JP2003046420A - 干渉波抑圧装置 - Google Patents
干渉波抑圧装置Info
- Publication number
- JP2003046420A JP2003046420A JP2001230211A JP2001230211A JP2003046420A JP 2003046420 A JP2003046420 A JP 2003046420A JP 2001230211 A JP2001230211 A JP 2001230211A JP 2001230211 A JP2001230211 A JP 2001230211A JP 2003046420 A JP2003046420 A JP 2003046420A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- compensating
- coefficient
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
しくなければならないが、やむを得ず等しくできない場
合には、せっかく補償フィルタを用いても、チャネル間
の周波数特性の不整合を補償することができない課題が
あった。 【解決手段】 主アンテナ100及び補助アンテナ1−
nが干渉波信号を受信するとき、遅延器5の出力信号と
各補償フィルタEn(z)の出力信号の和との差の電力
が最小になるように、各補償フィルタEn(z)の係数
を設定するとともに、減算器10の出力信号の電力が最
小になるように、適応荷重7−nの荷重を決定する。
Description
る干渉波抑圧装置に関するものである。
プティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信され
る干渉波を信号処理によって抑圧することが可能であ
る。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に
接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重
で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を
抑圧する。ところが、各チャネル(各アンテナ素子に対
応する適応荷重係数の入力)の間に、周波数特性(振幅
特性、位相特性、群遅延特性)の不一致(以下、不整合
という)があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化す
ることがある。
に受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因
する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性
のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによ
ってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重
の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリ
ング周波数に近い帯域幅を意味する。
um,“A flexible processor
for a digital adaptive ar
ray radar”,IEEE AES Syste
ms Magazine,pp.18−22,May
1991)に示されているように、適応荷重で重み付け
する前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の
周波数特性不整合を補償することができる。
の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、1
00は所定の方向(所望波方向、あるいは、信号を受信
したいと思う方向)に主ビームを向けた主アンテナ、1
−1,1−2,…,1−Nは指向性が等方性に近いN個
の補助アンテナ、2は主アンテナ100により受信され
たRF(radio frequency)信号を増幅
し、そのRF信号をIF(intermediate
frequency)信号にダウンコンバートする受信
機、2−1,2−2,…,2−Nは補助アンテナ1−n
(n=1,2,…,N,断らない限り以下同様)により
受信されたRF信号を増幅し、そのRF信号をIF信号
にダウンコンバートする受信機である。
号に変換するA/D変換器、4,4−nはディジタルI
F信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器、5は位相検波器4の出力信号を遅延させる遅延器、
6−nは自己の出力における周波数特性と、遅延器5の
出力における周波数特性との不整合を補償するディジタ
ルフィルタ(以下、補償フィルタEn(z)と呼ぶ)、
7−nは適応荷重、8は加算器である。適応荷重7−n
と加算器8から荷重加算手段9を構成しており、適応荷
重7−nは適応荷重制御手段25により適当な適応アル
ゴリズムで制御される。10は遅延器5の出力信号から
荷重加算手段9の出力信号を差し引く減算器である。
算するためにRF信号を発生する信号発生器、31,3
1−nは信号発生器30が発生するRF信号を伝送する
信号ケーブル、32,32−nはRF信号の信号入力
点、23は位相検波器4,4−nの出力信号から補償フ
ィルタEn(z)の係数を計算して設定する補償フィル
タ係数設定手段である。ここでは、z−1は荷重加算手
段9における信号のサンプリング間隔であって1サンプ
ル分の信号遅延を表し、遅延器5の遅延量をdサンプル
とする。
00及び補助アンテナ1−nにより受信されたRF信号
は、受信機2,2−nで増幅され、ダウンコンバートさ
れてIF信号となる。A/D変換器3,3−nがアナロ
グIF信号をディジタルIF信号に変換し、位相検波器
4,4−nがディジタルIF信号をディジタル同相・直
交信号に変換する。位相検波器4,4−nの後の信号
は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として
扱うことにする。遅延器5が位相検波器4の出力信号を
dサンプル遅延させる。これは、補償フィルタE
n(z)を挿入することで何らかの遅延が発生するの
で、それと遅延を合わせるためである。
荷重7−nで重み付けし、加算器8が適応荷重7−nの
出力信号を加算する。そして、減算器10が遅延器5の
出力信号から加算器8の出力信号を差し引くことによ
り、干渉波が抑圧された受信信号を得る。図7では、適
応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のSMI
(sample matrix inversion)
法を想定しているため、遅延器5の出力信号を適応荷重
制御に用いる。フィードバック形のLMS(least
mean squares)アルゴリズムなどでは、
遅延器5の出力信号の代わりに減算器10の出力信号を
用いる。
について説明する。信号入力点32,32−nはなるべ
くアンテナに近いことが望ましい。ここでは、主アンテ
ナ100から信号入力点32までの信号遅延時間と、補
助アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの信号遅
延時間とがほぼ等しいものとする。また、各信号ケーブ
ル31,31−nの長さがほぼ等しいものとする。
発生器30が発生したRF信号を信号ケーブル31,3
1−nを介して同時に入力する。RF信号の帯域幅は、
荷重加算手段9における信号のサンプリング周波数程度
か、それ以上とする。同時に入力した信号に対して、遅
延器5の出力信号のスペクトルと、補償フィルタE
n(z)の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなる
ように、補償フィルタ係数設定手段23が補償フィルタ
En(z)の係数を計算する。従来技術文献1では、補
償フィルタEn(z)をFIR形とし、上記両者のスペ
クトル差の平均2乗誤差が最小になるように係数を計算
している。以下、それについて説明する。ここで、スペ
クトルは複素数である。
(1)のようにおく。Mは補償フィルタEn(z)のイ
ンパルス応答長である。位相検波器4の出力信号と位相
検波器4−nの出力信号に対してFFT(高速フーリエ
変換)を行う。位相検波器4の出力信号に対するFFT
結果をC0(F),位相検波器4−nの出力信号に対す
るFFT結果をCn(F)とする。Fは−0.5以上
0.5未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数であ
る。
00に連なる遅延器5の出力信号の周波数特性と、補助
アンテナ1−nに連なる補償フィルタEn(z)の出力
信号の周波数特性とを一致させるように、補償フィルタ
En(z)の特性近似問題を以下のように定式化する。
つまり、式(2)の誤差関数Errを最小にする補償フ
ィルタのインパルス応答en(m)を求める。ここで、
En(F)はEn(z)の周波数応答、W(F)は適当
な荷重関数である。ΣはFFTでの周波数サンプル点に
おける和を意味する。
二乗問題に帰着できる。Wは式(9)で定義される対角
行列である。diagはかっこ内を要素とする対角行列
を表し、式(4)を最小化するベクトルenは一般に多
元1次連立方程式(WA)H(WA)en=(WA)H
(Wbn)を解けば得られる(肩文字Hは共役転置)。
これをn=1,2,…,Nに対して行う。F1,F2,
…,FIはFFTにおける周波数サンプル点である。
ton,Jr.“AdaptiveAntennas”
Prentice−Hall,1988)に示されてい
るように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレ
ーアンテナがタップ付き遅延線回路15−nを持つ構成
にして(図8、図9を参照)、その係数をまとめて干渉
波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャ
ネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧
ができる。図8において、15−nは図9の内部構造を
持つタップ付き遅延線回路である。図9において、16
は信号を1サンプル遅延させる遅延器、17は干渉波抑
圧を行うように制御する適応荷重、18は加算器であ
る。
は以上のように構成されているので、信号ケーブル3
1,31−nの長さがほぼ等しくなければならないが、
やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィ
ルタを用いても、チャネル間の周波数特性の不整合を補
償することができない課題があった。主アンテナ100
から信号入力点32までの信号ケーブルの長さと、補助
アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの信号ケー
ブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干
渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。
線回路15−nの係数を適応的に制御すれば、チャネル
間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧する
ことができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に
多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の
数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比
べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではな
い。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多く
の荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大き
い。また、適応アルゴリズムにLMSアルゴリズム等の
フィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般に
タップ付き遅延線回路15−nの収束が遅い傾向にあ
る。
めになされたもので、各信号ケーブルの長さに相違があ
る場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償す
ることができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とす
る。
圧装置は、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を
受信するとき、遅延手段の出力信号と複数の補償手段の
出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとと
もに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように、
荷重加算手段の荷重を決定するものである。
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最
小になるように、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するものである。
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のス
ペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディ
ジタルフィルタの係数を設定するものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、信号発生器が所定信号を発
生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受
信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、主アンテナ及び補助アンテ
ナが信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するようにしたものであ
る。
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するものである。
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定するものである。
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償
手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
際、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信
号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペ
クトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致する
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、アンテナ素子が信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するようにしたものである。
段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペ
クトルとの差の重み付き絶対値2乗平均値が最小になる
ように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。
説明する。 実施の形態1.図1はこの発明の実施の形態1による干
渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、100
は所定の方向(所望波方向、あるいは、信号を受信した
いと思う方向)に主ビームを向けた主アンテナ、1−
1,1−2,…,1−Nは指向性が等方性に近いN個の
補助アンテナ、2は主アンテナ100により受信された
RF信号を増幅し、そのRF信号をIF信号にダウンコ
ンバートする受信機、2−1,2−2,…,2−Nは補
助アンテナ1−n(n=1,2,…,N,断らない限り
以下同様)により受信されたRF信号を増幅し、そのR
F信号をIF信号にダウンコンバートする受信機であ
る。
号に変換するA/D変換器、4,4−nはディジタルI
F信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器である。なお、受信機2,A/D変換器3及び位相検
波器4から第1の変換手段が構成され、受信機2−n,
A/D変換器3−n及び位相検波器4−nから第2の変
換手段が構成されている。
遅延器(遅延手段)、6−nは自己の出力における周波
数特性と、遅延器5の出力における周波数特性との不整
合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタE
n(z)(補償手段)、7−nは適応荷重、8は加算器
である。適応荷重7−nと加算器8から荷重加算手段9
を構成しており、適応荷重7−nは適応荷重制御手段2
5により適当な適応アルゴリズムで制御される。10は
遅延器5の出力信号から荷重加算手段9の出力信号を差
し引く減算器(減算手段)である。
タEn(z)の出力信号の和との差の電力が最小になる
ように、各補償フィルタEn(z)の係数を設定する補
償フィルタ係数設定手段である。なお、補償フィルタ係
数設定手段21及び適応荷重制御手段25から係数設定
手段が構成されている。なお、補償フィルタEn(z)
をFIR形とするとき、遅延器5の遅延量dの目安は、
補償フィルタEn(z)のインパルス応答長の半分程度
である。
態1では、補償フィルタEn(z)の係数を計算する際
に、信号発生器30から信号ケーブルを介してRF信号
を入力するのではなく、干渉波信号を利用する。よっ
て、図7の信号発生器30,信号ケーブル31,31−
n,信号入力点32,32−nは図1にはない。
装置では、補償フィルタEn(z)の係数計算に受信さ
れる広帯域干渉波を利用する。その手順について説明す
る。補償フィルタEn(z)の係数が決まっていない場
合、まず、適応荷重7−nの値をすべて同じ値、例えば
1に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出
力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方
法で補償フィルタE n(z)の係数を計算する。この結
果、この時点では干渉波が抑圧される。
ンテナ1−n間)の周波数特性の不整合は、干渉波の入
射方向等には関係しない。そこで、一旦、補償フィルタ
En(z)の係数を計算した後は、その係数を固定して
おく。チャネル間の周波数特性不整合がなければ干渉波
抑圧ができるから、補償フィルタEn(z)の係数を計
算した後は、干渉波の入射方向等が変わっても、今度は
適応荷重7−nだけを制御することによって干渉波抑圧
を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整
合があっても、図8のような適応荷重を持つタップ付き
遅延線回路構成にせずに適応荷重7−nだけの制御で、
比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持す
ることが可能となる。補償フィルタEn(z)の係数計
算は、適応荷重7−nの計算ほど頻繁に行う必要はな
い。ただし、補償フィルタEn(z)の係数を計算する
際の干渉波は広帯域である必要がある。
(z)の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段2
1の動作について説明する。補償フィルタEn(z)の
係数計算時には、適応荷重7−nの値をすべて同じ値に
固定する。例えば、その値を1とする。このとき、サイ
ドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延
器5の出力信号と、各補償フィルタEn(z)の出力信
号の和との差信号の電力最小化と等価である。
x0(k)、位相検波器4−nの出力信号をx
n(k)、遅延器5の出力信号をy0(k),補償フィ
ルタEn(z)の出力信号をyn(k)とする。これら
は、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号と
して扱う。kはサンプリング間隔を単位とする時刻であ
る。このとき、式(10)と式(11)の関係が成立す
る。式(12)のように遅延器5の出力信号y0(k)
と各補償フィルタEn(z)の出力信号yn(k)の和
との差信号z(k)を定義し、z(k)の電力式(1
3)(E[・]は統計平均)を最小化する補償フィルタE
n(z)の係数en(m)(m=0,1,…,M−1)
を決める。式(13)はさらに式(14)のように変形
できる。肩文字*は複素共役を表す。
(m)を求めるために、Jをen(m)に関して偏微分
する。式(14)のen(m)に関する偏微分として式
(15)を得る。n=1,2,…,N、m=0,1,
…,M−1について、式(15)を0にするようなen
(m)が、求める補償フィルタの係数である。よって、
式(16)の正規方程式、つまりen(m)(n=1,
2,…,N;m=0,1,…,M−1)を未知数とする
連立方程式を解けば、en(m)が求められる。式(1
6)の行列R、ベクトルe、pは式(17)〜(20)
のようになる。実際には、式(19),(20)で統計
平均E[・]は単なる時間平均で代用してよい。
の係数を計算すると、今度はその係数を固定し、適応荷
重制御手段25が減算器10の出力信号の電力が最小に
なるように、適応荷重7−nの荷重を決定する。図1で
は、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のS
MI法を想定しているため、遅延器5の出力信号を適応
荷重制御に用いる。フィードバック形のLMSアルゴリ
ズムなどでは、遅延器5の出力信号の代わりに減算器1
0の出力信号を用いる。図1ではIF信号をA/D変換
・サンプリング後、ディジタル信号処理によりディジタ
ル同相・直交信号を得る構成としたが、IF信号をアナ
ログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、
その後A/D変換・サンプリングしてディジタル同相・
直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも
同様である。
によれば、従来技術のようにタップ付き遅延線回路15
−nの係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する
必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利
用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
が可能となる。また、チャネル間の周波数特性の不整合
を補償するために信号を特定箇所にケーブルで入力する
構成ではないため、信号入力点までの信号遅延の相違を
考えずに済むという利点がある。
態2による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図にお
いて、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので
説明を省略する。35はRF信号を主アンテナ100及
び補助アンテナ1−nに電波によって送信するための外
部アンテナ(信号送信手段)、22は遅延器5の出力信
号の電力と補償フィルタEn(z)の出力信号の電力と
の差が最小になるように、補償フィルタEn(z)の係
数を設定する補償フィルタ係数設定手段(係数設定手
段)であり、補償フィルタ係数設定手段22は、上記実
施の形態1における補償フィルタ係数設定手段21と異
なり、各補償フィルタについて、独立に係数計算を行
う。
En(z)の係数計算は干渉波抑圧処理前に行ってお
く。一度計算すれば、干渉波抑圧のための適応荷重7−
nほど頻繁に計算する必要はない。外部アンテナ35か
ら送信するRF信号の帯域幅は、従来技術と同様であ
る。
算、即ち、補償フィルタ係数設定手段22の動作につい
て説明する。補償フィルタEn(z)の係数en(m)
(m=0,1,…,M−1)は、遅延器5の出力信号y
0(k)と、補償フィルタEn(z)の出力信号y
n(k)の差信号zn(k)の電力E[|zn(k)|
2]がなるべく小さくなるように、各n=1,2,…,
Nごとに決める。式(22)のように、E[|z
n(k)| 2]を評価関数Jnとおく。式(10),
(11)から、式(22)はさらに式(23)のように
変形できる。
めるために、Jnのen(m)に関する偏微分を求め
る。それは式(24)のようになる。m=0,1,…,
M−1について式(24)を0にするようなen(m)
が、求める補償フィルタの係数である。よって、式(2
5)の正規方程式、つまりen(m)(m=0,1,
…,M−1)を未知数とする連立方程式を解けば、en
(m)が求められる。実際には、式(25)で統計平均
E[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式(2
5)左辺の正方行列対角項はxn(k)の電力で同じ値
をとる。以上の連立方程式を解く操作をn=1,2,
…,Nに対して行う。
するという時間域での計算といえる。従来技術(補償フ
ィルタ係数設定手段23)と同様に、周波数領域での誤
差、つまり複素スペクトルの誤差をなるべく小さくする
ように、周波数領域で補償フィルタEn(z)の係数を
計算することもできる。補償帯域幅は荷重加算手段9で
のサンプリング周波数より狭くせざるを得ないので、以
下に説明するように特異値分解を利用して計算すること
が望ましい。これは、式(7)の行列Aは事実上フルラ
ンクでなくなることが多いためである。そこで、連立方
程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分
解を利用する。
を荷重加算手段9でのサンプリング周波数(fsとす
る)より狭くせざるを得ない理由について説明する。チ
ャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの
周波数特性のばらつきに起因する。IF帯では、IF周
波数をfIFとすれば、−0.5fs+fI Fから0.
5fs+fIFの周波数帯域の特性不整合が問題にな
る。IF帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に
周波数−0.5fs+fIFと周波数0.5fs+f
IFにおける周波数特性は不連続である。これは、ベー
スバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、2つ
の周波数−0.5fsと0.5fsで不連続であること
を意味する。ところが、サンプリング周波数fsのディ
ジタルフィルタはこの2つの周波数での周波数特性が連
続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィ
ルタで荷重加算手段9における全帯域(−0.5fsか
ら0.5fs)にわたってチャネル間の周波数特性不整
合を補償することが困難となる。近似度を良好に保つに
は、補償帯域幅を荷重加算手段9でのサンプリング周波
数より少し狭くして、2つの周波数−0.5fsと0.
5fs近傍では近似を避ける必要がある。
ように設定する。式(26)などで、Fはサンプリング
周波数で正規化した周波数である。式(26)で、H
ref(F)は式(3)と同じであり、FminとF
maxはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数(絶対
値は0.5より小)、ΣはFFTによる周波数サンプル
点での和を意味する。行列Aとベクトルbnはそれぞれ
式(7),(6)と同じ形であるが、F1,F2,…,
FIをFminからFmaxの間のFFTにおける周波
数サンプル点とする。
最小二乗問題に帰着できる。式(27)を最小化するベ
クトルenは、一般に多元1次連立方程式AHAen=
AHbnを解けば得られるが、実際には、行列AHAの
ランクは事実上Mより小さくなることが多い。つまり、
行列Aの特異値には大きいものと無視できる小さいもの
が現れることが多い。そうなると数値的不安定性により
連立方程式をうまく解くことができなくなる。このと
き、仮に補償フィルタEn(z)の係数が得られても、
その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあ
り、事実上実装不可能になってしまう。そのようなとき
は特異値分解を利用するとうまく最小2乗問題を解くこ
とができ、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が非常
に大きな値となることを防げる。
る。 A=USVH (29) S=diag[σ1,σ2,…,σM] (30) ここで、Uは列が正規直交しているI×M行列、SはM
×M対角行列、VはM×M直交行列である。Sの対角要
素σm(m=1,2,…,M)は特異値であり、0でな
い特異値の数がAのランクである。実際には雑音がある
ので0の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさ
にかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る
小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。
定義する。そして、式(32)のベクトルγnを計算す
る。ここで、[・]mはそのベクトルの第m要素を表し、
補償フィルタEn(z)のインパルス応答は式(33)
のようになる。以上の操作をn=1,2,…,Nについ
て行う。
を計算するための最小2乗問題を特異値分解を用いて解
いたが、従来技術文献3(鷹尾、内田、“ビームスペー
ス・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討”電
子情報通信学会技術研究報告A・P88−52,198
8)に示されているように、行列AHAの固有値分解を
利用して解いてもよい。
では、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外
部から電波を送信する構成として、信号をケーブルで特
定箇所に入力する構成としないため、信号入力点までの
信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。ま
た、補償フィルタEn(z)の係数を周波数領域で行う
場合、計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
に、補償フィルタEn(z)の係数を計算するために外
部からRF信号をケーブルを介して入力する場合、主ア
ンテナ100から信号入力点32までの信号遅延時間
と、補助アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの
信号遅延時間がほぼ等しいことが前提となる。これは主
アンテナ100と補助アンテナ1−nから信号入力点ま
でのケーブルの長さがほぼ等しいということである。ま
た、信号ケーブル31,31−nの長さがほぼ等しいこ
とも前提となる。実際には、実装上そのような条件が満
足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャ
ネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記の
ような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない
可能性がある。
までのケーブルの長さと、補助アンテナ1−nから信号
入力点32−nまでのケーブルの長さの差、および信号
発生器30から信号入力点32までのケーブルの長さ
と、信号発生器30から信号入力点32−nまでのケー
ブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延
時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタE
n(z)の係数を計算することができる。
の信号遅延時間に対する補助アンテナ1−nから信号入
力点32−nまでの信号遅延時間の差をΔn(時間の次
元)、信号発生器30から信号入力点32までの信号遅
延時間に対する信号発生器30から信号入力点32−n
までの信号遅延時間の差をδn(時間の次元)とする。
主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れ
がある場合、Δnあるいはδnを正の量とする。説明は
おもに周波数領域で補償フィルタEn(z)の係数計算
を行う場合について行う。上の2つのケースは異なるの
で、それぞれ説明する。
入力点までに遅延時間差がある場合 1つの補助アンテナ1−n(n=1,2,…,N)につ
いて、周波数応答ブロック構成図を示すと図3(a)の
ようになる。ここでは簡単のため、周波数応答は等価低
域系で表現する。図3において、B0(F),B
n(F)は信号入力点32,32−nから位相検波器
4,4−nの出力までの周波数応答、Href(F)は
式(3)と同じである。36は主アンテナ側に対して補
助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素
子である。この場合、観測される位相検波器4,4−n
の出力信号のフーリエ変換C0(F),Cn(F)とB
0(F),Bn(F)はそれぞれ等しい。
場合、得られる補償フィルタの周波数応答En(F)
は、理想的には式(34)のようになる。しかし、補助
アンテナ側には補助アンテナ1−nから信号入力点32
−nまでにΔnの遅延があるから、補償フィルタが本来
持つべき周波数応答En’(F)は式(35)のように
なる。式(34)と式(35)を比べると、式(34)
には主アンテナ系の信号の進みが足りないことになる。
これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式
(3)のHref(F)の代わりに、信号の進みを加え
た式(36)のHre f’(F)を用いる。
延時間差がある場合 1つの補助アンテナ番号1−nについて、周波数応答ブ
ロック構成図を示すと図3(b)のようになる。37は
信号発生器30から信号入力点32,32−nまでに主
アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れが
あることを示す遅延素子である。この場合、補助アンテ
ナ側において、観測される位相検波器4−nの出力信号
のフーリエ変換Cn(F)と信号入力点32−nから位
相検波器4−nの出力までの周波数応答Bn(F)は異
なる。つまり、式(37)のようになる。U(F)は信
号発生器30で発生する信号のフーリエ変換である。
場合、得られる補償フィルタの周波数応答En(F)
は、理想的には式(38)のようになる。一方、実際に
信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補
償フィルタが本来持つべき周波数応答En”(F)は式
(39)のようになる。式(38)と式(39)を比べ
ると、式(38)は主アンテナ側の信号の進みが余分で
ある。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、
式(3)のHref(F)の代わりに、信号の遅れを加
えた式(40)のHref”(F)を用いる。
入力点までと、信号発生器から信号入力点までの両方に
遅延時間差がある場合 主アンテナ100と補助アンテナ1−nから信号入力点
32,32−nまでの主アンテナ系と補助アンテナ系と
の間の信号遅延時間差、および信号発生器30から主ア
ンテナ側と補助アンテナ側の信号入力点32,32−n
までの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論か
ら、式(3)のHref(F)の代わりに式(41)の
Href’’’(F)を用いる。
する場合 式(37),(40),(41)は、遅延器5の遅延時
間dサンプルをそれぞれd−fsΔn,d+fsδn,
d+fs(δn−Δn)サンプルの遅延に置き換えるこ
とに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器
5の代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つ
ディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これら
の遅延をFFTと逆FFTを介して周波数領域で与えて
もよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器
5に戻しておく。
によれば、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF
信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ10
0と補助アンテナ1−nから信号入力点32,32−
n、および信号発生器30から信号入力点32,32−
nまでの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波
数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑
圧性能を得ることができる。
7において信号発生器30から信号入力点32,32−
nまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応
する信号遅延時間差がわかるものとしたが、信号発生器
30から信号入力点32,32−nまでの信号ケーブル
31,31−nの長さの差を実測できなくても、それら
の長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不
整合を補償することができる。
点32までのケーブルの長さと、補助アンテナ1−nか
ら信号入力点32−nまでの信号ケーブルの長さがほぼ
等しいか、あるいは、それが計測でき、対応する信号遅
延時間差がわかるものとする。以下、主アンテナ100
から信号入力点32までの信号ケーブルの長さと補助ア
ンテナ1−nから信号入力点32−nまでのケーブルの
長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長
さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場
合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態
3と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタEn
(z)の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号
等は等価低域系で表現する。また、n=1,2,…,N
である。
波器4の出力までの周波数特性をM 0(F)、補助アン
テナ側の信号入力点32−nから位相検波器4−nの出
力までの周波数特性をMn(F)とする。また、信号発
生器30から信号入力点32までの信号ケーブル31の
周波数特性をA0(F)、信号発生器30から信号入力
点32−nまでの信号ケーブル31−nの周波数特性を
An(F)とする。これをブロック構成図で示すと図4
(a)のようになる。
る。主アンテナ側の位相検波器4の出力信号のフーリエ
変換をD0(F)、補助アンテナ側の位相検波器4−n
の出力信号のフーリエ変換をDn(F)とすると、式
(42),(43)のようになる。U(F)はu(k)
のフーリエ変換である。 D0(F)=A0(F)M0(F)U(F) (42) Dn(F)=An(F)Mn(F)U(F) (43)
信号入力点32−nに接続し、信号ケーブル31−nを
信号入力点32に接続する。つまり。信号ケーブルのつ
なぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器30
から信号u(k)を入力したときの主アンテナ側の位相
検波器4の出力信号のフーリエ変換をD0’(F)、補
助アンテナ側の位相検波器4−nの出力信号のフーリエ
変換をDn’(F)とすると、式(44),(45)の
ようになる。ブロック構成図で示すと図4(b)のよう
になる。なお、信号発生器30から入力する信号は図4
(a)と同じでなくてよい。式(42),(43)から
式(46)を得て、式(44),(45)から式(4
7)を得る。なお、図4と図5では、補助アンテナは番
号nのみを抜き出している。
場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号
のフーリエ変換D0(F)とDn(F)をそれぞれ式
(26)のC0(F)とCn(F)として用いる。しか
し、それはA0(F)=An(F)が前提である。ここ
では、A0(F)≠An(F)であり、このままではD
0(F)とDn(F)を使えない。これは次のように解
決できる。式(46),(47)から式(48)を得
る。式(48)左辺はすべて得られる量である。式(4
8)左辺をQ(F)とおく(式(49))と、式(4
6)から式(50)を得る。
A0(F)=An(F)のときのM 0(F)/M
n(F)に等しい。そこで、式(26)のC0(F)/
Cn(F)の代わりに、すべて計測できる量である式
(50)左辺を用いれば、信号発生器30から信号入力
点32,32−nまでの信号ケーブル31,31−nの
長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響
を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補
償フィルタの係数を計算することができる。
によれば、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF
信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器30
から信号入力点32,32−nまでの信号ケーブル3
1,31−nの長さの差が実測できなくても、これらの
信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ側の
位相検波器4の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ
側の位相検波器4−nの出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる効果を奏する。
アンテナ素子が対等なアダプティブアレーアンテナに適
用することが可能である。図6はこの発明の実施の形態
5による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図におい
て、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説
明を省略する。50−1,50−2,…,50−NはN
個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。
各アンテナ素子50−nには受信機2−n,A/D変換
器3−n,位相検波器4−nが順に接続されている。こ
こでは、チャネル間の周波数特性の不整合は、アンテナ
素子50−1に連なるチャネル番号1を基準とし、他チ
ャネルの周波数特性をチャネル番号1に合わせることに
する。従って、遅延器5は位相検波器4−1に接続さ
れ、補償フィルタEn(z)は位相検波器4−2,4−
3,…,4−nに接続されている。
(n≠1)の出力には、適応荷重制御手段25によって
適当な適応アルゴリズムで制御される適応荷重7−1,
7−2,…,7−Nが接続されている。各適応荷重7−
nの出力信号は加算器8で加算され、荷重加算手段9の
出力信号は干渉波が抑圧された信号となる。適応荷重制
御手段25は、例えば、荷重加算手段9の出力信号と参
照信号との差信号電力がなるべく小さくなるように適応
荷重7−nを制御する。
4−1の出力における周波数特性と、他のアンテナ素子
50−2,…,50−Nに連なる位相検波器4−2,
…,4−Nの出力の周波数特性がなるべく一致するよう
に、あるいは、遅延器5の出力信号と各補償フィルタE
n(z)(n=2,…,N)の出力信号との差の電力が
なるべく小さくなるように、補償フィルタEn(z)で
補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態2
〜4と同様である。図6では外部に設けたアンテナ35
からRF信号を電波により送信するようにしている。
チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から
電波を送信すれば、信号をケーブルで特定箇所に入力し
ないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに
済むという利点がある。また、補償フィルタEn(z)
の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
様に、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF信号
をケーブルを介して入力する場合、アンテナ素子50−
nから信号入力点、および信号発生器30から信号入力
点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考
慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるた
め、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
同様に、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF信
号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器30か
ら複数の信号入力点までの信号ケーブルの長さの差が実
測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行
う前と後の位相検波器の出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる。
ンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、
遅延手段の出力信号と複数の補償手段の出力信号の和と
の差の電力が最小になるように、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段
の出力信号の電力が最小になるように、荷重加算手段の
荷重を決定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さ
に相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整
合を補償することができる効果がある。
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違が
ある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償
することができる効果がある。
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定する構成にしたので、各信号ケーブルの長
さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不
整合を補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、そ
の所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するように構成したので、各信号ケーブ
ルの長さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特
性の不整合を補償することができる効果がある。
号を受信するとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出
力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定する構成にした
ので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チ
ャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる
効果がある。
号を受信するとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと
補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、
補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
る構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違がある
場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償する
ことができる効果がある。
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出力信号
との差の電力が最小になるように、補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定する際、信号発生器が
所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チャ
ネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効
果がある。
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手
段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信
号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を
構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構
成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合で
も、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することが
できる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、その
受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
スペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の
重み付き絶対値2乗平均値が最小になるように、固有値
分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタ
の係数を設定することができるとともに、その係数の絶
対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効
果がある。
置を示す構成図である。
置を示す構成図である。
ロック構成図である。
ルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロッ
ク構成図である。
ルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成
図である。
置を示す構成図である。
路を用いた従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。
ある。
の変換手段)、2−1,…,2−N 受信機(第2の変
換手段)、3 A/D変換機(第1の変換手段)、3−
1,…,3−N A/D変換機(第2の変換手段)、4
位相検波器(第1の変換手段)、4−1,…,4−N
位相検波器(第2の変換手段)、5遅延器(遅延手
段)、6−1,…,6−N 補償フィルタ(補償手
段)、7−1,…,7−N 適応荷重、8 加算器、9
荷重加算手段、10 減算器(減算手段)、21,2
2 補償フィルタ係数設定手段(係数設定手段)、25
適応荷重制御手段(係数設定手段)、30 信号発生
器、31,31−1,31−2,…,31−N 信号ケ
ーブル、32,32−1,32−2,…,32−N 信
号入力点、35 外部アンテナ(信号送信手段)、3
6,37 遅延素子、50−1,…,50−N アンテ
ナ素子、100 主アンテナ。
る干渉波抑圧装置に関するものである。
プティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信され
る干渉波を信号処理によって抑圧することが可能であ
る。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に
接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重
で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を
抑圧する。ところが、各チャネル(各アンテナ素子に対
応する適応荷重係数の入力)の間に、周波数特性(振幅
特性、位相特性、群遅延特性)の不一致(以下、不整合
という)があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化す
ることがある。
に受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因
する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性
のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによ
ってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重
の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリ
ング周波数に近い帯域幅を意味する。
um,“A flexible processor
for a digital adaptive ar
ray radar”,IEEE AES Syste
ms Magazine,pp.18−22,May
1991)に示されているように、適応荷重で重み付け
する前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の
周波数特性不整合を補償することができる。
の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、1
00は所定の方向(所望波方向、あるいは、信号を受信
したいと思う方向)に主ビームを向けた主アンテナ、1
−1,1−2,…,1−Nは指向性が等方性に近いN個
の補助アンテナ、2は主アンテナ100により受信され
たRF(radio frequency)信号を増幅
し、そのRF信号をIF(intermediate
frequency)信号にダウンコンバートする受信
機、2−1,2−2,…,2−Nは補助アンテナ1−n
(n=1,2,…,N,断らない限り以下同様)により
受信されたRF信号を増幅し、そのRF信号をIF信号
にダウンコンバートする受信機である。
号に変換するA/D変換器、4,4−nはディジタルI
F信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器、5は位相検波器4の出力信号を遅延させる遅延器、
6−nは自己の出力における周波数特性と、遅延器5の
出力における周波数特性との不整合を補償するディジタ
ルフィルタ(以下、補償フィルタEn(z)と呼ぶ)、
7−nは適応荷重、8は加算器である。適応荷重7−n
と加算器8から荷重加算手段9を構成しており、適応荷
重7−nは適応荷重制御手段25により適当な適応アル
ゴリズムで制御される。10は遅延器5の出力信号から
荷重加算手段9の出力信号を差し引く減算器である。
算するためにRF信号を発生する信号発生器、31,3
1−nは信号発生器30が発生するRF信号を伝送する
信号ケーブル、32,32−nはRF信号の信号入力
点、23は位相検波器4,4−nの出力信号から補償フ
ィルタEn(z)の係数を計算して設定する補償フィル
タ係数設定手段である。ここでは、z−1は荷重加算手
段9における信号のサンプリング間隔であって1サンプ
ル分の信号遅延を表し、遅延器5の遅延量をdサンプル
とする。
00及び補助アンテナ1−nにより受信されたRF信号
は、受信機2,2−nで増幅され、ダウンコンバートさ
れてIF信号となる。A/D変換器3,3−nがアナロ
グIF信号をディジタルIF信号に変換し、位相検波器
4,4−nがディジタルIF信号をディジタル同相・直
交信号に変換する。位相検波器4,4−nの後の信号
は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として
扱うことにする。遅延器5が位相検波器4の出力信号を
dサンプル遅延させる。これは、補償フィルタE
n(z)を挿入することで何らかの遅延が発生するの
で、それと遅延を合わせるためである。
荷重7−nで重み付けし、加算器8が適応荷重7−nの
出力信号を加算する。そして、減算器10が遅延器5の
出力信号から加算器8の出力信号を差し引くことによ
り、干渉波が抑圧された受信信号を得る。図7では、適
応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のSMI
(sample matrix inversion)
法を想定しているため、遅延器5の出力信号を適応荷重
制御に用いる。フィードバック形のLMS(least
mean squares)アルゴリズムなどでは、
遅延器5の出力信号の代わりに減算器10の出力信号を
用いる。
について説明する。信号入力点32,32−nはなるべ
くアンテナに近いことが望ましい。ここでは、主アンテ
ナ100から信号入力点32までの信号遅延時間と、補
助アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの信号遅
延時間とがほぼ等しいものとする。また、各信号ケーブ
ル31,31−nの長さがほぼ等しいものとする。
発生器30が発生したRF信号を信号ケーブル31,3
1−nを介して同時に入力する。RF信号の帯域幅は、
荷重加算手段9における信号のサンプリング周波数程度
か、それ以上とする。同時に入力した信号に対して、遅
延器5の出力信号のスペクトルと、補償フィルタE
n(z)の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなる
ように、補償フィルタ係数設定手段23が補償フィルタ
En(z)の係数を計算する。従来技術文献1では、補
償フィルタEn(z)をFIR形とし、上記両者のスペ
クトル差の平均2乗誤差が最小になるように係数を計算
している。以下、それについて説明する。ここで、スペ
クトルは複素数である。
(1)のようにおく。Mは補償フィルタEn(z)のイ
ンパルス応答長である。位相検波器4の出力信号と位相
検波器4−nの出力信号に対してFFT(高速フーリエ
変換)を行う。位相検波器4の出力信号に対するFFT
結果をC0(F),位相検波器4−nの出力信号に対す
るFFT結果をCn(F)とする。Fは−0.5以上
0.5未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数であ
る。
00に連なる遅延器5の出力信号の周波数特性と、補助
アンテナ1−nに連なる補償フィルタEn(z)の出力
信号の周波数特性とを一致させるように、補償フィルタ
En(z)の特性近似問題を以下のように定式化する。
つまり、式(2)の誤差関数Errを最小にする補償フ
ィルタのインパルス応答en(m)を求める。ここで、
En(F)はEn(z)の周波数応答、W(F)は適当
な荷重関数である。ΣはFFTでの周波数サンプル点に
おける和を意味する。
二乗問題に帰着できる。Wは式(9)で定義される対角
行列である。diagはかっこ内を要素とする対角行列
を表し、式(4)を最小化するベクトルenは一般に多
元1次連立方程式(WA)H(WA)en=(WA)H
(Wbn)を解けば得られる(肩文字Hは共役転置)。
これをn=1,2,…,Nに対して行う。F1,F2,
…,FIはFFTにおける周波数サンプル点である。
ton,Jr.“AdaptiveAntennas”
Prentice−Hall,1988)に示されてい
るように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレ
ーアンテナがタップ付き遅延線回路15−nを持つ構成
にして(図8、図9を参照)、その係数をまとめて干渉
波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャ
ネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧
ができる。図8において、15−nは図9の内部構造を
持つタップ付き遅延線回路である。図9において、16
は信号を1サンプル遅延させる遅延器、17は干渉波抑
圧を行うように制御する適応荷重、18は加算器であ
る。
は以上のように構成されているので、信号ケーブル3
1,31−nの長さがほぼ等しくなければならないが、
やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィ
ルタを用いても、チャネル間の周波数特性の不整合を補
償することができない課題があった。主アンテナ100
から信号入力点32までの信号ケーブルの長さと、補助
アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの信号ケー
ブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干
渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。
線回路15−nの係数を適応的に制御すれば、チャネル
間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧する
ことができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に
多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の
数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比
べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではな
い。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多く
の荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大き
い。また、適応アルゴリズムにLMSアルゴリズム等の
フィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般に
タップ付き遅延線回路15−nの収束が遅い傾向にあ
る。
めになされたもので、各信号ケーブルの長さに相違があ
る場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償す
ることができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とす
る。さらに、±0.5fs近傍で不連続な周波数特性不
整合があっても良好な干渉波抑圧を得ることができる干
渉波抑圧装置を得ることを目的とする。
圧装置は、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を
受信するとき、遅延手段の出力信号と複数の補償手段の
出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとと
もに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように、
荷重加算手段の荷重を決定するものである。
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最
小になるように、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するものである。
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のス
ペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディ
ジタルフィルタの係数を設定するものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、信号発生器が所定信号を発
生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受
信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、主アンテナ及び補助アンテ
ナが信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するようにしたものであ
る。
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するものである。
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定するものである。
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償
手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
際、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信
号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペ
クトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致する
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するようにしたものである。
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、アンテナ素子が信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するようにしたものである。
段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペ
クトルとの差の重み付き絶対値2乗平均値が最小になる
ように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。
段の補償帯域幅が荷重加算手段でのサンプリング周波数
より狭くなるように設定し、この補償帯域幅にて補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよう
にしたものである。
説明する。 実施の形態1.図1はこの発明の実施の形態1による干
渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、100
は所定の方向(所望波方向、あるいは、信号を受信した
いと思う方向)に主ビームを向けた主アンテナ、1−
1,1−2,…,1−Nは指向性が等方性に近いN個の
補助アンテナ、2は主アンテナ100により受信された
RF信号を増幅し、そのRF信号をIF信号にダウンコ
ンバートする受信機、2−1,2−2,…,2−Nは補
助アンテナ1−n(n=1,2,…,N,断らない限り
以下同様)により受信されたRF信号を増幅し、そのR
F信号をIF信号にダウンコンバートする受信機であ
る。
号に変換するA/D変換器、4,4−nはディジタルI
F信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器である。なお、受信機2,A/D変換器3及び位相検
波器4から第1の変換手段が構成され、受信機2−n,
A/D変換器3−n及び位相検波器4−nから第2の変
換手段が構成されている。
遅延器(遅延手段)、6−nは自己の出力における周波
数特性と、遅延器5の出力における周波数特性との不整
合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタE
n(z)(補償手段)、7−nは適応荷重、8は加算器
である。適応荷重7−nと加算器8から荷重加算手段9
を構成しており、適応荷重7−nは適応荷重制御手段2
5により適当な適応アルゴリズムで制御される。10は
遅延器5の出力信号から荷重加算手段9の出力信号を差
し引く減算器(減算手段)である。
タEn(z)の出力信号の和との差の電力が最小になる
ように、各補償フィルタEn(z)の係数を設定する補
償フィルタ係数設定手段である。なお、補償フィルタ係
数設定手段21及び適応荷重制御手段25から係数設定
手段が構成されている。なお、補償フィルタEn(z)
をFIR形とするとき、遅延器5の遅延量dの目安は、
補償フィルタEn(z)のインパルス応答長の半分程度
である。
態1では、補償フィルタEn(z)の係数を計算する際
に、信号発生器30から信号ケーブルを介してRF信号
を入力するのではなく、干渉波信号を利用する。よっ
て、図7の信号発生器30,信号ケーブル31,31−
n,信号入力点32,32−nは図1にはない。
装置では、補償フィルタEn(z)の係数計算に受信さ
れる広帯域干渉波を利用する。その手順について説明す
る。補償フィルタEn(z)の係数が決まっていない場
合、まず、適応荷重7−nの値をすべて同じ値、例えば
1に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出
力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方
法で補償フィルタE n(z)の係数を計算する。この結
果、この時点では干渉波が抑圧される。
ンテナ1−n間)の周波数特性の不整合は、干渉波の入
射方向等には関係しない。そこで、一旦、補償フィルタ
En(z)の係数を計算した後は、その係数を固定して
おく。チャネル間の周波数特性不整合がなければ干渉波
抑圧ができるから、補償フィルタEn(z)の係数を計
算した後は、干渉波の入射方向等が変わっても、今度は
適応荷重7−nだけを制御することによって干渉波抑圧
を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整
合があっても、図8のような適応荷重を持つタップ付き
遅延線回路構成にせずに適応荷重7−nだけの制御で、
比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持す
ることが可能となる。補償フィルタEn(z)の係数計
算は、適応荷重7−nの計算ほど頻繁に行う必要はな
い。ただし、補償フィルタEn(z)の係数を計算する
際の干渉波は広帯域である必要がある。
(z)の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段2
1の動作について説明する。補償フィルタEn(z)の
係数計算時には、適応荷重7−nの値をすべて同じ値に
固定する。例えば、その値を1とする。このとき、サイ
ドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延
器5の出力信号と、各補償フィルタEn(z)の出力信
号の和との差信号の電力最小化と等価である。
x0(k)、位相検波器4−nの出力信号をx
n(k)、遅延器5の出力信号をy0(k),補償フィ
ルタEn(z)の出力信号をyn(k)とする。これら
は、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号と
して扱う。kはサンプリング間隔を単位とする時刻であ
る。このとき、式(10)と式(11)の関係が成立す
る。式(12)のように遅延器5の出力信号y0(k)
と各補償フィルタEn(z)の出力信号yn(k)の和
との差信号z(k)を定義し、z(k)の電力式(1
3)(E[・]は統計平均)を最小化する補償フィルタE
n(z)の係数en(m)(m=0,1,…,M−1)
を決める。式(13)はさらに式(14)のように変形
できる。肩文字*は複素共役を表す。
(m)を求めるために、Jをen(m)に関して偏微分
する。式(14)のen(m)に関する偏微分として式
(15)を得る。n=1,2,…,N、m=0,1,
…,M−1について、式(15)を0にするようなen
(m)が、求める補償フィルタの係数である。よって、
式(16)の正規方程式、つまりen(m)(n=1,
2,…,N;m=0,1,…,M−1)を未知数とする
連立方程式を解けば、en(m)が求められる。式(1
6)の行列R、ベクトルe、pは式(17)〜(20)
のようになる。実際には、式(19),(20)で統計
平均E[・]は単なる時間平均で代用してよい。
の係数を計算すると、今度はその係数を固定し、適応荷
重制御手段25が減算器10の出力信号の電力が最小に
なるように、適応荷重7−nの荷重を決定する。図1で
は、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のS
MI法を想定しているため、遅延器5の出力信号を適応
荷重制御に用いる。フィードバック形のLMSアルゴリ
ズムなどでは、遅延器5の出力信号の代わりに減算器1
0の出力信号を用いる。図1ではIF信号をA/D変換
・サンプリング後、ディジタル信号処理によりディジタ
ル同相・直交信号を得る構成としたが、IF信号をアナ
ログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、
その後A/D変換・サンプリングしてディジタル同相・
直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも
同様である。
によれば、従来技術のようにタップ付き遅延線回路15
−nの係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する
必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利
用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
が可能となる。また、チャネル間の周波数特性の不整合
を補償するために信号を特定箇所にケーブルで入力する
構成ではないため、信号入力点までの信号遅延の相違を
考えずに済むという利点がある。
態2による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図にお
いて、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので
説明を省略する。35はRF信号を主アンテナ100及
び補助アンテナ1−nに電波によって送信するための外
部アンテナ(信号送信手段)、22は遅延器5の出力信
号と補償フィルタEn(z)の出力信号との差信号の電
力が最小になるように、補償フィルタEn(z)の係数
を設定する補償フィルタ係数設定手段(係数設定手段)
であり、補償フィルタ係数設定手段22は、上記実施の
形態1における補償フィルタ係数設定手段21と異な
り、各補償フィルタについて、独立に係数計算を行う。
なの
En(z)の係数計算は干渉波抑圧処理前に行ってお
く。一度計算すれば、干渉波抑圧のための適応荷重7−
nほど頻繁に計算する必要はない。外部アンテナ35か
ら送信するRF信号の帯域幅は、従来技術と同様であ
る。
算、即ち、補償フィルタ係数設定手段22の動作につい
て説明する。補償フィルタEn(z)の係数en(m)
(m=0,1,…,M−1)は、遅延器5の出力信号y
0(k)と、補償フィルタEn(z)の出力信号y
n(k)の差信号zn(k)の電力E[|zn(k)|
2]がなるべく小さくなるように、各n=1,2,…,
Nごとに決める。式(22)のように、E[|z
n(k)|2]を評価関数Jnとおく。式(10),
(11)から、式(22)はさらに式(23)のように
変形できる。
めるために、Jnのen(m)に関する偏微分を求め
る。それは式(24)のようになる。m=0,1,…,
M−1について式(24)を0にするようなen(m)
が、求める補償フィルタの係数である。よって、式(2
5)の正規方程式、つまりen(m)(m=0,1,
…,M−1)を未知数とする連立方程式を解けば、en
(m)が求められる。実際には、式(25)で統計平均
E[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式(2
5)左辺の正方行列対角項はxn(k)の電力で同じ値
をとる。以上の連立方程式を解く操作をn=1,2,
…,Nに対して行う。
するという時間域での計算といえる。従来技術(補償フ
ィルタ係数設定手段23)と同様に、周波数領域での誤
差、つまり複素スペクトルの誤差をなるべく小さくする
ように、周波数領域で補償フィルタEn(z)の係数を
計算することもできる。補償帯域幅は荷重加算手段9で
のサンプリング周波数より狭くせざるを得ないので、以
下に説明するように特異値分解を利用して計算すること
が望ましい。これは、式(7)の行列Aは事実上フルラ
ンクでなくなることが多いためである。そこで、連立方
程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分
解を利用する。
を荷重加算手段9でのサンプリング周波数(fsとす
る)より狭くせざるを得ない理由について説明する。チ
ャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの
周波数特性のばらつきに起因する。IF帯では、IF周
波数をfIFとすれば、−0.5fs+fI Fから0.
5fs+fIFの周波数帯域の特性不整合が問題にな
る。IF帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に
周波数−0.5fs+fIFと周波数0.5fs+f
IFにおける周波数特性は不連続である。これは、ベー
スバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、2つ
の周波数−0.5fsと0.5fsで不連続であること
を意味する。ところが、サンプリング周波数fsのディ
ジタルフィルタはこの2つの周波数での周波数特性が連
続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィ
ルタで荷重加算手段9における全帯域(−0.5fsか
ら0.5fs)にわたってチャネル間の周波数特性不整
合を補償することが困難となる。近似度を良好に保つに
は、補償帯域幅を荷重加算手段9でのサンプリング周波
数より少し狭くして、2つの周波数−0.5fsと0.
5fs近傍では近似を避ける必要がある。
ように設定する。式(26)などで、Fはサンプリング
周波数で正規化した周波数である。式(26)で、H
ref(F)は式(3)と同じであり、FminとF
maxはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数(絶対
値は0.5より小)、ΣはFFTによる周波数サンプル
点での和を意味する。行列Aとベクトルbnはそれぞれ
式(7),(6)と同じ形であるが、F1,F2,…,
FIをFminからFmaxの間のFFTにおける周波
数サンプル点とする。
最小二乗問題に帰着できる。式(27)を最小化するベ
クトルenは、一般に多元1次連立方程式AHAen=
AHbnを解けば得られるが、実際には、行列AHAの
ランクは事実上Mより小さくなることが多い。つまり、
行列Aの特異値には大きいものと無視できる小さいもの
が現れることが多い。そうなると数値的不安定性により
連立方程式をうまく解くことができなくなる。このと
き、仮に補償フィルタEn(z)の係数が得られても、
その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあ
り、事実上実装不可能になってしまう。そのようなとき
は特異値分解を利用するとうまく最小2乗問題を解くこ
とができ、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が非常
に大きな値となることを防げる。
る。 A=USVH (29) S=diag[σ1,σ2,…,σM] (30) ここで、Uは列が正規直交しているI×M行列、SはM
×M対角行列、VはM×M直交行列である。Sの対角要
素σm(m=1,2,…,M)は特異値であり、0でな
い特異値の数がAのランクである。実際には雑音がある
ので0の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさ
にかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る
小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。
定義する。そして、式(32)のベクトルγnを計算す
る。ここで、[・]mはそのベクトルの第m要素を表し、
補償フィルタEn(z)のインパルス応答は式(33)
のようになる。以上の操作をn=1,2,…,Nについ
て行う。
を計算するための最小2乗問題を特異値分解を用いて解
いたが、従来技術文献3(鷹尾、内田、“ビームスペー
ス・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討”電
子情報通信学会技術研究報告A・P88−52,198
8)に示されているように、行列AHAの固有値分解を
利用して解いてもよい。
では、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外
部から電波を送信する構成として、信号をケーブルで特
定箇所に入力する構成としないため、信号入力点までの
信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。ま
た、補償フィルタEn(z)の係数を周波数領域で行う
場合、計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
に、補償フィルタEn(z)の係数を計算するために外
部からRF信号をケーブルを介して入力する場合、主ア
ンテナ100から信号入力点32までの信号遅延時間
と、補助アンテナ1−nから信号入力点32−nまでの
信号遅延時間がほぼ等しいことが前提となる。これは主
アンテナ100と補助アンテナ1−nから信号入力点ま
でのケーブルの長さがほぼ等しいということである。ま
た、信号ケーブル31,31−nの長さがほぼ等しいこ
とも前提となる。実際には、実装上そのような条件が満
足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャ
ネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記の
ような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない
可能性がある。
までのケーブルの長さと、補助アンテナ1−nから信号
入力点32−nまでのケーブルの長さの差、および信号
発生器30から信号入力点32までのケーブルの長さ
と、信号発生器30から信号入力点32−nまでのケー
ブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延
時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタE
n(z)の係数を計算することができる。
の信号遅延時間に対する補助アンテナ1−nから信号入
力点32−nまでの信号遅延時間の差をΔn(時間の次
元)、信号発生器30から信号入力点32までの信号遅
延時間に対する信号発生器30から信号入力点32−n
までの信号遅延時間の差をδn(時間の次元)とする。
主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れ
がある場合、Δnあるいはδnを正の量とする。説明は
おもに周波数領域で補償フィルタEn(z)の係数計算
を行う場合について行う。上の2つのケースは異なるの
で、それぞれ説明する。
入力点までに遅延時間差がある場合 1つの補助アンテナ1−n(n=1,2,…,N)につ
いて、周波数応答ブロック構成図を示すと図3(a)の
ようになる。ここでは簡単のため、周波数応答は等価低
域系で表現する。図3において、B0(F),B
n(F)は信号入力点32,32−nから位相検波器
4,4−nの出力までの周波数応答、Href(F)は
式(3)と同じである。36は主アンテナ側に対して補
助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素
子である。この場合、観測される位相検波器4,4−n
の出力信号のフーリエ変換C0(F),Cn(F)とB
0(F),Bn(F)はそれぞれ等しい。
場合、得られる補償フィルタの周波数応答En(F)
は、理想的には式(34)のようになる。しかし、補助
アンテナ側には補助アンテナ1−nから信号入力点32
−nまでにΔnの遅延があるから、補償フィルタが本来
持つべき周波数応答En’(F)は式(35)のように
なる。式(34)と式(35)を比べると、式(34)
には主アンテナ系の信号の進みが足りないことになる。
これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式
(3)のHref(F)の代わりに、信号の進みを加え
た式(36)のHre f’(F)を用いる。
延時間差がある場合 1つの補助アンテナ番号1−nについて、周波数応答ブ
ロック構成図を示すと図3(b)のようになる。37は
信号発生器30から信号入力点32,32−nまでに主
アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れが
あることを示す遅延素子である。この場合、補助アンテ
ナ側において、観測される位相検波器4−nの出力信号
のフーリエ変換Cn(F)と信号入力点32−nから位
相検波器4−nの出力までの周波数応答Bn(F)は異
なる。つまり、式(37)のようになる。U(F)は信
号発生器30で発生する信号のフーリエ変換である。
場合、得られる補償フィルタの周波数応答En(F)
は、理想的には式(38)のようになる。一方、実際に
信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補
償フィルタが本来持つべき周波数応答En”(F)は式
(39)のようになる。式(38)と式(39)を比べ
ると、式(38)は主アンテナ側の信号の進みが余分で
ある。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、
式(3)のHref(F)の代わりに、信号の遅れを加
えた式(40)のHref”(F)を用いる。
入力点までと、信号発生器から信号入力点までの両方に
遅延時間差がある場合 主アンテナ100と補助アンテナ1−nから信号入力点
32,32−nまでの主アンテナ系と補助アンテナ系と
の間の信号遅延時間差、および信号発生器30から主ア
ンテナ側と補助アンテナ側の信号入力点32,32−n
までの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論か
ら、式(3)のHref(F)の代わりに式(41)の
Href’’’(F)を用いる。
する場合 式(37),(40),(41)は、遅延器5の遅延時
間dサンプルをそれぞれd−fsΔn,d+fsδn,
d+fs(δn−Δn)サンプルの遅延に置き換えるこ
とに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器
5の代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つ
ディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これら
の遅延をFFTと逆FFTを介して周波数領域で与えて
もよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器
5に戻しておく。
によれば、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF
信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ10
0と補助アンテナ1−nから信号入力点32,32−
n、および信号発生器30から信号入力点32,32−
nまでの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波
数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑
圧性能を得ることができる。
7において信号発生器30から信号入力点32,32−
nまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応
する信号遅延時間差がわかるものとしたが、信号発生器
30から信号入力点32,32−nまでの信号ケーブル
31,31−nの長さの差を実測できなくても、それら
の長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不
整合を補償することができる。
点32までのケーブルの長さと、補助アンテナ1−nか
ら信号入力点32−nまでの信号ケーブルの長さがほぼ
等しいか、あるいは、それが計測でき、対応する信号遅
延時間差がわかるものとする。以下、主アンテナ100
から信号入力点32までの信号ケーブルの長さと補助ア
ンテナ1−nから信号入力点32−nまでのケーブルの
長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長
さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場
合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態
3と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタEn
(z)の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号
等は等価低域系で表現する。また、n=1,2,…,N
である。
波器4の出力までの周波数特性をM 0(F)、補助アン
テナ側の信号入力点32−nから位相検波器4−nの出
力までの周波数特性をMn(F)とする。また、信号発
生器30から信号入力点32までの信号ケーブル31の
周波数特性をA0(F)、信号発生器30から信号入力
点32−nまでの信号ケーブル31−nの周波数特性を
An(F)とする。これをブロック構成図で示すと図4
(a)のようになる。
る。主アンテナ側の位相検波器4の出力信号のフーリエ
変換をD0(F)、補助アンテナ側の位相検波器4−n
の出力信号のフーリエ変換をDn(F)とすると、式
(42),(43)のようになる。U(F)はu(k)
のフーリエ変換である。 D0(F)=A0(F)M0(F)U(F) (42) Dn(F)=An(F)Mn(F)U(F) (43)
信号入力点32−nに接続し、信号ケーブル31−nを
信号入力点32に接続する。つまり。信号ケーブルのつ
なぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器30
から信号u(k)を入力したときの主アンテナ側の位相
検波器4の出力信号のフーリエ変換をD0’(F)、補
助アンテナ側の位相検波器4−nの出力信号のフーリエ
変換をDn’(F)とすると、式(44),(45)の
ようになる。ブロック構成図で示すと図4(b)のよう
になる。なお、信号発生器30から入力する信号は図4
(a)と同じでなくてよい。式(42),(43)から
式(46)を得て、式(44),(45)から式(4
7)を得る。なお、図4と図5では、補助アンテナは番
号nのみを抜き出している。
場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号
のフーリエ変換D0(F)とDn(F)をそれぞれ式
(26)のC0(F)とCn(F)として用いる。しか
し、それはA0(F)=An(F)が前提である。ここ
では、A0(F)≠An(F)であり、このままではD
0(F)とDn(F)を使えない。これは次のように解
決できる。式(46),(47)から式(48)を得
る。式(48)左辺はすべて得られる量である。式(4
8)左辺をQ(F)とおく(式(49))と、式(4
6)から式(50)を得る。
A0(F)=An(F)のときのM0(F)/M
n(F)に等しい。そこで、式(26)のC0(F)/
Cn(F)の代わりに、すべて計測できる量である式
(50)左辺を用いれば、信号発生器30から信号入力
点32,32−nまでの信号ケーブル31,31−nの
長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響
を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補
償フィルタの係数を計算することができる。
によれば、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF
信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器30
から信号入力点32,32−nまでの信号ケーブル3
1,31−nの長さの差が実測できなくても、これらの
信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ側の
位相検波器4の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ
側の位相検波器4−nの出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる効果を奏する。
アンテナ素子が対等なアダプティブアレーアンテナに適
用することが可能である。図6はこの発明の実施の形態
5による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図におい
て、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説
明を省略する。50−1,50−2,…,50−NはN
個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。
各アンテナ素子50−nには受信機2−n,A/D変換
器3−n,位相検波器4−nが順に接続されている。こ
こでは、チャネル間の周波数特性の不整合は、アンテナ
素子50−1に連なるチャネル番号1を基準とし、他チ
ャネルの周波数特性をチャネル番号1に合わせることに
する。従って、遅延器5は位相検波器4−1に接続さ
れ、補償フィルタEn(z)は位相検波器4−2,4−
3,…,4−nに接続されている。
(n≠1)の出力には、適応荷重制御手段25によって
適当な適応アルゴリズムで制御される適応荷重7−1,
7−2,…,7−Nが接続されている。各適応荷重7−
nの出力信号は加算器8で加算され、荷重加算手段9の
出力信号は干渉波が抑圧された信号となる。適応荷重制
御手段25は、例えば、荷重加算手段9の出力信号と参
照信号との差信号電力がなるべく小さくなるように適応
荷重7−nを制御する。
4−1の出力における周波数特性と、他のアンテナ素子
50−2,…,50−Nに連なる位相検波器4−2,
…,4−Nの出力の周波数特性がなるべく一致するよう
に、あるいは、遅延器5の出力信号と各補償フィルタE
n(z)(n=2,…,N)の出力信号との差の電力が
なるべく小さくなるように、補償フィルタEn(z)で
補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態2
〜4と同様である。図6では外部に設けたアンテナ35
からRF信号を電波により送信するようにしている。
チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から
電波を送信すれば、信号をケーブルで特定箇所に入力し
ないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに
済むという利点がある。また、補償フィルタEn(z)
の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタEn(z)の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
様に、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF信号
をケーブルを介して入力する場合、アンテナ素子50−
nから信号入力点、および信号発生器30から信号入力
点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考
慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるた
め、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
同様に、補償フィルタEn(z)の係数計算時にRF信
号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器30か
ら複数の信号入力点までの信号ケーブルの長さの差が実
測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行
う前と後の位相検波器の出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる。
ンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、
遅延手段の出力信号と複数の補償手段の出力信号の和と
の差の電力が最小になるように、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段
の出力信号の電力が最小になるように、荷重加算手段の
荷重を決定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さ
に相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整
合を補償することができる効果がある。
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違が
ある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償
することができる効果がある。
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定する構成にしたので、各信号ケーブルの長
さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不
整合を補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、そ
の所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するように構成したので、各信号ケーブ
ルの長さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特
性の不整合を補償することができる効果がある。
号を受信するとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出
力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定する構成にした
ので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チ
ャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる
効果がある。
号を受信するとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと
補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、
補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
る構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違がある
場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償する
ことができる効果がある。
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出力信号
との差の電力が最小になるように、補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定する際、信号発生器が
所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チャ
ネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効
果がある。
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手
段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信
号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を
構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構
成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合で
も、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することが
できる効果がある。
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、その
受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。
スペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の
重み付き絶対値2乗平均値が最小になるように、固有値
分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタ
の係数を設定することができるとともに、その係数の絶
対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効
果がある。
が荷重加算手段でのサンプリング周波数より狭くなるよ
うに設定し、この補償帯域幅にて補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、±0.5fs近傍で不連続な周波数特性不整合があ
っても良好な干渉波抑圧を得ることができる効果があ
る。
置を示す構成図である。
置を示す構成図である。
ロック構成図である。
ルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロッ
ク構成図である。
ルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成
図である。
置を示す構成図である。
路を用いた従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。
ある。
の変換手段)、2−1,…,2−N 受信機(第2の変
換手段)、3 A/D変換機(第1の変換手段)、3−
1,…,3−N A/D変換機(第2の変換手段)、4
位相検波器(第1の変換手段)、4−1,…,4−N
位相検波器(第2の変換手段)、5遅延器(遅延手
段)、6−1,…,6−N 補償フィルタ(補償手
段)、7−1,…,7−N 適応荷重、8 加算器、9
荷重加算手段、10 減算器(減算手段)、21,2
2 補償フィルタ係数設定手段(係数設定手段)、25
適応荷重制御手段(係数設定手段)、30 信号発生
器、31,31−1,31−2,…,31−N 信号ケ
ーブル、32,32−1,32−2,…,32−N 信
号入力点、35 外部アンテナ(信号送信手段)、3
6,37 遅延素子、50−1,…,50−N アンテ
ナ素子、100 主アンテナ。
Claims (14)
- 【請求項1】 主アンテナにより受信された干渉波信号
を同相・直交信号に変換する第1の変換手段と、上記第
1の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する
遅延手段と、複数の補助アンテナにより受信された干渉
波信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の第2
の変換手段と、上記複数の第2の変換手段から出力され
た同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数
の補償手段と、上記複数の補償手段の出力信号を重み付
け加算する荷重加算手段と、上記遅延手段の出力信号か
ら上記荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段と、
上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手段の出力信
号の和との差の電力が最小になるように、上記補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するととも
に、上記減算手段の出力信号の電力が最小になるよう
に、上記荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段と
を備えた干渉波抑圧装置。 - 【請求項2】 所定信号を無線送信する信号送信手段
と、主アンテナにより受信された所定信号を同相・直交
信号に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段
から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、
複数の補助アンテナにより受信された所定信号をそれぞ
れ同相・直交信号に変換する複数の第2の変換手段と、
上記複数の第2の変換手段から出力された同相・直交信
号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、
上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重
加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算
手段の出力信号を減算する減算手段と、上記遅延手段の
出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力が最小
になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑
圧装置。 - 【請求項3】 所定信号を無線送信する信号送信手段
と、主アンテナにより受信された所定信号を同相・直交
信号に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段
から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、
複数の補助アンテナにより受信された所定信号をそれぞ
れ同相・直交信号に変換する複数の第2の変換手段と、
上記複数の第2の変換手段から出力された同相・直交信
号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、
上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重
加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算
手段の出力信号を減算する減算手段と、上記遅延手段の
出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号のスペ
クトルとが一致するように、上記補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備
えた干渉波抑圧装置。 - 【請求項4】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段から
出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
変換する複数の第2の変換手段と、上記複数の第2の変
換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の
出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数
設定手段は信号発生器が所定信号を発生してから、その
所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定することを特徴とする干渉波抑圧装置。 - 【請求項5】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段から
出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
変換する複数の第2の変換手段と、上記複数の第2の変
換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上
記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよう
に、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置にお
いて、上記係数設定手段は信号発生器が所定信号を発生
してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定することを特徴とする干渉波抑圧装
置。 - 【請求項6】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段から
出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
変換する複数の第2の変換手段と、上記複数の第2の変
換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の
出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数
設定手段は上記主アンテナ及び上記補助アンテナが信号
を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達する
までの時間を考慮して、上記補償手段を構成するディジ
タルフィルタの係数を設定することを特徴とする干渉波
抑圧装置。 - 【請求項7】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
に変換する第1の変換手段と、上記第1の変換手段から
出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
変換する複数の第2の変換手段と、上記複数の第2の変
換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上
記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよう
に、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置にお
いて、上記係数設定手段は上記主アンテナ及び上記補助
アンテナが信号を受信してから、その受信信号が信号入
力点に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を
構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特
徴とする干渉波抑圧装置。 - 【請求項8】 所定信号を無線送信する信号送信手段
と、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子によ
り受信された所定信号をそれぞれ同相・直交信号に変換
する複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準
チャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号
を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準
チャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された
同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の
補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償
手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、
上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との
差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを
備えた干渉波抑圧装置。 - 【請求項9】 所定信号を無線送信する信号送信手段
と、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子によ
り受信された所定信号をそれぞれ同相・直交信号に変換
する複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準
チャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号
を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準
チャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された
同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の
補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償
手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、
上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の
出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
設定手段とを備えた干渉波抑圧装置。 - 【請求項10】 アレーアンテナを構成する複数のアン
テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力
が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタ
ルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干
渉波抑圧装置において、上記係数設定手段は信号発生器
が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点
に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を構成
するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴と
する干渉波抑圧装置。 - 【請求項11】 アレーアンテナを構成する複数のアン
テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号
のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成
するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段
とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数設定手段
は信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号
が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、上記補
償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
ことを特徴とする干渉波抑圧装置。 - 【請求項12】 アレーアンテナを構成する複数のアン
テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力
が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタ
ルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干
渉波抑圧装置において、上記係数設定手段は上記アンテ
ナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力
点に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴
とする干渉波抑圧装置。 - 【請求項13】 アレーアンテナを構成する複数のアン
テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号
のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成
するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段
とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数設定手段
は上記アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信
号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、上記
補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
ることを特徴とする干渉波抑圧装置。 - 【請求項14】 係数設定手段は、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差
の重み付き絶対値2乗平均値が最小になるように、固有
値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴
とする請求項3、請求項5、請求項7、請求項9、請求
項11または請求項13記載の干渉波抑圧装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001230211A JP5111699B2 (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | 干渉波抑圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001230211A JP5111699B2 (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | 干渉波抑圧装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003046420A true JP2003046420A (ja) | 2003-02-14 |
JP5111699B2 JP5111699B2 (ja) | 2013-01-09 |
Family
ID=19062453
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001230211A Expired - Lifetime JP5111699B2 (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | 干渉波抑圧装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5111699B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005192109A (ja) * | 2003-12-26 | 2005-07-14 | Toshiba Corp | Ofdm無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置 |
JP2007006219A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Mitsubishi Electric Corp | アダプティブアンテナ装置 |
JP2018164122A (ja) * | 2017-03-24 | 2018-10-18 | 株式会社日立国際電気 | 受信装置及び遅延時間補正方法 |
RU2755978C1 (ru) * | 2021-04-01 | 2021-09-23 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет имени В.Ф. Уткина" | Вычислитель для подавления помех |
RU224808U1 (ru) * | 2023-09-26 | 2024-04-05 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет имени В.Ф. Уткина" | Вычислитель для подавления пассивных помех |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04307802A (ja) * | 1991-04-04 | 1992-10-30 | Mitsubishi Electric Corp | アンテナ装置 |
JPH06350328A (ja) * | 1993-06-04 | 1994-12-22 | Clarion Co Ltd | アダプティブ・アレイ・アンテナ装置 |
JPH09138270A (ja) * | 1995-11-16 | 1997-05-27 | Toshiba Corp | フェーズドアレイアンテナ装置 |
JPH1146180A (ja) * | 1997-03-18 | 1999-02-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アレーアンテナ無線受信装置のキャリブレーション装置 |
JP2000041277A (ja) * | 1998-04-24 | 2000-02-08 | Lucent Technol Inc | マルチモ―ド/マルチ速度固定無線通信システム |
JP2001007754A (ja) * | 1999-06-22 | 2001-01-12 | Toshiba Corp | 無線通信システム及び無線基地局 |
JP2001177458A (ja) * | 1999-12-20 | 2001-06-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 適応アレーアンテナ送受信装置及びその校正方法 |
JP2001196834A (ja) * | 2000-01-13 | 2001-07-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アレーアンテナ無線通信装置およびキャリブレーション方法 |
-
2001
- 2001-07-30 JP JP2001230211A patent/JP5111699B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04307802A (ja) * | 1991-04-04 | 1992-10-30 | Mitsubishi Electric Corp | アンテナ装置 |
JPH06350328A (ja) * | 1993-06-04 | 1994-12-22 | Clarion Co Ltd | アダプティブ・アレイ・アンテナ装置 |
JPH09138270A (ja) * | 1995-11-16 | 1997-05-27 | Toshiba Corp | フェーズドアレイアンテナ装置 |
JPH1146180A (ja) * | 1997-03-18 | 1999-02-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アレーアンテナ無線受信装置のキャリブレーション装置 |
JP2000041277A (ja) * | 1998-04-24 | 2000-02-08 | Lucent Technol Inc | マルチモ―ド/マルチ速度固定無線通信システム |
JP2001007754A (ja) * | 1999-06-22 | 2001-01-12 | Toshiba Corp | 無線通信システム及び無線基地局 |
JP2001177458A (ja) * | 1999-12-20 | 2001-06-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 適応アレーアンテナ送受信装置及びその校正方法 |
JP2001196834A (ja) * | 2000-01-13 | 2001-07-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アレーアンテナ無線通信装置およびキャリブレーション方法 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
JPN6010041436; K.Teitelbaum: 'A flexible processor for a digital adaptive array rada' IEEE AES Systems Magazine Volume.6,Issue.5, 199105, pp.18-22 * |
JPN6010041437; 内田賢二,鷹尾和昭: 'ビームスペース・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討' 電子情報通信学会技術研究報告A・P Vol.88,No.159, 19880819, pp.31-38, 電子情報通信学会 * |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005192109A (ja) * | 2003-12-26 | 2005-07-14 | Toshiba Corp | Ofdm無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置 |
JP2007006219A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Mitsubishi Electric Corp | アダプティブアンテナ装置 |
JP2018164122A (ja) * | 2017-03-24 | 2018-10-18 | 株式会社日立国際電気 | 受信装置及び遅延時間補正方法 |
RU2755978C1 (ru) * | 2021-04-01 | 2021-09-23 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет имени В.Ф. Уткина" | Вычислитель для подавления помех |
RU224808U1 (ru) * | 2023-09-26 | 2024-04-05 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет имени В.Ф. Уткина" | Вычислитель для подавления пассивных помех |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5111699B2 (ja) | 2013-01-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9160310B2 (en) | Linearity compensator for removing nonlinear distortion | |
US8115679B2 (en) | Side lobe suppression | |
US9479214B2 (en) | Wideband active radio frequency interference cancellation system | |
US10097193B2 (en) | Method and system for time interleaved analog-to-digital converter timing mismatch estimation and compensation | |
WO2005029875A2 (en) | Digital convertible radio snr optimization | |
US9337916B2 (en) | Radio repeater apparatus and system, and operating method thereof | |
US6683495B2 (en) | Reduced architecture for multibranch feedforward power amplifier linearizers | |
US20180248572A1 (en) | Communication device, communication method, and cancellation device | |
US6958782B2 (en) | Frequency converter | |
WO2017080345A1 (en) | High performance pim cancellation with feedback | |
US20180351588A1 (en) | Cancellation device, cancellation method, and wireless communication apparatus | |
US20100135439A1 (en) | Integrated interference cancellation system architecture with distortion connection | |
JP2006267036A (ja) | 妨害波抑圧装置 | |
JP2003046420A (ja) | 干渉波抑圧装置 | |
FI20205966A1 (en) | Procedure for processing passive intermodulation products | |
JP4689101B2 (ja) | 干渉波抑圧装置 | |
JP5431609B1 (ja) | 基地局、干渉抑圧装置及び干渉抑圧方法 | |
JP7292438B2 (ja) | 衛星受信機および衛星通信システム | |
KR100950648B1 (ko) | 이미지 신호 억압 장치 | |
JPH11125670A (ja) | 送受信装置 | |
JPH11234023A (ja) | 妨害波抑圧装置 | |
US20230142029A1 (en) | Wireless communication apparatus and distortion compensation method | |
KR100656786B1 (ko) | 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템및 그 방법 | |
JP7008248B2 (ja) | 受信装置、受信方法、及び受信システム | |
JP6091340B2 (ja) | 送受信方法および送受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20020708 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20071101 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20071101 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071101 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080523 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080523 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20080807 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100625 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100727 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100921 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110208 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110401 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110920 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111110 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120515 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120711 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120711 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20120720 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20121002 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20121010 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20151019 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5111699 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |