JP5110750B2 - Drive circuit for vibration actuator - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は画像形成装置の駆動部等に用いられる振動型アクチュエータの駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
振動型アクチュエータは、振動減衰性の少ない金属等の弾性体に電気−機械エネルギー変換素子としての圧電素子を接着して形成された振動体、あるいは弾性体間に圧電素子を挟持して形成された振動体を基本的構成として有している。そして、前記圧電素子に駆動回路から周波信号としての駆動信号を印加し、前記振動体の共振周波数付近での駆動により、前記振動体に加圧接触する接触体と、前記振動体とを相対駆動する。
【０００３】
上記した弾性体に圧電素子を接着するタイプの振動体としては、例えばリング状または円盤状の弾性体の片面側に、通常圧電素子を複数配し、何組かの圧電素子を適当に組み合わせ（これを相と呼ぶ）、この相を複数設け、これらの複数の相に時間的な位相をずらして駆動信号を印加して夫々定在波を形成し、これらの複数の定在波の合成により、振動体に進行波を起こし、前記圧電素子の接着面とは反対面に加圧接触している接触体、例えば移動体を駆動している。
【０００４】
従来、振動型アクチュエータの駆動回路は、特開平8-33364号公報の図4、7、8、9、10、11や、特開平9-271174号公報の図１、および特開平11-178364号公報の図３に示されるように、スイッチング回路、トランス、パルス発生回路、直流電源から構成され、いずれの回路もスイッチング回路によって直流電源からトランスに流す電流を駆動周波数でON/OFFすることによって、トランスの二次側に比較的大きな交流駆動信号を発生させる回路である。
【０００５】
このような回路では相の数だけスイッチング回路、トランス、パルス発生回路が必要である。例えば、2相駆動振動型アクチュエータの駆動回路は図１７に示すような回路であるが、４相駆動型の振動型アクチュエータの駆動回路は図１８のようになり、かなり大規模になってしまう。
【０００６】
図１７、図１８において、501〜506はトランスを示し、550〜573はMOSFET、510〜515は振動型アクチュエータの駆動相、530、531は電源を示す。また、図１７、１８ではパルス発生回路は省略している。実際にはMOSFETのゲートはすべてパルス発生回路に接続され、トランスの一次側のコイルに流れる電流の方向が駆動周波数で切り替わるように駆動信号が入るようになっている。
【０００７】
図１７に示す2相駆動振動型アクチュエータの駆動回路において、振動型アクチュエータの振動体を例えばリング状の弾性体の片面に圧電素子を接合したタイプとし、両相に波長λの定在波を複数波数形成する場合、前記リング状の圧電素子に対して1/2λ（半波長）の間隔で分極方向を異極とする領域を複数形成し、これを一方の相510とし、この一方の相510に対して例えば1/4λの間隔を有して同様に半波長の間隔で分極方向を異極とする領域を複数形成したものを他方の相511とすると、一方の相510と他方の相511とに時間的に位相のずれを有する交番信号である交流電圧を印加する。なお、各相を構成する半波長ごとの異極の分極領域を形成する隣り合う電極には互いに同位相の交流電圧が印加される。
【０００８】
そして、MOSFET550〜553により前記一方の相510用のスイッチング回路を構成し、またMOSFET554〜557により前記他方の相511用のスイッチング回路を構成しており、不図示のパルス発生回路から前記両方のスイッチング回路における各MOSFETにそれぞれ駆動周波数に応じた所定タイミングのパルス波形のパルス信号が出力され、トランス501、502により昇圧されて波形整形された交流電圧がそれぞれ各相510、511に印加される。
【０００９】
一方、図１８に示す４相駆動振動型アクチュエータの駆動回路においては、振動型アクチュエータの振動体を例えばリング状の弾性体の片面に圧電素子を接合したタイプとし、両相に波長λの定在波を複数波数形成する場合、前記リング状の圧電素子に対して1/4λの間隔で分極方向を同極とする領域を全周にわたり電極により形成し、前記電極のうち、一つおきの電極（半波長の間隔を有する）を一方の相とし、他の一つおきの電極（半波長の間隔を有し、結果として前記一方の相とは1/4λの間隔を有する）を他方の相とし、さらに前記一方の相を構成する隣接する電極については位相の反転した交流電圧を印加するようにしており、これを＋側の相512と、−側の相513とする。同様に、他方の相においても各領域を形成する隣接する電極については位相の反転した交流電圧を印加するようにしており、これを＋側の相514と、−側の相515としている。
【００１０】
そして、MOSFET558〜561、MOSFET562〜565、MOSFET566〜569、MOSFET570〜573により夫々スイッチング回路を構成し、不図示のパルス発生回路から前記４つのスイッチング回路における各MOSFETにそれぞれ駆動周波数に応じた所定タイミングのパルス波形のパルス信号が出力され、トランス503、504、505、506により昇圧されて波形整形された交流電圧がそれぞれ各相512、513、514、515に印加される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来の振動型駆動回路では、パルス発生回路と、各相それぞれにトランス、スイッチング回路が必要であり、特に４相駆動振動型アクチュエータのような多相のアクチュエータではコストおよびスペース的に不利である。
【００１２】
また、相の数が多いと駆動回路を構成する各素子のばらつきにより出力電圧がばらついて、アクチュエータの特性や寿命に影響を及ぼすおそれがある。
【００１３】
本発明は以上の事情に鑑みて、部品点数を増やすことなく安価で省スペースな回路によって４相駆動振動型アクチュエータを駆動する回路を提供し、また特別な調整をすることなく相間の出力電圧のばらつきの少ない駆動回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
振動体に設けられた４相の駆動相からなる電気−機械エネルギー変換素子に、互いに時間的な位相差を有する４相の交流信号を印加することにより、一方の２相の駆動相で形成される定在波と、他方の２相の駆動相で形成される定在波を合成して進行波を形成する４相駆動の振動型アクチュエータの駆動回路において、
前記電気−機械エネルギー変換素子の一方の面には前記一方の２相の駆動相の駆動電極及び前記他方の２相の駆動相の駆動電極が、夫々前記定在波の波長の４分の１波長の間隔で複数設けられており、
前記電気−機械エネルギー変換素子の他方の面には共通電極が設けられており、
駆動周波数に応じたパルスを発生するパルス発生手段と、
夫々１つのトランスを構成する第１のトランスおよび第２のトランスと、
前記パルス発生手段からのパルスによりスイッチング素子が制御されて前記第１のトランスに交流電圧を出力させる第１のスイッチング回路と、
前記パルス発生手段からのパルスによりスイッチング素子が制御されて第２のトランスに交流電圧を出力させる第２のスイッチング回路とを有し、
前記一方の２相の駆動相の駆動電極は、前記１つのトランスを構成する第１のトランスの二次側の両端の端子に夫々接続され、
前記他方の２相の駆動相の駆動電極は、前記１つのトランスを構成する第２のトランスの二次側の両端の端子に夫々接続され、
前記パルス発生手段は前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路に位相差を持たせたパルスを出力することを特徴とする。
【００１５】
すなわち、空間にアクチュエータの共振振動の波長の４分の一波長おきに配置されたA+、B+、A-、B-の４相の圧電素子に対して、時間的な位相がそれぞれ0°、90°、180°、270°または0°、-90°、180°、-270°の交流信号を印加して駆動する４相駆動振動型アクチュエータを駆動する駆動回路において、2組のトランス、スイッチング回路、パルス発生回路および直流電源からなり、各トランス、スイッチング回路、およびパルス回路の組でそれぞれ１８０°ずれた２相分を駆動する。
【００１６】
第２の発明は、上記第１の発明で、前記第１および第２のトランスの一次側は、夫々前記第１および前記第２のスイッチング回路に接続され、前記第１および第２のトランスの二次側には接地されたセンタータップが設けられていることを特徴とする。
【００１７】
第３の発明は、上記第１または第２の発明で、前記第１および第２のスイッチング回路は、複数のスイッチング素子でブリッジ回路に構成され、前記第１および第２のトランスの一次側のコイルに電流を流す方向を駆動周波数で交互に切り替えることによって前記第１および第２のトランスに夫々２相分の交流信号を発生させることを特徴とする。
【００１８】
第４の発明は、上記第１または第２の発明で、前記第１および第２のトランスは、夫々一次側の巻き線に直流電源に接続されたセンタータップが設けられ、前記第１のスイッチング回路は一対の前記スイッチング素子を備え、前記第１のトランスの一次側の両端に夫々前記スイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング回路は一対の前記スイッチング素子を備え、前記第２のトランスの一次側の両端に夫々前記スイッチング素子を接続し、前記第１および第２のスイッチング回路における一対の前記スイッチング素子に互いに時間的に１８０°ずれたパルスを供給することによって、前記第１および第２のトランスにそれぞれ２相分の交流信号を発生させることを特徴とする。
【００１９】
第５の発明は、上記第１および第２の発明で、前記第１および第２のトランスは、夫々一次側の巻き線に直流電源に接続されたセンタータップが設けられ、前記第１のスイッチング回路はダイオードを備え、前記第１のトランスの一次側の片端に前記スイッチング素子を接続すると共に他端に前記ダイオードを接続し、前記第２のスイッチング回路はダイオードを備え、前記第２のトランスの一次側の片端に前記スイッチング素子を接続すると共に他端に前記ダイオードを接続し、前記第１および第２のスイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動することによって、前記第１および前記第２のトランスに夫々２相分の交流信号を発生させることを特徴とする。
【００２０】
第６の発明は、上記第１または第２の発明で、前記第１および第２のトランスの一次側の巻き線の片端を直流電源に接続すると共に他端を夫々前記第１および第２のスイッチング回路の前記スイッチング素子に接続し、前記第１および第２のスイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動することによって、前記第１および前記第２のトランスに夫々２相分の交流信号を発生させることを特徴とする。
【００２１】
第７の発明は、上記第２の発明で、前記第１および第２のトランスは、該トランスの二次側の巻き線における前記センタータップから前記両端の一方の端子までの第１のコイルと、前記センタータップから前記両端の他方の端子までの第２のコイルとからなり、前記第１のコイルと前記トランスの一次側のコイルとの結合係数と、前記第２のコイルと前記トランスの一次側のコイルとの結合係数とが揃い、前記第１のコイルのインダクタンス値と前記第２のコイルのインダクタンス値が揃っていることを特徴とする。
【００２２】
第８の発明は、上記第７の発明で、前記第１および前記第２のトランスは、二次側の巻き線が、壁部で仕切られたスペースに前記第１のコイルおよび前記第２のコイルのいずれか一方が内側、他方が外側となるように積層状に巻かれて構成され、前記第１のコイルのインダクタンス値と前記第２のコイルのインダクタンス値を揃えるために内側のコイルと外側のコイルの巻き線数が異なることを特徴とする。
【００２３】
第９の発明は、上記第７の発明で、前記第１および第２のトランスは、前記第１のコイルと前記第２のコイルとがバイファイラ巻きによって巻かれていることを特徴とする。
【００２４】
第１０の発明は、前記第１および第２のトランスの一次側は夫々前記第１および前記第２のスイッチング回路に接続され、
前記第１のトランスの二次側には前記一方の２相の駆動相の駆動電極が接続され、
前記第２のトランスの二次側には前記他方の２相の駆動相の駆動電極が接続され、
前記一方の２相の駆動相の共通電極と、前記他方の２相の駆動相の共通電極とが接続されていることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
まず、４相駆動振動型アクチュエータについて説明する。本実施の形態における振動体は、図１３に示すように、円環形状に形成された金属製の弾性体101に、曲げ振動によって生じる周方向の変位を拡大する目的で、放射方向に延びる変位拡大用の溝104が周方向に沿って等間隔に複数形成されている。弾性体101の前記溝104が形成されている面と反対側の面には、円環状の圧電素子102が接着剤、ろう付けなどの接合方法により固着されている。
【００２６】
図１４は本実施形態の圧電素子102の電極、および分極パターンを示す。図１４（ａ）はパターン電極面、図１４（ｂ）は裏面の共通電極面を示す。共通電極面が弾性体101に固着され、共通電極103-2が、弾性体101と電気的に導通している。
【００２７】
図１４（ａ）に示した電極103-1、および分極パターンについて説明する。本実施の形態の振動体は、圧電素子の周方向の伸縮によって、定在波の波長をλとすると、１周に７つの曲げ変形を起こす振動モード（７λ）を用いるもので、分極処理方向（分極パターン）を全て同極として１つの電極をλ/４の間隔で形成している。
【００２８】
図１５（ａ）はＡ相定在波駆動時のＡ相駆動電極と、節の位置を示す。図１５（ｂ）はＢ相定在波駆動時のＢ相駆動電極と、節の位置を示す。
【００２９】
図１５（ａ）において、（Ａ＋）、（Ａ−）の記号で示した領域がＡ相駆動電極であって、（Ａ＋）電極と、（Ａ−）電極には、互いに逆位相の交番電圧が印加される。なお、破線は、Ａ相の定在波駆動時の節の位置を示す。
【００３０】
Ａ相パターン電極は、Ａ相の振動モードを励起するために、振動振幅が極大となる腹の位置に、各半波長（λ／２）あたりに１つずつ１４個所において均等に配置されている。
【００３１】
図１５（ｂ）に示したＢ相パターンは、Ａ相と位置的位相が４分の１波長（λ／４）ずれた位置で７次の振動モードを励起させるため、Ａ相パターンとλ／４ずれた位置で、λ／２のピッチで均等に配置される。
【００３２】
Ａ相パターン、Ｂ相パターンを同じ円周上に配置するため、Ａ相、Ｂ相の各パターン電極は、λ／４の角度長を持つ、扇形の形状としている。
【００３３】
Ａ、Ｂ相の各パターン電極は、図中（＋）の記号で示すように、すべてが厚み方向に同じ極性に分極されている。
【００３４】
図１６は、本実施の形態の圧電素子２への給電方法を示す。電圧印加のためのフレキシブルプリント基板107を圧電素子102に接着剤などで貼りつけている。フレキシブルプリント基板107の給電電極は、それぞれ（Ａ＋）、（Ａ−）、（Ｂ＋）、（Ｂ−）の４つの電極に分けられ、波長λのピッチで設けられた電極露出部であるランド１０７−１が、圧電素子のパターン電極を波長λのピッチでそれぞれ短絡している。
【００３５】
本実施の形態の振動体の駆動は、（Ａ＋）と（Ａ−）電極間、および、（Ｂ＋）と（Ｂ−）電極間に互いに時間的位相が９０°ずれた交番電圧を印加する。
【００３６】
また、圧電素子の固着面の共通電極を挟んで（Ａ＋）と（Ａ−）の圧電素子が直列に接続されるため、素子上で同極性に分極された分極領域が電気的には逆に接続され、（Ａ＋）と（Ａ−）に接続された各分極領域は、互いに逆位相の伸縮力を発生することとなる。
【００３７】
こうして、Ａ、Ｂの各相の定在波が、位置的位相差λ／４、および時間的位相差９０°をもって励起され、両定在波の合成により進行性の振動波が励起されることになる。
【００３８】
４相駆動振動型アクチュエータでは、分極方向が均一で振動体を構成する環状の弾性体の全周に圧電素子を均等に配置しているため、合成振動振幅の分布は共に全周に渡って均一にすることができるという特徴を有する。
【００３９】
このような４相駆動振動型アクチュエータの駆動回路の本発明の一実施の形態の構成を示したのが図１である。
【００４０】
ここで、１は直流電源、２〜9はMOSFET、10、11はトランス、12〜15は振動型アクチュエータの駆動相を示している。
【００４１】
MOSFET２〜５を図示のごとく接続することにより第１のスイッチング回路を構成し、またMOSFET６〜９を図示のごとく接続することにより第２のスイッチング回路を構成している。そして、前記第１のスイッチング回路は第１のトランス１０の一次側に接続され、また前記第２のスイッチング回路は第２のトランス１１の一次側に接続されている。
【００４２】
駆動相12は図１５に示す電極（A+）に相当し、駆動相13は図１５に示す電極（B+）に相当し、駆動相14は図１５に示す電極（A-）に相当し、駆動相15は図１５に示す電極（B-）に相当する。
【００４３】
したがって、駆動相12、13、14、15は振動型アクチュエータの環状の弾性体上に順に0°、90°、180°、270°の位相差で配置される。
【００４４】
また、第１のトランス１０および第２のトランス１１の二次側には、インダクタンス上の中点（センタータップと呼ぶ）が設けられており、このセンタータップを接地している。そして、第１のトランス１０および第２のトランス１１のインダクタンスは駆動相の静電容量とインピーダンスマッチングするように調整されている。
【００４５】
なお、このセンタータップはインダクタンスの中点であり、必ずしも巻き線の中点でない。
【００４６】
一方、第１のトランス１０の二次側の両端には（A+）電極に相当する０°位置の駆動相１２と（A-）電極に相当する１８０°位置の駆動相１４が接続され、また第２のトランス１１の二次側の両端には、（B+）電極に相当する９０°位置の駆動相１３と（B-）電極に相当２７０°位置の駆動相１５とが接続されている。
【００４７】
すなわち、第１及び第２のトランス１０、１１の二次側の両端には、夫々空間的に１８0°ずれた駆動相12，14と、駆動相13，15が接続されている。
【００４８】
また、トランスの二次側の両端における交番信号の波形は、１８０°の反転した波形が出力され、センタータップ付トランスとすることで該二次側両端の波形のずれを少なくすることができる。
【００４９】
トランス１０、１１の一次側はMOSFETで構成された第１、第２のスイッチング回路のフルブリッジに接続されており、MOSFET2〜5で構成される第１のスイッチング回路と、MOSFET6〜9によって構成される第２のスイッチング回路とは不図示の９０°位相器によって互いに９０°の位相差を有して駆動される。
【００５０】
なお、ここではスイッチング素子としてMOSFETを示したが、バイポーラトランジスタなどの他の半導体素子や制御可能な機械接点を用いても同様の構成が可能である。
【００５１】
図２は第１の実施の形態の動作を示した図である。AからHまでは不図示のパルス発生回路の発生する駆動パルスである。FET2、3、6、7はPチャンネルであるのでロジックレベルがローのときにFETが導通する。またFET4、5、8、9はNチャンネルなのでロジックレベルがハイのときにFETが導通する。パルスA〜DとE〜Hは相互の位相差が９０°に調整されている。
【００５２】
今、パルスA、DによってMOSFET２、５がONすると、図１に示す第１のトランス10の一次側に上から下に電流が流れる。また、パルスC、BによってFET３、４がONすると、第１のトランス10の一次側に下から上に電流が流れる。この動作を振動体の駆動周波数で繰り返すことによって、第１のトランス１０の二次側に駆動信号を発生させている。
【００５３】
このとき、第１のトランス１０のインダクタンスと圧電素子の静電容量がインピーダンスマッチングされているため、第１のトランス１０の二次側の両端の端子に昇圧された正弦波状の電圧が発生する。
【００５４】
その際、第１のトランス１０の二次側にはインダクタンスの中点にセンタータップが設けてあり接地されているので、トランスの二次側の両端にはグランドに対して対称な図２のI、Jの波形の電圧が発生する。
【００５５】
同様にしてMOSFET６〜９で構成される第２のスイッチング回路と第２のトランス11からなる回路に、パルスE〜Hを加えることによって、第２のトランス11の二次側の両端にグランドに対して対称な昇圧された2相の電圧K、Lを発生させることが出来る。
【００５６】
このとき、パルスA〜DとパルスE〜Hは相互の位相差が９０°に調整されているため、結果として図１の回路において、例えば第１のトランス１０の二次側から0°と180°、第２のトランス１１の二次側から90°と270°の駆動信号を発生させることが出来る。
【００５７】
そして、第１のトランス10はアクチュエータの（Ａ＋）、（Ａ−）電極１２と１４、第２のトランス11の両端は（Ｂ＋）、（Ｂ−）電極１３と１５に接続され、前述したような進行波を振動体上に励振する。このとき、振動体に圧接された移動体が進行波の方向と逆方向に駆動される。
【００５８】
また、図２の場合と逆方向に駆動する場合は、パルスＡ〜ＤとＥ〜Ｈの相互の位相差を−９０°とすればよい。この構成によれば従来の図１８の回路と比較してＦＥＴを８個、トランスを２個削減することができ、ローコスト化、省スペース化が可能となる。
【００５９】
図３(a)は本実施の形態のトランスの一例を示す断面図で、１６は一次側コイル、１７、１８は二次側のコイル（第１のコイル、第２のコイル）である。発生する電圧が高電圧の場合、相間の分離をしなければならない。
【００６０】
このとき、例えば図３(b)のような分離構成とすると、一次側のコイル16と二次側の内側のコイル17の結合係数とコイル16と18の結合係数が大きく異なるため電圧にアンバランスが生じてしまう。こうなるとモータの性能に悪影響を及ぼすばかりでなく、異常な磨耗の原因になるおそれがある。
【００６１】
図3(a)のように壁部であるパーティションで仕切られたスペース内に、コイル１８の外周にコイル１７が積層巻きされた構成では、一次側のコイル１６に対して二次側のコイル１７と１８は略対称であるので、そのようなアンバランスは非常に小さい。ただし、内側のコイル１８と外側のコイル１７では同じ巻き線数にするとインダクタンス値が異なった値になってしまうため、インダクタンス値を揃えるために巻き数を内と外で変える。
【００６２】
したがって、ここでのセンタータップは巻き線の真中ではなく、インダクタンス値の中点となる。なお、巻き線の耐圧等が問題にならない場合には、図４のように2本まとめて巻くバイファイラ巻きによって二次側の2つのコイル17、18およびセンタータップを作るのも良い方法である。
【００６３】
この場合、対称性が非常に良好となるため、2つの相の間の電圧は良く揃ったものとなり、前述したようなアンバランスによる不具合を防ぐことができる。
【００６４】
また、図5に示すように、ロータリーエンコーダー２４からのパルスを速度カウンタ２５で検出して速度を検出する速度検出手段からの速度情報を制御回路２０に出力し、速度指令発生装置１９からの速度指令と、前記速度情報とを比較して前記速度指令の値となるように適当な制御ゲインを掛けて、パルス発生回路２１に対して駆動パルスの周波数、パルス幅などにフィードバックし、図１に示す回路にパルスを通電して第１、第２のトランスから０°，１８０°，９０°，２７０°の位相ずれを有した交流電圧を4相駆動振動型アクチュエータ２３の各相に印加する構成も可能である。
【００６５】
ここで、速度指令発生装置１９とはマイクロコンピュータなどのシステムを制御している装置で、制御対象の目的に応じた速度指令を発生する。また図では速度を示したが、位置、トルク、出力等をフィードバックする構成も同様にして構成可能である。
【００６６】
（第２の実施の形態）
図６は本発明における第２の実施の形態を示す回路図である。また、図７は図６の回路に対応する従来の回路である。ここで、26、43はDC電源、27〜34、44〜47はＮチャンネルのMOSFET、35〜38、48、49はトランスであり、39、40、41、42および50、51、52、53はそれぞれ4相駆動振動型アクチュエータのA+相、B+相、A-相、B-相を示す。
【００６７】
また、パルス発生回路は図１等と同様にして不図示とした。この型の回路はMOSFETがすべてNチャンネルで構成されるため、図１に示すブリッジ型のスイッチング回路と比較してプリドライバが簡単で、またスイッチング素子の数が少なくて済むという特徴を有する。
【００６８】
図６に示す本実施の形態における第１のトランス４８及び第２のトランス４９は一次側、二次側にそれぞれセンタータップを持ち、各センタータップは一次側は直流電源、二次側はグランドに接続されている。なお、このセンタータップはインダクタンスの中点であり、必ずしも巻きの中心でなくとも良い。
【００６９】
第１のトランス48の二次側の両端は振動型アクチュエータのA+相およびA-相に、第２のトランス49の二次側の両端は振動型アクチュエータのB+相およびB-相に接続されている。また、図８は図６の回路の動作を示す図である。
【００７０】
第１、第２のトランス48、49の一次側はMOSFET44〜47をパルスM〜Pによって上下のコイルに電流を流すプッシュプル方式で駆動される。
【００７１】
この結果、第１及び第２のトランス４８,４９の二次側の両端には昇圧された交流電圧が生じる。このとき、二次側のセンタータップが接地されているため、二次側の両端にはグランドに対して対称な交流電圧、すなわち180°の位相差を持った電圧が発生する。
【００７２】
本実施の形態では、パルスM、NとO、Pは90°の位相差を持たせてあるため、第１、第２のトランス48、49の両端に発生する電圧の位相差も90°となり、その結果グランドに対して図６の回路で0°、90°、180°、270°の４相の駆動電圧を発生させることができる。
【００７３】
なお、この実施の形態でも第１の実施の形態と同様にしてセンタータップを作るためにトランスを積層巻きまたはバイファイラ巻きとするのが望ましい。また、図５のように速度信号や位置信号をフィードバックする構成も可能である。図７の従来の回路の詳しい動作説明は省略するが、4つのトランスおよびスイッチング回路で４相の電圧を発生している。これと比較して図６の回路によればFETおよびトランスの個数を半分にすることができる。
【００７４】
（第３の実施の形態）図９は本発明における第３の実施の形態を示す回路図である。この回路は図６の回路のうちMOSFET2つをダイオード５５、５７に置き換えたものである。他の構成は図６と同じである。
【００７５】
動作波形を図10に示す。90°位相差のパルスU、VによってＮチャンネルのMOSFET56、58をON、OFFする。MOSFETをOFFすると、トランスのインダクタンス成分によってFETのドレインに誘導電圧が発生する。これをリセットするのがダイオードおよびトランスのダイオード側の巻き線である。ダイオード側の巻き線はバイファイラ巻き等によってFET側の巻き線と高い結合係数を持つように巻かれている。
【００７６】
ここでFETのOFFによって誘導起電力が発生すると、それと対称なダイオードのカソードには逆極性の起電力が発生し、ダイオードがONしてトランスの一次側巻き線を介してエネルギーを電源コンデンサ65に回生する。この結果FETに掛かる誘導電圧が抑えられる。
【００７７】
二次側に発生する電圧はセンタータップが接地されているため、第１、第２の実施の形態と同様に、180°位相差の2相の交流電圧となる。このためトランス１個で2相分を駆動することが可能である。この回路では第２の実施の形態の回路と比較してスイッチング素子の数がさらに半分にできるため、ローコスト省スペースが可能である。
【００７８】
（第４の実施の形態）
図11は本発明における第4の実施の形態を示す図である。また、図12は図１１に示す第4の実施の形態をよりシンプルにした回路図で、図１２の回路では少し波形が歪んで効率は劣るけれども、上記した第１〜第３の各実施の形態と比較して最もローコスト、省スペースなのがこの回路である。
【００７９】
トランスの一次側は単層巻きで、二次側は第１〜第３の実施の形態と同様である。トランスの一次側は片側が直流電源６６につながり、他方はスイッチング素子（MOSFET）に接続される。
【００８０】
動作波形は図10と同様である。
【００８１】
すなわち、90°位相差のU、Vの2相のパルスで駆動されトランスの二次側には図11、12で上から順に0°、180°、90°、270°の昇圧された駆動電圧が発生する。ここで、図11で抵抗67、コンデンサ68、ダイオード69および抵抗71、コンデンサ72、ダイオード73からなる回路はスナバ回路と呼ばれる回路である。MOSFETのOFF動作によってドレインに誘導起電力による誘導電圧が発生するが、この回路によって誘導エネルギーを吸収し、抵抗で消費することによって高圧が発生するのを防いでいる。なおFETの耐圧が十分にあるときは、このスナバ回路を省略して図12のようによりシンプルな回路を構成することも可能である。
【００８２】
（第５の実施の形態）
図19は本発明における第５の実施の形態を示す図である。MOSFETからなるスイッチング素子602〜609の駆動パルスは図１の回路と同様である。トランス610、611は1次側、2次側ともセンタータップがないものを用いており、トランス610、611の二次側両端に空間的に180°の位相差にあるアクチュエータの片方の駆動電極（相）612、613、614、615が接続されている。
【００８３】
また、各相612、613、614、615の他方の電極は、互いに接続されている。この回路の駆動波形は図２と同様になる。但し、この回路の場合アクチュエータに印加される電圧はグランド基準でなく、電極間電圧である。なお、アクチュエータの共通電極を接地または適当な電位に保つようにしても駆動可能である。この回路の利点として駆動に必要な信号線を1本減らすことができる。またトランスもタップを省略できるので小型化、ローコスト化が可能となる。なおスイッチング回路、トランス1次側の構成として図6、図7、図9、図11、図12と同様の形態を取ることも可能である。
【００８４】
【発明の効果】
以上説明したように、振動型アクチュエータの４相の駆動相に対して２つのトランスで駆動用の交流電圧を生成することができ、部品点数を増やすことなく安価で省スペースな回路によって４相駆動振動型アクチュエータを駆動する回路を提供できる。
【００８５】
また、トランスには、センタータップを設けているので、特別な調整することなく相間の出力電圧のばらつきの少ない駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図
【図２】図１の回路の動作を示す動作波形図
【図３】（ａ）は好ましいトランスの構造の一例を示す構造図、（ｂ）は不適なトランスの構造図
【図４】トランスのバイファイラ巻きの一例を示す説明図
【図５】図１の回路を用いた駆動制御回路のブロック図
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図
【図７】本発明の第２の実施の形態に対応する従来の回路図
【図８】図６の回路の動作を示す動作波形図
【図９】本発明の第３の実施の形態を示す回路図
【図１０】図９の回路の動作を示す動作波形図
【図１１】本発明の第４の実施の形態を示す回路図
【図１２】本発明の第４の実施の形態の変形例を示す回路図
【図１３】本発明が適用される４相駆動振動型アクチュエータの振動体の斜視図
【図１４】（ａ）は図１３の圧電素子の分極パターンを示す図、（ｂ）は反対面の全面電極を示す図
【図１５】（ａ）は図１３の圧電素子のＡ相、（ｂ）は図１３の圧電素子のＢ相を示す図
【図１６】図１３の圧電素子の給電部材を示す図
【図１７】従来の2相駆動振動型アクチュエータの駆動回路
【図１８】図１７の回路を４相駆動振動型アクチュエータに適用した回路図
【図１９】本発明の第５の実施の形態を示す回路図
【符号の説明】
1、26、43、54、66、81、601 直流電源
10、11、35〜38、48、49、59、60、75、76、84、85、611、612 トランス
2〜9、27〜34、44〜47、56、58、70、74、82、83、602〜610 MOSFET
12〜15、39〜42、50〜53、61〜64、77〜80、86〜89、613〜616 振動型アクチュエータの駆動相
16、17、18 トランス巻き線（コイル）
55、57、69、73 ダイオード
65、68、72 コンデンサ
67、71 抵抗
101 弾性体
104 溝
102 圧電素子
103 電極
107 フレキシブルプリント基板[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive circuit for a vibration actuator used in a drive unit of an image forming apparatus.
[0002]
[Prior art]
The vibration type actuator is formed by adhering a piezoelectric element as an electro-mechanical energy conversion element to an elastic body such as metal having little vibration damping property, or by sandwiching the piezoelectric element between elastic bodies. It has a vibrating body as a basic configuration. Then, a drive signal as a frequency signal is applied to the piezoelectric element from a drive circuit, and the contact body that is in pressure contact with the vibration body and the vibration body are relatively driven by driving near the resonance frequency of the vibration body. To do.
[0003]
As a vibration body of the type in which the piezoelectric element is bonded to the elastic body described above, for example, a plurality of piezoelectric elements are usually arranged on one side of a ring-shaped or disk-shaped elastic body, and several piezoelectric elements are appropriately combined ( This is referred to as a phase), a plurality of these phases are provided, and a standing signal is formed by applying a drive signal to each of these phases by shifting the phase in time, and by combining these standing waves Then, a traveling wave is generated in the vibrating body, and a contact body, for example, a moving body, which is in pressure contact with the surface opposite to the bonding surface of the piezoelectric element is driven.
[0004]
Conventionally, the drive circuit of the vibration type actuator is shown in FIGS. 4, 7, 8, 9, 10, 11 of JP-A-8-33364, FIG. 1 of JP-A-9-271174, and JP-A-11-178364. As shown in FIG. 3 of the publication, a switching circuit, a transformer, a pulse generation circuit, and a DC power supply are configured. By turning ON / OFF the current flowing from the DC power supply to the transformer by the switching circuit at any driving frequency, This circuit generates a relatively large AC drive signal on the secondary side of the transformer.
[0005]
Such a circuit requires as many switching circuits, transformers, and pulse generation circuits as the number of phases. For example, the drive circuit of the two-phase drive vibration actuator is a circuit as shown in FIG. 17, but the drive circuit of the four-phase drive vibration actuator is as shown in FIG.
[0006]
17 and 18, reference numerals 501 to 506 denote transformers, 550 to 573 denote MOSFETs, 510 to 515 denote drive phases of the vibration actuator, and 530 and 531 denote power sources. In FIGS. 17 and 18, the pulse generation circuit is omitted. In practice, the gates of the MOSFETs are all connected to a pulse generation circuit, and a drive signal is input so that the direction of the current flowing through the coil on the primary side of the transformer is switched at the drive frequency.
[0007]
In the drive circuit of the two-phase drive vibration actuator shown in FIG. 17, the vibration body of the vibration actuator is, for example, a type in which a piezoelectric element is bonded to one side of a ring-shaped elastic body, and a plurality of standing waves having a wavelength λ are applied to both phases. When the wave number is formed, a plurality of regions having different polarization directions are formed at intervals of 1 / 2λ (half wavelength) with respect to the ring-shaped piezoelectric element, and this is defined as one phase 510, and this one phase 510 For example, if the other phase 511 is formed by forming a plurality of regions having a spacing of 1 / 4λ and a half-wavelength spacing and different polarization directions, the one phase 510 and the other phase 511 And an alternating voltage, which is an alternating signal having a phase shift in time, is applied. It is to be noted that alternating voltages having the same phase are applied to adjacent electrodes that form polarization regions having different polarities for each half wavelength constituting each phase.
[0008]
The MOSFETs 550 to 553 constitute a switching circuit for the one phase 510, and the MOSFETs 554 to 557 constitute a switching circuit for the other phase 511. A pulse signal having a pulse waveform with a predetermined timing corresponding to the driving frequency is output to each MOSFET in the circuit, and AC voltages boosted and shaped by transformers 501 and 502 are applied to phases 510 and 511, respectively.
[0009]
On the other hand, in the drive circuit of the four-phase drive vibration type actuator shown in FIG. 18, the vibration body of the vibration type actuator is, for example, a type in which a piezoelectric element is bonded to one side of a ring-shaped elastic body, When forming a wave having a plurality of wave numbers, a region having the same polarization direction at an interval of 1 / 4λ with respect to the ring-shaped piezoelectric element is formed by an electrode over the entire circumference, and every other electrode among the electrodes (With half-wave spacing) as one phase and every other electrode (having half-wave spacing and consequently 1 / 4λ spacing from the other phase) as the other phase In addition, an alternating voltage whose phase is inverted is applied to adjacent electrodes constituting the one phase, which are defined as a positive phase 512 and a negative phase 513. Similarly, in the other phase, an alternating voltage having an inverted phase is applied to adjacent electrodes forming each region, which are a + side phase 514 and a − side phase 515.
[0010]
Each of the MOSFETs 558 to 561, MOSFETs 562 to 565, MOSFETs 566 to 569, and MOSFETs 570 to 573 constitutes a switching circuit, and each of the MOSFETs in the four switching circuits has a predetermined timing corresponding to the driving frequency from a pulse generation circuit (not shown). A pulse signal having a pulse waveform is output, and AC voltages boosted by the transformers 503, 504, 505, and 506 and subjected to waveform shaping are applied to the respective phases 512, 513, 514, and 515, respectively.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional vibration type drive circuit requires a pulse generation circuit and a transformer and a switching circuit for each phase. In particular, a multiphase actuator such as a four-phase drive vibration type actuator is disadvantageous in terms of cost and space.
[0012]
In addition, if the number of phases is large, the output voltage varies due to variations in each element constituting the drive circuit, which may affect the characteristics and life of the actuator.
[0013]
In view of the above circumstances, the present invention provides a circuit for driving a four-phase drive vibration type actuator by an inexpensive and space-saving circuit without increasing the number of components, and the output voltage between phases without special adjustment. An object is to provide a drive circuit with little variation.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
A four-phase alternating current signal having a temporal phase difference is applied to an electro-mechanical energy conversion element composed of four driving phases provided on a vibrating body, thereby forming one of the two driving phases. In a drive circuit of a vibration actuator of a four-phase drive that forms a traveling wave by synthesizing a standing wave and a standing wave formed by the other two driving phases,
On one surface of the electro-mechanical energy conversion element,The one two-phase driving phase driving electrode and the other two-phase driving phase driving electrode, respectively,An interval of a quarter wavelength of the wavelength of the standing waveMultiple inProvided,
A common electrode is provided on the other surface of the electromechanical energy conversion element,
Pulse generating means for generating a pulse according to the driving frequency;
Configure one transformer eachA first transformer and a second transformer;
A first switching circuit in which a switching element is controlled by a pulse from the pulse generating means to output an AC voltage to the first transformer;
A second switching circuit for controlling the switching element by a pulse from the pulse generating means and outputting an AC voltage to the second transformer.,
in frontThe drive electrode of the one two-phase drive phase isConfigure one transformerConnected to the terminals on both ends of the secondary side of the first transformer,
in frontThe drive electrode of the other two-phase drive phase isConfigure one transformerConnected to the terminals on both ends of the secondary side of the second transformer,
The pulse generating means outputs a pulse having a phase difference between the first switching circuit and the second switching circuit.
[0015]
That is, with respect to the four-phase piezoelectric elements A +, B +, A−, and B− arranged in the space every quarter wavelength of the resonance vibration wavelength of the actuator, the temporal phases are 0 ° and 90 °, respectively. Two sets of transformers and switching circuits in a drive circuit that drives a four-phase drive vibration type actuator that is driven by applying an AC signal of °, 180 °, 270 ° or 0 °, -90 °, 180 °, and -270 ° , Comprising a pulse generating circuit and a DC power source, and driving each of the two phases shifted by 180 ° with each transformer, switching circuit, and pulse circuit.
[0016]
A second invention is the first invention, wherein the first and second transformers areOneThe next side,The first and second transformers are connected to the first and second switching circuits, respectively.TwoA grounded center tap is provided on the next side.
[0017]
A third invention is the first or second invention described above, wherein the first and second switching circuits are configured as a bridge circuit with a plurality of switching elements, and are arranged on the primary side of the first and second transformers. The first and the first are switched by alternately switching the direction in which the current flows to the coil at the drive frequency.2Each of the transformers generates AC signals for two phases.
[0018]
4th invention is the said 1st or 2nd invention, The said 1st and 2nd transformer is each provided with the center tap connected to the DC power supply at the primary side winding,The first switching circuit includes a pair of the switching elements, the switching elements are respectively connected to both ends on the primary side of the first transformer, and the second switching circuit includes a pair of the switching elements, The switching elements are respectively connected to both ends of the primary side of the second transformer,Said first and first2In this switching circuit, a pair of switching elements are supplied with pulses that are shifted by 180 ° in time to generate AC signals for two phases in each of the first and second transformers.
[0019]
5th invention is the said 1st and 2nd invention, The said 1st and 2nd transformer is each provided with the center tap connected to the DC power supply at the primary side winding,The first switching circuit includes a diode, the switching element is connected to one end on the primary side of the first transformer and the diode is connected to the other end, and the second switching circuit includes a diode, The switching element is connected to one end of the primary side of the second transformer and the diode is connected to the other end,Before the first and second switching circuitsRecordingSwitching elementDriveBy operating, an AC signal for two phases is generated in each of the first and second transformers.
[0020]
A sixth invention is the above first or second invention, wherein one end of the primary winding of the first and second transformers is connected to a DC power source and the other end is connected.Respectively of the first and second switching circuits.Connected to the switching element,Before the first and second switching circuitsRecordingBy driving the switching element, the first and second transformers generate AC signals for two phases, respectively.
[0021]
The seventh invention is the above-mentioned2In the invention, the first and second transformers are:Of the transformerSecondary windingIn the aboveFrom the center tapAboveBoth endsOneTo the terminalFirstCoil and, And a second coil from the center tap to the other terminal at both ends, and the first coil and the transformerPrimary sideCoil ofCoupling coefficientAnd the coupling coefficient between the second coil and the primary coil of the transformer are aligned, and the inductance value of the first coil and the second coilInductance value isAll togetherIt is characterized by being.
[0022]
An eighth invention is the seventh invention, wherein the first and second transformers are on the secondary side.ofWinding,Partitioned by wallTasAt the paceEither one of the first coil and the second coil is on the inside and the other is on the outsideRolled up in layersComposed,The inductance value of the first coil and the second coilInductance valueAlignTherefore, the number of windings of the inner coil and the outer coil is different.
[0023]
A ninth invention is the seventh invention, wherein the first and the first2The transformer ofThe first coil and the second coil areWound by bifilar windingHaveIt is characterized by that.
[0024]
In a tenth aspect of the invention, primary sides of the first and second transformers are connected to the first and second switching circuits, respectively.
The secondary side of the first transformer has the one of the two driving phases.DriveThe electrodes are connected,
The secondary side of the second transformer has a drive phase of the other two phases.DriveThe electrodes are connected,
Driving one of the two phasesphaseofCommonThe electrode and the other two driving phases.CommonWith electrodesButConnectionHas beenIt is characterized by that.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
First, a four-phase drive vibration type actuator will be described. As shown in FIG. 13, the vibrating body in the present embodiment is a displacement extending in the radial direction for the purpose of enlarging the circumferential displacement caused by bending vibration on the metal elastic body 101 formed in an annular shape. A plurality of enlargement grooves 104 are formed at equal intervals along the circumferential direction. An annular piezoelectric element 102 is fixed to the surface of the elastic body 101 opposite to the surface on which the groove 104 is formed by a bonding method such as adhesive or brazing.
[0026]
FIG. 14 shows an electrode and a polarization pattern of the piezoelectric element 102 of the present embodiment. 14A shows the pattern electrode surface, and FIG. 14B shows the common electrode surface on the back surface. The common electrode surface is fixed to the elastic body 101, and the common electrode 103-2 is electrically connected to the elastic body 101.
[0027]
The electrode 103-1 shown in FIG. 14A and the polarization pattern will be described. The vibrating body according to the present embodiment uses a vibration mode (7λ) that causes seven bending deformations in one circumference when the wavelength of the standing wave is λ due to expansion and contraction in the circumferential direction of the piezoelectric element. One electrode is formed at an interval of λ / 4 with the same polarization pattern.
[0028]
FIG. 15A shows the A-phase driving electrode and the position of the node during A-phase standing wave driving. FIG. 15B shows a B-phase drive electrode and a node position during B-phase standing wave drive.
[0029]
In FIG. 15A, regions indicated by symbols (A +) and (A−) are A-phase drive electrodes, and alternating voltages having opposite phases are applied to the (A +) electrode and the (A−) electrode. Is applied. The broken line indicates the position of the node during A-phase standing wave driving.
[0030]
In order to excite the vibration mode of the A phase, the A phase pattern electrodes are equally arranged at 14 positions, one for each half wavelength (λ / 2), at the antinode position where the vibration amplitude is maximized. .
[0031]
The B phase pattern shown in FIG. 15B excites the seventh-order vibration mode at a position where the positional phase is shifted from the A phase by a quarter wavelength (λ / 4). They are evenly arranged at a pitch of λ / 2 at positions shifted by four.
[0032]
In order to arrange the A-phase pattern and the B-phase pattern on the same circumference, the pattern electrodes of the A-phase and the B-phase have a sector shape having an angle length of λ / 4.
[0033]
All the pattern electrodes of the A and B phases are polarized to the same polarity in the thickness direction, as indicated by the symbol (+) in the figure.
[0034]
FIG. 16 shows a method of feeding power to the piezoelectric element 2 of the present embodiment. A flexible printed circuit board 107 for applying a voltage is attached to the piezoelectric element 102 with an adhesive or the like. The power supply electrode of the flexible printed circuit board 107 is divided into four electrodes (A +), (A−), (B +), and (B−), respectively, and the land 107 which is an electrode exposed portion provided at a pitch of wavelength λ. -1 short-circuits the pattern electrodes of the piezoelectric element at a pitch of the wavelength λ.
[0035]
In the driving of the vibrating body of the present embodiment, an alternating voltage having a temporal phase shifted by 90 ° is applied between the (A +) and (A−) electrodes and between the (B +) and (B−) electrodes.
[0036]
In addition, since the (A +) and (A−) piezoelectric elements are connected in series across the common electrode on the fixed surface of the piezoelectric element, the polarization region polarized to the same polarity on the element is electrically reversed. The polarization regions connected to each other and connected to (A +) and (A−) generate stretching forces having opposite phases to each other.
[0037]
Thus, the standing waves of the phases A and B are excited with a positional phase difference λ / 4 and a temporal phase difference of 90 °, and a progressive vibration wave is excited by the synthesis of both standing waves. become.
[0038]
In the four-phase drive vibration type actuator, the piezoelectric elements are uniformly arranged on the entire circumference of the annular elastic body constituting the vibrating body with a uniform polarization direction, so that the distribution of the combined vibration amplitude is uniform over the entire circumference. It has the feature that can be made.
[0039]
FIG. 1 shows the configuration of an embodiment of the present invention of a drive circuit for such a four-phase drive vibration type actuator.
[0040]
Here, 1 is a DC power source, 2 to 9 are MOSFETs, 10 and 11 are transformers, and 12 to 15 are drive phases of the vibration type actuator.
[0041]
The first switching circuit is configured by connecting the MOSFETs 2 to 5 as illustrated, and the second switching circuit is configured by connecting the MOSFETs 6 to 9 as illustrated. The first switching circuit is connected to the primary side of the first transformer 10, and the second switching circuit is connected to the primary side of the second transformer 11.
[0042]
The driving phase 12 corresponds to the electrode (A +) shown in FIG. 15, the driving phase 13 corresponds to the electrode (B +) shown in FIG. 15, and the driving phase 14 corresponds to the electrode (A−) shown in FIG. The phase 15 corresponds to the electrode (B-) shown in FIG.
[0043]
Accordingly, the drive phases 12, 13, 14, and 15 are arranged in order on the annular elastic body of the vibration actuator with a phase difference of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 °.
[0044]
Further, on the secondary side of the first transformer 10 and the second transformer 11, a midpoint (referred to as a center tap) on the inductance is provided, and the center tap is grounded. The inductances of the first transformer 10 and the second transformer 11 are adjusted so as to impedance-match with the driving phase capacitance.
[0045]
This center tap is the midpoint of the inductance, not necessarily the midpoint of the winding.
[0046]
On the other hand, the drive phase 12 at the 0 ° position corresponding to the (A +) electrode and the drive phase 14 at the 180 ° position corresponding to the (A−) electrode are connected to both ends on the secondary side of the first transformer 10. A drive phase 13 at a 90 ° position corresponding to the (B +) electrode and a drive phase 15 at a 270 ° position corresponding to the (B−) electrode are connected to both ends on the secondary side of the second transformer 11.
[0047]
That is, the drive phases 12 and 14 and the drive phases 13 and 15 that are spatially shifted by 180 ° are connected to both ends of the secondary side of the first and second transformers 10 and 11, respectively.
[0048]
Moreover, the waveform of the alternating signal at both ends of the secondary side of the transformer is a 180 ° inverted waveform, and by using a transformer with a center tap, the deviation of the waveforms at both ends of the secondary side can be reduced.
[0049]
The primary side of the transformers 10 and 11 is connected to a full bridge of first and second switching circuits composed of MOSFETs, and is composed of a first switching circuit composed of MOSFETs 2 to 5 and MOSFETs 6 to 9. The second switching circuit is driven by a 90 ° phase shifter (not shown) with a phase difference of 90 °.
[0050]
Although a MOSFET is shown here as a switching element, the same configuration is possible using another semiconductor element such as a bipolar transistor or a controllable mechanical contact.
[0051]
FIG. 2 is a diagram showing the operation of the first embodiment. A to H are drive pulses generated by a pulse generation circuit (not shown). Since FETs 2, 3, 6, and 7 are P-channels, they conduct when the logic level is low. Also, since FETs 4, 5, 8, and 9 are N-channel, the FET conducts when the logic level is high. The phase difference between the pulses A to D and E to H is adjusted to 90 °.
[0052]
Now, when the MOSFETs 2 and 5 are turned ON by the pulses A and D, current flows from the top to the bottom on the primary side of the first transformer 10 shown in FIG. When the FETs 3 and 4 are turned ON by the pulses C and B, a current flows from the bottom to the top on the primary side of the first transformer 10. By repeating this operation at the drive frequency of the vibrating body, a drive signal is generated on the secondary side of the first transformer 10.
[0053]
At this time, since the inductance of the first transformer 10 and the electrostatic capacitance of the piezoelectric element are impedance-matched, a boosted sine wave voltage is generated at the terminals on both ends of the secondary side of the first transformer 10.
[0054]
At this time, since the center side of the inductance is provided with a center tap on the secondary side of the first transformer 10 and is grounded, both ends of the secondary side of the transformer are symmetrical with respect to the ground in FIG. , J waveform voltage is generated.
[0055]
Similarly, by applying pulses E to H to a circuit composed of a second switching circuit composed of MOSFETs 6 to 9 and a second transformer 11, both ends on the secondary side of the second transformer 11 are grounded. Symmetrically boosted two-phase voltages K and L can be generated.
[0056]
At this time, since the phase difference between the pulses A to D and the pulses E to H is adjusted to 90 °, as a result, in the circuit of FIG. 1, for example, 0 ° and 180 ° from the secondary side of the first transformer 10. The drive signals of 90 ° and 270 ° can be generated from the secondary side of the second transformer 11.
[0057]
The first transformer 10 is connected to the (A +) and (A−) electrodes 12 and 14 of the actuator, and both ends of the second transformer 11 are connected to the (B +) and (B−) electrodes 13 and 15 as described above. A traveling wave is excited on the vibrating body. At this time, the moving body pressed against the vibrating body is driven in the direction opposite to the traveling wave direction.
[0058]
In the case of driving in the opposite direction to that in FIG. 2, the phase difference between the pulses A to D and E to H may be set to −90 °. According to this configuration, the conventional figure18Compared with this circuit, it is possible to reduce the number of FETs and the number of transformers by two, thereby reducing the cost and space.
[0059]
FIG. 3A is a cross-sectional view showing an example of the transformer of the present embodiment, in which 16 is a primary side coil, and 17 and 18 are secondary side coils.(First coil, second coil)It is. If the voltage generated is high, the phases must be separated.
[0060]
In this case, for example, if the separation configuration is as shown in FIG. 3B, the coupling coefficient between the primary side coil 16 and the secondary side inner coil 17 and the coupling coefficient between the coils 16 and 18 are greatly different from each other. Will occur. This will not only adversely affect the performance of the motor, but may also cause abnormal wear.
[0061]
As shown in FIG. 3 (a), the coil 17 is laminated and wound around the outer periphery of the coil 18 in a space partitioned by partitions that are walls.WasIn the configuration, since the secondary coils 17 and 18 are substantially symmetric with respect to the primary coil 16, such an imbalance is very small. However, the inner coil18And outer coil17Then, since the inductance value becomes different when the same number of windings is used, the number of windings is changed inside and outside in order to make the inductance value uniform.
[0062]
Therefore, the center tap here is not the middle of the winding, but the midpoint of the inductance value. When the withstand voltage of the winding does not become a problem, it is a good method to make the two coils 17 and 18 on the secondary side and the center tap by bifilar winding that winds two together as shown in FIG.
[0063]
In this case, since the symmetry is very good, the voltages between the two phases are well aligned, and the above-described problems due to imbalance can be prevented.
[0064]
Further, as shown in FIG. 5, the speed information from the speed detecting means for detecting the speed by detecting the pulse from the rotary encoder 24 by the speed counter 25 is outputted to the control circuit 20, and the speed from the speed command generator 19 is output. The command and the speed information are compared and multiplied by an appropriate control gain so as to be the value of the speed command, and the pulse generation circuit 21 is fed back to the drive pulse frequency, pulse width, etc. A configuration in which a pulse is supplied to the circuit shown in FIG. 4 and an AC voltage having a phase shift of 0 °, 180 °, 90 °, and 270 ° is applied to each phase of the four-phase drive vibration actuator 23 from the first and second transformers. Is also possible.
[0065]
Here, the speed command generator 19 is a device that controls a system such as a microcomputer, and generates a speed command according to the purpose of the control target. In addition, although the speed is shown in the figure, the configuration for feeding back the position, torque, output, etc. can be configured in the same manner.
[0066]
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. FIG. 7 shows a conventional circuit corresponding to the circuit of FIG. Here, 26 and 43 are DC power supplies, 27 to 34 and 44 to 47 are N-channel MOSFETs, 35 to 38, 48 and 49 are transformers, 39, 40, 41, 42 and 50, 51, 52, 53 Indicates the A + phase, B + phase, A- phase, and B- phase, respectively, of the four-phase drive vibration actuator.
[0067]
The pulse generation circuit is not shown in the same manner as in FIG. Since this type of circuit is composed of all N-channel MOSFETs, the predriver is simpler than the bridge type switching circuit shown in FIG. 1, and the number of switching elements is reduced.
[0068]
The first transformer 48 and the second transformer 49 in this embodiment shown in FIG. 6 have center taps on the primary side and the secondary side, respectively, and each center tap has a DC power supply on the primary side and a ground on the secondary side. It is connected. This center tap is the midpoint of the inductance and does not necessarily have to be the center of winding.
[0069]
Both ends on the secondary side of the first transformer 48 are connected to the A + phase and A- phase of the vibration type actuator, and both ends on the secondary side of the second transformer 49 are connected to the B + phase and the B- phase of the vibration type actuator. Yes. FIG. 8 is a diagram showing the operation of the circuit of FIG.
[0070]
The primary side of the first and second transformers 48 and 49 is a push-pull that causes MOSFETs 44 to 47 to flow current to the upper and lower coils by pulses M to P.By methodDriven.
[0071]
As a result, a boosted AC voltage is generated at both ends on the secondary side of the first and second transformers 48 and 49. At this time, since the center tap on the secondary side is grounded, an alternating voltage symmetrical to the ground, that is, a voltage having a phase difference of 180 ° is generated at both ends of the secondary side.
[0072]
In this embodiment, the pulses M, N, O, and P have a phase difference of 90 °, so the phase difference of the voltage generated at both ends of the first and second transformers 48 and 49 is also 90 °. As a result, four-phase drive voltages of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° can be generated with respect to the ground by the circuit of FIG.
[0073]
In this embodiment as well, it is desirable that the transformer is a laminated winding or a bifilar winding in order to make a center tap as in the first embodiment. Further, a configuration in which a speed signal and a position signal are fed back as shown in FIG. 5 is possible. Although detailed description of the operation of the conventional circuit of FIG. 7 is omitted, four-phase voltages are generated by four transformers and a switching circuit. Compared to this, according to the circuit of FIG. 6, the number of FETs and transformers can be halved.
[0074]
(Third Embodiment) FIG. 9 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This circuit uses two MOSFETs in the circuit of FIG.55, 57It has been replaced with. Other configurations are the same as those in FIG.
[0075]
The operation waveform is shown in FIG. N-channel MOSFETs 56 and 58 are turned ON and OFF by 90 ° phase difference pulses U and V, respectively. When the MOSFET is turned off, an induced voltage is generated at the drain of the FET due to the inductance component of the transformer. It is the winding on the diode side of the diode and transformer that resets this. The winding on the diode side is wound so as to have a high coupling coefficient with the winding on the FET side by bifilar winding or the like.
[0076]
If an induced electromotive force is generated when the FET is turned off, an electromotive force having a reverse polarity is generated at the cathode of the symmetrical diode. The diode is turned on and energy is supplied to the power supply capacitor 65 through the primary winding of the transformer. Regenerate. As a result, the induced voltage applied to the FET is suppressed.
[0077]
Since the center tap is grounded, the voltage generated on the secondary side is a two-phase AC voltage having a phase difference of 180 ° as in the first and second embodiments. For this reason, it is possible to drive two phases with one transformer. In this circuit, since the number of switching elements can be further halved as compared with the circuit of the second embodiment, a low-cost space can be saved.
[0078]
(Fourth embodiment)
FIG. 11 is a diagram showing a fourth embodiment of the present invention. FIG. 12 is a circuit diagram in which the fourth embodiment shown in FIG. 11 is simplified. Although the circuit in FIG. 12 is slightly distorted in waveform and inferior in efficiency, each of the first to third embodiments described above is used. This circuit has the lowest cost and space saving compared to the form.
[0079]
The primary side of the transformer is a single layer winding, and the secondary side is the same as in the first to third embodiments. The primary side of the transformer is a DC power source on one side66The other is connected to a switching element (MOSFET).
[0080]
The operation waveform is the same as in FIG.
[0081]
In other words, it is driven by two-phase pulses of U and V with a 90 ° phase difference, and on the secondary side of the transformer, the drive voltage is boosted by 0 °, 180 °, 90 °, and 270 ° in order from the top in FIGS. Will occur. Here, in FIG. 11, the circuit comprising the resistor 67, the capacitor 68, the diode 69 and the resistor 71, the capacitor 72, and the diode 73 is a circuit called a snubber circuit. Although an induced voltage due to an induced electromotive force is generated at the drain by the OFF operation of the MOSFET, this circuit absorbs the induced energy and prevents a high voltage from being generated by the resistor. When the withstand voltage of the FET is sufficient, this snubber circuit can be omitted and a simpler circuit as shown in FIG. 12 can be configured.
[0082]
(Fifth embodiment)
FIG. 19 is a diagram showing a fifth embodiment of the present invention. Driving pulses for switching elements 602 to 609 made of MOSFETs are the same as those in the circuit of FIG. The transformers 610 and 611 use a primary side and a secondary side that do not have a center tap, and one drive electrode of the actuator having a phase difference of 180 ° spatially at both ends of the secondary side of the transformers 610 and 611 ( Phases) 612, 613, 614, 615 are connected.
[0083]
The other electrodes of the phases 612, 613, 614, and 615 are connected to each other. The drive waveform of this circuit is the same as in FIG. However, in the case of this circuit, the voltage applied to the actuator is not a ground reference but an interelectrode voltage. Note that the actuator can be driven even if the common electrode of the actuator is grounded or maintained at an appropriate potential. As an advantage of this circuit, one signal line required for driving can be reduced. In addition, since the transformer can be omitted from the tap, it is possible to reduce the size and cost. Note that the configuration on the primary side of the switching circuit and the transformer may take the same form as in FIGS. 6, 7, 9, 11, and 12.
[0084]
【The invention's effect】
As described above, the driving AC voltage can be generated by two transformers for the four driving phases of the vibration actuator, and the four-phase driving can be performed by an inexpensive and space-saving circuit without increasing the number of components. A circuit for driving the vibration type actuator can be provided.
[0085]
Further, since the transformer is provided with a center tap, it is possible to provide a drive circuit with little variation in output voltage between phases without special adjustment.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram showing the operation of the circuit of FIG.
3A is a structural diagram showing an example of a preferred transformer structure, and FIG. 3B is a structural diagram of an inappropriate transformer.
FIG. 4 is an explanatory view showing an example of a bifilar winding of a transformer.
FIG. 5 is a block diagram of a drive control circuit using the circuit of FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a conventional circuit diagram corresponding to the second embodiment of the present invention.
8 is an operation waveform diagram showing the operation of the circuit of FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
10 is an operation waveform diagram showing the operation of the circuit of FIG. 9;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a perspective view of a vibrating body of a four-phase drive vibration type actuator to which the present invention is applied.
14A is a diagram showing the polarization pattern of the piezoelectric element of FIG. 13, and FIG. 14B is a diagram showing the entire electrode on the opposite surface.
15A shows a phase A of the piezoelectric element of FIG. 13, and FIG. 15B shows a phase B of the piezoelectric element of FIG.
16 is a view showing a feeding member of the piezoelectric element of FIG.
FIG. 17 shows a drive circuit of a conventional two-phase drive vibration actuator
18 is a circuit diagram in which the circuit of FIG. 17 is applied to a four-phase drive vibration type actuator.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1, 26, 43, 54, 66, 81, 601 DC power supply
10, 11, 35-38, 48, 49, 59, 60, 75, 76, 84, 85, 611, 612 transformer
2-9, 27-34, 44-47, 56, 58, 70, 74, 82, 83, 602-610 MOSFET
12-15, 39-42, 50-53, 61-64, 77-80, 86-89, 613-616 Drive phase of vibration actuator
16, 17, 18 Transformer winding (coil)
55, 57, 69, 73 Diode
65, 68, 72 capacitors
67, 71 resistance
101 Elastic body
104 groove
102 Piezoelectric element
103 electrodes
107 Flexible printed circuit board
Claims (10)
前記電気−機械エネルギー変換素子の一方の面には前記一方の２相の駆動相の駆動電極及び前記他方の２相の駆動相の駆動電極が、夫々前記定在波の波長の４分の１波長の間隔で複数設けられており、
前記電気−機械エネルギー変換素子の他方の面には共通電極が設けられており、
駆動周波数に応じたパルスを発生するパルス発生手段と、
夫々１つのトランスを構成する第１のトランスおよび第２のトランスと、
前記パルス発生手段からのパルスによりスイッチング素子が制御されて前記第１のトランスに交流電圧を出力させる第１のスイッチング回路と、
前記パルス発生手段からのパルスによりスイッチング素子が制御されて第２のトランスに交流電圧を出力させる第２のスイッチング回路とを有し、
前記一方の２相の駆動相の駆動電極は、前記１つのトランスを構成する第１のトランスの二次側の両端の端子に夫々接続され、
前記他方の２相の駆動相の駆動電極は、前記１つのトランスを構成する第２のトランスの二次側の両端の端子に夫々接続され、
前記パルス発生手段は前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路に位相差を持たせたパルスを出力することを特徴とする振動型アクチュエータの駆動回路。A four-phase alternating current signal having a temporal phase difference is applied to an electro-mechanical energy conversion element composed of four driving phases provided on a vibrating body, thereby forming one of the two driving phases. In a drive circuit of a vibration actuator of a four-phase drive that forms a traveling wave by synthesizing a standing wave and a standing wave formed by the other two driving phases,
The one two-phase driving phase driving electrode and the other two-phase driving phase driving electrode are provided on one surface of the electro-mechanical energy conversion element, respectively, by a quarter of the wavelength of the standing wave. A plurality of wavelengths are provided.
A common electrode is provided on the other surface of the electromechanical energy conversion element,
Pulse generating means for generating a pulse according to the driving frequency;
A first transformer and a second transformer constituting one transformer,
A first switching circuit in which a switching element is controlled by a pulse from the pulse generating means to output an AC voltage to the first transformer;
A switching element whose switching element is controlled by a pulse from the pulse generating means to output an AC voltage to a second transformer ;
Drive electrodes of drive phases of the previous SL one of the two phases is respectively connected to a first transformer across the terminals of the secondary side constituting the one transformer,
Drive electrodes of drive phases of the previous SL other two phases are respectively connected to the second transformer across the terminals of the secondary side constituting the one transformer,
The drive circuit for a vibration type actuator, wherein the pulse generating means outputs a pulse having a phase difference between the first switching circuit and the second switching circuit.
前記第１のスイッチング回路は一対の前記スイッチング素子を備え、前記第１のトランスの一次側の両端に夫々前記スイッチング素子を接続し、
前記第２のスイッチング回路は一対の前記スイッチング素子を備え、前記第２のトランスの一次側の両端に夫々前記スイッチング素子を接続し、
前記第１および第２のスイッチング回路における一対の前記スイッチング素子に互いに時間的に１８０°ずれたパルスを供給することによって、前記第１および第２のトランスにそれぞれ２相分の交流信号を発生させることを特徴とする請求項１または２に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。The first and second transformers are each provided with a center tap connected to a DC power source on the primary winding,
The first switching circuit includes a pair of the switching elements, and the switching elements are respectively connected to both ends of the primary side of the first transformer,
The second switching circuit includes a pair of the switching elements, and the switching elements are connected to both ends of the primary side of the second transformer,
By supplying a pair of switching elements in the first and second switching circuits with pulses that are shifted by 180 ° in time, AC signals for two phases are generated in the first and second transformers, respectively. The drive circuit for the vibration type actuator according to claim 1, wherein the drive circuit is a vibration type actuator.
前記第１のスイッチング回路はダイオードを備え、前記第１のトランスの一次側の片端に前記スイッチング素子を接続すると共に他端に前記ダイオードを接続し、
前記第２のスイッチング回路はダイオードを備え、前記第２のトランスの一次側の片端に前記スイッチング素子を接続すると共に他端に前記ダイオードを接続し、
前記第１および第２のスイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動することによって、前記第１および前記第２のトランスに夫々２相分の交流信号を発生させることを特徴とする請求項１または２に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。The first and second transformers are each provided with a center tap connected to a DC power source on the primary winding,
The first switching circuit includes a diode, the switching element is connected to one end of the primary side of the first transformer, and the diode is connected to the other end.
The second switching circuit includes a diode, the switching element is connected to one end of the primary side of the second transformer, and the diode is connected to the other end.
3. The AC signal corresponding to two phases is generated in each of the first and second transformers by driving the switching elements of the first and second switching circuits. The drive circuit of the vibration type actuator described.
前記第１および第２のスイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動することによって、前記第１および前記第２のトランスに夫々２相分の交流信号を発生させることを特徴とする請求項１または２に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。One end of the primary winding of the first and second transformers is connected to a DC power source and the other end is connected to the switching element of the first and second switching circuits, respectively.
3. The AC signal corresponding to two phases is generated in each of the first and second transformers by driving the switching elements of the first and second switching circuits. The drive circuit of the vibration type actuator described.
該トランスの二次側の巻き線における、前記センタータップから前記両端の一方の端子までの第１のコイルと、前記センタータップから前記両端の他方の端子までの第２のコイルとからなり、
前記第１のコイルと前記トランスの一次側のコイルとの結合係数と、前記第２のコイルと前記トランスの一次側のコイルとの結合係数とが揃い、
前記第１のコイル
のインダクタンス値と前記第２のコイルのインダクタンス値が揃っていることを特徴とする請求項２に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。The first and second transformers are:
In the secondary winding of the transformer, a first coil from the center tap to one terminal at both ends, and a second coil from the center tap to the other terminal at both ends,
A coupling coefficient between the first coil and the primary coil of the transformer is equal to a coupling coefficient between the second coil and the primary coil of the transformer;
The drive circuit for the vibration type actuator according to claim 2, wherein the inductance value of the first coil and the inductance value of the second coil are equal.
二次側の巻き線が、壁部で仕切られたスペースに前記第１のコイルおよび前記第２のコイルのいずれか一方が内側、他方が外側となるように積層状に巻かれて構成され、
前記第１のコイルのインダクタンス値と前記第２のコイルのインダクタンス値を揃えるために内側のコイルと外側のコイルの巻き線数が異なることを特徴とする請求項７に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。The first and second transformers are:
The secondary winding is configured to be wound in a stacked manner so that one of the first coil and the second coil is inside and the other is outside in a space partitioned by a wall,
The drive of the vibration type actuator according to claim 7, wherein the number of windings of the inner coil and the outer coil is different in order to make the inductance value of the first coil and the inductance value of the second coil uniform. circuit.
前記第１のトランスの二次側には前記一方の２相の駆動相の駆動電極が接続され、
前記第２のトランスの二次側には前記他方の２相の駆動相の駆動電極が接続され、
前記一方の２相の駆動相の共通電極と、前記他方の２相の駆動相の共通電極とが接続されていることを特徴とする請求項１に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。The primary sides of the first and second transformers are connected to the first and second switching circuits, respectively.
The drive electrode of the one two-phase drive phase is connected to the secondary side of the first transformer,
A drive electrode of the other two-phase drive phase is connected to the secondary side of the second transformer,
The drive circuit of the vibration type actuator according to claim 1, wherein the common electrode of the one two-phase drive phase and the common electrode of the other two-phase drive phase are connected.
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