JP2003046420A - 干渉波抑圧装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等
しくなければならないが、やむを得ず等しくできない場
合には、せっかく補償フィルタを用いても、チャネル間
の周波数特性の不整合を補償することができない課題が
あった。 【解決手段】 主アンテナ１００及び補助アンテナ１−
ｎが干渉波信号を受信するとき、遅延器５の出力信号と
各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の和との差の電力
が最小になるように、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数
を設定するとともに、減算器１０の出力信号の電力が最
小になるように、適応荷重７−ｎの荷重を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、干渉波を抑圧す
る干渉波抑圧装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来からよく知られているように、アダ
プティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信され
る干渉波を信号処理によって抑圧することが可能であ
る。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に
接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重
で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を
抑圧する。ところが、各チャネル（各アンテナ素子に対
応する適応荷重係数の入力）の間に、周波数特性（振幅
特性、位相特性、群遅延特性）の不一致（以下、不整合
という）があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化す
ることがある。

【０００３】チャネル間の周波数特性の不整合は、おも
に受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因
する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性
のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによ
ってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重
の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリ
ング周波数に近い帯域幅を意味する。

【０００４】従来技術文献１（Ｋ．Ｔｒｅｉｔｅｌｂａ
ｕｍ，“Ａ ｆｌｅｘｉｂｌｅ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ
ｆｏｒ ａ ｄｉｇｉｔａｌ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒ
ｒａｙ ｒａｄａｒ”，ＩＥＥＥ ＡＥＳ Ｓｙｓｔｅ
ｍｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．１８−２２，Ｍａｙ
１９９１）に示されているように、適応荷重で重み付け
する前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の
周波数特性不整合を補償することができる。

【０００５】図７は上記従来技術文献１に示された従来
の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１
００は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信
したいと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１
−１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個
の補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信され
たＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅
し、そのＲＦ信号をＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ
ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号にダウンコンバートする受信
機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補助アンテナ１−ｎ
（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り以下同様）により
受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号
にダウンコンバートする受信機である。

【０００６】３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩ
Ｆ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器、５は位相検波器４の出力信号を遅延させる遅延器、
６−ｎは自己の出力における周波数特性と、遅延器５の
出力における周波数特性との不整合を補償するディジタ
ルフィルタ（以下、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）と呼ぶ）、
７−ｎは適応荷重、８は加算器である。適応荷重７−ｎ
と加算器８から荷重加算手段９を構成しており、適応荷
重７−ｎは適応荷重制御手段２５により適当な適応アル
ゴリズムで制御される。１０は遅延器５の出力信号から
荷重加算手段９の出力信号を差し引く減算器である。

【０００７】３０は補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計
算するためにＲＦ信号を発生する信号発生器、３１，３
１−ｎは信号発生器３０が発生するＲＦ信号を伝送する
信号ケーブル、３２，３２−ｎはＲＦ信号の信号入力
点、２３は位相検波器４，４−ｎの出力信号から補償フ
ィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算して設定する補償フィル
タ係数設定手段である。ここでは、ｚ^−１は荷重加算手
段９における信号のサンプリング間隔であって１サンプ
ル分の信号遅延を表し、遅延器５の遅延量をｄサンプル
とする。

【０００８】次に動作について説明する。主アンテナ１
００及び補助アンテナ１−ｎにより受信されたＲＦ信号
は、受信機２，２−ｎで増幅され、ダウンコンバートさ
れてＩＦ信号となる。Ａ／Ｄ変換器３，３−ｎがアナロ
グＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換し、位相検波器
４，４−ｎがディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直
交信号に変換する。位相検波器４，４−ｎの後の信号
は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として
扱うことにする。遅延器５が位相検波器４の出力信号を
ｄサンプル遅延させる。これは、補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）を挿入することで何らかの遅延が発生するの
で、それと遅延を合わせるためである。

【０００９】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号を適応
荷重７−ｎで重み付けし、加算器８が適応荷重７−ｎの
出力信号を加算する。そして、減算器１０が遅延器５の
出力信号から加算器８の出力信号を差し引くことによ
り、干渉波が抑圧された受信信号を得る。図７では、適
応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳＭＩ
（ｓａｍｐｌｅ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）
法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応荷重
制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳ（ｌｅａｓｔ
ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムなどでは、
遅延器５の出力信号の代わりに減算器１０の出力信号を
用いる。

【００１０】次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算
について説明する。信号入力点３２，３２−ｎはなるべ
くアンテナに近いことが望ましい。ここでは、主アンテ
ナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間と、補
助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号遅
延時間とがほぼ等しいものとする。また、各信号ケーブ
ル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいものとする。

【００１１】信号入力点３２，３２−ｎに対して、信号
発生器３０が発生したＲＦ信号を信号ケーブル３１，３
１−ｎを介して同時に入力する。ＲＦ信号の帯域幅は、
荷重加算手段９における信号のサンプリング周波数程度
か、それ以上とする。同時に入力した信号に対して、遅
延器５の出力信号のスペクトルと、補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなる
ように、補償フィルタ係数設定手段２３が補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数を計算する。従来技術文献１では、補
償フィルタＥ_ｎ（ｚ）をＦＩＲ形とし、上記両者のスペ
クトル差の平均２乗誤差が最小になるように係数を計算
している。以下、それについて説明する。ここで、スペ
クトルは複素数である。

【００１２】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の伝達関数を式
（１）のようにおく。Ｍは補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のイ
ンパルス応答長である。位相検波器４の出力信号と位相
検波器４−ｎの出力信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ
変換）を行う。位相検波器４の出力信号に対するＦＦＴ
結果をＣ_０（Ｆ），位相検波器４−ｎの出力信号に対す
るＦＦＴ結果をＣ_ｎ（Ｆ）とする。Ｆは−０．５以上
０．５未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数であ
る。

【数１】

【００１３】平均二乗誤差最小の意味で、主アンテナ１
００に連なる遅延器５の出力信号の周波数特性と、補助
アンテナ１−ｎに連なる補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力
信号の周波数特性とを一致させるように、補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の特性近似問題を以下のように定式化する。
つまり、式（２）の誤差関数Ｅｒｒを最小にする補償フ
ィルタのインパルス応答ｅ_ｎ（ｍ）を求める。ここで、
Ｅ_ｎ（Ｆ）はＥ_ｎ（ｚ）の周波数応答、Ｗ（Ｆ）は適当
な荷重関数である。ΣはＦＦＴでの周波数サンプル点に
おける和を意味する。

【数２】

【００１４】式（２）の最小化問題は、式（４）の最小
二乗問題に帰着できる。Ｗは式（９）で定義される対角
行列である。ｄｉａｇはかっこ内を要素とする対角行列
を表し、式（４）を最小化するベクトルｅ_ｎは一般に多
元１次連立方程式（ＷＡ）^Ｈ（ＷＡ）ｅ_ｎ＝（ＷＡ）^Ｈ
（Ｗｂ_ｎ）を解けば得られる（肩文字Ｈは共役転置）。
これをｎ＝１，２，…，Ｎに対して行う。Ｆ_１，Ｆ_２，
…，Ｆ_ＩはＦＦＴにおける周波数サンプル点である。

【数３】

【００１５】一方、従来技術文献２（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐ
ｔｏｎ，Ｊｒ．“ＡｄａｐｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａｓ”
Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９８８）に示されてい
るように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレ
ーアンテナがタップ付き遅延線回路１５−ｎを持つ構成
にして（図８、図９を参照）、その係数をまとめて干渉
波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャ
ネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧
ができる。図８において、１５−ｎは図９の内部構造を
持つタップ付き遅延線回路である。図９において、１６
は信号を１サンプル遅延させる遅延器、１７は干渉波抑
圧を行うように制御する適応荷重、１８は加算器であ
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の干渉波抑圧装置
は以上のように構成されているので、信号ケーブル３
１，３１−ｎの長さがほぼ等しくなければならないが、
やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィ
ルタを用いても、チャネル間の周波数特性の不整合を補
償することができない課題があった。主アンテナ１００
から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと、補助
アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号ケー
ブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干
渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。

【００１７】図８，図９のような構成でタップ付き遅延
線回路１５−ｎの係数を適応的に制御すれば、チャネル
間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧する
ことができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に
多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の
数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比
べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではな
い。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多く
の荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大き
い。また、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等の
フィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般に
タップ付き遅延線回路１５−ｎの収束が遅い傾向にあ
る。

【００１８】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、各信号ケーブルの長さに相違があ
る場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償す
ることができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とす
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この発明に係る干渉波抑
圧装置は、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を
受信するとき、遅延手段の出力信号と複数の補償手段の
出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとと
もに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように、
荷重加算手段の荷重を決定するものである。

【００２０】この発明に係る干渉波抑圧装置は、主アン
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最
小になるように、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するものである。

【００２１】この発明に係る干渉波抑圧装置は、主アン
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のス
ペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディ
ジタルフィルタの係数を設定するものである。

【００２２】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。

【００２３】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、信号発生器が所定信号を発
生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。

【００２４】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受
信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。

【００２５】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、主アンテナ及び補助アンテ
ナが信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するようにしたものであ
る。

【００２６】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するものである。

【００２７】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定するものである。

【００２８】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償
手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
際、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信
号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。

【００２９】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペ
クトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致する
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。

【００３０】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するようにしたものである。

【００３１】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、アンテナ素子が信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するようにしたものである。

【００３２】この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手
段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペ
クトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になる
ように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による干
渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１００
は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信した
いと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１−
１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個の
補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信された
ＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコ
ンバートする受信機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補
助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り
以下同様）により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲ
Ｆ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機であ
る。

【００３４】３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩ
Ｆ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器である。なお、受信機２，Ａ／Ｄ変換器３及び位相検
波器４から第１の変換手段が構成され、受信機２−ｎ，
Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎから第２の変
換手段が構成されている。

【００３５】５は位相検波器４の出力信号を遅延させる
遅延器（遅延手段）、６−ｎは自己の出力における周波
数特性と、遅延器５の出力における周波数特性との不整
合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）（補償手段）、７−ｎは適応荷重、８は加算器
である。適応荷重７−ｎと加算器８から荷重加算手段９
を構成しており、適応荷重７−ｎは適応荷重制御手段２
５により適当な適応アルゴリズムで制御される。１０は
遅延器５の出力信号から荷重加算手段９の出力信号を差
し引く減算器（減算手段）である。

【００３６】２１は遅延器５の出力信号と各補償フィル
タＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の和との差の電力が最小になる
ように、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を設定する補
償フィルタ係数設定手段である。なお、補償フィルタ係
数設定手段２１及び適応荷重制御手段２５から係数設定
手段が構成されている。なお、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
をＦＩＲ形とするとき、遅延器５の遅延量ｄの目安は、
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答長の半分程度
である。

【００３７】次に動作について説明する。この実施の形
態１では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する際
に、信号発生器３０から信号ケーブルを介してＲＦ信号
を入力するのではなく、干渉波信号を利用する。よっ
て、図７の信号発生器３０，信号ケーブル３１，３１−
ｎ，信号入力点３２，３２−ｎは図１にはない。

【００３８】サイドローブキャンセラ構成の干渉波抑圧
装置では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算に受信さ
れる広帯域干渉波を利用する。その手順について説明す
る。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が決まっていない場
合、まず、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値、例えば
１に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出
力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方
法で補償フィルタＥ _ｎ（ｚ）の係数を計算する。この結
果、この時点では干渉波が抑圧される。

【００３９】チャネル間（主アンテナ１００と各補助ア
ンテナ１−ｎ間）の周波数特性の不整合は、干渉波の入
射方向等には関係しない。そこで、一旦、補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数を計算した後は、その係数を固定して
おく。チャネル間の周波数特性不整合がなければ干渉波
抑圧ができるから、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計
算した後は、干渉波の入射方向等が変わっても、今度は
適応荷重７−ｎだけを制御することによって干渉波抑圧
を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整
合があっても、図８のような適応荷重を持つタップ付き
遅延線回路構成にせずに適応荷重７−ｎだけの制御で、
比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持す
ることが可能となる。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計
算は、適応荷重７−ｎの計算ほど頻繁に行う必要はな
い。ただし、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する
際の干渉波は広帯域である必要がある。

【００４０】次に、干渉波を利用した補償フィルタＥ_ｎ
（ｚ）の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２
１の動作について説明する。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の
係数計算時には、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値に
固定する。例えば、その値を１とする。このとき、サイ
ドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延
器５の出力信号と、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信
号の和との差信号の電力最小化と等価である。

【００４１】図１において、位相検波器４の出力信号を
ｘ_０（ｋ）、位相検波器４−ｎの出力信号をｘ
_ｎ（ｋ）、遅延器５の出力信号をｙ_０（ｋ），補償フィ
ルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号をｙ_ｎ（ｋ）とする。これら
は、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号と
して扱う。ｋはサンプリング間隔を単位とする時刻であ
る。このとき、式（１０）と式（１１）の関係が成立す
る。式（１２）のように遅延器５の出力信号ｙ_０（ｋ）
と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ_ｎ（ｋ）の和
との差信号ｚ（ｋ）を定義し、ｚ（ｋ）の電力式（１
３）（Ｅ[・]は統計平均）を最小化する補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）
を決める。式（１３）はさらに式（１４）のように変形
できる。肩文字＊は複素共役を表す。

【数４】

【００４２】式（１４）の評価関数Ｊを最小とするｅ_ｎ
（ｍ）を求めるために、Ｊをｅ_ｎ（ｍ）に関して偏微分
する。式（１４）のｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分として式
（１５）を得る。ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１について、式（１５）を０にするようなｅ_ｎ
（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、
式（１６）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｎ＝１，
２，…，Ｎ；ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする
連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。式（１
６）の行列Ｒ、ベクトルｅ、ｐは式（１７）〜（２０）
のようになる。実際には、式（１９），（２０）で統計
平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。

【数５】

【００４３】上記のようにして補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
の係数を計算すると、今度はその係数を固定し、適応荷
重制御手段２５が減算器１０の出力信号の電力が最小に
なるように、適応荷重７−ｎの荷重を決定する。図１で
は、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳ
ＭＩ法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応
荷重制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳアルゴリ
ズムなどでは、遅延器５の出力信号の代わりに減算器１
０の出力信号を用いる。図１ではＩＦ信号をＡ／Ｄ変換
・サンプリング後、ディジタル信号処理によりディジタ
ル同相・直交信号を得る構成としたが、ＩＦ信号をアナ
ログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、
その後Ａ／Ｄ変換・サンプリングしてディジタル同相・
直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも
同様である。

【００４４】以上で明らかなように、この実施の形態１
によれば、従来技術のようにタップ付き遅延線回路１５
−ｎの係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する
必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利
用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
が可能となる。また、チャネル間の周波数特性の不整合
を補償するために信号を特定箇所にケーブルで入力する
構成ではないため、信号入力点までの信号遅延の相違を
考えずに済むという利点がある。

【００４５】実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図にお
いて、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので
説明を省略する。３５はＲＦ信号を主アンテナ１００及
び補助アンテナ１−ｎに電波によって送信するための外
部アンテナ（信号送信手段）、２２は遅延器５の出力信
号の電力と補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の電力と
の差が最小になるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係
数を設定する補償フィルタ係数設定手段（係数設定手
段）であり、補償フィルタ係数設定手段２２は、上記実
施の形態１における補償フィルタ係数設定手段２１と異
なり、各補償フィルタについて、独立に係数計算を行
う。

【００４６】次に動作について説明する。補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数計算は干渉波抑圧処理前に行ってお
く。一度計算すれば、干渉波抑圧のための適応荷重７−
ｎほど頻繁に計算する必要はない。外部アンテナ３５か
ら送信するＲＦ信号の帯域幅は、従来技術と同様であ
る。

【００４７】次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計
算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２２の動作につい
て説明する。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）
（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は、遅延器５の出力信号ｙ
_０（ｋ）と、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ
_ｎ（ｋ）の差信号ｚ_ｎ（ｋ）の電力Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜
^２]がなるべく小さくなるように、各ｎ＝１，２，…，
Ｎごとに決める。式（２２）のように、Ｅ[｜ｚ
_ｎ（ｋ）｜ ^２]を評価関数Ｊ_ｎとおく。式（１０），
（１１）から、式（２２）はさらに式（２３）のように
変形できる。

【数６】

【００４８】評価関数Ｊ_ｎを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求
めるために、Ｊ_ｎのｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分を求め
る。それは式（２４）のようになる。ｍ＝０，１，…，
Ｍ−１について式（２４）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）
が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（２
５）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ
（ｍ）が求められる。実際には、式（２５）で統計平均
Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式（２
５）左辺の正方行列対角項はｘ_ｎ（ｋ）の電力で同じ値
をとる。以上の連立方程式を解く操作をｎ＝１，２，
…，Ｎに対して行う。

【数７】

【００４９】以上説明した方法は、差信号電力を最小化
するという時間域での計算といえる。従来技術（補償フ
ィルタ係数設定手段２３）と同様に、周波数領域での誤
差、つまり複素スペクトルの誤差をなるべく小さくする
ように、周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を
計算することもできる。補償帯域幅は荷重加算手段９で
のサンプリング周波数より狭くせざるを得ないので、以
下に説明するように特異値分解を利用して計算すること
が望ましい。これは、式（７）の行列Ａは事実上フルラ
ンクでなくなることが多いためである。そこで、連立方
程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分
解を利用する。

【００５０】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）による補償帯域幅
を荷重加算手段９でのサンプリング周波数（ｆ_ｓとす
る）より狭くせざるを得ない理由について説明する。チ
ャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの
周波数特性のばらつきに起因する。ＩＦ帯では、ＩＦ周
波数をｆ_ＩＦとすれば、−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_{Ｉ Ｆ}から０．
５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦの周波数帯域の特性不整合が問題にな
る。ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に
周波数−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦと周波数０．５ｆ_ｓ＋ｆ
_ＩＦにおける周波数特性は不連続である。これは、ベー
スバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、２つ
の周波数−０．５ｆ_ｓと０．５ｆ_ｓで不連続であること
を意味する。ところが、サンプリング周波数ｆ_ｓのディ
ジタルフィルタはこの２つの周波数での周波数特性が連
続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィ
ルタで荷重加算手段９における全帯域（−０．５ｆ_ｓか
ら０．５ｆ_ｓ）にわたってチャネル間の周波数特性不整
合を補償することが困難となる。近似度を良好に保つに
は、補償帯域幅を荷重加算手段９でのサンプリング周波
数より少し狭くして、２つの周波数−０．５ｆ_ｓと０．
５ｆ_ｓ近傍では近似を避ける必要がある。

【００５１】式（２）の評価関数Ｅｒｒは式（２６）の
ように設定する。式（２６）などで、Ｆはサンプリング
周波数で正規化した周波数である。式（２６）で、Ｈ
_ｒｅｆ（Ｆ）は式（３）と同じであり、Ｆ_ｍｉｎとＦ
_ｍａｘはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数（絶対
値は０．５より小）、ΣはＦＦＴによる周波数サンプル
点での和を意味する。行列Ａとベクトルｂ_ｎはそれぞれ
式（７），（６）と同じ形であるが、Ｆ_１，Ｆ_２，…，
Ｆ_ＩをＦ_ｍｉｎからＦ_ｍａｘの間のＦＦＴにおける周波
数サンプル点とする。

【数８】

【００５２】式（２６）の最小化問題は、式（２７）の
最小二乗問題に帰着できる。式（２７）を最小化するベ
クトルｅ_ｎは、一般に多元１次連立方程式Ａ^ＨＡｅ_ｎ＝
Ａ^Ｈｂ_ｎを解けば得られるが、実際には、行列Ａ^ＨＡの
ランクは事実上Ｍより小さくなることが多い。つまり、
行列Ａの特異値には大きいものと無視できる小さいもの
が現れることが多い。そうなると数値的不安定性により
連立方程式をうまく解くことができなくなる。このと
き、仮に補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が得られても、
その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあ
り、事実上実装不可能になってしまう。そのようなとき
は特異値分解を利用するとうまく最小２乗問題を解くこ
とができ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が非常
に大きな値となることを防げる。

【００５３】行列Ａを式（２９）のように特異値分解す
る。 Ａ＝ＵＳＶ^Ｈ （２９） Ｓ＝ｄｉａｇ[σ_１，σ_２，…，σ_Ｍ] （３０） ここで、Ｕは列が正規直交しているＩ×Ｍ行列、ＳはＭ
×Ｍ対角行列、ＶはＭ×Ｍ直交行列である。Ｓの対角要
素σ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）は特異値であり、０でな
い特異値の数がＡのランクである。実際には雑音がある
ので０の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさ
にかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る
小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。

【００５４】次に、ベクトルβ_ｎを式（３１）のように
定義する。そして、式（３２）のベクトルγ_ｎを計算す
る。ここで、[・]_ｍはそのベクトルの第ｍ要素を表し、
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答は式（３３）
のようになる。以上の操作をｎ＝１，２，…，Ｎについ
て行う。

【数９】

【００５５】ここでは、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数
を計算するための最小２乗問題を特異値分解を用いて解
いたが、従来技術文献３（鷹尾、内田、“ビームスペー
ス・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討”電
子情報通信学会技術研究報告Ａ・Ｐ８８−５２，１９８
８）に示されているように、行列Ａ^ＨＡの固有値分解を
利用して解いてもよい。

【００５６】以上で明らかなように、この実施の形態２
では、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外
部から電波を送信する構成として、信号をケーブルで特
定箇所に入力する構成としないため、信号入力点までの
信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。ま
た、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を周波数領域で行う
場合、計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。

【００５７】実施の形態３．図７で示す従来技術のよう
に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算するために外
部からＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、主ア
ンテナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間
と、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの
信号遅延時間がほぼ等しいことが前提となる。これは主
アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点ま
でのケーブルの長さがほぼ等しいということである。ま
た、信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいこ
とも前提となる。実際には、実装上そのような条件が満
足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャ
ネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記の
ような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない
可能性がある。

【００５８】もし主アンテナ１００から信号入力点３２
までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎから信号
入力点３２−ｎまでのケーブルの長さの差、および信号
発生器３０から信号入力点３２までのケーブルの長さ
と、信号発生器３０から信号入力点３２−ｎまでのケー
ブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延
時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の係数を計算することができる。

【００５９】主アンテナ１００から信号入力点３２まで
の信号遅延時間に対する補助アンテナ１−ｎから信号入
力点３２−ｎまでの信号遅延時間の差をΔ_ｎ（時間の次
元）、信号発生器３０から信号入力点３２までの信号遅
延時間に対する信号発生器３０から信号入力点３２−ｎ
までの信号遅延時間の差をδ_ｎ（時間の次元）とする。
主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れ
がある場合、Δ_ｎあるいはδ_ｎを正の量とする。説明は
おもに周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算
を行う場合について行う。上の２つのケースは異なるの
で、それぞれ説明する。

【００６０】［１］主アンテナ・補助アンテナから信号
入力点までに遅延時間差がある場合 １つの補助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）につ
いて、周波数応答ブロック構成図を示すと図３（ａ）の
ようになる。ここでは簡単のため、周波数応答は等価低
域系で表現する。図３において、Ｂ_０（Ｆ），Ｂ
_ｎ（Ｆ）は信号入力点３２，３２−ｎから位相検波器
４，４−ｎの出力までの周波数応答、Ｈ_ｒｅｆ（Ｆ）は
式（３）と同じである。３６は主アンテナ側に対して補
助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素
子である。この場合、観測される位相検波器４，４−ｎ
の出力信号のフーリエ変換Ｃ_０（Ｆ），Ｃ_ｎ（Ｆ）とＢ
_０（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）はそれぞれ等しい。

【００６１】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した
場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）
は、理想的には式（３４）のようになる。しかし、補助
アンテナ側には補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２
−ｎまでにΔ_ｎの遅延があるから、補償フィルタが本来
持つべき周波数応答Ｅ_ｎ’（Ｆ）は式（３５）のように
なる。式（３４）と式（３５）を比べると、式（３４）
には主アンテナ系の信号の進みが足りないことになる。
これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式
（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の進みを加え
た式（３６）のＨ_{ｒｅ ｆ}’（Ｆ）を用いる。

【数１０】

【００６２】［２］信号発生器から信号入力点までに遅
延時間差がある場合 １つの補助アンテナ番号１−ｎについて、周波数応答ブ
ロック構成図を示すと図３（ｂ）のようになる。３７は
信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでに主
アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れが
あることを示す遅延素子である。この場合、補助アンテ
ナ側において、観測される位相検波器４−ｎの出力信号
のフーリエ変換Ｃ_ｎ（Ｆ）と信号入力点３２−ｎから位
相検波器４−ｎの出力までの周波数応答Ｂ_ｎ（Ｆ）は異
なる。つまり、式（３７）のようになる。Ｕ（Ｆ）は信
号発生器３０で発生する信号のフーリエ変換である。

【数１１】

【００６３】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した
場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）
は、理想的には式（３８）のようになる。一方、実際に
信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補
償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ”（Ｆ）は式
（３９）のようになる。式（３８）と式（３９）を比べ
ると、式（３８）は主アンテナ側の信号の進みが余分で
ある。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、
式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の遅れを加
えた式（４０）のＨ_ｒｅｆ”（Ｆ）を用いる。

【数１２】

【００６４】［３］主アンテナ・補助アンテナから信号
入力点までと、信号発生器から信号入力点までの両方に
遅延時間差がある場合 主アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点
３２，３２−ｎまでの主アンテナ系と補助アンテナ系と
の間の信号遅延時間差、および信号発生器３０から主ア
ンテナ側と補助アンテナ側の信号入力点３２，３２−ｎ
までの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論か
ら、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに式（４１）の
Ｈ_ｒｅｆ’’’（Ｆ）を用いる。

【数１３】

【００６５】［４］時間域で補償フィルタの係数を計算
する場合 式（３７），（４０），（４１）は、遅延器５の遅延時
間ｄサンプルをそれぞれｄ−ｆ_ｓΔ_ｎ，ｄ＋ｆ_ｓδ_ｎ，
ｄ＋ｆ_ｓ（δ_ｎ−Δ_ｎ）サンプルの遅延に置き換えるこ
とに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器
５の代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つ
ディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これら
の遅延をＦＦＴと逆ＦＦＴを介して周波数領域で与えて
もよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器
５に戻しておく。

【００６６】以上で明らかなように、この実施の形態３
によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ
信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ１０
０と補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２，３２−
ｎ、および信号発生器３０から信号入力点３２，３２−
ｎまでの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波
数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑
圧性能を得ることができる。

【００６７】実施の形態４．上記実施の形態３では、図
７において信号発生器３０から信号入力点３２，３２−
ｎまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応
する信号遅延時間差がわかるものとしたが、信号発生器
３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル
３１，３１−ｎの長さの差を実測できなくても、それら
の長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不
整合を補償することができる。

【００６８】ここでは、主アンテナ１００から信号入力
点３２までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎか
ら信号入力点３２−ｎまでの信号ケーブルの長さがほぼ
等しいか、あるいは、それが計測でき、対応する信号遅
延時間差がわかるものとする。以下、主アンテナ１００
から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと補助ア
ンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでのケーブルの
長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長
さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場
合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態
３と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタＥ_ｎ
（ｚ）の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号
等は等価低域系で表現する。また、ｎ＝１，２，…，Ｎ
である。

【００６９】主アンテナ側の信号入力点３２から位相検
波器４の出力までの周波数特性をＭ _０（Ｆ）、補助アン
テナ側の信号入力点３２−ｎから位相検波器４−ｎの出
力までの周波数特性をＭ_ｎ（Ｆ）とする。また、信号発
生器３０から信号入力点３２までの信号ケーブル３１の
周波数特性をＡ_０（Ｆ）、信号発生器３０から信号入力
点３２−ｎまでの信号ケーブル３１−ｎの周波数特性を
Ａ_ｎ（Ｆ）とする。これをブロック構成図で示すと図４
（ａ）のようになる。

【００７０】信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力す
る。主アンテナ側の位相検波器４の出力信号のフーリエ
変換をＤ_０（Ｆ）、補助アンテナ側の位相検波器４−ｎ
の出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ（Ｆ）とすると、式
（４２），（４３）のようになる。Ｕ（Ｆ）はｕ（ｋ）
のフーリエ変換である。 Ｄ_０（Ｆ）＝Ａ_０（Ｆ）Ｍ_０（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４２） Ｄ_ｎ（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）Ｍ_ｎ（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４３）

【００７１】次に、図５のように、信号ケーブル３１を
信号入力点３２−ｎに接続し、信号ケーブル３１−ｎを
信号入力点３２に接続する。つまり。信号ケーブルのつ
なぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器３０
から信号ｕ（ｋ）を入力したときの主アンテナ側の位相
検波器４の出力信号のフーリエ変換をＤ_０’（Ｆ）、補
助アンテナ側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ
変換をＤ_ｎ’（Ｆ）とすると、式（４４），（４５）の
ようになる。ブロック構成図で示すと図４（ｂ）のよう
になる。なお、信号発生器３０から入力する信号は図４
（ａ）と同じでなくてよい。式（４２），（４３）から
式（４６）を得て、式（４４），（４５）から式（４
７）を得る。なお、図４と図５では、補助アンテナは番
号ｎのみを抜き出している。

【数１４】

【００７２】チャネル間の周波数特性不整合を補償する
場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号
のフーリエ変換Ｄ_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）をそれぞれ式
（２６）のＣ_０（Ｆ）とＣ_ｎ（Ｆ）として用いる。しか
し、それはＡ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）が前提である。ここ
では、Ａ_０（Ｆ）≠Ａ_ｎ（Ｆ）であり、このままではＤ
_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）を使えない。これは次のように解
決できる。式（４６），（４７）から式（４８）を得
る。式（４８）左辺はすべて得られる量である。式（４
８）左辺をＱ（Ｆ）とおく（式（４９））と、式（４
６）から式（５０）を得る。

【数１５】

【００７３】式（２６）のＣ_０（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）は、
Ａ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）のときのＭ _０（Ｆ）／Ｍ
_ｎ（Ｆ）に等しい。そこで、式（２６）のＣ_０（Ｆ）／
Ｃ_ｎ（Ｆ）の代わりに、すべて計測できる量である式
（５０）左辺を用いれば、信号発生器３０から信号入力
点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３１，３１−ｎの
長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響
を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補
償フィルタの係数を計算することができる。

【００７４】以上で明らかなように、この実施の形態４
によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ
信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０
から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３
１，３１−ｎの長さの差が実測できなくても、これらの
信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ側の
位相検波器４の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ
側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる効果を奏する。

【００７５】実施の形態５．上記実施の形態２〜４を各
アンテナ素子が対等なアダプティブアレーアンテナに適
用することが可能である。図６はこの発明の実施の形態
５による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図におい
て、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説
明を省略する。５０−１，５０−２，…，５０−ＮはＮ
個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。
各アンテナ素子５０−ｎには受信機２−ｎ，Ａ／Ｄ変換
器３−ｎ，位相検波器４−ｎが順に接続されている。こ
こでは、チャネル間の周波数特性の不整合は、アンテナ
素子５０−１に連なるチャネル番号１を基準とし、他チ
ャネルの周波数特性をチャネル番号１に合わせることに
する。従って、遅延器５は位相検波器４−１に接続さ
れ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）は位相検波器４−２，４−
３，…，４−ｎに接続されている。

【００７６】遅延器５および補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
（ｎ≠１）の出力には、適応荷重制御手段２５によって
適当な適応アルゴリズムで制御される適応荷重７−１，
７−２，…，７−Ｎが接続されている。各適応荷重７−
ｎの出力信号は加算器８で加算され、荷重加算手段９の
出力信号は干渉波が抑圧された信号となる。適応荷重制
御手段２５は、例えば、荷重加算手段９の出力信号と参
照信号との差信号電力がなるべく小さくなるように適応
荷重７−ｎを制御する。

【００７７】アンテナ素子５０−１に連なる位相検波器
４−１の出力における周波数特性と、他のアンテナ素子
５０−２，…，５０−Ｎに連なる位相検波器４−２，
…，４−Ｎの出力の周波数特性がなるべく一致するよう
に、あるいは、遅延器５の出力信号と各補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）（ｎ＝２，…，Ｎ）の出力信号との差の電力が
なるべく小さくなるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）で
補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態２
〜４と同様である。図６では外部に設けたアンテナ３５
からＲＦ信号を電波により送信するようにしている。

【００７８】上記実施の形態２で説明したのと同様に、
チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から
電波を送信すれば、信号をケーブルで特定箇所に入力し
ないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに
済むという利点がある。また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。

【００７９】また、上記実施の形態３で説明したのと同
様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号
をケーブルを介して入力する場合、アンテナ素子５０−
ｎから信号入力点、および信号発生器３０から信号入力
点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考
慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるた
め、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。

【００８０】さらに、上記実施の形態４で説明したのと
同様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信
号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０か
ら複数の信号入力点までの信号ケーブルの長さの差が実
測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行
う前と後の位相検波器の出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる。

【００８１】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、主ア
ンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、
遅延手段の出力信号と複数の補償手段の出力信号の和と
の差の電力が最小になるように、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段
の出力信号の電力が最小になるように、荷重加算手段の
荷重を決定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さ
に相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整
合を補償することができる効果がある。

【００８２】この発明によれば、主アンテナ及び補助ア
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違が
ある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償
することができる効果がある。

【００８３】この発明によれば、主アンテナ及び補助ア
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定する構成にしたので、各信号ケーブルの長
さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不
整合を補償することができる効果がある。

【００８４】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。

【００８５】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、そ
の所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００８６】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００８７】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するように構成したので、各信号ケーブ
ルの長さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特
性の不整合を補償することができる効果がある。

【００８８】この発明によれば、アンテナ素子が所定信
号を受信するとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出
力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定する構成にした
ので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チ
ャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる
効果がある。

【００８９】この発明によれば、アンテナ素子が所定信
号を受信するとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと
補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、
補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
る構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違がある
場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償する
ことができる効果がある。

【００９０】この発明によれば、アンテナ素子が信号を
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出力信号
との差の電力が最小になるように、補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定する際、信号発生器が
所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チャ
ネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効
果がある。

【００９１】この発明によれば、アンテナ素子が信号を
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手
段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。

【００９２】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信
号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を
構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構
成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合で
も、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することが
できる効果がある。

【００９３】この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、その
受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００９４】この発明によれば、遅延手段の出力信号の
スペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の
重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値
分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタ
の係数を設定することができるとともに、その係数の絶
対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効
果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態２による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図３】 遅延時間差がある場合の周波数応答を示すブ
ロック構成図である。

【図４】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブ
ルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロッ
ク構成図である。

【図５】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブ
ルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成
図である。

【図６】 この発明の実施の形態５による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図７】 従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。

【図８】 係数を適応的に制御するタップ付き遅延線回
路を用いた従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。

【図９】 タップ付き遅延線回路の内部を示す構成図で
ある。

【符号の説明】

１−１，…，１−Ｎ 補助アンテナ、２ 受信機（第１
の変換手段）、２−１，…，２−Ｎ 受信機（第２の変
換手段）、３ Ａ／Ｄ変換機（第１の変換手段）、３−
１，…，３−Ｎ Ａ／Ｄ変換機（第２の変換手段）、４
位相検波器（第１の変換手段）、４−１，…，４−Ｎ
位相検波器（第２の変換手段）、５遅延器（遅延手
段）、６−１，…，６−Ｎ 補償フィルタ（補償手
段）、７−１，…，７−Ｎ 適応荷重、８ 加算器、９
荷重加算手段、１０ 減算器（減算手段）、２１，２
２ 補償フィルタ係数設定手段（係数設定手段）、２５
適応荷重制御手段（係数設定手段）、３０ 信号発生
器、３１，３１−１，３１−２，…，３１−Ｎ 信号ケ
ーブル、３２，３２−１，３２−２，…，３２−Ｎ 信
号入力点、３５ 外部アンテナ（信号送信手段）、３
６，３７ 遅延素子、５０−１，…，５０−Ｎ アンテ
ナ素子、１００ 主アンテナ。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年７月８日（２００２．７．８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 干渉波抑圧装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、干渉波を抑圧す
る干渉波抑圧装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来からよく知られているように、アダ
プティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信され
る干渉波を信号処理によって抑圧することが可能であ
る。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に
接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重
で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を
抑圧する。ところが、各チャネル（各アンテナ素子に対
応する適応荷重係数の入力）の間に、周波数特性（振幅
特性、位相特性、群遅延特性）の不一致（以下、不整合
という）があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化す
ることがある。

【０００３】チャネル間の周波数特性の不整合は、おも
に受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因
する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性
のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによ
ってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重
の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリ
ング周波数に近い帯域幅を意味する。

【０００４】従来技術文献１（Ｋ．Ｔｒｅｉｔｅｌｂａ
ｕｍ，“Ａ ｆｌｅｘｉｂｌｅ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ
ｆｏｒ ａ ｄｉｇｉｔａｌ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒ
ｒａｙ ｒａｄａｒ”，ＩＥＥＥ ＡＥＳ Ｓｙｓｔｅ
ｍｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．１８−２２，Ｍａｙ
１９９１）に示されているように、適応荷重で重み付け
する前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の
周波数特性不整合を補償することができる。

【０００５】図７は上記従来技術文献１に示された従来
の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１
００は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信
したいと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１
−１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個
の補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信され
たＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅
し、そのＲＦ信号をＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ
ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号にダウンコンバートする受信
機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補助アンテナ１−ｎ
（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り以下同様）により
受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号
にダウンコンバートする受信機である。

【０００６】３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩ
Ｆ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器、５は位相検波器４の出力信号を遅延させる遅延器、
６−ｎは自己の出力における周波数特性と、遅延器５の
出力における周波数特性との不整合を補償するディジタ
ルフィルタ（以下、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）と呼ぶ）、
７−ｎは適応荷重、８は加算器である。適応荷重７−ｎ
と加算器８から荷重加算手段９を構成しており、適応荷
重７−ｎは適応荷重制御手段２５により適当な適応アル
ゴリズムで制御される。１０は遅延器５の出力信号から
荷重加算手段９の出力信号を差し引く減算器である。

【０００７】３０は補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計
算するためにＲＦ信号を発生する信号発生器、３１，３
１−ｎは信号発生器３０が発生するＲＦ信号を伝送する
信号ケーブル、３２，３２−ｎはＲＦ信号の信号入力
点、２３は位相検波器４，４−ｎの出力信号から補償フ
ィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算して設定する補償フィル
タ係数設定手段である。ここでは、ｚ^−１は荷重加算手
段９における信号のサンプリング間隔であって１サンプ
ル分の信号遅延を表し、遅延器５の遅延量をｄサンプル
とする。

【０００８】次に動作について説明する。主アンテナ１
００及び補助アンテナ１−ｎにより受信されたＲＦ信号
は、受信機２，２−ｎで増幅され、ダウンコンバートさ
れてＩＦ信号となる。Ａ／Ｄ変換器３，３−ｎがアナロ
グＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換し、位相検波器
４，４−ｎがディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直
交信号に変換する。位相検波器４，４−ｎの後の信号
は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として
扱うことにする。遅延器５が位相検波器４の出力信号を
ｄサンプル遅延させる。これは、補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）を挿入することで何らかの遅延が発生するの
で、それと遅延を合わせるためである。

【０００９】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号を適応
荷重７−ｎで重み付けし、加算器８が適応荷重７−ｎの
出力信号を加算する。そして、減算器１０が遅延器５の
出力信号から加算器８の出力信号を差し引くことによ
り、干渉波が抑圧された受信信号を得る。図７では、適
応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳＭＩ
（ｓａｍｐｌｅ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）
法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応荷重
制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳ（ｌｅａｓｔ
ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムなどでは、
遅延器５の出力信号の代わりに減算器１０の出力信号を
用いる。

【００１０】次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算
について説明する。信号入力点３２，３２−ｎはなるべ
くアンテナに近いことが望ましい。ここでは、主アンテ
ナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間と、補
助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号遅
延時間とがほぼ等しいものとする。また、各信号ケーブ
ル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいものとする。

【００１１】信号入力点３２，３２−ｎに対して、信号
発生器３０が発生したＲＦ信号を信号ケーブル３１，３
１−ｎを介して同時に入力する。ＲＦ信号の帯域幅は、
荷重加算手段９における信号のサンプリング周波数程度
か、それ以上とする。同時に入力した信号に対して、遅
延器５の出力信号のスペクトルと、補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなる
ように、補償フィルタ係数設定手段２３が補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数を計算する。従来技術文献１では、補
償フィルタＥ_ｎ（ｚ）をＦＩＲ形とし、上記両者のスペ
クトル差の平均２乗誤差が最小になるように係数を計算
している。以下、それについて説明する。ここで、スペ
クトルは複素数である。

【００１２】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の伝達関数を式
（１）のようにおく。Ｍは補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のイ
ンパルス応答長である。位相検波器４の出力信号と位相
検波器４−ｎの出力信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ
変換）を行う。位相検波器４の出力信号に対するＦＦＴ
結果をＣ_０（Ｆ），位相検波器４−ｎの出力信号に対す
るＦＦＴ結果をＣ_ｎ（Ｆ）とする。Ｆは−０．５以上
０．５未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数であ
る。

【数１】

【００１３】平均二乗誤差最小の意味で、主アンテナ１
００に連なる遅延器５の出力信号の周波数特性と、補助
アンテナ１−ｎに連なる補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力
信号の周波数特性とを一致させるように、補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の特性近似問題を以下のように定式化する。
つまり、式（２）の誤差関数Ｅｒｒを最小にする補償フ
ィルタのインパルス応答ｅ_ｎ（ｍ）を求める。ここで、
Ｅ_ｎ（Ｆ）はＥ_ｎ（ｚ）の周波数応答、Ｗ（Ｆ）は適当
な荷重関数である。ΣはＦＦＴでの周波数サンプル点に
おける和を意味する。

【数２】

【００１４】式（２）の最小化問題は、式（４）の最小
二乗問題に帰着できる。Ｗは式（９）で定義される対角
行列である。ｄｉａｇはかっこ内を要素とする対角行列
を表し、式（４）を最小化するベクトルｅ_ｎは一般に多
元１次連立方程式（ＷＡ）^Ｈ（ＷＡ）ｅ_ｎ＝（ＷＡ）^Ｈ
（Ｗｂ_ｎ）を解けば得られる（肩文字Ｈは共役転置）。
これをｎ＝１，２，…，Ｎに対して行う。Ｆ_１，Ｆ_２，
…，Ｆ_ＩはＦＦＴにおける周波数サンプル点である。

【数３】

【００１５】一方、従来技術文献２（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐ
ｔｏｎ，Ｊｒ．“ＡｄａｐｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａｓ”
Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９８８）に示されてい
るように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレ
ーアンテナがタップ付き遅延線回路１５−ｎを持つ構成
にして（図８、図９を参照）、その係数をまとめて干渉
波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャ
ネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧
ができる。図８において、１５−ｎは図９の内部構造を
持つタップ付き遅延線回路である。図９において、１６
は信号を１サンプル遅延させる遅延器、１７は干渉波抑
圧を行うように制御する適応荷重、１８は加算器であ
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の干渉波抑圧装置
は以上のように構成されているので、信号ケーブル３
１，３１−ｎの長さがほぼ等しくなければならないが、
やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィ
ルタを用いても、チャネル間の周波数特性の不整合を補
償することができない課題があった。主アンテナ１００
から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと、補助
アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの信号ケー
ブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干
渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。

【００１７】図８，図９のような構成でタップ付き遅延
線回路１５−ｎの係数を適応的に制御すれば、チャネル
間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧する
ことができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に
多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の
数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比
べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではな
い。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多く
の荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大き
い。また、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等の
フィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般に
タップ付き遅延線回路１５−ｎの収束が遅い傾向にあ
る。

【００１８】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、各信号ケーブルの長さに相違があ
る場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償す
ることができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とす
る。さらに、±０．５ｆｓ近傍で不連続な周波数特性不
整合があっても良好な干渉波抑圧を得ることができる干
渉波抑圧装置を得ることを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この発明に係る干渉波抑
圧装置は、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を
受信するとき、遅延手段の出力信号と複数の補償手段の
出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとと
もに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように、
荷重加算手段の荷重を決定するものである。

【００２０】この発明に係る干渉波抑圧装置は、主アン
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最
小になるように、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するものである。

【００２１】この発明に係る干渉波抑圧装置は、主アン
テナ及び補助アンテナが所定信号を受信するとき、遅延
手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のス
ペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディ
ジタルフィルタの係数を設定するものである。

【００２２】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。

【００２３】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、信号発生器が所定信号を発
生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。

【００２４】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受
信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまで
の時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィ
ルタの係数を設定するようにしたものである。

【００２５】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、主アンテナ及び補助アンテ
ナが信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するようにしたものであ
る。

【００２６】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するものである。

【００２７】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定するものである。

【００２８】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償
手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
際、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信
号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。

【００２９】この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテ
ナ素子が信号を受信する代わりに、所定の信号入力点か
ら所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペ
クトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致する
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、
その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮
して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定するようにしたものである。

【００３０】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号と補償手段の出力信号との差の電力が最小になる
ように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
を設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するようにしたものである。

【００３１】この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の
信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出
力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトル
とが一致するように、補償手段を構成するディジタルフ
ィルタの係数を設定する際、アンテナ素子が信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するようにしたものである。

【００３２】この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手
段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペ
クトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になる
ように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して補償
手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよ
うにしたものである。

【００３３】この発明に係る干渉波抑圧装置は、補償手
段の補償帯域幅が荷重加算手段でのサンプリング周波数
より狭くなるように設定し、この補償帯域幅にて補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するよう
にしたものである。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による干
渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１００
は所定の方向（所望波方向、あるいは、信号を受信した
いと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、１−
１，１−２，…，１−Ｎは指向性が等方性に近いＮ個の
補助アンテナ、２は主アンテナ１００により受信された
ＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコ
ンバートする受信機、２−１，２−２，…，２−Ｎは補
助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ，断らない限り
以下同様）により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲ
Ｆ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機であ
る。

【００３５】 ３，３−ｎはアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器、４，４−ｎはディジタルＩ
Ｆ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波
器である。なお、受信機２，Ａ／Ｄ変換器３及び位相検
波器４から第１の変換手段が構成され、受信機２−ｎ，
Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎから第２の変
換手段が構成されている。

【００３６】 ５は位相検波器４の出力信号を遅延させる
遅延器（遅延手段）、６−ｎは自己の出力における周波
数特性と、遅延器５の出力における周波数特性との不整
合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）（補償手段）、７−ｎは適応荷重、８は加算器
である。適応荷重７−ｎと加算器８から荷重加算手段９
を構成しており、適応荷重７−ｎは適応荷重制御手段２
５により適当な適応アルゴリズムで制御される。１０は
遅延器５の出力信号から荷重加算手段９の出力信号を差
し引く減算器（減算手段）である。

【００３７】 ２１は遅延器５の出力信号と各補償フィル
タＥ_ｎ（ｚ）の出力信号の和との差の電力が最小になる
ように、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を設定する補
償フィルタ係数設定手段である。なお、補償フィルタ係
数設定手段２１及び適応荷重制御手段２５から係数設定
手段が構成されている。なお、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
をＦＩＲ形とするとき、遅延器５の遅延量ｄの目安は、
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答長の半分程度
である。

【００３８】 次に動作について説明する。この実施の形
態１では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する際
に、信号発生器３０から信号ケーブルを介してＲＦ信号
を入力するのではなく、干渉波信号を利用する。よっ
て、図７の信号発生器３０，信号ケーブル３１，３１−
ｎ，信号入力点３２，３２−ｎは図１にはない。

【００３９】 サイドローブキャンセラ構成の干渉波抑圧
装置では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算に受信さ
れる広帯域干渉波を利用する。その手順について説明す
る。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が決まっていない場
合、まず、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値、例えば
１に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出
力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方
法で補償フィルタＥ _ｎ（ｚ）の係数を計算する。この結
果、この時点では干渉波が抑圧される。

【００４０】 チャネル間（主アンテナ１００と各補助ア
ンテナ１−ｎ間）の周波数特性の不整合は、干渉波の入
射方向等には関係しない。そこで、一旦、補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数を計算した後は、その係数を固定して
おく。チャネル間の周波数特性不整合がなければ干渉波
抑圧ができるから、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計
算した後は、干渉波の入射方向等が変わっても、今度は
適応荷重７−ｎだけを制御することによって干渉波抑圧
を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整
合があっても、図８のような適応荷重を持つタップ付き
遅延線回路構成にせずに適応荷重７−ｎだけの制御で、
比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持す
ることが可能となる。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計
算は、適応荷重７−ｎの計算ほど頻繁に行う必要はな
い。ただし、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算する
際の干渉波は広帯域である必要がある。

【００４１】 次に、干渉波を利用した補償フィルタＥ_ｎ
（ｚ）の係数計算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２
１の動作について説明する。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の
係数計算時には、適応荷重７−ｎの値をすべて同じ値に
固定する。例えば、その値を１とする。このとき、サイ
ドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延
器５の出力信号と、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信
号の和との差信号の電力最小化と等価である。

【００４２】 図１において、位相検波器４の出力信号を
ｘ_０（ｋ）、位相検波器４−ｎの出力信号をｘ
_ｎ（ｋ）、遅延器５の出力信号をｙ_０（ｋ），補償フィ
ルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号をｙ_ｎ（ｋ）とする。これら
は、同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号と
して扱う。ｋはサンプリング間隔を単位とする時刻であ
る。このとき、式（１０）と式（１１）の関係が成立す
る。式（１２）のように遅延器５の出力信号ｙ_０（ｋ）
と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ_ｎ（ｋ）の和
との差信号ｚ（ｋ）を定義し、ｚ（ｋ）の電力式（１
３）（Ｅ[・]は統計平均）を最小化する補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）
を決める。式（１３）はさらに式（１４）のように変形
できる。肩文字＊は複素共役を表す。

【数４】

【００４３】式（１４）の評価関数Ｊを最小とするｅ_ｎ
（ｍ）を求めるために、Ｊをｅ_ｎ（ｍ）に関して偏微分
する。式（１４）のｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分として式
（１５）を得る。ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１について、式（１５）を０にするようなｅ_ｎ
（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、
式（１６）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｎ＝１，
２，…，Ｎ；ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする
連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。式（１
６）の行列Ｒ、ベクトルｅ、ｐは式（１７）〜（２０）
のようになる。実際には、式（１９），（２０）で統計
平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。

【数５】

【００４４】上記のようにして補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
の係数を計算すると、今度はその係数を固定し、適応荷
重制御手段２５が減算器１０の出力信号の電力が最小に
なるように、適応荷重７−ｎの荷重を決定する。図１で
は、適応アルゴリズムとしてフィードフォワード形のＳ
ＭＩ法を想定しているため、遅延器５の出力信号を適応
荷重制御に用いる。フィードバック形のＬＭＳアルゴリ
ズムなどでは、遅延器５の出力信号の代わりに減算器１
０の出力信号を用いる。図１ではＩＦ信号をＡ／Ｄ変換
・サンプリング後、ディジタル信号処理によりディジタ
ル同相・直交信号を得る構成としたが、ＩＦ信号をアナ
ログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、
その後Ａ／Ｄ変換・サンプリングしてディジタル同相・
直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも
同様である。

【００４５】 以上で明らかなように、この実施の形態１
によれば、従来技術のようにタップ付き遅延線回路１５
−ｎの係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する
必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利
用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
が可能となる。また、チャネル間の周波数特性の不整合
を補償するために信号を特定箇所にケーブルで入力する
構成ではないため、信号入力点までの信号遅延の相違を
考えずに済むという利点がある。

【００４６】 実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図にお
いて、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので
説明を省略する。３５はＲＦ信号を主アンテナ１００及
び補助アンテナ１−ｎに電波によって送信するための外
部アンテナ（信号送信手段）、２２は遅延器５の出力信
号と補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号との差信号の電
力が最小になるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数
を設定する補償フィルタ係数設定手段（係数設定手段）
であり、補償フィルタ係数設定手段２２は、上記実施の
形態１における補償フィルタ係数設定手段２１と異な
り、各補償フィルタについて、独立に係数計算を行う。
なの

【００４７】 次に動作について説明する。補償フィルタ
Ｅ_ｎ（ｚ）の係数計算は干渉波抑圧処理前に行ってお
く。一度計算すれば、干渉波抑圧のための適応荷重７−
ｎほど頻繁に計算する必要はない。外部アンテナ３５か
ら送信するＲＦ信号の帯域幅は、従来技術と同様であ
る。

【００４８】 次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計
算、即ち、補償フィルタ係数設定手段２２の動作につい
て説明する。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数ｅ_ｎ（ｍ）
（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は、遅延器５の出力信号ｙ
_０（ｋ）と、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の出力信号ｙ
_ｎ（ｋ）の差信号ｚ_ｎ（ｋ）の電力Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜
^２]がなるべく小さくなるように、各ｎ＝１，２，…，
Ｎごとに決める。式（２２）のように、Ｅ[｜ｚ
_ｎ（ｋ）｜２]を評価関数Ｊ_ｎとおく。式（１０），
（１１）から、式（２２）はさらに式（２３）のように
変形できる。

【数６】

【００４９】評価関数Ｊ_ｎを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求
めるために、Ｊ_ｎのｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分を求め
る。それは式（２４）のようになる。ｍ＝０，１，…，
Ｍ−１について式（２４）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）
が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（２
５）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ
（ｍ）が求められる。実際には、式（２５）で統計平均
Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式（２
５）左辺の正方行列対角項はｘ_ｎ（ｋ）の電力で同じ値
をとる。以上の連立方程式を解く操作をｎ＝１，２，
…，Ｎに対して行う。

【数７】

【００５０】以上説明した方法は、差信号電力を最小化
するという時間域での計算といえる。従来技術（補償フ
ィルタ係数設定手段２３）と同様に、周波数領域での誤
差、つまり複素スペクトルの誤差をなるべく小さくする
ように、周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を
計算することもできる。補償帯域幅は荷重加算手段９で
のサンプリング周波数より狭くせざるを得ないので、以
下に説明するように特異値分解を利用して計算すること
が望ましい。これは、式（７）の行列Ａは事実上フルラ
ンクでなくなることが多いためである。そこで、連立方
程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分
解を利用する。

【００５１】 補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）による補償帯域幅
を荷重加算手段９でのサンプリング周波数（ｆ_ｓとす
る）より狭くせざるを得ない理由について説明する。チ
ャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの
周波数特性のばらつきに起因する。ＩＦ帯では、ＩＦ周
波数をｆ_ＩＦとすれば、−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_{Ｉ Ｆ}から０．
５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦの周波数帯域の特性不整合が問題にな
る。ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に
周波数−０．５ｆ_ｓ＋ｆ_ＩＦと周波数０．５ｆ_ｓ＋ｆ
_ＩＦにおける周波数特性は不連続である。これは、ベー
スバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、２つ
の周波数−０．５ｆ_ｓと０．５ｆ_ｓで不連続であること
を意味する。ところが、サンプリング周波数ｆ_ｓのディ
ジタルフィルタはこの２つの周波数での周波数特性が連
続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィ
ルタで荷重加算手段９における全帯域（−０．５ｆ_ｓか
ら０．５ｆ_ｓ）にわたってチャネル間の周波数特性不整
合を補償することが困難となる。近似度を良好に保つに
は、補償帯域幅を荷重加算手段９でのサンプリング周波
数より少し狭くして、２つの周波数−０．５ｆ_ｓと０．
５ｆ_ｓ近傍では近似を避ける必要がある。

【００５２】 式（２）の評価関数Ｅｒｒは式（２６）の
ように設定する。式（２６）などで、Ｆはサンプリング
周波数で正規化した周波数である。式（２６）で、Ｈ
_ｒｅｆ（Ｆ）は式（３）と同じであり、Ｆ_ｍｉｎとＦ
_ｍａｘはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数（絶対
値は０．５より小）、ΣはＦＦＴによる周波数サンプル
点での和を意味する。行列Ａとベクトルｂ_ｎはそれぞれ
式（７），（６）と同じ形であるが、Ｆ_１，Ｆ_２，…，
Ｆ_ＩをＦ_ｍｉｎからＦ_ｍａｘの間のＦＦＴにおける周波
数サンプル点とする。

【数８】

【００５３】式（２６）の最小化問題は、式（２７）の
最小二乗問題に帰着できる。式（２７）を最小化するベ
クトルｅ_ｎは、一般に多元１次連立方程式Ａ^ＨＡｅ_ｎ＝
Ａ^Ｈｂ_ｎを解けば得られるが、実際には、行列Ａ^ＨＡの
ランクは事実上Ｍより小さくなることが多い。つまり、
行列Ａの特異値には大きいものと無視できる小さいもの
が現れることが多い。そうなると数値的不安定性により
連立方程式をうまく解くことができなくなる。このと
き、仮に補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数が得られても、
その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあ
り、事実上実装不可能になってしまう。そのようなとき
は特異値分解を利用するとうまく最小２乗問題を解くこ
とができ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が非常
に大きな値となることを防げる。

【００５４】 行列Ａを式（２９）のように特異値分解す
る。 Ａ＝ＵＳＶ^Ｈ （２９） Ｓ＝ｄｉａｇ[σ_１，σ_２，…，σ_Ｍ] （３０） ここで、Ｕは列が正規直交しているＩ×Ｍ行列、ＳはＭ
×Ｍ対角行列、ＶはＭ×Ｍ直交行列である。Ｓの対角要
素σ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）は特異値であり、０でな
い特異値の数がＡのランクである。実際には雑音がある
ので０の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさ
にかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る
小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。

【００５５】 次に、ベクトルβ_ｎを式（３１）のように
定義する。そして、式（３２）のベクトルγ_ｎを計算す
る。ここで、[・]_ｍはそのベクトルの第ｍ要素を表し、
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）のインパルス応答は式（３３）
のようになる。以上の操作をｎ＝１，２，…，Ｎについ
て行う。

【数９】

【００５６】ここでは、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数
を計算するための最小２乗問題を特異値分解を用いて解
いたが、従来技術文献３（鷹尾、内田、“ビームスペー
ス・パーシャリーアダプティブアレイに関する検討”電
子情報通信学会技術研究報告Ａ・Ｐ８８−５２，１９８
８）に示されているように、行列ＡＨＡの固有値分解を
利用して解いてもよい。

【００５７】 以上で明らかなように、この実施の形態２
では、チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外
部から電波を送信する構成として、信号をケーブルで特
定箇所に入力する構成としないため、信号入力点までの
信号遅延の相違を考えずに済むという利点がある。ま
た、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を周波数領域で行う
場合、計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。

【００５８】 実施の形態３．図７で示す従来技術のよう
に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算するために外
部からＲＦ信号をケーブルを介して入力する場合、主ア
ンテナ１００から信号入力点３２までの信号遅延時間
と、補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでの
信号遅延時間がほぼ等しいことが前提となる。これは主
アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点ま
でのケーブルの長さがほぼ等しいということである。ま
た、信号ケーブル３１，３１−ｎの長さがほぼ等しいこ
とも前提となる。実際には、実装上そのような条件が満
足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャ
ネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記の
ような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない
可能性がある。

【００５９】 もし主アンテナ１００から信号入力点３２
までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎから信号
入力点３２−ｎまでのケーブルの長さの差、および信号
発生器３０から信号入力点３２までのケーブルの長さ
と、信号発生器３０から信号入力点３２−ｎまでのケー
ブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延
時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）の係数を計算することができる。

【００６０】 主アンテナ１００から信号入力点３２まで
の信号遅延時間に対する補助アンテナ１−ｎから信号入
力点３２−ｎまでの信号遅延時間の差をΔ_ｎ（時間の次
元）、信号発生器３０から信号入力点３２までの信号遅
延時間に対する信号発生器３０から信号入力点３２−ｎ
までの信号遅延時間の差をδ_ｎ（時間の次元）とする。
主アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れ
がある場合、Δ_ｎあるいはδ_ｎを正の量とする。説明は
おもに周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算
を行う場合について行う。上の２つのケースは異なるの
で、それぞれ説明する。

【００６１】 ［１］主アンテナ・補助アンテナから信号
入力点までに遅延時間差がある場合 １つの補助アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）につ
いて、周波数応答ブロック構成図を示すと図３（ａ）の
ようになる。ここでは簡単のため、周波数応答は等価低
域系で表現する。図３において、Ｂ_０（Ｆ），Ｂ
_ｎ（Ｆ）は信号入力点３２，３２−ｎから位相検波器
４，４−ｎの出力までの周波数応答、Ｈ_ｒｅｆ（Ｆ）は
式（３）と同じである。３６は主アンテナ側に対して補
助アンテナ側の方が信号の遅れがあることを示す遅延素
子である。この場合、観測される位相検波器４，４−ｎ
の出力信号のフーリエ変換Ｃ０（Ｆ），Ｃ_ｎ（Ｆ）とＢ
_０（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）はそれぞれ等しい。

【００６２】 補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した
場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）
は、理想的には式（３４）のようになる。しかし、補助
アンテナ側には補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２
−ｎまでにΔ_ｎの遅延があるから、補償フィルタが本来
持つべき周波数応答Ｅ_ｎ’（Ｆ）は式（３５）のように
なる。式（３４）と式（３５）を比べると、式（３４）
には主アンテナ系の信号の進みが足りないことになる。
これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式
（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の進みを加え
た式（３６）のＨ_{ｒｅ ｆ}’（Ｆ）を用いる。

【数１０】

【００６３】［２］信号発生器から信号入力点までに遅
延時間差がある場合 １つの補助アンテナ番号１−ｎについて、周波数応答ブ
ロック構成図を示すと図３（ｂ）のようになる。３７は
信号発生器３０から信号入力点３２，３２−ｎまでに主
アンテナ側に対して補助アンテナ側の方が信号の遅れが
あることを示す遅延素子である。この場合、補助アンテ
ナ側において、観測される位相検波器４−ｎの出力信号
のフーリエ変換Ｃ_ｎ（Ｆ）と信号入力点３２−ｎから位
相検波器４−ｎの出力までの周波数応答Ｂ_ｎ（Ｆ）は異
なる。つまり、式（３７）のようになる。Ｕ（Ｆ）は信
号発生器３０で発生する信号のフーリエ変換である。

【数１１】

【００６４】補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数を計算した
場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）
は、理想的には式（３８）のようになる。一方、実際に
信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補
償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ”（Ｆ）は式
（３９）のようになる。式（３８）と式（３９）を比べ
ると、式（３８）は主アンテナ側の信号の進みが余分で
ある。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、
式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の遅れを加
えた式（４０）のＨ_ｒｅｆ”（Ｆ）を用いる。

【数１２】

【００６５】［３］主アンテナ・補助アンテナから信号
入力点までと、信号発生器から信号入力点までの両方に
遅延時間差がある場合 主アンテナ１００と補助アンテナ１−ｎから信号入力点
３２，３２−ｎまでの主アンテナ系と補助アンテナ系と
の間の信号遅延時間差、および信号発生器３０から主ア
ンテナ側と補助アンテナ側の信号入力点３２，３２−ｎ
までの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論か
ら、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに式（４１）の
Ｈ_ｒｅｆ’’’（Ｆ）を用いる。

【数１３】

【００６６】［４］時間域で補償フィルタの係数を計算
する場合 式（３７），（４０），（４１）は、遅延器５の遅延時
間ｄサンプルをそれぞれｄ−ｆ_ｓΔ_ｎ，ｄ＋ｆ_ｓδ_ｎ，
ｄ＋ｆ_ｓ（δ_ｎ−Δ_ｎ）サンプルの遅延に置き換えるこ
とに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器
５の代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つ
ディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これら
の遅延をＦＦＴと逆ＦＦＴを介して周波数領域で与えて
もよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器
５に戻しておく。

【００６７】 以上で明らかなように、この実施の形態３
によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ
信号をケーブルを介して入力する場合、主アンテナ１０
０と補助アンテナ１−ｎから信号入力点３２，３２−
ｎ、および信号発生器３０から信号入力点３２，３２−
ｎまでの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波
数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑
圧性能を得ることができる。

【００６８】 実施の形態４．上記実施の形態３では、図
７において信号発生器３０から信号入力点３２，３２−
ｎまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応
する信号遅延時間差がわかるものとしたが、信号発生器
３０から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル
３１，３１−ｎの長さの差を実測できなくても、それら
の長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不
整合を補償することができる。

【００６９】 ここでは、主アンテナ１００から信号入力
点３２までのケーブルの長さと、補助アンテナ１−ｎか
ら信号入力点３２−ｎまでの信号ケーブルの長さがほぼ
等しいか、あるいは、それが計測でき、対応する信号遅
延時間差がわかるものとする。以下、主アンテナ１００
から信号入力点３２までの信号ケーブルの長さと補助ア
ンテナ１−ｎから信号入力点３２−ｎまでのケーブルの
長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長
さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場
合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態
３と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタＥ_ｎ
（ｚ）の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号
等は等価低域系で表現する。また、ｎ＝１，２，…，Ｎ
である。

【００７０】 主アンテナ側の信号入力点３２から位相検
波器４の出力までの周波数特性をＭ _０（Ｆ）、補助アン
テナ側の信号入力点３２−ｎから位相検波器４−ｎの出
力までの周波数特性をＭ_ｎ（Ｆ）とする。また、信号発
生器３０から信号入力点３２までの信号ケーブル３１の
周波数特性をＡ_０（Ｆ）、信号発生器３０から信号入力
点３２−ｎまでの信号ケーブル３１−ｎの周波数特性を
Ａ_ｎ（Ｆ）とする。これをブロック構成図で示すと図４
（ａ）のようになる。

【００７１】 信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力す
る。主アンテナ側の位相検波器４の出力信号のフーリエ
変換をＤ_０（Ｆ）、補助アンテナ側の位相検波器４−ｎ
の出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ（Ｆ）とすると、式
（４２），（４３）のようになる。Ｕ（Ｆ）はｕ（ｋ）
のフーリエ変換である。 Ｄ_０（Ｆ）＝Ａ_０（Ｆ）Ｍ_０（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４２） Ｄ_ｎ（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）Ｍ_ｎ（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （４３）

【００７２】 次に、図５のように、信号ケーブル３１を
信号入力点３２−ｎに接続し、信号ケーブル３１−ｎを
信号入力点３２に接続する。つまり。信号ケーブルのつ
なぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器３０
から信号ｕ（ｋ）を入力したときの主アンテナ側の位相
検波器４の出力信号のフーリエ変換をＤ_０’（Ｆ）、補
助アンテナ側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ
変換をＤ_ｎ’（Ｆ）とすると、式（４４），（４５）の
ようになる。ブロック構成図で示すと図４（ｂ）のよう
になる。なお、信号発生器３０から入力する信号は図４
（ａ）と同じでなくてよい。式（４２），（４３）から
式（４６）を得て、式（４４），（４５）から式（４
７）を得る。なお、図４と図５では、補助アンテナは番
号ｎのみを抜き出している。

【数１４】

【００７３】チャネル間の周波数特性不整合を補償する
場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号
のフーリエ変換Ｄ_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）をそれぞれ式
（２６）のＣ_０（Ｆ）とＣ_ｎ（Ｆ）として用いる。しか
し、それはＡ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）が前提である。ここ
では、Ａ_０（Ｆ）≠Ａ_ｎ（Ｆ）であり、このままではＤ
_０（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）を使えない。これは次のように解
決できる。式（４６），（４７）から式（４８）を得
る。式（４８）左辺はすべて得られる量である。式（４
８）左辺をＱ（Ｆ）とおく（式（４９））と、式（４
６）から式（５０）を得る。

【数１５】

【００７４】式（２６）のＣ_０（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）は、
Ａ_０（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）のときのＭ０（Ｆ）／Ｍ
_ｎ（Ｆ）に等しい。そこで、式（２６）のＣ_０（Ｆ）／
Ｃ_ｎ（Ｆ）の代わりに、すべて計測できる量である式
（５０）左辺を用いれば、信号発生器３０から信号入力
点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３１，３１−ｎの
長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響
を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補
償フィルタの係数を計算することができる。

【００７５】 以上で明らかなように、この実施の形態４
によれば、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ
信号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０
から信号入力点３２，３２−ｎまでの信号ケーブル３
１，３１−ｎの長さの差が実測できなくても、これらの
信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ側の
位相検波器４の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ
側の位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる効果を奏する。

【００７６】 実施の形態５．上記実施の形態２〜４を各
アンテナ素子が対等なアダプティブアレーアンテナに適
用することが可能である。図６はこの発明の実施の形態
５による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図におい
て、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説
明を省略する。５０−１，５０−２，…，５０−ＮはＮ
個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。
各アンテナ素子５０−ｎには受信機２−ｎ，Ａ／Ｄ変換
器３−ｎ，位相検波器４−ｎが順に接続されている。こ
こでは、チャネル間の周波数特性の不整合は、アンテナ
素子５０−１に連なるチャネル番号１を基準とし、他チ
ャネルの周波数特性をチャネル番号１に合わせることに
する。従って、遅延器５は位相検波器４−１に接続さ
れ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）は位相検波器４−２，４−
３，…，４−ｎに接続されている。

【００７７】 遅延器５および補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
（ｎ≠１）の出力には、適応荷重制御手段２５によって
適当な適応アルゴリズムで制御される適応荷重７−１，
７−２，…，７−Ｎが接続されている。各適応荷重７−
ｎの出力信号は加算器８で加算され、荷重加算手段９の
出力信号は干渉波が抑圧された信号となる。適応荷重制
御手段２５は、例えば、荷重加算手段９の出力信号と参
照信号との差信号電力がなるべく小さくなるように適応
荷重７−ｎを制御する。

【００７８】 アンテナ素子５０−１に連なる位相検波器
４−１の出力における周波数特性と、他のアンテナ素子
５０−２，…，５０−Ｎに連なる位相検波器４−２，
…，４−Ｎの出力の周波数特性がなるべく一致するよう
に、あるいは、遅延器５の出力信号と各補償フィルタＥ
_ｎ（ｚ）（ｎ＝２，…，Ｎ）の出力信号との差の電力が
なるべく小さくなるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）で
補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態２
〜４と同様である。図６では外部に設けたアンテナ３５
からＲＦ信号を電波により送信するようにしている。

【００７９】 上記実施の形態２で説明したのと同様に、
チャネル間の周波数特性の不整合補償のために外部から
電波を送信すれば、信号をケーブルで特定箇所に入力し
ないため、信号入力点までの信号遅延の相違を考えずに
済むという利点がある。また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）
の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれ
ば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能と
なる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数絶対値が
非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。

【００８０】 また、上記実施の形態３で説明したのと同
様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信号
をケーブルを介して入力する場合、アンテナ素子５０−
ｎから信号入力点、および信号発生器３０から信号入力
点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考
慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるた
め、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。

【００８１】 さらに、上記実施の形態４で説明したのと
同様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ）の係数計算時にＲＦ信
号をケーブルを介して入力する場合、信号発生器３０か
ら複数の信号入力点までの信号ケーブルの長さの差が実
測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行
う前と後の位相検波器の出力信号のフーリエ変換から、
信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の
周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算
することができる。

【００８２】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、主ア
ンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、
遅延手段の出力信号と複数の補償手段の出力信号の和と
の差の電力が最小になるように、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段
の出力信号の電力が最小になるように、荷重加算手段の
荷重を決定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さ
に相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整
合を補償することができる効果がある。

【００８３】 この発明によれば、主アンテナ及び補助ア
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
と補償手段の出力信号との差の電力が最小になるよう
に、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定する構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違が
ある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償
することができる効果がある。

【００８４】 この発明によれば、主アンテナ及び補助ア
ンテナが所定信号を受信するとき、遅延手段の出力信号
のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一
致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタ
の係数を設定する構成にしたので、各信号ケーブルの長
さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不
整合を補償することができる効果がある。

【００８５】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。

【００８６】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、信号発生器が所定信号を発生してから、そ
の所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００８７】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信してから、そ
の受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００８８】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、主アンテナ及び補助アンテナが信号を受信
してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの
時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィル
タの係数を設定するように構成したので、各信号ケーブ
ルの長さに相違がある場合でも、チャネル間の周波数特
性の不整合を補償することができる効果がある。

【００８９】 この発明によれば、アンテナ素子が所定信
号を受信するとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出
力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構
成するディジタルフィルタの係数を設定する構成にした
ので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チ
ャネル間の周波数特性の不整合を補償することができる
効果がある。

【００９０】 この発明によれば、アンテナ素子が所定信
号を受信するとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと
補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、
補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
る構成にしたので、各信号ケーブルの長さに相違がある
場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償する
ことができる効果がある。

【００９１】 この発明によれば、アンテナ素子が信号を
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号と補償手段の出力信号
との差の電力が最小になるように、補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定する際、信号発生器が
所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に
到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、各信号ケーブルの長さに相違がある場合でも、チャ
ネル間の周波数特性の不整合を補償することができる効
果がある。

【００９２】 この発明によれば、アンテナ素子が信号を
受信する代わりに、所定の信号入力点から所定信号を入
力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手
段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が
信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段
を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように
構成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合
でも、チャネル間の周波数特性の不整合を補償すること
ができる効果がある。

【００９３】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号と補償手
段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手
段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する際、
アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信
号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を
構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構
成したので、各信号ケーブルの長さに相違がある場合で
も、チャネル間の周波数特性の不整合を補償することが
できる効果がある。

【００９４】 この発明によれば、所定の信号入力点から
所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペク
トルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよ
うに、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を
設定する際、アンテナ素子が信号を受信してから、その
受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
て、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設
定するように構成したので、各信号ケーブルの長さに相
違がある場合でも、チャネル間の周波数特性の不整合を
補償することができる効果がある。

【００９５】 この発明によれば、遅延手段の出力信号の
スペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の
重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値
分解もしくは特異値分解を利用して補償手段を構成する
ディジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタ
の係数を設定することができるとともに、その係数の絶
対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効
果がある。

【００９６】この発明によれば、補償手段の補償帯域幅
が荷重加算手段でのサンプリング周波数より狭くなるよ
うに設定し、この補償帯域幅にて補償手段を構成するデ
ィジタルフィルタの係数を設定するように構成したの
で、±０．５ｆ_ｓ近傍で不連続な周波数特性不整合があ
っても良好な干渉波抑圧を得ることができる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態２による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図３】 遅延時間差がある場合の周波数応答を示すブ
ロック構成図である。

【図４】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブ
ルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロッ
ク構成図である。

【図５】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブ
ルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成
図である。

【図６】 この発明の実施の形態５による干渉波抑圧装
置を示す構成図である。

【図７】 従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。

【図８】 係数を適応的に制御するタップ付き遅延線回
路を用いた従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。

【図９】 タップ付き遅延線回路の内部を示す構成図で
ある。

【符号の説明】 １−１，…，１−Ｎ 補助アンテナ、２ 受信機（第１
の変換手段）、２−１，…，２−Ｎ 受信機（第２の変
換手段）、３ Ａ／Ｄ変換機（第１の変換手段）、３−
１，…，３−Ｎ Ａ／Ｄ変換機（第２の変換手段）、４
位相検波器（第１の変換手段）、４−１，…，４−Ｎ
位相検波器（第２の変換手段）、５遅延器（遅延手
段）、６−１，…，６−Ｎ 補償フィルタ（補償手
段）、７−１，…，７−Ｎ 適応荷重、８ 加算器、９
荷重加算手段、１０ 減算器（減算手段）、２１，２
２ 補償フィルタ係数設定手段（係数設定手段）、２５
適応荷重制御手段（係数設定手段）、３０ 信号発生
器、３１，３１−１，３１−２，…，３１−Ｎ 信号ケ
ーブル、３２，３２−１，３２−２，…，３２−Ｎ 信
号入力点、３５ 外部アンテナ（信号送信手段）、３
６，３７ 遅延素子、５０−１，…，５０−Ｎ アンテ
ナ素子、１００ 主アンテナ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K052 AA01 BB02 DD03 EE26 EE40 FF29 FF32 FF33 FF34 GG13 GG19 5K059 CC04 DD32 DD35 DD39

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主アンテナにより受信された干渉波信号
   を同相・直交信号に変換する第１の変換手段と、上記第
   １の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する
   遅延手段と、複数の補助アンテナにより受信された干渉
   波信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の第２
   の変換手段と、上記複数の第２の変換手段から出力され
   た同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数
   の補償手段と、上記複数の補償手段の出力信号を重み付
   け加算する荷重加算手段と、上記遅延手段の出力信号か
   ら上記荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段と、
   上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手段の出力信
   号の和との差の電力が最小になるように、上記補償手段
   を構成するディジタルフィルタの係数を設定するととも
   に、上記減算手段の出力信号の電力が最小になるよう
   に、上記荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段と
   を備えた干渉波抑圧装置。
2. 【請求項２】 所定信号を無線送信する信号送信手段
   と、主アンテナにより受信された所定信号を同相・直交
   信号に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段
   から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、
   複数の補助アンテナにより受信された所定信号をそれぞ
   れ同相・直交信号に変換する複数の第２の変換手段と、
   上記複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信
   号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、
   上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重
   加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算
   手段の出力信号を減算する減算手段と、上記遅延手段の
   出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力が最小
   になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィ
   ルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑
   圧装置。
3. 【請求項３】 所定信号を無線送信する信号送信手段
   と、主アンテナにより受信された所定信号を同相・直交
   信号に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段
   から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、
   複数の補助アンテナにより受信された所定信号をそれぞ
   れ同相・直交信号に変換する複数の第２の変換手段と、
   上記複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信
   号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、
   上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重
   加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算
   手段の出力信号を減算する減算手段と、上記遅延手段の
   出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号のスペ
   クトルとが一致するように、上記補償手段を構成するデ
   ィジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備
   えた干渉波抑圧装置。
4. 【請求項４】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
   に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から
   出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
   の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
   変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変
   換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
   れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
   の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
   延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
   算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
   力したとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の
   出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手
   段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
   設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数
   設定手段は信号発生器が所定信号を発生してから、その
   所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮し
   て、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
   を設定することを特徴とする干渉波抑圧装置。
5. 【請求項５】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
   に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から
   出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
   の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
   変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変
   換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
   れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
   の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
   延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
   算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
   力したとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上
   記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよう
   に、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
   を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置にお
   いて、上記係数設定手段は信号発生器が所定信号を発生
   してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの
   時間を考慮して、上記補償手段を構成するディジタルフ
   ィルタの係数を設定することを特徴とする干渉波抑圧装
   置。
6. 【請求項６】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
   に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から
   出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
   の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
   変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変
   換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
   れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
   の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
   延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
   算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
   力したとき、上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の
   出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手
   段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
   設定手段とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数
   設定手段は上記主アンテナ及び上記補助アンテナが信号
   を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達する
   までの時間を考慮して、上記補償手段を構成するディジ
   タルフィルタの係数を設定することを特徴とする干渉波
   抑圧装置。
7. 【請求項７】 主アンテナの受信信号を同相・直交信号
   に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から
   出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数
   の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に
   変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変
   換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそ
   れぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段
   の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅
   延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減
   算する減算手段と、所定の信号入力点から所定信号を入
   力したとき、上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上
   記補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するよう
   に、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数
   を設定する係数設定手段とを備えた干渉波抑圧装置にお
   いて、上記係数設定手段は上記主アンテナ及び上記補助
   アンテナが信号を受信してから、その受信信号が信号入
   力点に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を
   構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特
   徴とする干渉波抑圧装置。
8. 【請求項８】 所定信号を無線送信する信号送信手段
   と、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子によ
   り受信された所定信号をそれぞれ同相・直交信号に変換
   する複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準
   チャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号
   を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準
   チャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された
   同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の
   補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償
   手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、
   上記遅延手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との
   差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成する
   ディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを
   備えた干渉波抑圧装置。
9. 【請求項９】 所定信号を無線送信する信号送信手段
   と、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子によ
   り受信された所定信号をそれぞれ同相・直交信号に変換
   する複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準
   チャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号
   を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準
   チャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された
   同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の
   補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償
   手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、
   上記遅延手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の
   出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手
   段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数
   設定手段とを備えた干渉波抑圧装置。
10. 【請求項１０】 アレーアンテナを構成する複数のアン
    テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
    る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
    遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
    相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
    償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
    段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
    定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
    手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力
    が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタ
    ルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干
    渉波抑圧装置において、上記係数設定手段は信号発生器
    が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点
    に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を構成
    するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴と
    する干渉波抑圧装置。
11. 【請求項１１】 アレーアンテナを構成する複数のアン
    テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
    る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
    遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
    相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
    償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
    段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
    定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
    手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号
    のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成
    するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段
    とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数設定手段
    は信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号
    が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、上記補
    償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する
    ことを特徴とする干渉波抑圧装置。
12. 【請求項１２】 アレーアンテナを構成する複数のアン
    テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
    る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
    遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
    相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
    償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
    段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
    定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
    手段の出力信号と上記補償手段の出力信号との差の電力
    が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタ
    ルフィルタの係数を設定する係数設定手段とを備えた干
    渉波抑圧装置において、上記係数設定手段は上記アンテ
    ナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力
    点に到達するまでの時間を考慮して、上記補償手段を構
    成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴
    とする干渉波抑圧装置。
13. 【請求項１３】 アレーアンテナを構成する複数のアン
    テナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換す
    る複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を
    遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チ
    ャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同
    相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補
    償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手
    段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段と、所
    定の信号入力点から所定信号を入力したとき、上記遅延
    手段の出力信号のスペクトルと上記補償手段の出力信号
    のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成
    するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段
    とを備えた干渉波抑圧装置において、上記係数設定手段
    は上記アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信
    号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、上記
    補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定す
    ることを特徴とする干渉波抑圧装置。
14. 【請求項１４】 係数設定手段は、遅延手段の出力信号
    のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差
    の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有
    値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構
    成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴
    とする請求項３、請求項５、請求項７、請求項９、請求
    項１１または請求項１３記載の干渉波抑圧装置。