２×π×ｆ）、周波数ｆ２は、下記（５）式で表される。

｜Ｅ３｜＝（（√（１＋（ω×Ｃ３×Ｒ２）^２））／ω×Ｃ４×Ｒ２））×｜Ｅ２｜…（４）
ｆ２＝１／(２×π×Ｒ２×Ｃ３) …（５）

ここで、図４（ｃ）に示すように、信号処理回路４への出力電圧振幅−周波数特性をフラットとするためには、ｆ１＝ｆ２となるようにすればよい。上記（３）式および上記（５）式により、下記（６）式が得られる。

Ｒ１×(Ｃ１+Ｃ２)＝Ｒ２×Ｃ３ …（６）

上記（２）式および上記（６）式を上記（４）式に代入することにより、不完全積分回路２０の出力電圧Ｅ３は、下記（７）式で表される。

｜Ｅ３｜＝（（Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２））×（Ｃ３／Ｃ４））×｜Ｅ１｜ …（７）

上記（７）式に示すように、信号処理回路４への出力電圧振幅−周波数特性は、周波数に依存しないフラットな特性となる。そして、信号処理回路４に出力された不完全積分回路２０の出力電圧Ｅ３は、アナログ回路５において中心導体電圧Ｅ１に比例するアナログ値に変換され、Ａ／Ｄ変換器６によりディジタルデータに変換され、マイコン７を介して上位装置１０に出力される。これにより、ハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１による影響を受けることなく、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出することができ、中心導体１の電圧波形の応動を正しく計測することができる。

なお、信号処理回路４への出力電圧振幅−周波数特性をフラットとする周波数帯域は、少なくとも中心導体電圧Ｅ１の定格周波数（例えば、５０Ｈｚ）とハイパスフィルタ１００のカットオフ周波数ｆ１とを含み、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出可能な所定の周波数帯域であればよい。

図５は、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置における不完全積分回路の出力特性の一例を示す図である。図５に示す例では、横軸を周波数の対数、縦軸を出力電圧振幅および位相として示している。図５において、実線で示す線は、入力コンデンサ２４を具備した場合の出力電圧振幅−周波数特性を示し、破線で示す線は、入力コンデンサ２４を具備した場合の位相−周波数特性を示し、一点差線で示す線は、入力コンデンサ２４を具備しない場合の出力電圧振幅−周波数特性を示し、二点差線で示す線は、入力コンデンサ２４を具備しない場合の位相−周波数特性を示している。

図５に示すように、入力コンデンサ２４を具備しない場合、つまり、図１に示した従来例のように完全積分回路を構成した場合には、出力電圧振幅−周波数特性がフラットである帯域が狭く、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を含む帯域（数［ｋＨｚ］〜１０［ｋＨｚ］程度）が減衰している。

一方、入力コンデンサ２４を具備した場合、つまり、本実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置では、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を含む帯域まで出力電圧振幅−周波数特性がフラットとなっている。

また、出力電圧振幅−周波数特性と同様に、入力コンデンサ２４を具備した場合、つまり、本実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置の方が、入力コンデンサ２４を具備しない場合、つまり、図１に示した従来例のように完全積分回路を構成した場合よりも、位相−周波数特性がフラットである帯域が高周波数側に拡大している。

このように、完全積分回路の入力抵抗（図１に示す入力抵抗２２）と並列に入力コンデンサ２４を具備し、ハイパスフィルタ１００の入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有する不完全積分回路２０を備えることにより、出力電圧振幅−周波数特性および位相−周波数特性がフラットとなる帯域を高周波数側に拡大することができる。

また、不完全積分回路２０を信号処理回路４の前段に配置することにより、アナログ回路５の電源電圧で高周波数成分の電圧信号が飽和することもなくなる。

なお、分圧抵抗１３および分圧抵抗１３に並列に実装するサージ保護用コンデンサ（図示せず）については、実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置の構成要素として具備した構成であってもよいし、これら分圧抵抗１３およびサージ保護用コンデンサを実施の形態にかかる変電機器用電圧検出装置の外部に実装する構成であってもよい。また、サージ保護用コンデンサを具備しない構成であってもよい。

以上説明したように、実施の形態の変電機器用電圧検出装置によれば、信号処理回路の前段に、中心導体と中間電極との間の浮遊静電容量、中間電極とタンクとの間の対地静電容量、および対地静電容量と並列接続された分圧抵抗により形成されるハイパスフィルタの入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有する不完全積分回路を備え、信号処理回路への出力電圧振幅−周波数特性がハイパスフィルタのカットオフ周波数の前後でフラットとなるようにしたので、ハイパスフィルタのカットオフ周波数に依らず、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出することができ、中心導体の電圧波形の応動を正しく計測することができる。

また、不完全積分回路を信号処理回路の前段に配置することにより、アナログ回路の電源電圧で高周波数成分の電圧信号が飽和することもなくなる。

なお、上述した実施の形態では、信号処理回路において、不完全積分回路の出力電圧Ｅ３を中心導体電圧Ｅ１に比例するアナログ値に変換し、そのアナログ値をディジタルデータに変換して出力する例について説明したが、不完全積分回路の出力電圧Ｅ３を上位装置に出力する構成であってもよいし、不完全積分回路の出力電圧Ｅ３を中心導体電圧Ｅ１に比例するアナログ値に変換し、そのアナログ値を上位装置に出力する構成であってもよい。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

１ 中心導体
２ 中間電極
３ タンク
４ 信号処理回路
５ アナログ回路
６ Ａ／Ｄ変換器
７ マイコン
１０ 上位装置
１１ 浮遊静電容量
１２ 対地静電容量
１３ 分圧抵抗
２０ アナログ不完全積分回路
２１ オペアンプ
２２ 入力抵抗
２３ 帰還コンデンサ
２４ 入力コンデンサ
２５ 飽和防止抵抗
１００ ハイパスフィルタ

Claims (7)

1. 変電機器の中心導体とタンクとの間に中間電極を設けて分圧部を構成し、前記分圧部の電圧に基づき前記中心導体の電圧を検出する変電機器用電圧検出装置であって、
   前記中心導体と前記中間電極との間の浮遊静電容量、前記中間電極と前記タンクとの間の対地静電容量、および前記対地静電容量と並列接続された分圧抵抗により形成されるハイパスフィルタの入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有する不完全積分回路と、
   前記不完全積分回路の出力電圧に基づく値を前記中心導体の電圧として出力する信号処理回路と、
   を備えることを特徴とする変電機器用電圧検出装置。
2. 前記信号処理回路は、前記不完全積分回路の出力電圧を前記中心導体の電圧に比例するアナログ値に変換して出力することを特徴とする請求項１に記載の変電機器用電圧検出装置。
3. 前記信号処理回路は、前記不完全積分回路の出力電圧を前記中心導体の電圧に比例するディジタルデータに変換して出力することを特徴とする請求項１に記載の変電機器用電圧検出装置。
4. 前記不完全積分回路は、少なくとも前記中心導体の電圧の定格周波数と前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数とを含み、系統事故時等において過渡的に発生する高周波数成分を正しく検出可能な所定周波数帯域において、前記ハイパスフィルタの入出力電圧振幅比−周波数特性の逆特性を有することを特徴とする請求項１に記載の変電機器用電圧検出装置。
5. 前記不完全積分回路は、
   正側入力端子が前記タンクに接続されたオペアンプと、
   前記オペアンプの負側入力端子に接続された入力抵抗と、
   前記オペアンプの負側入力端子および出力端子間に接続された帰還コンデンサと、
   前記入力抵抗と並列接続された入力コンデンサと、
   を含み構成されることを特徴とする請求項１に記載の変電機器用電圧検出装置。
6. 前記浮遊静電容量の容量値をＣ１、前記対地静電容量の容量値をＣ２、前記分圧抵抗の抵抗値をＲ１、前記入力抵抗の抵抗値をＲ２、前記入力コンデンサの容量値をＣ３としたとき、Ｒ１×(Ｃ１+Ｃ２)＝Ｒ２×Ｃ３を満たすことを特徴とする請求項５に記載の変電機器用電圧検出装置。
7. 前記対地静電容量は、前記中心導体に発生したサージによる異常電圧を抑制するサージ保護用コンデンサを含むことを特徴とする請求項１に記載の変電機器用電圧検出装置。

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