JP5111699B2 - 干渉波抑圧装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、干渉波を抑圧する干渉波抑圧装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来からよく知られているように、アダプティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信される干渉波を信号処理によって抑圧することが可能である。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を抑圧する。ところが、各チャネル（各アンテナ素子に対応する適応荷重係数の入力）の間に、周波数特性（振幅特性、位相特性、群遅延特性）の不一致（以下、不整合という）があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化することがある。
【０００３】
チャネル間の周波数特性の不整合は、おもに受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリング周波数に近い帯域幅を意味する。
【０００４】
従来技術文献１（Ｋ．Ｔｒｅｉｔｅｌｂａｕｍ，“Ａ ｆｌｅｘｉｂｌｅ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｆｏｒ ａ ｄｉｇｉｔａｌ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒｒａｙ ｒａｄａｒ”，ＩＥＥＥ ＡＥＳ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．１８−２２，Ｍａｙ １９９１）に示されているように、適応荷重で重み付けする前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる。
【０００５】
図７は上記従来技術文献１に示された従来の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１００は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信したいと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１−１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個の補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信されたＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号にダウンコンバートする受信機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り以下同様）により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機である。
【０００６】
３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波器、５は位相検波器４の出力信号を遅延させる遅延器、６−ｎは自己の出力における周波数特性と、遅延器５の出力における周波数特性との不整合を補償するディジタルフィルタ（以下、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）と呼ぶ）、７−ｎは適応荷重、８は加算器である。適応荷重７−ｎと加算器８から荷重加算手段９を構成しており、適応荷重７−ｎは適応荷重制御手段２５により適当な適応アルゴリズムで制御される。１０は遅延器５の出力信号から荷重加算手段９の出力信号を差し引く減算器である。
【０００７】
３０は補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算するためにＲＦ信号を発生する信号発生器、３１，３１−ｎは信号発生器３０が発生するＲＦ信号を伝送する信号ケーブル、３２，３２−ｎはＲＦ信号の信号入力点、２３は位相検波器４，４−ｎの出力信号から補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算して設定する補償フィルタ係数設定手段である。
ここでは、ｚ^−１は荷重加算手段９における信号のサンプリング間隔であって１サンプル分の信号遅延を表し、遅延器５の遅延量をｄサンプルとする。
【０００８】
次に動作について説明する。
主アンテナ１００及び補助アンテナ１−ｎにより受信されたＲＦ信号は、受信機２，２−ｎで増幅され、ダウンコンバートされてＩＦ信号となる。Ａ／Ｄ変換器３，３−ｎがアナログＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換し、位相検波器４，４−ｎがディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する。位相検波器４，４−ｎの後の信号は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として扱うことにする。遅延器５が位相検波器４の出力信号をｄサンプル遅延させる。これは、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）を挿入することで何らかの遅延が発生するので、それと遅延を合わせるためである。
【０００９】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号を適応荷重７−ｎで重み付けし、加算器８が適応荷重７−ｎの出力信号を加算する。そして、減算器１０が遅延器５の出力信号から加算器８の出力信号を差し引くことにより、干渉波が抑圧された受信信号を得る。
図７では、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳＭＩ（ｓａｍｐｌｅ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応荷重制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳ（ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムなどでは、遅延器５の出力信号の代わりに減算器１０の出力信号を用いる。
【００１０】
次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算について説明する。信号入力点３２，３２−ｎはなるべくアンテナに近いことが望ましい。ここでは、主アンテナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間と、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号遅延時間とがほぼ等しいものとする。また、各信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいものとする。
【００１１】
信号入力点３２，３２−ｎに対して、信号発生器３０が発生したＲＦ信号を信号ケーブル３１，３１−ｎを介して同時に入力する。ＲＦ信号の帯域幅は、荷重加算手段９における信号のサンプリング周波数程度か、それ以上とする。同時に入力した信号に対して、遅延器５の出力信号のスペクトルと、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなるように、補償フィルタ係数設定手段２３が補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する。従来技術文献１では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）をＦＩＲ形とし、上記両者のスペクトル差の平均２乗誤差が最小になるように係数を計算している。以下、それについて説明する。ここで、スペクトルは複素数である。
【００１２】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の伝達関数を式（１）のようにおく。Ｍは補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答長である。
位相検波器４の出力信号と位相検波器４−ｎの出力信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行う。位相検波器４の出力信号に対するＦＦＴ結果をＣ_０（Ｆ），位相検波器４−ｎの出力信号に対するＦＦＴ結果をＣ_ｎ（Ｆ）とする。Ｆは−０．５以上０．５未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数である。
【数１】

【００１３】
平均二乗誤差最小の意味で、主アンテナ１００に連なる遅延器５の出力信号の周波数特性と、補助アンテナ１−ｎに連なる補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の周波数特性とを一致させるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の特性近似問題を以下のように定式化する。つまり、式（２）の誤差関数Ｅｒｒを最小にする補償フィルタのインパルス応答ｅ_ｎ（ｍ）を求める。ここで、Ｅ_ｎ（Ｆ）はＥ_ｎ（ｚ）の周波数応答、Ｗ（Ｆ）は適当な荷重関数である。ΣはＦＦＴでの周波数サンプル点における和を意味する。
【数２】

【００１４】
式（２）の最小化問題は、式（４）の最小二乗問題に帰着できる。Ｗは式（９）で定義される対角行列である。ｄｉａｇはかっこ内を要素とする対角行列を表し、式（４）を最小化するベクトルｅ_ｎは一般に多元１次連立方程式（ＷＡ）^Ｈ（ＷＡ）ｅ_ｎ＝（ＷＡ）^Ｈ（Ｗｂ_ｎ）を解けば得られる（肩文字Ｈは共役転置）。これをｎ＝１，２，…，Ｎに対して行う。Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_ＩはＦＦＴにおける周波数サンプル点である。
【数３】

【００１５】
一方、従来技術文献２（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，Ｊｒ．“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９８８）に示されているように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレーアンテナがタップ付き遅延線回路１５−ｎを持つ構成にして（図８、図９を参照）、その係数をまとめて干渉波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧ができる。図８において、１５−ｎは図９の内部構造を持つタップ付き遅延線回路である。図９において、１６は信号を１サンプル遅延させる遅延器、１７は干渉波抑圧を行うように制御する適応荷重、１８は加算器である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の干渉波抑圧装置は以上のように構成されているので、信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しくなければならないが、やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィルタを用いても、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することができない課題があった。主アンテナ１００から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号ケーブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。
【００１７】
図８，図９のような構成でタップ付き遅延線回路１５−ｎの係数を適応的に制御すれば、チャネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧することができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではない。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多くの荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大きい。また、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等のフィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般にタップ付き遅延線回路１５−ｎの収束が遅い傾向にある。
【００１８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とする。さらに、±０．５ｆｓ近傍で不連続な周波数特性不整合があっても良好な干渉波抑圧を得ることができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、係数設定手段が、主アンテナから第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び複数の補助アンテナから各々の第２の信号入力点に至る信号の遅延時間と、信号発生器から第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び信号発生器から各々の第２の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、信号発生器から第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、信号発生器から第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、第１の信号ケーブルの接続先が第１の信号入力点から第２の信号入力点に切り替えられて、第２の信号ケーブルの接続先が第２の信号入力点から第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２０】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、係数設定手段が、複数のアンテナ素子から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間と、信号発生器から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、信号発生器から第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、信号発生器から第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、第１の信号ケーブルの接続先が第１の信号入力点から第２の信号入力点に切り替えられて、第２の信号ケーブルの接続先が第２の信号入力点から第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２１】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２２】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、補償手段の補償帯域幅が荷重加算手段でのサンプリング周波数より狭くなるように設定し、この補償帯域幅にて補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１００は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信したいと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１−１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個の補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り以下同様）により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機である。
【００２４】
３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波器である。なお、受信機２，Ａ／Ｄ変換器３及び位相検波器４から第１の変換手段が構成され、受信機２−ｎ，Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎから第２の変換手段が構成されている。
【００２５】
５は位相検波器４の出力信号を遅延させる遅延器（遅延手段）、６−ｎは自己の出力における周波数特性と、遅延器５の出力における周波数特性との不整合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）（補償手段）、７−ｎは適応荷重、８は加算器である。適応荷重７−ｎと加算器８から荷重加算手段９を構成しており、適応荷重７−ｎは適応荷重制御手段２５により適当な適応アルゴリズムで制御される。１０は遅延器５の出力信号から荷重加算手段９の出力信号を差し引く減算器（減算手段）である。
【００２６】
２１は遅延器５の出力信号と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の和との差の電力が最小になるように、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を設定する補償フィルタ係数設定手段である。なお、補償フィルタ係数設定手段２１及び適応荷重制御手段２５から係数設定手段が構成されている。
なお、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）をＦＩＲ形とするとき、遅延器５の遅延量ｄの目安は、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答長の半分程度である。
【００２７】
次に動作について説明する。
この実施の形態１では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する際に、信号発生器３０から信号ケーブルを介してＲＦ信号を入力するのではなく、干渉波信号を利用する。よって、図７の信号発生器３０，信号ケーブル３１，３１−ｎ，信号入力点３２，３２−ｎは図１にはない。
【００２８】
サイドローブキャンセラ構成の干渉波抑圧装置では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算に受信される広帯域干渉波を利用する。その手順について説明する。
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が決まっていない場合、まず、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値、例えば１に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方法で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する。この結果、この時点では干渉波が抑圧される。
【００２９】
チャネル間（主アンテナ１００と各補助アンテナ１−ｎ間）の周波数特性の不整合は、干渉波の入射方向等には関係しない。そこで、一旦、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した後は、その係数を固定しておく。チャネル間の周波数特性不整合がなければ干渉波抑圧ができるから、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した後は、干渉波の入射方向等が変わっても、今度は適応荷重７−ｎだけを制御することによって干渉波抑圧を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整合があっても、図８のような適応荷重を持つタップ付き遅延線回路構成にせずに適応荷重７−ｎだけの制御で、比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持することが可能となる。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算は、適応荷重７−ｎの計算ほど頻繁に行う必要はない。ただし、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する際の干渉波は広帯域である必要がある。
【００３０】
次に、干渉波を利用した補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２１の動作について説明する。
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時には、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値に固定する。例えば、その値を１とする。このとき、サイドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延器５の出力信号と、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の和との差信号の電力最小化と等価である。
【００３１】
図１において、位相検波器４の出力信号をｘ_０（ｋ）、位相検波器４−ｎの出力信号をｘ_ｎ（ｋ）、遅延器５の出力信号をｙ_０（ｋ），補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号をｙ_ｎ（ｋ）とする。これらは、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号として扱う。ｋはサンプリング間隔を単位とする時刻である。このとき、式（１０）と式（１１）の関係が成立する。式（１２）のように遅延器５の出力信号ｙ_０（ｋ）と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ_ｎ（ｋ）の和との差信号ｚ（ｋ）を定義し、ｚ（ｋ）の電力式（１３）（Ｅ[・]は統計平均）を最小化する補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を決める。式（１３）はさらに式（１４）のように変形できる。肩文字＊は複素共役を表す。
【数４】

【００３２】
式（１４）の評価関数Ｊを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求めるために、Ｊをｅ_ｎ（ｍ）に関して偏微分する。式（１４）のｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分として式（１５）を得る。ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｍ＝０，１，…，Ｍ−１について、式（１５）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（１６）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。式（１６）の行列Ｒ、ベクトルｅ、ｐは式（１７）〜（２０）のようになる。実際には、式（１９），（２０）で統計平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。
【数５】

【００３３】
上記のようにして補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算すると、今度はその係数を固定し、適応荷重制御手段２５が減算器１０の出力信号の電力が最小になるように、適応荷重７−ｎの荷重を決定する。
図１では、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳＭＩ法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応荷重制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳアルゴリズムなどでは、遅延器５の出力信号の代わりに減算器１０の出力信号を用いる。
図１ではＩＦ信号をＡ／Ｄ変換・サンプリング後、ディジタル信号処理によりディジタル同相・直交信号を得る構成としたが、ＩＦ信号をアナログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、その後Ａ／Ｄ変換・サンプリングしてディジタル同相・直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも同様である。
【００３４】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、従来技術のようにタップ付き遅延線回路１５−ｎの係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償することが可能となる。また、チャネル間の周波数特性の不整合を補償するために信号を特定箇所にケーブルで入力する構成ではないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。
【００３５】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
３５はＲＦ信号を主アンテナ１００及び補助アンテナ１−ｎに電波によって送信するための外部アンテナ（信号送信手段）、２２は遅延器５の出力信号と補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号との差信号の電力が最小になるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を設定する補償フィルタ係数設定手段（係数設定手段）であり、補償フィルタ係数設定手段２２は、上記実施の形態１における補償フィルタ係数設定手段２１と異なり、各補償フィルタについて、独立に係数計算を行う。
【００３６】
次に動作について説明する。
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算は干渉波抑圧処理前に行っておく。一度計算すれば、干渉波抑圧のための適応荷重７−ｎほど頻繁に計算する必要はない。外部アンテナ３５から送信するＲＦ信号の帯域幅は、従来技術と同様である。
【００３７】
次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２２の動作について説明する。
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は、遅延器５の出力信号ｙ_０（ｋ）と、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ_ｎ（ｋ）の差信号ｚ_ｎ（ｋ）の電力Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜^２]がなるべく小さくなるように、各ｎ＝１，２，…，Ｎごとに決める。式（２２）のように、Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜２]を評価関数Ｊ_ｎとおく。式（１０），（１１）から、式（２２）はさらに式（２３）のように変形できる。
【数６】

【００３８】
評価関数Ｊ_ｎを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求めるために、Ｊ_ｎのｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分を求める。それは式（２４）のようになる。ｍ＝０，１，…，Ｍ−１について式（２４）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（２５）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。実際には、式（２５）で統計平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式（２５）左辺の正方行列対角項はｘ_ｎ（ｋ）の電力で同じ値をとる。以上の連立方程式を解く操作をｎ＝１，２，…，Ｎに対して行う。
【数７】

【００３９】
以上説明した方法は、差信号電力を最小化するという時間域での計算といえる。従来技術（補償フィルタ係数設定手段２３）と同様に、周波数領域での誤差、つまり複素スペクトルの誤差をなるべく小さくするように、周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算することもできる。補償帯域幅は荷重加算手段９でのサンプリング周波数より狭くせざるを得ないので、以下に説明するように特異値分解を利用して計算することが望ましい。これは、式（７）の行列Ａは事実上フルランクでなくなることが多いためである。そこで、連立方程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分解を利用する。
【００４０】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）による補償帯域幅を荷重加算手段９でのサンプリング周波数（ｆ_ｓとする）より狭くせざるを得ない理由について説明する。
チャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの周波数特性のばらつきに起因する。ＩＦ帯では、ＩＦ周波数をｆ_ＩＦとすれば、−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦから０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦの周波数帯域の特性不整合が問題になる。ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に周波数−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦと周波数０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦにおける周波数特性は不連続である。これは、ベースバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、２つの周波数−０．５ｆ_ｓと０．５ｆ_ｓで不連続であることを意味する。ところが、サンプリング周波数ｆ_ｓのディジタルフィルタはこの２つの周波数での周波数特性が連続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィルタで荷重加算手段９における全帯域（−０．５ｆ_ｓから０．５ｆ_ｓ）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することが困難となる。近似度を良好に保つには、補償帯域幅を荷重加算手段９でのサンプリング周波数より少し狭くして、２つの周波数−０．５ｆ_ｓと０．５ｆ_ｓ近傍では近似を避ける必要がある。
【００４１】
式（２）の評価関数Ｅｒｒは式（２６）のように設定する。式（２６）などで、Ｆはサンプリング周波数で正規化した周波数である。式（２６）で、Ｈ_ｒｅｆ（Ｆ）は式（３）と同じであり、Ｆ_ｍｉｎとＦ_ｍａｘはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数（絶対値は０．５より小）、ΣはＦＦＴによる周波数サンプル点での和を意味する。行列Ａとベクトルｂ_ｎはそれぞれ式（７），（６）と同じ形であるが、Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_ＩをＦ_ｍｉｎからＦ_ｍａｘの間のＦＦＴにおける周波数サンプル点とする。
【数８】

【００４２】
式（２６）の最小化問題は、式（２７）の最小二乗問題に帰着できる。式（２７）を最小化するベクトルｅ_ｎは、一般に多元１次連立方程式Ａ^ＨＡｅ_ｎ＝Ａ^Ｈｂ_ｎを解けば得られるが、実際には、行列Ａ^ＨＡのランクは事実上Ｍより小さくなることが多い。つまり、行列Ａの特異値には大きいものと無視できる小さいものが現れることが多い。そうなると数値的不安定性により連立方程式をうまく解くことができなくなる。このとき、仮に補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が得られても、その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあり、事実上実装不可能になってしまう。そのようなときは特異値分解を利用するとうまく最小２乗問題を解くことができ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防げる。
【００４３】
行列Ａを式（２９）のように特異値分解する。
Ａ＝ＵＳＶ^Ｈ （２９）
Ｓ＝ｄｉａｇ[σ_１，σ_２，…，σ_Ｍ] （３０）
ここで、Ｕは列が正規直交しているＩ×Ｍ行列、ＳはＭ×Ｍ対角行列、ＶはＭ×Ｍ直交行列である。Ｓの対角要素σ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）は特異値であり、０でない特異値の数がＡのランクである。実際には雑音があるので０の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさにかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。
【００４４】
次に、ベクトルβ_ｎを式（３１）のように定義する。そして、式（３２）のベクトルγ_ｎを計算する。ここで、[・]_ｍはそのベクトルの第ｍ要素を表し、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答は式（３３）のようになる。以上の操作をｎ＝１，２，…，Ｎについて行う。
【数９】

【００４５】
ここでは、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算するための最小２乗問題を特異値分解を用いて解いたが、従来技術文献３（鷹尾、内田、“ビームスペース・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討”電子情報通信学会技術研究報告Ａ・Ｐ８８−５２，１９８８）に示されているように、行列ＡＨＡの固有値分解を利用して解いてもよい。
【００４６】
以上で明らかなように、この実施の形態２では、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から電波を送信する構成として、信号をケーブルで特定箇所に入力する構成としないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。
また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を周波数領域で行う場合、計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能となる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
【００４７】
実施の形態３．
図７で示す従来技術のように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算するために外部からＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ１００から信号入力点３２（第１の信号入力点）までの信号遅延時間と、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎ（第２の信号入力点）までの信号遅延時間がほぼ等しいことが前提となる。これは主アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点までのケーブルの長さがほぼ等しいということである。また、信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいことも前提となる。実際には、実装上そのような条件が満足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記のような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない可能性がある。
【００４８】
もし主アンテナ１００から信号入力点３２までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでのケーブルの長さの差、および信号発生器３０から信号入力点３２までのケーブルの長さと、信号発生器３０から信号入力点３２−ｎまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算することができる。
【００４９】
主アンテナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間に対する補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号遅延時間の差をΔ_ｎ（時間の次元）、信号発生器３０から信号入力点３２までの信号遅延時間に対する信号発生器３０から信号入力点３２−ｎまでの信号遅延時間の差をδ_ｎ（時間の次元）とする。主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れがある場合、Δ_ｎあるいはδ_ｎを正の量とする。説明はおもに周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算を行う場合について行う。上の２つのケースは異なるので、それぞれ説明する。
【００５０】
［１］主アンテナ・補助アンテナから信号入力点までに遅延時間差がある場合
１つの補助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）について、周波数応答ブロック構成図を示すと図３（ａ）のようになる。ここでは簡単のため、周波数応答は等価低域系で表現する。図３において、Ｂ_０（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）は信号入力点３２，３２−ｎから位相検波器４，４−ｎの出力までの周波数応答、Ｈ_ｒｅｆ（Ｆ）は式（３）と同じである。３６は主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素子である。この場合、観測される位相検波器４，４−ｎの出力信号のフーリエ変換Ｃ０（Ｆ），Ｃ_ｎ（Ｆ）とＢ_０（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）はそれぞれ等しい。
【００５１】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）は、理想的には式（３４）のようになる。しかし、補助アンテナ側には補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでにΔ_ｎの遅延があるから、補償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ’（Ｆ）は式（３５）のようになる。式（３４）と式（３５）を比べると、式（３４）には主アンテナ系の信号の進みが足りないことになる。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の進みを加えた式（３６）のＨ_ｒｅｆ’（Ｆ）を用いる。
【数１０】

【００５２】
［２］信号発生器から信号入力点までに遅延時間差がある場合
１つの補助アンテナ番号１−ｎについて、周波数応答ブロック構成図を示すと図３（ｂ）のようになる。３７は信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでに主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素子である。この場合、補助アンテナ側において、観測される位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換Ｃ_ｎ（Ｆ）と信号入力点３２−ｎから位相検波器４−ｎの出力までの周波数応答Ｂ_ｎ（Ｆ）は異なる。つまり、式（３７）のようになる。Ｕ（Ｆ）は信号発生器３０で発生する信号のフーリエ変換である。
【数１１】

【００５３】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）は、理想的には式（３８）のようになる。一方、実際に信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ”（Ｆ）は式（３９）のようになる。式（３８）と式（３９）を比べると、式（３８）は主アンテナ側の信号の進みが余分である。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の遅れを加えた式（４０）のＨ_ｒｅｆ”（Ｆ）を用いる。
【数１２】

【００５４】
［３］主アンテナ・補助アンテナから信号入力点までと、信号発生器から信号入力点までの両方に遅延時間差がある場合
主アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２，３２−ｎまでの主アンテナ系と補助アンテナ系との間の信号遅延時間差、および信号発生器３０から主アンテナ側と補助アンテナ側の信号入力点３２，３２−ｎまでの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論から、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに式（４１）のＨ_ｒｅｆ’’’（Ｆ）を用いる。
【数１３】

【００５５】
［４］時間域で補償フィルタの係数を計算する場合
式（３７），（４０），（４１）は、遅延器５の遅延時間ｄサンプルをそれぞれｄ−ｆ_ｓΔ_ｎ，ｄ＋ｆ_ｓδ_ｎ，ｄ＋ｆ_ｓ（δ_ｎ−Δ_ｎ）サンプルの遅延に置き換えることに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器５の代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これらの遅延をＦＦＴと逆ＦＦＴを介して周波数領域で与えてもよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器５に戻しておく。
【００５６】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２，３２−ｎ、および信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
【００５７】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、図７において信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延時間差がわかるものとしたが、信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３１（第１の信号ケーブル），３１−ｎ（第２の信号ケーブル）の長さの差を実測できなくても、それらの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる。
【００５８】
ここでは、主アンテナ１００から信号入力点３２までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号ケーブルの長さがほぼ等しいか、あるいは、それが計測でき、対応する信号遅延時間差がわかるものとする。以下、主アンテナ１００から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでのケーブルの長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態３と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号等は等価低域系で表現する。また、ｎ＝１，２，…，Ｎである。
【００５９】
主アンテナ側の信号入力点３２から位相検波器４の出力までの周波数特性をＭ_０（Ｆ）、補助アンテナ側の信号入力点３２−ｎから位相検波器４−ｎの出力までの周波数特性をＭ_ｎ（Ｆ）とする。また、信号発生器３０から信号入力点３２までの信号ケーブル３１の周波数特性をＡ_０（Ｆ）、信号発生器３０から信号入力点３２−ｎまでの信号ケーブル３１−ｎの周波数特性をＡ_ｎ（Ｆ）とする。これをブロック構成図で示すと図４（ａ）のようになる。
【００６０】
信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力する。主アンテナ側の位相検波器４の出力信号のフーリエ変換をＤ_０（Ｆ）、補助アンテナ側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ（Ｆ）とすると、式（４２），（４３）のようになる。Ｕ（Ｆ）はｕ（ｋ）のフーリエ変換である。
Ｄ_０（Ｆ）＝Ａ_０（Ｆ）Ｍ_０（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４２）
Ｄ_ｎ（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）Ｍ_ｎ（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４３）
【００６１】
次に、図５のように、信号ケーブル３１を信号入力点３２−ｎに接続し、信号ケーブル３１−ｎを信号入力点３２に接続する。つまり。信号ケーブルのつなぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力したときの主アンテナ側の位相検波器４の出力信号のフーリエ変換をＤ_０’（Ｆ）、補助アンテナ側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ’（Ｆ）とすると、式（４４），（４５）のようになる。ブロック構成図で示すと図４（ｂ）のようになる。なお、信号発生器３０から入力する信号は図４（ａ）と同じでなくてよい。式（４２），（４３）から式（４６）を得て、式（４４），（４５）から式（４７）を得る。なお、図４と図５では、補助アンテナは番号ｎのみを抜き出している。
【数１４】

【００６２】
チャネル間の周波数特性不整合を補償する場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号のフーリエ変換Ｄ_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）をそれぞれ式（２６）のＣ_０（Ｆ）とＣ_ｎ（Ｆ）として用いる。しかし、それはＡ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）が前提である。ここでは、Ａ_０（Ｆ）≠Ａ_ｎ（Ｆ）であり、このままではＤ_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）を使えない。これは次のように解決できる。式（４６），（４７）から式（４８）を得る。式（４８）左辺はすべて得られる量である。式（４８）左辺をＱ（Ｆ）とおく（式（４９））と、式（４６）から式（５０）を得る。
【数１５】

【００６３】
式（２６）のＣ_０（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）は、Ａ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）のときのＭ０（Ｆ）／Ｍ_ｎ（Ｆ）に等しい。そこで、式（２６）のＣ_０（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）の代わりに、すべて計測できる量である式（５０）左辺を用いれば、信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３１，３１−ｎの長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補償フィルタの係数を計算することができる。
【００６４】
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３１，３１−ｎの長さの差が実測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ側の位相検波器４の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換から、信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算することができる効果を奏する。
【００６５】
実施の形態５．
上記実施の形態２〜４を各アンテナ素子が対等なアダプティブアレーアンテナに適用することが可能である。図６はこの発明の実施の形態５による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
５０−１，５０−２，…，５０−ＮはＮ個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。各アンテナ素子５０−ｎには受信機２−ｎ，Ａ／Ｄ変換器３−ｎ，位相検波器４−ｎが順に接続されている。ここでは、チャネル間の周波数特性の不整合は、アンテナ素子５０−１に連なるチャネル番号１を基準とし、他チャネルの周波数特性をチャネル番号１に合わせることにする。従って、遅延器５は位相検波器４−１に接続され、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）は位相検波器４−２，４−３，…，４−ｎに接続されている。
【００６６】
遅延器５および補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）（ｎ≠１）の出力には、適応荷重制御手段２５によって適当な適応アルゴリズムで制御される適応荷重７−１，７−２，…，７−Ｎが接続されている。各適応荷重７−ｎの出力信号は加算器８で加算され、荷重加算手段９の出力信号は干渉波が抑圧された信号となる。適応荷重制御手段２５は、例えば、荷重加算手段９の出力信号と参照信号との差信号電力がなるべく小さくなるように適応荷重７−ｎを制御する。
【００６７】
アンテナ素子５０−１に連なる位相検波器４−１の出力における周波数特性と、他のアンテナ素子５０−２，…，５０−Ｎに連なる位相検波器４−２，…，４−Ｎの出力の周波数特性がなるべく一致するように、あるいは、遅延器５の出力信号と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）（ｎ＝２，…，Ｎ）の出力信号との差の電力がなるべく小さくなるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）で補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態２〜４と同様である。図６では外部に設けたアンテナ３５からＲＦ信号を電波により送信するようにしている。
【００６８】
上記実施の形態２で説明したのと同様に、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から電波を送信すれば、信号をケーブルで特定箇所に入力しないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能となる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
【００６９】
また、上記実施の形態３で説明したのと同様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、アンテナ素子５０−ｎから信号入力点、および信号発生器３０から信号入力点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
【００７０】
さらに、上記実施の形態４で説明したのと同様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０から複数の信号入力点までの信号ケーブルの長さの差が実測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の位相検波器の出力信号のフーリエ変換から、信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算することができる。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、係数設定手段が、主アンテナから第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び複数の補助アンテナから各々の第２の信号入力点に至る信号の遅延時間と、信号発生器から第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び信号発生器から各々の第２の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、信号発生器から第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、信号発生器から第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、第１の信号ケーブルの接続先が第１の信号入力点から第２の信号入力点に切り替えられて、第２の信号ケーブルの接続先が第２の信号入力点から第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、主アンテナ及び複数の補助アンテナから各信号入力点までの信号ケーブルの長さや、信号発生器から各信号入力点までの信号ケーブルの長さに相違があり、信号発生器から各信号入力点までの信号ケーブルの長さを実測できなくても、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効果がある。
【００７２】
この発明によれば、係数設定手段が、複数のアンテナ素子から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間と、信号発生器から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、信号発生器から第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、信号発生器から第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、第１の信号ケーブルの接続先が第１の信号入力点から第２の信号入力点に切り替えられて、第２の信号ケーブルの接続先が第２の信号入力点から第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、複数のアンテナ素子から各信号入力点までの信号ケーブルの長さや、信号発生器から各信号入力点までの信号ケーブルの長さに相違があり、信号発生器から各信号入力点までの信号ケーブルの長さを実測できなくても、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効果がある。
【００７３】
この発明によれば、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタの係数を設定することができるとともに、その係数の絶対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効果がある。
【００７４】
この発明によれば、補償手段の補償帯域幅が荷重加算手段でのサンプリング周波数より狭くなるように設定し、この補償帯域幅にて補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、±０．５ｆ_ｓ近傍で不連続な周波数特性不整合があっても良好な干渉波抑圧を得ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態２による干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図３】 遅延時間差がある場合の周波数応答を示すブロック構成図である。
【図４】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロック構成図である。
【図５】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態５による干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図７】 従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図８】 係数を適応的に制御するタップ付き遅延線回路を用いた従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図９】 タップ付き遅延線回路の内部を示す構成図である。
【符号の説明】
１−１，…，１−Ｎ 補助アンテナ、２ 受信機（第１の変換手段）、２−１，…，２−Ｎ 受信機（第２の変換手段）、３ Ａ／Ｄ変換機（第１の変換手段）、３−１，…，３−Ｎ Ａ／Ｄ変換機（第２の変換手段）、４ 位相検波器（第１の変換手段）、４−１，…，４−Ｎ 位相検波器（第２の変換手段）、５ 遅延器（遅延手段）、６−１，…，６−Ｎ 補償フィルタ（補償手段）、７−１，…，７−Ｎ 適応荷重、８ 加算器、９ 荷重加算手段、１０ 減算器（減算手段）、２１，２２ 補償フィルタ係数設定手段（係数設定手段）、２５ 適応荷重制御手段（係数設定手段）、３０ 信号発生器、３１，３１−１，３１−２，…，３１−Ｎ 信号ケーブル、３２，３２−１，３２−２，…，３２−Ｎ 信号入力点、３５ 外部アンテナ（信号送信手段）、３６，３７ 遅延素子、５０−１，…，５０−Ｎ アンテナ素子、１００ 主アンテナ。

Claims (6)

1. 主アンテナの受信信号を同相・直交信号に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段と、上記主アンテナと上記第１の変換手段を接続している信号ケーブル上の第１の信号入力点に対して所定信号を注入するとともに、上記複数の補助アンテナと上記複数の第２の変換手段を接続しているそれぞれの信号ケーブル上の第２の信号入力点に対して所定信号を注入する信号発生器と、上記信号発生器により所定信号が上記第１及び第２の信号入力点から注入されたとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記係数設定手段は、上記主アンテナから上記第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び上記複数の補助アンテナから各々の上記第２の信号入力点に至る信号の遅延時間と、上記信号発生器から上記第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び上記信号発生器から各々の上記第２の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、
   上記信号発生器から上記第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、上記信号発生器から上記第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、上記第１の信号ケーブルの接続先が上記第１の信号入力点から上記第２の信号入力点に切り替えられて、上記第２の信号ケーブルの接続先が上記第２の信号入力点から上記第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
   ことを特徴とする干渉波抑圧装置。
2. 主アンテナの受信信号を同相・直交信号に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段と、上記主アンテナと上記第１の変換手段を接続している信号ケーブル上の第１の信号入力点に対して所定信号を注入するとともに、上記複数の補助アンテナと上記複数の第２の変換手段を接続しているそれぞれの信号ケーブル上の第２の信号入力点に対して所定信号を注入する信号発生器と、上記信号発生器により所定信号が上記第１及び第２の信号入力点から注入されたとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記係数設定手段は、上記主アンテナから上記第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び上記複数の補助アンテナから各々の上記第２の信号入力点に至る信号の遅延時間と、上記信号発生器から上記第１の信号入力点に至る信号の遅延時間及び上記信号発生器から各々の上記第２の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、
   上記信号発生器から上記第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、上記信号発生器から上記第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、上記第１の信号ケーブルの接続先が上記第１の信号入力点から上記第２の信号入力点に切り替えられて、上記第２の信号ケーブルの接続先が上記第２の信号入力点から上記第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
   ことを特徴とする干渉波抑圧装置。
3. アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の変換手段と、上記複数の変換手段の中で、基準チャネルに係る変換手段である第１の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段の中で、基準チャネル以外のチャネルに係る変換手段である複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、上記複数のアンテナ素子の中で、基準チャネルに係るアンテナ素子と上記第１の変換手段を接続している信号ケーブル上の第１の信号入力点に対して所定信号を注入するとともに、上記複数のアンテナ素子の中で、基準チャネル以外のチャネルに係るアンテナ素子と上記複数の第２の変換手段を接続しているそれぞれの信号ケーブル上の第２の信号入力点に対して所定信号を注入する信号発生器と、上記信号発生器により所定信号が各々の信号入力点から注入されたとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記係数設定手段は、上記複数のアンテナ素子から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間と、上記信号発生器から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、
   上記信号発生器から上記第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、上記信号発生器から上記第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、上記第１の信号ケーブルの接続先が上記第１の信号入力点から上記第２の信号入力点に切り替えられて、上記第２の信号ケーブルの接続先が上記第２の信号入力点から上記第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
   ことを特徴とする干渉波抑圧装置。
4. アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の変換手段と、上記複数の変換手段の中で、基準チャネルに係る変換手段である第１の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段の中で、基準チャネル以外のチャネルに係る変換手段である複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、上記複数のアンテナ素子の中で、基準チャネルに係るアンテナ素子と上記第１の変換手段を接続している信号ケーブル上の第１の信号入力点に対して所定信号を注入するとともに、上記複数のアンテナ素子の中で、基準チャネル以外のチャネルに係るアンテナ素子と上記複数の第２の変換手段を接続しているそれぞれの信号ケーブル上の第２の信号入力点に対して所定信号を注入する信号発生器と、上記信号発生器により所定信号が各々の信号入力点から注入されたとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記係数設定手段は、上記複数のアンテナ素子から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間と、上記信号発生器から各々の信号入力点に至る信号の遅延時間とを考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するものであって、
   上記信号発生器から上記第１の信号入力点までの第１の信号ケーブルの長さと、上記信号発生器から上記第２の信号入力点までの第２の信号ケーブルの長さとの差が実測されていない場合、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得するとともに、上記第１の信号ケーブルの接続先が上記第１の信号入力点から上記第２の信号入力点に切り替えられて、上記第２の信号ケーブルの接続先が上記第２の信号入力点から上記第１の信号入力点に切り替えられる信号ケーブルの繋ぎ替えが実施されたのち、上記第１及び第２の変換手段から出力された同相・直交信号のフーリエ変換結果を取得し、信号ケーブルの繋ぎ替え前後の同相・直交信号のフーリエ変換結果を用いて、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
   ことを特徴とする干渉波抑圧装置。
5. 係数設定手段は、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴とする請求項２または請求項４記載の干渉波抑圧装置。
6. 係数設定手段は、上記補償手段の補償帯域幅が上記荷重加算手段でのサンプリング周波数より狭くなるように設定し、この補償帯域幅にて上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴とする請求項２または請求項４記載の干渉波抑圧装置。

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