JP5083833B2 - 受信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、周波数領域等化シングルキャリア信号伝送において、受信タイミングオフセットによる伝送特性の劣化を救済する受信装置及び方法に関する。

移動通信チャネルは遅延時間の異なる複数の伝搬路（パス）から構成される周波数選択性チャネルであることが知られている。周波数選択性チャネルを経由して受信された信号のスペクトルは歪みを受けることとなり、高速信号伝送では符号間干渉（ＩＳＩ）が発生し、ビット誤り率（ＢＥＲ）特性が大幅に劣化してしまう。ＢＥＲ特性を改善する技術として知られるのが等化である。これは、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）規範に基づく周波数領域等化（ＦＤＥ）を適用することにより、周波数ダイバーシチ効果が得られ、優れたＢＥＲ特性を達成できる（非特許文献１を参照）。

Ｎ_ｃ個のデータシンボルを送信する無線システムを考えると、送信側では、Ｎ_ｃ個の送信データシンボルを表すパルス系列とその最後のＮ_ｇ個のデータシンボルパルスをサイクリックプレフィクス（ＣＰ）として先頭のガード区間に挿入し、合計（Ｎ_ｃ＋Ｎ_ｇ）個のパルス系列を生成し、これをルートナイキストフィルタで帯域制限し送信する。
ＦＤＥを用いる受信機の動作は次の通りである。受信側では、干渉・雑音除去帯域通過フィルタを用い、雑音および干渉を帯域制限し、シンボルレートでサンプリングして時間領域標本系列（時間領域信号と呼ぶ）を得る。その後、送信フィルタに整合したルートナイキストフィルタを用い、雑音を帯域制限し、ガード区間の標本を削除して、Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の直交周波数成分（周波数領域信号と呼ぶ）に分解したうえで、周波数成分ごとにＦＤＥを適用する。その後、Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換により時間領域信号に変換してデータ判定を行う。

D. Falconer, S. L. Ariyavistakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems", IEEE Communications Magazine, April 2002, Vol.40, p.58-66 樋口龍雄、川又政征、"ＭＡＴＬＡＢ対応ディジタル信号処理"、2000年3月27日、p.25-27 小原辰徳、留場宏道、武田一樹、安達文幸、"Overlap FDEを用いるDS-CDMA伝送における受信タイミングずれの影響"、信学技報、Vol.107、No.38、2007年5月10日、p.37-42

無線システムでは、信号の帯域制限のために送信側でルートナイキストフィルタ、受信側でそれと整合したルートナイキストフィルタが用いられる。受信機ではタイミング同期をとりシンボル時間間隔Ｔ_ｓでサンプリングを行う。サンプリングを行って得られた標本系列のスペクトルは、元の信号スペクトルが１／Ｔ_ｓの整数倍の周波数にシフトした多数のスペクトルの集合になる。ナイキストフィルタのロールオフファクタをα（＞０）で表わすとき、元のスペクトルの前後のスペクトルが信号帯域幅に入り込み、信号帯域の両端付近でスペクトルの重なりが生じてしまう。これは、スペクトル折り返しとして知られる（非特許文献２を参照）。

ところで、タイミング同期が完全であれば、このスペクトル折り返しは元のスペクトルの位相と同相であるから、周波数領域等化を行えば、ロールオフファクタαの大きさに依らず、α＝０のときと同様、必ず常に平坦に近いスペクトルになるから、ナイキスト条件を満たすスペクトルが再生されるので、スペクトル歪みは発生しない。

しかしながら、タイミングずれ（タイミングオフセット）があると、元の信号スペクトルの前後にシフトしたスペクトルに位相回転が起こり、折り返しスペクトルの位相が元のスペクトルの位相とずれてしまうから、たとえ、周波数領域等化を行っても、信号帯域の両端付近で受信スペクトル歪みが発生する。これにより符号間干渉が発生する（異なる遅延時間を有する複数のパスが無線チャネルに存在することによるスペクトル歪みではないことに注意されたい）。このような受信スペクトル歪みは、従来のＦＤＥでは補償できないから、理想タイミング同期の時に比べＢＥＲ特性が劣化してしまうことになる。フィルタロールオフファクタαが大きくなるほど、特性劣化が大きくなる（非特許文献３を参照）。

ここで、αを大きくするとＢＥＲ特性が劣化する原理を詳細に説明する。図６に、周波数領域等化を用いるシングルキャリア伝送系の送受信系を示す。
送信側（図６の（ａ））では、送信シンボル系列をＮ_ｃシンボル毎のブロックに分割し、各ブロックの先頭のガード区間にブロックの後半Ｎ_ｇシンボルをコピーしてサイクリックプレフィクスとして挿入する（図６の符号１２）。その後、送信ルートナイキストフィルタ（図６の符号１１）を通して送信する。
送信信号は周波数選択性チャネルを伝搬し、受信機（図６の（ｂ））で受信される。受信機側では、所望信号の周波数帯だけを通し、干渉および雑音を除去する干渉・雑音除去帯域通過フィルタ（図６の符号２１）、そして、受信ルートナイキストフィルタ（図６の符号２２）を通過した受信信号からガード区間を取り除き（図６の符号２３）、ブロック毎にＮ_ｃポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用し、Ｎ_ｃ個の直交周波数成分（周波数領域信号）に変換する（図６の符号２４）。得られた周波数領域信号に対しＦＤＥを適用し（図６の符号２５）、Ｎ_ｃポイント逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）により再び時間領域信号に変換した後（図６の符号２６）、データ判定を行う（図６の符号２７）。以下、シンボル長Ｔ_ｓで正規化された離散時間ｔを用いた数式表現を示す。

＜送信信号＞
ガード区間が付加された送信シンボル系列ｓ_Ｔ（ｔ）は次式（１）で表せる。

ここで、｛ｓ（ｔ）：ｔ＝０〜Ｎ_ｃ−１｝は送信シンボル系列、Ｅ_ｓはシンボルエネルギーである。

＜受信信号＞
受信ルートナイキストフィルタ出力をｔ＋Δ（Δ：タイミングオフセット）でサンプリングした受信信号ｒ（ｔ）は次式（２）で表せる。

ここで、ｈ_ｌおよびτ_ｌはチャネルの第ｌパスのパス利得および遅延時間、Ｌはパス数、η（ｔ）は相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のサンプルを表す。また、φ（ｔ）はナイキストフィルタのインパルス応答であり、レイズドコサインフィルタの場合、次式（３）で与えられる。

ここで、αはロールオフファクタで、０≦α≦１である。

＜周波数領域等化（ＦＤＥ）＞
式（２）で表される受信信号からガード区間を除去し、Ｎ_ｃポイントＦＦＴにより周波数領域信号に変換する。第ｋ周波数成分（ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は次式（４）で表せる。

ここで、Ｓ（ｋ）、Ｈ（ｋ）、Π（ｋ）は、それぞれ、所望信号成分、チャネルの伝達関数、雑音成分であり、次式（５）で表せる。

また、Ｚ（ｋ）はフィルタおよびタイミングオフセットに依存する係数であり、次式（６）で表せる。

今、Ｈ（ｋ）、Ｚ（ｋ）をまとめて、次式（７）のようにおく。

式（７）はタイミングオフセットを含めた新たなチャネルの伝達関数と見なすことができ、パイロットチャネル推定により

を推定することができる。式（４）で与えられる周波数領域信号に対し、次式（８）のようにＦＤＥを行う。

ここで、Ｗ（ｋ）はＭＭＳＥ−ＦＤＥ重みであり、次式（９）で表される。

ここで、２σ^２は雑音成分の分散を表す。式（８）で表される等化後の周波数成分に対して、次式（１０）のようにＮ_ｃポイントＩＦＦＴを適用し、等化された時間領域信号系列を得る。

この時間領域信号を用いて、データ判定を行う。

＜タイミングオフセットによるスペクトルの歪み＞
式（６）は次式（１１）のように変形できる。

ここで、Φ（ｆ）はナイキストフィルタのインパルス応答φ（ｔ）のフーリエ変換、すなわち伝達関数であり、次式（１２）で与えられる。

Δ＝０、すなわちタイミングオフセットがない場合、式（１１）は次式（１３）のようになる。

受信フィルタ出力をシンボルタイミングでサンプリングした場合、その標本系列のスペクトルは元の信号スペクトルがサンプリングレートの整数倍の周波数にシフトされた多数のスペクトルの複製が重ね合わさったものである。フィルタのロールオフファクタが０より大きくなると、元の信号スペクトルの前後にあるスペクトルの複製が信号帯域に入り込む、いわゆるスペクトルの折り返しが発生する。しかし、タイミング同期が完全であれば、その折り返された部分は常に平坦になり、元の信号スペクトルが保存される。これがナイキストの第１条件であり、その数式表現が式（１３）である。このとき、式（７）は次式（１４）のようになる。

したがって、信号スペクトルはチャネルの周波数選択性による歪みのみを受けることになる。

一方、Δ≠０、すなわちタイミングオフセットが存在する場合、式（１１）から分かるように、元の信号スペクトルの前後にシフトされたスペクトルの複製に位相回転が起こり、折り返されたスペクトルと元の信号スペクトルの位相がずれてしまい、信号帯域の両端付近で歪みが発生する。これがタイミングオフセットによる符号間干渉である。ロールオフファクタαが０の場合は、スペクトルの折り返しが発生しないため、タイミングオフセットによるスペクトル歪みは発生しない。しかし、αが大きくなるにつれ、スペクトルが折り返される領域も大きくなるため、タイミングオフセットによる歪みが大きくなってしまう。したがって、αを大きくするとＢＥＲ特性が劣化してしまう。以上が、その原理である。

この問題を避けるためには、受信信号をシンボルレートの２倍以上のオーバーサンプリングを行って、正しいタイミングに近い受信タイミングでサンプリングした時間領域信号を選択し、ＦＤＥを行う方法をとることができる。例えば、タイミング精度をデータシンボル長の１／８程度に抑えるためには、８倍のオーバーサンプリングをしなければならない。そして、８倍のオーバーサンプリングで得られた８個の周波数領域信号のうち、正しいタイミングに近い周波数領域信号を選択しなければならない。オーバーサンプリングの倍数が多くなるほどＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器の高速化が要求され、消費電力が増加してしまうという問題がある。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、シンボルレートの２倍のオーバーサンプリング周波数で受信信号をサンプリングし、ＦＤＥとスペクトル合成をすることにより、受信タイミングオフセットによる特性劣化を救済するＦＤＥを提供する。

タイミングオフセットによるＢＥＲ特性劣化の原因は、位相回転を起こしたスペクトルの折り返しによって、歪みが発生することである。そこで、まず、スペクトルの折り返しが発生しないようにオーバーサンプリングする。このためには２倍のオーバーサンプリングで十分である。そして、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の周波数成分に分解し、各周波数成分に現れているタイミングオフセットによる位相回転を取り除いた後に、得られた２Ｎ_ｃ個の周波数成分のうちの後半の周波数成分をコピーして前半の周波数成分とそれぞれスペクトル合成すれば、ナイキスト条件を満たす平坦なスペクトルが得られる。もちろん、これは周波数非選択性チャネルの場合であり、周波数選択性チャネルのときにはＭＭＳＥ−ＦＤＥが必要である。しかし、ＭＭＳＥ−ＦＤＥでは完全な周波数非選択性チャネルを復元できないから、スペクトル合成後のスペクトルに歪みが残るので、完全にはタイミングオフセットの影響を取り除くことはできないものの、タイミングオフセットの影響を軽減できる。

２倍のオーバーサンプリングで十分である理由は下記のとおりである。レイズドコサインフィルタを用いた場合、ロールオフファクタαの最大値は１で、このとき信号帯域幅はシンボルレートの２倍であるため、２倍のオーバーサンプリングで得られるスペクトルの重なりは発生しないから、完全に分離できる。タイミングオフセットによる各周波数成分の位相回転は、チャネル推定によって推定できるから、逆位相回転を与えることで完全に補償できる。チャネル推定のためには既知のデータ（パイロット信号と呼ぶ）を送信し、受信側ではパイロットのスペクトルは既知であるから受信スペクトルがどれだけの位相回転を受けているかを測定できる。これは、伝搬チャネルの伝達関数の推定と一緒に行うことができる。つまり、サンプリングタイミングオフセットによる受信スペクトル位相回転を伝搬チャネルの伝達関数の位相回転とみなしてしまえば良い。

すなわち、受信信号をシンボルレートの２倍でオーバーサンプリングして時間領域信号を得て、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換によって２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分を有する周波数領域信号に変換する。この周波数領域信号に対してＭＭＳＥ−ＦＤＥを適用し、周波数選択性チャネルによるスペクトル歪みとタイミングオフセットによる位相回転を補償してから、スペクトル合成する。スペクトル合成では、ＦＤＥ後の２Ｎ_ｃ個の周波数成分のうち後半Ｎ_ｃ個の成分をＮ_ｃポイント分スライドさせ、前半Ｎ_ｃ個の成分と単純な加算によって合成する。このスペクトル合成は周波数領域でのダウンサンプリングということができる。スペクトル合成後、Ｎ_ｃポイントの逆離散フーリエ変換を適用して時間領域シンボルタイミング系列を得る。この後、データ判定する。
なお、シンボルレートの２倍でオーバーサンプリングするところａ（ａは２以上の整数）倍でオーバーサンプリングし、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換をａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換とし、スペクトル合成は、ＦＤＥ後のａＮ_ｃ個の周波数成分のうち第（ａＮ_ｃ−Ｎ_ｃ）番目から第（ａＮ_ｃ−１）番目の成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の成分と加算して合成してもよい。

オーバーサンプリングとＦＤＥおよびスペクトル合成によって、タイミングオフセットによるスペクトルの位相回転を補償できるので、タイミングオフセットによる特性劣化を救済できる。シンボルタイミングでサンプリングを行った場合、ロールオフファクタαが大きくなれば、タイミングオフセットによるＢＥＲ特性の劣化が大きくなるが、本発明を用いれば、ロールオフファクタαの大きさにかかわらず、理想タイミング同期のときの特性に近づけることができる。

本発明の受信装置の構成を示す図である。 本発明の受信装置のもう１つの構成を示す図である。 所望信号の帯域と零置換される帯域を示す図である。 オーバーサンプリング・スペクトル合成を用いたときのＢＥＲ特性を表す図である。 ＩＦＦＴ後に時間領域でダウンサンプリングしたときのＢＥＲ特性を表す図である。 従来の送受信系の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の受信装置の構成を示す。まず、受信信号を、干渉・雑音除去帯域通過フィルタ１に入力する。このフィルタは、所望信号の周波数帯だけを通し、帯域外の干渉および雑音を除去する。このフィルタ出力に対し、オーバーサンプリング回路２によって、シンボルレートの２倍のオーバーサンプリングを行う。これにより、信号帯域の前後に現れる多数のスペクトルと元のスペクトルとを分離し、タイミングオフセットによって位相回転を起こしたスペクトルの折り返しを防ぐことができる。次に、送信フィルタに整合した受信ルートナイキストフィルタ３に通し、雑音の帯域制限を行う。そして、ガード区間除去回路４により、サンプリング系列の先頭２Ｎ_ｇ個のサイクリックプレフィクス系列の除去を行う。その後、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換回路５によって、受信サンプリング系列を２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分（周波数領域信号）に分解する。その後、ＦＤＥ回路６により、２Ｎ_ｃ個の周波数領域信号に対してＦＤＥを行う。ＦＤＥによって、チャネルの周波数選択性とタイミングオフセットによる位相回転を補償する。その後、スペクトル合成回路７によりスペクトル合成を行い、ナイキスト条件を満たしたスペクトルを復元する。スペクトル合成後のＮ_ｃ個の周波数領域信号を、Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路８において時間領域シンボルタイミング系列に変換し、データ判定回路９において送信信号系列の判定を行う。

次に、図１の受信装置の動作原理を説明する。

＜受信信号＞
干渉・雑音除去帯域通過フィルタ１の出力をシンボルレートの２倍でオーバーサンプリング（図１の符号２）し、ルートナイキストフィルタ３を通した受信信号系列は次式（１５）で表せる。

ここで、ｓ_Ｔ（ｔ）は式（１）で表される送信シンボル系列、ｈ_ｌおよびτ_ｌはチャネルの第ｌパスのパス利得および遅延時間、Ｌはパス数、Δはタイミングオフセット、η（ｔ）は相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のサンプルを表す。φ（ｔ）は式（３）で与えられるナイキストフィルタのインパルス応答である。

＜周波数領域等化（ＦＤＥ）＞
式（１５）で得られる受信信号系列から先頭２Ｎ_ｇ個のガード区間を除去し（図１の符号４）、２Ｎ_ｃポイントＦＦＴにより周波数領域信号へ変換する（図１の符号５）。その第ｋ周波数成分（ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は次式（１６）で表せる。

ここで、Ｈ（ｋ）、Ｓ（ｋ）、Π（ｋ）は、それぞれ、チャネルの伝達関数、所望信号成分、雑音成分で、次式（１７）で表せる。

ここで、パスの遅延時間はシンボル長の整数倍であるとした。また、Ｚ（ｋ）はフィルタとタイミングオフセットに依存する係数であり、式（６）および（１１）を用いて次式（１８）で表せる。

これは、元の信号スペクトルの複製が位相回転を起こし、シンボルレートの２倍の整数倍の周波数に現れることを示している。信号帯域幅はロールオフファクタαが１のときが最大で、このとき帯域幅はシンボルレートの２倍であるため、スペクトルの折り返しが発生しない。したがって、タイミングオフセットによるスペクトル歪みは発生しない。
式（１６）で表わされる周波数領域信号に対し、次式（１９）のようにＦＤＥを行う（図１の符号６）。

ここで、Ｗ（ｋ）はＭＭＳＥ−ＦＤＥ重みであり、次式（２０）で与えられる。

ここで、

であり、２σ^２（ｋ）は第ｋ周波数における雑音の分散である。

にはタイミングオフセットによる位相回転が含まれているので、このＦＤＥによって位相回転を補償することができる。

＜スペクトル合成＞
ＦＤＥ後の周波数成分のうち、後半Ｎ_ｃ個の成分のコピーをＮ_ｃポイント分スライドさせ、前半Ｎ_ｃ個の成分と単純な加算によって合成する（図１の符号７）。スペクトル合成後の周波数成分は次式（２１）で表せる。

この周波数成分に対し、Ｎ_ｃポイントＩＦＦＴを適用することで、時間領域シンボルタイミング系列を得ることができる（図１の符号８）。

このスペクトル合成は、ナイキストの第１条件を満たしたスペクトルの復元を図り、周波数領域でダウンサンプリングを行う方法であると言える。

図１の受信装置においてスペクトル合成回路７を設けず、Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路８に代えて２Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路８’を設け、データ判定回路９において偶数番目のＮ_ｃ個のサンプルのみを抽出して符号判定を行う構成としてもよい。なお、奇数番目のサンプルには所望信号が存在しない。
図１の構成ではスペクトル合成回路７で周波数成分の合成を行ったのに対し、この構成は時間領域でダウンサンプリングするものである。後述するように、計算機シミュレーションの結果によれば図１の構成と同様の効果が得られる。

図２は、本発明の受信装置のもう１つの構成を示す。図２の受信装置が図１の受信装置と異なる点は、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換回路５とＦＤＥ回路６の間に零置換回路１０を設けたことである。すなわち、２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換の後に、２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分に変換した信号に対して、図３のように所望信号が存在しない帯域の成分を零に置き換え、残りの周波数成分に対して、各周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行って２Ｎ_ｃ個の周波数成分を得る。そして、図１の受信装置と同様に、第Ｎ_ｃ番目から第２Ｎ_ｃ−１番目の周波数成分をそれぞれ第０番目から第Ｎ_ｃ−１番目の周波数成分に加算して、新たに第０番目から第Ｎ_ｃ−１番目の周波数成分を得て（図２の符号７）、Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の時間領域信号に変換して（図２の符号８）符号判定を行う（図２の符号９）ことで所望信号の帯域外の干渉・雑音成分を除去する。この構成によって伝送特性を改善することができる。

なお、図１、図２を参照して説明した受信装置では、離散フーリエ変換および逆離散フーリエ変換を用いたが、演算の高速化のために高速フーリエ変換および逆高速フーリエ変換を用いても良い。

以上の受信装置では、２倍でオーバーサンプリングして信号処理を行ったが、ａ倍（ａは２より大きい整数）でオーバーサンプリングして上記と同様の信号処理を行っても良い。その場合、ａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換回路によって、受信サンプリング系列をａＮ_ｃ個の直交周波数成分（周波数領域信号）に分解する。
次に、ＦＤＥ回路により、ａＮ_ｃ個の周波数領域信号に対してＦＤＥを行う。ＦＤＥによって、チャネルの周波数選択性とタイミングオフセットによる位相回転を補償する。
その後、スペクトル合成回路によりスペクトル合成を行い、ナイキスト条件を満たしたスペクトルを復元する。この場合、第（aＮ_ｃ−Ｎ_ｃ）番目から第（ａＮ_ｃ−１）番目の周波数成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分に加算して、新たに第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分を得る。
そして、スペクトル合成後のＮ_ｃ個の周波数領域信号をＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路において時間領域シンボルタイミング系列に変換した後、データ判定回路において送信信号系列の判定を行う。

さらに、このａ倍でオーバーサンプリングする構成において、スペクトル合成回路を設けず、Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路に代えてａＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路を設けて時間領域シンボルタイミング系列に変換し、時間領域で第０番目からａ個ずつの間隔で信号を取り出して（ダウンサンプリングして）Ｎ_ｃ個の信号系列に変換した後、データ判定回路において送信信号系列の判定を行う構成としてもよい。

＜計算機シミュレーション＞
実施例１で説明した構成を有する受信装置を用いたときの受信１ビット当たりの平均受信信号エネルギー対雑音電力密度比を横軸に取ったときのＢＥＲ特性を図４に示す。
変調方式はＱＰＳＫ変調、ＦＦＴブロック内のシンボル数およびガードインターバル数はそれぞれＮ_ｃ＝２５６、Ｎ_ｇ＝３２とした。伝搬チャネルは１６パス等電力モデルと仮定し、受信タイミングずれは−０．５から０．５の間でランダムとした。比較のため、受信タイミングずれがない場合（Δ＝０）のときの特性も示す。

図４から分かるように受信タイミングにずれが生じる場合、すなわち、タイミングオフセットが存在する場合、スペクトルの歪みが発生し、特性が劣化する。また、その歪みは、フィルタのロールオフファクタが大きくなるにつれ大きくなる。しかしながら、本発明の受信装置を用いれば、オーバーサンプリングによりスペクトルの折り返しが発生せず、歪みを防ぐことができる。さらに、スペクトル合成によって、周波数領域でダウンサンプリングを行うことができると同時に、ナイキスト条件を満たした状態をほぼ復元できるので、ＩＦＦＴの演算量を低減しつつ、タイミングずれがないときと同等のＢＥＲ特性を得ることができる。

図５は、実施例２で説明した構成を有する受信装置を用いて、ＩＦＦＴ後に時間領域でダウンサンプリングしたときのＢＥＲ特性を示す。時間領域でダウンサンプリングした場合でも、図４と同様の特性が得られ、タイミングずれによる特性劣化を補償できていることが分かる。

本発明は、無線システムの受信装置に利用することができる。

１・・・干渉・雑音除去帯域通過フィルタ、２・・・２倍オーバーサンプリング回路、３・・・ルートナイキストフィルタ、４・・・ガード区間除去回路、５・・・２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換回路、６・・・ＦＤＥ回路、７・・・スペクトル合成回路、８・・・Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換回路、９・・・データ判定回路、１０・・・零置換回路

Claims (12)

1. シンボルレートの２倍速度で受信信号をオーバーサンプリングして２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
   前記２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分に変換する離散フーリエ変換部と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化を行った後に、第Ｎ_ｃ番目から第（２Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分に加算して、新たに第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分を得るスペクトル合成部と、
   前記新たに得られた第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分をＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
   前記Ｎ_ｃ個の時間領域信号の符号判定を行うデータ判定部と、
   を備える受信装置。
2. シンボルレートの２倍速度で受信信号をオーバーサンプリングして２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
   前記２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分に変換する離散フーリエ変換部と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化を行った後に、２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分を２Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
   前記２Ｎ_ｃ個の時間領域信号から偶数番目のＮ_ｃ個のサンプルのみを抽出して符号判定を行うデータ判定部と、
   を備える受信装置。
3. 前記変換された２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分のうち所望信号が存在しない帯域の直交周波数成分を零に置き換える零置換部をさらに備え、
   前記周波数領域等化は、前記零置換部によって零に置き換えられた以外の直交周波数成分に対して行われる請求項１または２に記載の受信装置。
4. シンボルレートの２倍速度で受信信号をオーバーサンプリングして２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を得る過程と、
   前記２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分に変換する過程と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う過程と、
   前記周波数領域等化を行った後に、第Ｎ_ｃ番目から第（２Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分に加算して、新たに第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分を得る過程と、
   前記新たに得られた第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分をＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する過程と、
   前記Ｎ_ｃ個の時間領域信号の符号判定を行う過程と、
   を有する受信方法。
5. シンボルレートの２倍速度で受信信号をオーバーサンプリングして２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
   前記２Ｎ_ｃ個の受信信号標本を２Ｎ_ｃポイント離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分に変換する過程と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う過程と、
   前記周波数領域等化を行った後に、２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分を２Ｎ_ｃポイント逆離散フーリエ変換により２Ｎ_ｃ個の時間領域信号に変換する過程と、
   前記２Ｎ_ｃ個の時間領域信号から偶数番目のＮ_ｃ個のサンプルのみを抽出して符号判定を行う過程と、
   を有する受信方法。
6. 前記変換された２Ｎ_ｃ個の直交周波数成分のうち所望信号が存在しない帯域の直交周波数成分を零に置き換える過程をさらに有し、
   前記周波数領域等化は、前記零に置き換える過程において零に置き換えられた以外の直交周波数成分に対して行われる請求項４または５に記載の受信方法。
7. シンボルレートのａ（ａは２以上の整数）倍速度で受信信号をオーバーサンプリングしてａＮ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
   前記ａＮ_ｃ個の受信信号標本をａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の直交周波数成分に変換する離散フーリエ変換部と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化を行った後に、第（ａＮ_ｃ−Ｎ_ｃ）番目から第（ａＮ_ｃ−１）番目の直交周波数成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分に加算して、新たに第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分を得るスペクトル合成部と、
   前記新たに得られた第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分をＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
   前記Ｎ_ｃ個の時間領域信号の符号判定を行うデータ判定部と、
   を備える受信装置。
8. シンボルレートのａ（ａは２以上の整数）倍速度で受信信号をオーバーサンプリングしてａＮ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
   前記ａＮ_ｃ個の受信信号標本をａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の直交周波数成分に変換する離散フーリエ変換部と、
   前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化を行った後に、ａＮ_ｃ個の直交周波数成分をａＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
   前記ａＮ_ｃ個の時間領域信号において第０番目からａ個ずつの間隔で時間領域信号を取り出してＮ_ｃ個の信号系列に変換した後、符号判定を行うデータ判定部と、
   を備える受信装置。
9. 前記変換されたａＮ_ｃ個の直交周波数成分のうち所望信号が存在しない帯域の直交周波数成分を零に置き換える零置換部をさらに備え、
   前記周波数領域等化は、前記零置換部によって零に置き換えられた以外の直交周波数成分に対して行われる請求項７または８に記載の受信装置。
10. シンボルレートのａ（ａは２以上の整数）倍速度で受信信号をオーバーサンプリングしてａＮ_ｃ個の受信信号標本を得る過程と、
    前記ａＮ_ｃ個の受信信号標本をａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の直交周波数成分に変換する過程と、
    前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う過程と、
    前記周波数領域等化を行った後に、第（ａＮ_ｃ−Ｎ_ｃ）番目から第（ａＮ_ｃ−１）番目の直交周波数成分をそれぞれ第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の直交周波数成分に加算して、新たに第０番目から第（Ｎ_ｃ−１）番目の周波数成分を得る過程と、
    前記新たに得られた第０番目から第Ｎ_ｃ−１番目の周波数成分をＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する過程と、
    前記Ｎ_ｃ個の時間領域信号の符号判定を行う過程と、
    を有する受信方法。
11. シンボルレートのａ（ａは２以上の整数）倍速度で受信信号をオーバーサンプリングしてａＮ_ｃ個の受信信号標本を得るオーバーサンプリング部と、
    前記ａＮ_ｃ個の受信信号標本をａＮ_ｃポイント離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の直交周波数成分に変換する過程と、
    前記直交周波数成分の振幅と位相の歪みを取り除く周波数領域等化を行う過程と、
    前記周波数領域等化を行った後に、ａＮ_ｃ個の直交周波数成分をａＮ_ｃポイント逆離散フーリエ変換によりａＮ_ｃ個の時間領域信号に変換する過程と、
    前記ａＮ_ｃ個の時間領域信号において第０番目からａ個ずつの間隔で時間領域信号を取り出してＮ_ｃ個の信号系列に変換した後、符号判定を行う過程と、
    を有する受信方法。
12. 前記変換されたａＮ_ｃ個の直交周波数成分のうち所望信号が存在しない帯域の直交周波数成分を零に置き換える過程をさらに有し、
    前記周波数領域等化は、前記零に置き換える過程において零に置き換えられた以外の直交周波数成分に対して行われる請求項１０または１１に記載の受信方法。

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