JP4311132B2 - Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、逆フーリエ変換処理して得られる信号にガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を付加した信号を送受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Multiplexing）伝送方式における受信装置に係わり、特に、ガードインターバル以上の遅延波が発生してもシンボル間干渉やキャリア間干渉を抑圧して、良好な受信が可能なＯＦＤＭ伝送方式における受信装置に関する。

広帯域無線通信においては、マルチパス環境による遅延波の影響が無視できなくなり、周波数選択性フェージングが発生して伝送特性が劣化する。

このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（サブキャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア伝送方式が有用となる。

現在、デジタルＴＶ／音声放送（日本、欧州）や無線ＬＡＮ（IEEE802.11a）などの規格がマルチキャリア伝送方式の一種であるＯＦＤＭ伝送方式をベースとして標準化されている。

また、次世代移動通信システムにおいてもＯＦＤＭベースの伝送方式が提案されている。

図１６（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部２１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２２ａ〜２２ｄを介して直交変調部２３ａ〜２３ｄに入力する。

図では４シンボルＳ１〜Ｓ４よりなる並列データに変換する。

各シンボルは同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分）を含んでいる。

直交変調部２３ａ〜２３ｄは各シンボルを図１６（ｂ）に示す周波数f₁〜f₄を有するサブキャリアで直交変調し、合成部２４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。

マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図１６（ｂ）に示すように周波数が配置される。

図１６においてシリアルパラレル変換部２１は直列データを４シンボルの並列データに変換したが、実際には例えばＮ＝５１２あるいは１０２４個の並列データに変換し、Ｎ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。

ＯＦＤＭ伝送方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。

図１７（ａ）はＯＦＤＭ伝送方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部２５は直列データをＮ個のシンボル（Ｉ＋ｊＱ、複素数）よりなる並列データに変換する。

ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）２６はＮ個のシンボルを図１７（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、ガードインターバル挿入部２７でガードインターバルＧＩを挿入し、実数部、虚数部をローパスフィルタ２８ａ、２８ｂを通して直交変調部２９に入力する。

直交変調部２９は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。

ＯＦＤＭ伝送方式によれば、図１７（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。

図１８はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方にパイロットＰが時間多重されている。

１フレーム当たりパイロットがたとえば４×Ｎシンボル、送信データが２８×Ｎシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部２５より並列データとして最初の４回までパイロットのＮシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＮシンボルが出力する。

この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットと既知のパイロット信号との相関演算を行うことによりサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償が可能となる。

図１９はガードインターバル挿入（付加）説明図である。

ガードインターバル挿入とは、Ｎ個のサンプルで構成される１OFDMシンボルを1単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。

ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）およびキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）の影響を無くすことが可能になる。

図２０は希望波と遅延波の位相説明図であり、Ａは希望波（直接波）、Ｂは遅延波（反射波）である。

図２０（ａ）に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_GD以下であれば、ウィンドウタイミングＷにおいて希望波ＡのデータシンボルD₀は遅延波Ｂの他のデータシンボルD_-1と重ならず、ＩＳＩは発生しない。

しかし、図２０（ｂ）に示すように、遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_GDより大きくなると、ウィンドウタイミングＷにおいて希望波ＡのデータシンボルD₀は遅延波Ｂの他のデータシンボルD_-1と重なり、ＩＳＩが発生する。

また、ウィンドウタイミングＷにおいてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算を行うが、図２０（ａ）に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_GD以下であれば、図示しない希望波Ａと遅延波Ｂの合成波はウィンドウタイミングＷ内においてｓｉｎｃ関数となっているため、サブキャリア間の直交性が保たれ、ＩＣＩは発生しない。

しかし、図２０（ｂ）に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_GDより大きくなると、希望波Ａと遅延波Ｂの合成波はウィンドウタイミングＷ内においてｓｉｎｃ関数とはならないため、サブキャリア間の直交性が劣化して、ＩＣＩが発生する。

従って、遅延波の最大遅延時間τ_MAXを考慮してＩＳＩ及びＩＣＩが生じないようにガードインターバル長N_GDが決められる。

図２１はＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。

無線受信部３１は受信したＯＦＤＭキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部３２は受信信号に直交復調処理を施す。

タイミング同期・ＧＩ除去部３３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ部３４に入力する。

ＦＦＴ部３４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＮ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）値S₁〜S_Nに変換する。

チャネル推定部３５は送信側で時間多重されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部３６はサブキャリア毎のチャネル推定値h₁〜h_NによりＦＦＴ出力S₁〜S_Nに対してフェージングの補償（チャネル補償）を行う。

すなわち、チャネル推定部３５は、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響exp(jφ)及び振幅の影響Ａを推定し、チャネル補償部３６は送信シンボルのサブキャリア信号成分にexp(？jφ)及び１／Ａを乗算してフェージングを補償する。

パラレルシリアル変換部３７はチャネル補償部から出力する並列データを直列データに変換し、データ復調部３８は受信データを復調する。

以上のように、ＯＦＤＭでは、１OFDMシンボルデータ（以後単にシンボルデータという）にガードインターバルＧＩを付加し、ＧＩシンボル長以内のマルチパス遅延波が存在してもＩＳＩ及びＩＣＩが発生しない。

このため、等化を用いず復調できる利点（耐マルチパスフェージング）を有している。

一方、冗長シンボルであるＧＩシンボルの付加は伝送効率の低下を引き起こす。

この伝送効率低下を抑えるためにはＯＦＤＭシンボル長を大きくとらねばならず、これは伝送帯域幅一定においてはサブキャリア数Ｎを増大することになる。

よって、マルチキャリア伝送の問題点であるピーク対平均電力比の増大（アンプの非線形歪による特性劣化）やシンボル長増大によるフェージング追従特性の劣化などが生じ、これらとの現実的なトレードオフにおいてサブキャリア数は設計される。

しかし、実際の伝搬路における遅延波の遅延時間は非常に変動が大きく、遅延スプレッドを例にしても特に屋外では市街地（０．２〜２．０μｓ）や山岳地（１０〜２０μｓ）など、システムとして想定すべきＧＩ長は通常１００％の全サービスエリアを補償できない。

この問題点に対して一つの解決策を示している技術が、非特許文献１に開示されている（以降「従来技術」と呼ぶ）。

ＯＦＤＭ伝送方式では、移動通信においてＧＩを超える遅延波が存在する場合、シンボル間干渉（ＩＳＩ）およびキャリア間干渉（ＩＣＩ）が同時に発生し、伝送特性が著しく劣化する。

従来技術は、ＩＳＩおよびＩＣＩの両方を抑圧し伝送特性を改善するために、可変パイロットを用いたフレームフォーマット、全時間領域信号処理型ｐｒｅ−ＦＦＴ等化方式により構成されている。

図２２は従来技術のパイロット可変ＧＩ方式のフレームフォーマットの構成説明図である。

パイロットシンボルに付加するＧＩ長（N_GP）は想定される最大遅延プロファイル（Nτ_MAX）以上とする。

これにより、データシンボルのＧＩ長（N_GD）を超える遅延波が到来する環境においても可変パイロットによりＩＳＩおよびＩＣＩの影響なくチャネル（伝搬路）推定を行うことが可能となる。

また、図２３は従来技術のＯＦＤＭ受信機の構成図、図２４は各部ａ〜ｄの概念図である。

図２３において、チャネル（伝搬路）推定部１はパイロットシンボルにより遅延プロファイルを取得してＧＩ超遅延波検出部２に出力し、ＧＩ超遅延波検出部２は遅延プロファイルにおいてデータシンボルのＧＩ（N_GD）を超える遅延波の検出を行う。

ＩＳＩレプリカ生成部３はＧＩ超遅延波検出部２で検出された遅延波に対し、前シンボルの復調結果よりＩＳＩレプリカを生成し、減算器６は受信信号からＩＳＩレプリカを差し引くことによりＯＦＤＭ復調前の時間領域において前シンボル成分の除去を行う（ＩＳＩ補償）。

ここで、ＩＳＩ補償後の信号Ｂ（図２４の信号Ｂ参照）は前シンボル成分が除去された箇所において直流となるためＩＣＩが発生する。

これを補償するため、ＦＦＴ部７はＩＳＩ補償された信号を入力してＦＦＴ演算を行い、さらに、ＩＦＦＴ部１０でＩＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号を出力し、復元レプリカ生成部１１において時間領域の復元レプリカＣ（図２４のＣ参照）を生成する。

加算器１２は復元レプリカをＩＳＩ補償された信号に加える。

これにより、周期関数となりＩＣＩが補償される（ＩＣＩ補償後の信号、図２４の信号Ｄ参照）。

なお、図２３中、４は乗算器、５はＧＩ除去部、８及び１３はＦＦＴ部、９及び１４はチャネル（伝搬路）補償部、１５はＩＦＦＴ部、１６は遅延回路である。
吉田誠、外４名、「ｐｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ受信方式の提案（その１）」、［ＣＤ−ＲＯＭ］、２００３年３月３日、電子情報通信学会２００３年総合大会講演論文集

従来技術は、データシンボルにおけるＩＳＩ及びＩＣＩの補償を全時間領域にて行う。

すなわち、遅延波に対してＯＦＤＭ復調を行うＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗに漏れこむ前シンボル部分をＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗ内で周期関数となるように補償を行う。

つまり、等化後の信号は希望波と遅延波の成分にて構成される。

しかし、従来技術ではＧＩを超える遅延波の遅延時間（遅延量）が大きくなるにつれて、その改善特性が減少する。

遅延量が小さい場合にはＩＳＩレプリカによりキャンセルする前シンボル成分が少ないため、ＩＳＩ補償後のＩＦＦＴ演算出力の精度はある程度補償される。

このＩＦＦＴ演算出力を使用してＩＣＩ補償を行うため、ＩＣＩ補償後の等化結果の精度もある程度補償される。

しかし、遅延量が大きくなるに従ってＩＳＩレプリカによりキャンセルする前シンボル成分が多くなり、遅延波の直流分が増加してＩＦＦＴ演算出力の精度が劣化し、これに起因してＩＣＩ補償後の等化結果の精度も劣化する。

このため、遅延波の遅延時間が大きくなるにつれて改善特性が劣化してしまう。

このように、従来技術は遅延波の遅延時間により劣化が生じる点で問題が残る。

本発明は、このような問題点に鑑み創案されたものであり、ＯＦＤＭ伝送方式において、ガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉およびキャリア間干渉を低減することができるＯＦＤＭ伝送方式における受信装置および受信方法を提供することを目的とする。

（第１構成）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定する手段と、前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、前記ＩＳＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換して生成した仮復調シンボルを用いて前記ＩＳＩレプリカ除去部分の復元レプリカを生成する手段と、前記復元レプリカにより前記ＩＳＩ補償信号を補間してキャリア間干渉（ＩＣＩ）補償信号を生成する手段と、前記ＩＣＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段とを設ける。

（第２構成）また、前記復元レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路を多段に設けてもよい。

（第３構成）また、アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチにおける希望電力対干渉電力比を比較し、前記希望電力対干渉電力比の最大となるブランチの仮復調シンボルを選択する手段を備え、各ブランチは前記選択された仮復調シンボルを使用する構成としてもよい。

（第４構成）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、ガードインターバルを超える遅延プロファイルを測定する手段と、前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、前記ＩＳＩ補償信号を復調して生成した仮復調シンボルを硬判定した結果と前記遅延プロファイルより受信信号レプリカを生成する手段と、前記受信信号レプリカと前記硬判定結果より生成したキャリア間干渉（ＩＣＩ）レプリカを用いて前記仮復調シンボルよりＩＣＩ補償信号を生成する手段と、前記ＩＣＩ補償信号を逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段とを設ける。

（第５構成）また、前記硬判定、受信信号レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路を多段に設けてもよい。

（第６構成）アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチの仮復調シンボルを合成する手段を備え、各ブランチは前記合成されたシンボルを使用して硬判定を行う構成としてもよい。

したがって、本発明によれば、ＯＦＤＭ伝送方式において、ガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉およびキャリア間干渉を低減することができる。

また、本発明によれば、受信信号に含まれる希望波のみを抽出することにより、遅延波の影響によるＩＳＩおよびＩＣＩを抑圧することができ、遅延波の遅延時間がデータのガードインターバルを超えてもＢＥＲの増大を抑圧することができる。

本発明によれば、ダイバーシチ構成にし、Ｄ／Ｕが良好なブランチの信号を用いてデータ復調信号を発生するようにしたからデータ判定精度を向上することができる。

また、ダイバーシチ構成にし、各ブランチの受信信号を選択合成あるいは最大比合成し、これら合成信号を用いて復元レプリカ、現シンボルレプリカ、期待値データを発生し、ＩＣＩやＩＳＩを抑圧するようにしたのでデータ判定精度を更に向上することができる。

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。

（第１実施例）図１は第１実施例の概念図である。

説明の簡略化のため、無線伝搬路が希望波と1波の遅延波が存在する場合を例に説明するが、遅延波が増加した場合においても同様の処理を行うことが可能である。

また、以降の実施例でも同様であるが、ＦＦＴ処理前は時間領域の信号処理が行われ、ＦＦＴ処理後は周波数領域の処理が行われ、ＩＦＦＴ処理後は時間領域の処理が行われる。

なお、フレームフォーマットについては周期的にパイロット信号が挿入される構成とし、遅延プロファイルはパイロット信号をもとに取得されるものとする。

図１において、受信信号は例えば信号Ａのように表わされる。

ここで各信号は、希望波の伝搬路応答値で正規化した値によるものとする。

受信信号に含まれる各パスの受けた伝搬路（チャネル）応答値および遅延量は遅延プロファイルより取得し、該遅延プロファイルからの情報をもとに受信信号を遅延させ（信号Ｂ）、すなわち、遅延プロファイルからの遅延量の分だけ遅延させ、結果的には受信信号の遅延波を打ち消すための遅延波成分の伝搬路応答値を乗算した信号（現シンボルレプリカ、信号Ｃ）を生成する。

前記受信信号から現シンボルレプリカを差し引く（図１では伝搬路応答値に（−１）を乗算した値を加算する）ことにより、現シンボル成分（Ｄａｔａ＃１）と前シンボル成分（Ｄａｔａ＃０）からなる遅延波除去信号（差分信号、信号Ｄ）を生成する。

前記差分信号に含まれる前シンボル成分は、既知信号であるパイロット信号を起点とした復調信号となるため、前シンボルの復調信号（信号Ｅ）に、遅延操作回数に応じた遅延波成分の伝搬路応答値（この場合は２乗値）を乗算した信号（前シンボルレプリカ、信号Ｆ）を生成し、前記差分信号から前シンボルレプリカを除去する。

これにより、差分信号から希望波のみ（等化後信号、信号Ｇ）を抽出することができる。

図１では遅延波成分の除去を１回の遅延操作（ループ回数）により行うことができる。

図２は第１実施例におけるループ回数２回の場合の概念図である。

図２において、受信信号を遅延させ、差分信号＃１（信号Ｄ０）を生成するまでは図１と同様の処理である。

差分信号＃１における遅延波成分は、前シンボル成分（Ｄａｔａ＃０）、ＧＩ＃１および現シンボル成分（Ｄａｔａ＃１）からなり、前シンボル成分のみにて構成されていないため、再度遅延波除去処理を行う。

受信信号を更に遅延させた遅延受信信号＃２（信号Ｂ１）に遅延波成分の伝搬路応答値の２乗値を乗算して現シンボルレプリカ＃２（信号Ｃ１）を生成し、差分信号＃１に加算して、現シンボル成分（Ｄａｔａ＃１）と前シンボル成分（Ｄａｔａ＃０）からなる遅延波除去信号（差分信号＃２、信号Ｄ）を生成する。

前シンボルの復調信号（信号Ｅ）に、遅延量に応じた遅延波成分の伝搬路応答値（この場合は３乗値）を乗算した信号（前シンボルレプリカ、信号Ｆ）を生成し、差分信号＃２から前シンボルレプリカを除去する。

これにより、差分信号＃２から希望波のみ（等化後信号、信号Ｇ）を抽出することができる。

このように、ＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗ内が現シンボル成分（Ｄａｔａ＃０）と前シンボル成分（Ｄａｔａ＃１）のみにより構成されるまで前記ループ処理を繰り返す。

なお、上記差分信号の前シンボル成分については、前シンボルのＧＩ（ＧＩ＃０）が含まれる構成でもよい、すなわち、ＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗ内が周期関数であれば前シンボルの復調信号より作成した前シンボルレプリカを除去できる。

このように、実質的に現シンボル成分と前シンボル成分からなる信号を生成して前シンボルレプリカを除去することにより本発明の目的を達成することができる。

また、ループ回数Ｌは、ＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗである有効シンボル長Ｔｕ、有効シンボルに対するＧＩの比率αおよび遅延波の遅延量Ｄにより一意的に決定され、式（１）のように表わされる。

すなわち、有効シンボル長およびＧＩ比率が一定とすると、遅延量が小さい場合はループ回数が多くなり、遅延量が大きい場合はループ回数は少なくなる。

なお、図１および図２において、希望波／遅延波および希望波成分／遅延波成分とあるが、受信信号は受信したそのものの信号であるため希望波／遅延波と記述し、ＩＳＩ補償後／ＩＣＩ補償後に関しては受信信号、つまり希望波／遅延波に処理が行われており、受信した時の希望波／遅延波と異なる信号となるため希望波成分／遅延波成分と記述して便宜上区別している。

以降の実施例でも同様である。

図３は第１実施例のＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の構成図である。

図３において、図示しないアンテナから入力したＯＦＤＭキャリア信号に周波数変換、直交復調処理を施した受信信号（図１及び図２の信号Ａ参照）をチャネル（伝搬路）推定部１０１、入力制御部１０３および受信信号遅延部１０４に入力する。

チャネル推定部１０１は受信信号に含まれるパイロット信号よりチャネル（伝搬路）応答値および遅延プロファイルを取得する。

ここで、チャネル応答値および遅延プロファイルについては、ＩＳＩおよびＩＣＩの影響を受けることなく得られるものとし、その手法については限定されない。

ループ制御部１０２は、データシンボルのＧＩ長を超える遅延波の検出を行うと共に、チャネル推定部１０１で取得した遅延プロファイルを入力し、遅延プロファイルから得られる遅延波の遅延量をもとに、遅延波除去部１００ａのループ実行回数の決定およびループ制御情報の生成を行う。

このループ実行回数およびループ制御情報は、入力制御部１０３、受信信号遅延部１０４及びチャネル応答制御部１０５に入力される。

受信信号遅延部１０４はループ制御情報に応じて受信信号を遅延させて（図１及び図２の信号Ｂ、図２の信号Ｂ１参照）現シンボルレプリカ生成部１０６に入力し、チャネル応答制御部１０５は、ループ制御情報より現シンボルレプリカを生成するための現シンボルレプリカチャネル応答値および前シンボルレプリカを生成するための前シンボルレプリカチャネル応答値を生成する。

現シンボルレプリカ生成部１０６は入力された遅延受信信号に現シンボルレプリカチャネル応答値を乗算した現シンボルレプリカ（図１及び図２の信号Ｃ、図２の信号Ｃ１参照）を生成する。

遅延波除去部１００ａの入力制御部１０３はＧＩを超える遅延波の検出が行われた場合、入力されたループ制御情報により、１回目のループ時には受信信号を、２回目以降のループ時には差分信号（図２の信号Ｄ０参照）を出力し、加算器１０７は、受信信号もしくは１ループ前の差分信号における現シンボル成分（遅延波成分）を現シンボルレプリカによりキャンセルし、新たな差分信号（図１及び図２の信号Ｄ参照）を生成する。

なお、遅延波除去部１００ａは、前記決定されたループ回数に従って繰り返し処理が実行される。

前シンボルレプリカ生成部１０８は、パイロットシンボルもしくは１シンボル前の復調シンボル（データシンボル、図１及び図２の信号Ｅ参照）に前シンボルレプリカチャネル応答値を乗算して前シンボルレプリカ（図１及び図２の信号Ｆ参照）を生成する。

加算器１０９は、ループ実行後に遅延波除去部１００ａから出力された最新の差分信号における前シンボル成分を前シンボルレプリカによりキャンセルし、希望波成分のみ（図１及び図２の信号Ｇ参照）を抽出する。

ＦＦＴ部１１０は、前記希望波成分のみを抽出した信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。

ＦＦＴ部１１１は、チャネル推定値にＦＦＴ演算処理を施して各サブキャリアのチャネル補償値を発生し、チャネル補償部１１２に出力する。

チャネル補償部１１２は、ＦＦＴ部１１０から出力されるサブキャリア毎のＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算して、データシンボルを構成するサブキャリア数のデータ要素を復調して復調信号（シンボル）を出力する。

ＩＦＦＴ部１１３は、チャネル補償部１１２から出力する復調シンボルを構成するサブキャリア数の復調信号にＩＦＦＴ演算を施して復調シンボルの時間波形信号を出力し、遅延回路１１４は該時間波形信号を1シンボル時間Ｔｓだけ遅延して前シンボルレプリカ生成部１０８に入力する。

なお、上記ではデータシンボル長を超える遅延波が検出された場合の動作を述べたが、データシンボル長を超える遅延波が検出されなかった場合には、ループ制御部１０２からのループ制御情報をもとに、入力制御部１０３は入力された受信信号を出力し、現シンボルレプリカ生成部１０６及び前シンボルレプリカ生成部１０８は０を出力して各部処理を行うことにより復調信号を出力することができる。

図４は第１実施例における遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲ特性（シミューレーション結果）である。シミュレーションパラメータは表1に示す。

ここでは、データシンボルのＧＩ長の３．５倍までの遅延波に対する遅延波位置（サンプル）対ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す。

遅延波位置が２００サンプル以下の場合がＧＩ内遅延波におけるＢＥＲ特性であり、これに対してＧＩ超過遅延波時のＢＥＲ特性の劣化がどれだけ抑えられているかが本発明の効果となる。

なお、本発明による受信方式を行っていない場合の特性はＡ、第1実施例の特性はＢである。

特性Ｂで示すように、遅延量が大きくなるに従って良好なＢＥＲ特性が得られていることがわかる。

これは、式１により求められるループ回数が遅延量の増加に従って少なくなり、ループ処理により加算される雑音の影響が少ないためである。

また、ＧＩ以内における特性以上のＢＥＲ特性が得られているが、これは本発明が遅延波を除去し、希望波のみで復調を行うことができるためである。

つまり、ループによる雑音の影響が小さい場合には、本発明により希望波のみのＢＥＲ特性に漸近しており、従来のＯＦＤＭ通信システムに対しては大きく特性改善されていることがわかる。

（第２実施例）図５および図６は第２実施例の概念図である。

第1実施例は遅延波成分の除去を行うために必要な現シンボル成分を、受信信号を遅延させることにより取得し、また、前シンボル成分を等化後の復調信号より取得したが、第２実施例はＩＣＩ補償後の信号を一旦復調することにより取得する。

図１と同様に、無線伝搬路が希望波と1波の遅延波が存在する場合を例に説明する。

また、フレームフォーマットは周期的にパイロット信号が挿入される構成とし、遅延プロファイルはパイロット信号をもとに取得されるものとする。

図５において、受信信号は例えば信号Ａのように表される。

まず、前シンボル成分となるパイロットシンボルもしくは復調シンボルＢにチャネル推定値を乗算して受信信号のＩＳＩ発生の要因となるｙ１部分のＩＳＩレプリカａ（図５の信号Ｃ斜線部参照）を生成する。

受信信号からＩＳＩレプリカａを削除して前シンボル成分をキャンセルし、ＩＳＩの補償を行ってＩＳＩ補償後の信号Ｄを得る。

しかし、ＩＳＩ補償された箇所は直流成分（図５の信号Ｄ“０”部分）となるため、キャリア間干渉ＩＣＩが発生する。

これを補償するためには、ＩＳＩ補償された期間ｙ１に周期関数となるような信号を挿入すればよい。

そこで、ＩＳＩ補償後の信号Ｄを一旦復調し仮復調シンボルＥを生成する。

仮復調シンボルＥにはＩＣＩの影響が現れるが、ＩＣＩの影響は雑音レベルの増加として現れるため送信信号と相関の高い信号となる。

仮復調シンボルＥにチャネル推定値を乗算し前記直流成分の期間ｙ１部分の復元レプリカｂ（信号Ｆの斜線部参照）を生成して、該復元レプリカｂをＩＳＩ補償後の信号Ｄに加えることによりＩＣＩ補償を行い、ＩＣＩ補償後の信号Ｇを得る。

ＩＳＩ補償後の信号Ｄにおける遅延波の現シンボル成分ｃおよびｄを除去するため、ＩＣＩ補償後の信号Ｇを一旦復調し図６の仮判定シンボルＨを生成する。

仮判定シンボルＨにチャネル推定値を乗算して遅延波成分ｃにおける期間ｙ２の現シンボルレプリカｅおよび遅延波成分ｄにおける期間ｙ３の現シンボルレプリカｆ（図６の信号Ｉ参照）を生成して、ＩＳＩ補償後の信号Ｄから現シンボルレプリカｅ及びｆを差し引く。

これにより、受信信号から希望波の現シンボル成分のみ（図６の等化後信号Ｊ）を抽出することができる。

図７は第２実施例の受信装置の構成図である。

図７において、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。

ＧＩ超遅延波検出部２０１は、チャネル推定部１０１で測定された遅延プロファイルを入力され、データシンボルのＧＩ長を超える遅延波の検出を行う。

ＩＳＩレプリカ作成部２０２は、ＧＩを超える遅延波の検出が行われた場合、パイロットシンボルもしくは１シンボル前の復調結果（データシンボル、図５の信号Ｂ参照）にチャネル推定値を乗算してＩＳＩレプリカ（図５の信号Ｃ参照）を生成し、減算器２０３に入力する。

減算器２０３は、受信信号（図５の信号Ａ参照）からＩＳＩレプリカを減算して前シンボル成分をキャンセルすることによりＩＳＩ補償を行う（図５の信号Ｄ参照）。

ＦＦＴ部２０４は、前記ＩＳＩ補償後の信号にＦＦＴ演算処理を施して周波数領域に変換し、サブキャリア毎のデータ要素を生成し、チャネル補償部２０５はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償を行う。

ＩＦＦＴ演算部２０６は、チャネル補償部２０５から出力したデータシンボルを構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施して、再度データシンボルの時間波形信号（仮復調シンボル、図５の信号Ｅ参照）を出力する。

復元レプリカ生成部２０７は、仮復調シンボルとチャネル推定値より復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ、図５の信号Ｆ参照）を生成し、加算器２０８に入力する。

加算器２０８は、前記ＩＳＩ補償後の信号に復元レプリカを加算することによりＩＳＩ補償後の信号に対してＩＣＩ補償を行う（図５の信号Ｇ参照）。

ＦＦＴ部２０９は、前記ＩＳＩ補償後の信号にＦＦＴ演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を生成し、チャネル補償部２１０はサブキャリア毎にＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算して仮判定レプリカを生成してＩＦＦＴ部２１１に出力する。

ＩＦＦＴ部２１１は、チャネル補償部２１０から入力するデータシンボルを構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演算を施して再度復調し、仮判定シンボル（図６の信号Ｈ参照）を生成する。

現シンボルレプリカ生成部２１２は仮判定シンボルとチャネル推定値より現シンボルレプリカ（図６の信号Ｉ参照）を生成し、減算器２１３は前記ＩＳＩ補償後の信号から現シンボルレプリカを差し引くことにより遅延波の現シンボル成分をキャンセルし、希望波成分のみ（図６の信号Ｊ参照）を抽出する。

前記希望波成分のみを抽出した信号をＦＦＴ部１１０およびチャネル補償部１１２によりＯＦＤＭ復調し復調信号として出力する。

ＩＦＦＴ部１１３は、前記復調信号にＩＦＦＴ演算を施して復調シンボルの時間波形信号を出力し、遅延回路１１４は該時間波形信号を1シンボル時間Ｔｓだけ遅延してＩＳＩレプリカ生成部２０２に入力する。

なお、上記ではデータシンボル長を超える遅延波が検出された場合の動作を述べたが、データシンボル長を超える遅延波が検出されなかった場合には、ＩＳＩレプリカ生成部２０２及び現シンボルレプリカ生成部２１２から０を出力することで、減算器２０３及び減算器２１３において０を差し引いた後、各部処理を行うことにより復調信号を出力することができる。

この場合、ＦＦＴ部２０４、チャネル補償部２０５、キャリア間干渉抑圧部２００ａ及びからＩＦＦＴ部２１１の処理は行わなくてもよい。

第２実施例によれば、遅延波の遅延量によらず受信信号からの１回の削除処理で遅延波成分を除去できるので、ループ制御が不要となる。

図８は第２実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑圧部２００ａを多段に縦続接続した構成を備えている。

キャリア間干渉抑圧部２００ａは、入力信号にＩＦＦＴ処理を施すＩＦＦＴ部２０６、ＩＦＦＴ出力信号より復元レプリカを生成する復元レプリカ生成部２０７、該復元レプリカを減算器２０３から出力されるＩＳＩ補償後の信号に加算する加算器２０８、ＦＦＴ部２０９、チャネル補償部２１０で構成されている。

繰り返し回数が２であればキャリア間干渉抑圧部２００ａを２段に縦続接続し、一般に繰り返し回数がｋであればキャリア間干渉抑圧部２００ａをｋ段に縦続接続する。

図９は第２実施例の効果説明図であり、遅延時間−ＢＥＲ特性を示す。

シミュレーションパラメータは、前記表１に示す通りである。

Ａはシンボル間干渉およびキャリア間干渉抑圧処理なしの特性、Ｂ１，Ｂ２は本発明による現シンボルキャンセル部２００ｂの処理を行っていない場合（従来技術）の特性、Ｃ１，Ｃ２は第２実施例の特性、Ｂ１，Ｃ１はキャリア間干渉抑圧処理が一段（繰り返し無し）の特性、Ｂ２，Ｃ２はキャリア間干渉抑圧処理が二段（繰り返し1回）の特性である。

第２実施例では現シンボルレプリカを用いて遅延波の現シンボル成分をキャンセルすることにより、キャンセルしない場合と比較して、遅延量が４５０サンプル程度まではほぼ同等の特性が得られ、それ以上の遅延量においては特性劣化の改善量が大きくなっていることがわかる。

つまり、希望波の現シンボル成分のみを抽出することにより特性劣化が改善されることがわかる。

また、キャリア間干渉抑圧処理を繰り返し行うことにより、復元レプリカの精度が向上しさらに特性が改善されていることがわかる。

（第３実施例）図１０は第３実施例のダイバーシチ構成図であり、第２実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせている。

希望電力対干渉電力比（Ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｏｗｅｒ ｔｏ Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：Ｄ／Ｕ比）が良好なブランチの仮復調シンボルを用いて各ブランチで復元レプリカを生成し、両ブランチの仮判定レプリカを最大比合成もしくは良好なブランチの仮判定レプリカを選択して現シンボルレプリカの生成を行い、さらに両ブランチの復調信号を最大比合成もしくは良好なブランチの復調信号を選択して出力する構成を有している。

図１０において、各ブランチの受信部３００ａ，３００ｂは、それぞれ第２実施例と同一の機能を有するものであり、図７と同一部分には同一符号を付している。

異なる点は、第２実施例のＩＦＦＴ部１１３を共用化した点、復元レプリカ生成部２０７の前段に比較回路３０１および選択回路３０２を設けた点、アンテナダイバーシチ選択・合成部３０３および３０４を設けた点である。

比較回路３０１は、各ブランチの受信部３００ａ，３００ｂにおけるチャネル推定部１０１からそれぞれ入力する遅延プロファイルに基づいて各ブランチにおけるＤ／Ｕを演算して比較し、選択回路３０２は該比較結果に基づいてＤ／Ｕが良好なブランチのＩＦＦＴ部２０６から入力する仮復調シンボルを選択し、復元レプリカ生成部２０７は該選択した仮復調シンボルを用いて復元レプリカ（ＩＣＩレプリカ）を作成して各ブランチの加算器２０８に出力する。

アンテナダイバーシチ選択・合成部３０３は、各ブランチから入力する仮判定レプリカを例えば最大比合成して出力し、アンテナダイバーシチ選択・合成部３０４は、各ブランチから入力する復調信号を例えば最大比合成して出力する。

なお、Ｄ／ＵのＤはチャネル推定部１０１から入力する希望波の電力、Ｕは非希望波である遅延波（ＩＳＩ部分）の電力を示し、Ｄ／Ｕが大きければＩＳＩを発生させる前シンボル成分の電力が小さく、Ｄ／Ｕが小さければＩＳＩを発生させる前シンボル成分の電力が大きいことを示している。

第３実施例では、ダイバーシチ受信によりＤ／Ｕの大きいブランチの仮復調シンボルをＤ／Ｕの小さいブランチにも使用し、これにより各ブランチの復元レプリカの精度を改善する。

各ブランチの復元レプリカの精度を改善後、仮判定レプリカにおいてブランチ間の選択・合成を行うことで現シンボルレプリカの精度を改善し、さらに、従来と同様のアンテナダイバーシチ選択・合成を行うことで復調信号の品質を向上させＩＳＩレプリカの精度を改善することにより、厳しい条件下での安定した受信特性を保証する。

Ｌ（＞２）ブランチにおいては、最大のＤ／Ｕを有するブランチの仮復調シンボルを用いればよい。

第３実施例はダイバーシチ利得を用いた特性改善方式であるといえる。

本実施例は、第２実施例におけるキャリア間干渉抑圧処理を繰り返し行った場合と同様の効果が得られると考えられる。

なぜならば、アンテナダイバーシチの効果は、例えば、奥村らによる「移動通信の基礎」（第７章、電子情報通信学会）等で一般的に知られており、アンテナダイバーシチによりレプリカの精度が向上し特性が改善されることがわかる。

（第４実施例）図１１および図１２は、第４実施例の概念図である。

第２実施例は時間領域においてキャリア間干渉ＩＣＩを補償したが、第４実施例は周波数領域においてＩＣＩを補償する。

また、無線伝搬路が希望波と1波の遅延波が存在する場合を例に説明し、フレームフォーマットは周期的にパイロット信号が挿入される構成とし、遅延プロファイルはパイロット信号をもとに取得されるものとする。

図１１において、受信信号は例えば信号Ａのように表される。

受信信号からＩＳＩレプリカａを削除してＩＳＩ補償を行った後、復調して仮復調シンボルＥを生成するまでは図５の第２実施例と同様の処理である。

なお、第２実施例では時間領域におけるＩＣＩ補償を特徴としているため、敢えてＩＦＦＴ後の信号を仮復調シンボルとしたが、第４実施例では一般的なＦＦＴ後の信号を仮復調シンボルとしている。

図１１、図１２において、ＩＳＩ補償後の信号Ｄを一旦復調した仮復調シンボルＥを硬判定することにより期待値データＦを作成する。

仮復調シンボルＥにはＩＣＩの影響が現れるが、ＩＣＩの影響は雑音レベルの増加として現れるため送信信号と相関の高い信号となり、期待値データＦも送信データと相関の高い信号となる。

期待値データＦに対してチャネル推定値を乗算し、受信信号レプリカＧを生成する。

受信信号レプリカＧにはＩＣＩ成分が含まれるため、受信信号レプリカＧから期待値データＦを差し引くことによりＩＣＩ成分となるＩＣＩレプリカＨを生成し、仮復調シンボルＥからＩＣＩレプリカＨを差し引くことによりＩＣＩの補償を行ってＩＣＩ補償後の信号Ｉを得る。

ＩＣＩ補償後の信号Ｉにチャネル推定値を乗算して、遅延波成分ｃにおける期間ｙ２の現シンボルレプリカｅおよび遅延波成分ｄにおける期間ｙ３の現シンボルレプリカｆ（図１２の信号Ｊ参照）を生成する。

ＩＳＩ補償後の信号Ｄから現シンボルレプリカｅおよびｆを差し引くことにより、受信信号から希望波の現シンボル成分のみ（図１２の等化後信号Ｋ）を抽出することができる。

図１３は第４実施例の受信装置の構成図である。

図１３において、図７の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。

減算器２０３の出力であるＩＳＩ補償後の信号（図１１の信号 Ｄ参照）は、ＦＦＴ部２０４およびチャネル補償部２０５で一旦復 調され仮復調シンボル（図１１の信号Ｅ参照）となる。

シンボル硬判定部４０１は仮復調シンボルを硬判定して期待値デ ータ（図１２の信号Ｆ参照）を作成し、ＩＦＦＴ演算部４０２は該 期待値データを構成するサブキャリア数の復調データにＩＦＦＴ演 算を施して再度時間波形信号を出力する。

受信信号レプリカ生成部４０３は、時間領域に変換された期待値 データとチャネル推定値により受信信号レプリカ（図１２の信号Ｇ 参照）を生成する。

ＦＦＴ部４０４は受信信号レプリカにＦＦＴ演算処理を施し、チャネル補償部４０５はＦＦＴ演算結果にチャネル補償値を乗算して、受信信号レプリカを復調して周波数領域に変換する。

減算器４０６は、周波数領域に変換された受信信号レプリカか ら期待値データを差し引いてＩＣＩレプリカ（図１２の信号Ｈ参照 ）を生成し、減算器４０７において仮復調シンボルからＩＣＩレプ リカを削除しＩＣＩの補償を行う（図１２の信号Ｉ参照）。

ＩＣＩ補償後の信号を時間領域に変換して現シンボルレプリカ（ 図１２の信号Ｊ参照）を生成し、ＩＳＩ補償後の信号から差し引く ことにより遅延波の現シンボル成分をキャンセルして希望波成分の み（図１２の信号Ｋ参照）を抽出し、ＯＦＤＭ復調し復調信号とし て出力する。

シンボル硬判定部４０８は、前記復調信号を硬判定してＩＦＦＴ 演算部１１３に出力する。

なお、上記ではデータシンボル長を超える遅延波が検出された場合の動作を述べたが、データシンボル長を超える遅延波が検出されなかった場合には、ＩＳＩレプリカ生成部２０２及び現シンボルレプリカ生成部２１２から０を出力することで、減算器２０３及び減算器２１３において０を差し引いた後、各部処理を行うことにより復調信号を出力することができる。

この場合、ＦＦＴ部２０４、チャネル補償部２０５、キャリア間干渉抑圧部４００ａ及びＩＦＦＴ部２１１の処理は行わなくてもよい。

第４実施例によれば、遅延波の遅延量によらず受信信号からの１回の削除処理で遅延波成分を除去できるので、ループ制御が不要となる。

図１４は第４実施例の変形例であり、キャリア間干渉抑圧部４００ａを多段に縦続接続した構成を備えている。

一般に繰り返し回数がｋであれば、キャリア間干渉抑圧部４００ａをｋ段に縦続接続する。

キャリア間干渉抑圧部４００ａは、仮復調シンボルを硬判定し期待値データを作成するシンボル硬判定部４０１、ＩＦＦＴ部４０２、ＩＦＦＴ出力信号より受信信号レプリカを生成する受信信号レプリカ生成部４０３、該受信信号レプリカを復調して周波数領域に変換するＦＦＴ部４０４、チャネル補償部４０５、復調された受信信号レプリカから期待値データを減算しＩＣＩレプリカを生成する減算器４０６、仮復調シンボルからＩＣＩレプリカを削除しＩＣＩの補償を行う減算器４０７で構成されている。

第４実施例は、第２実施例におけるＩＣＩ補償処理を周波数領域で行う点が異なるが、いずれも現シンボルレプリカの生成に使用する信号に対してシンボル間干渉ＩＳＩおよびキャリア間干渉ＩＣＩの補償を行っている。

このことから、第２実施例と同様の改善効果が得られると考えられる。

（第５実施例）図１５は第５実施例のダイバーシチ構成図であり、第４実施例の構成を２系統（２ブランチ）持たせている。

なお、一般にＬブランチ構成とすることができる。

図１５において、各ブランチの受信部５００ａ，５００ｂは、それぞれ第４実施例と同一の機能を有し、図１３と同一部分には同一符号を付している。

異なる点は、第４実施例のＩＦＦＴ部１１３および２１１、遅延回路１１４、シンボル硬判定部４０８を共用化した点、シンボル硬判定部４０１の前段に加算器５０１、アンテナダイバーシチ選択・合成部５０２および５０３を設けた点である。

加算器５０１は各ブランチの受信部５００ａ，５００ｂにおけるチャネル補償部２０５から入力する仮復調シンボルを合成し、シンボル硬判定部４０１は該合成したシンボルをシンボル硬判定して期待値データを作成する。

アンテナダイバーシチ選択・合成部５０２は、各ブランチから入力するＩＣＩ補償後信号を例えば最大比合成して出力し、アンテナダイバーシチ選択・合成部５０３は、各ブランチから入力する復調信号を例えば最大比合成して出力する。

第５実施例では、ダイバーシチ受信により仮復調シンボルの合成信号をシンボル硬判定して期待値データの品質を改善し、各ブランチからのＩＣＩ補償後信号を選択・合成することで現シンボルレプリカの精度を改善し、さらに、従来と同様のアンテナダイバーシチ選択・合成を行うことで復調信号の品質を向上させてＩＳＩレプリカの精度を改善することにより、厳しい条件下での安定した受信特性を保証する。

第５実施例はダイバーシチ利得を用いた特性改善方式であると いえる。

以上の実施例では、遅延波が１波の場合について本発明を説明したが、遅延波が２波以上の場合にも適用できることは勿論である。

また、削除する遅延波の数は、遅延プロファイルより得られるＤ／Ｕ比により制限することが可能であり、これにより回路規模の削減を図ることができる。

また、第３および第５実施例においても、第２および第４実施例と同様に、復元レプリカ（第５実施例は受信信号レプリカ）を取得する操作を繰り返し行うことによりレプリカ信号の精度を向上させ、ＩＳＩの改善効果を向上させることが可能である。

さらに、無線通信では一般的に誤り訂正符号化された信号が送 信されるため、ＩＳＩレプリカ、復元レプリカ（もしくは受信信号 レプリカ）および現シンボルレプリカを生成する際、それぞれに対 応する復調結果を誤り訂正し、再度、誤り訂正符号化した結果を使 用することにより各レプリカの精度を向上させてＩＳＩの削減効果 を向上させることができる。

以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。

（付記１）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
受信信号に含まれる遅延波成分を除去して希望波成分を抽出する手段を備えたことを特徴とする受信装置。（請求項１）
（付記２）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定する手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて受信信号を遅延させた遅延受信信号を用いて前記受信信号より遅延波成分を除去して遅延波除去信号を生成する手段と、
前記遅延波除去信号より希望波を抽出する手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。（請求項２）
（付記３）前記遅延波除去信号を生成する手段は、ＯＦＤＭシンボル内において遅延波成分を除去して実質的に現シンボル成分と前シンボル成分からなる信号を生成し、さらに、前記遅延波除去信号より希望波を抽出する手段は、前記実質的に現シンボル成分と前シンボル成分からなる信号から前シンボル成分を除去することにより希望波を抽出することを特徴とする付記２記載の受信装置。（請求項３）
（付記４）前記遅延波除去信号を生成する手段は、実質的に現シンボル成分と前シンボル成分からなる信号を生成するまで繰り返すことを特徴とする付記２記載の受信装置。（請求項４）
（付記５）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定する手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、
受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、
前記ＩＳＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換して生成した仮復調シンボルを用いて前記ＩＳＩレプリカ除去部分の復元レプリカを生成する手段と、
前記復元レプリカにより前記ＩＳＩ補償信号を補間してキャリア間干渉（ＩＣＩ）補償信号を生成する手段と、
前記ＩＣＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。（請求項５）
（付記６）前記復元レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路が、多段に設けられることを特徴とする付記５記載の受信装置。（請求項６）
（付記７）アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチにおける希望電力対干渉電力比を比較し、前記希望電力対干渉電力比の最大となるブランチの仮復調シンボルを選択する手段を備え、各ブランチは前記選択された仮復調シンボルを使用することを特徴とする付記５記載の受信装置。（請求項７）
（付記８）アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチのＩＳＩ補償信号の復調信号をキャリア毎に最大比合成または選択合成する手段を備え、各ブランチは前記合成信号を使用して逆フーリエ変換を行った後、前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去することを特徴とする付記５記載の受信装置。

（付記９）直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
ガードインターバルを超える遅延プロファイルを測定する手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、
受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、
前記ＩＳＩ補償信号を復調して生成した仮復調シンボルを硬判定した結果と前記遅延プロファイルより受信信号レプリカを生成する手段と、
前記受信信号レプリカと前記硬判定結果より生成したキャリア間干渉（ＩＣＩ）レプリカを用いて前記仮復調シンボルよりＩＣＩ補償信号を生成する手段と、
前記ＩＣＩ補償信号を逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。（請求項８）
（付記１０）前記硬判定、受信信号レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路が、多段に設けられることを特徴とする付記９記載の受信装置。（請求項９）
（付記１１）アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチの仮復調シンボルを合成する手段を備え、各ブランチは前記合成されたシンボルを使用して硬判定を行うことを特徴とする付記９記載の受信装置。（請求項１０）
（付記１２）アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチのＩＣＩ補償信号を最大比合成または選択合成する手段を備え、各ブランチは前記合成信号を使用して逆フーリエ変換を行った後、前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去することを特徴とする付記９記載の受信装置。

（付記１３）直交周波数分割多重伝送方式における受信方法において、
受信信号に含まれる遅延波成分を除去して希望波成分を抽出するステップを備えたことを特徴とする受信方法。

（付記１４）直交周波数分割多重伝送方式における受信方法において、
ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定するステップと、
前記遅延プロファイルに基づいて受信信号を遅延させた遅延受信信号を用いて前記受信信号より遅延波成分を除去して遅延波除去信号を生成するステップと、
前記遅延波除去信号より希望波を抽出するステップと、
を備えたことを特徴とする受信方法。

（付記１５）直交周波数分割多重伝送方式における受信方法において、
ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定するステップと、
前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成するステップと、
受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成するステップと、
前記ＩＳＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換して生成した仮復調シンボルを用いて前記ＩＳＩレプリカ除去部分の復元レプリカを生成するステップと、
前記復元レプリカにより前記ＩＳＩ補償信号を補間してキャリア間干渉（ＩＣＩ）補償信号を生成するステップと、
前記ＩＣＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去するステップと、
を備えたことを特徴とする受信方法。

（付記１６）直交周波数分割多重伝送方式における受信方法において、
ガードインターバルを超える遅延プロファイルを測定するステップと、
前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成するステップと、
受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成するステップと、
前記ＩＳＩ補償信号を復調して生成した仮復調シンボルを硬判定した結果と前記遅延プロファイルより受信信号レプリカを生成するステップと、
前記受信信号レプリカと前記硬判定結果より生成したキャリア間干渉（ＩＣＩ）レプリカを用いて前記仮復調シンボルよりＩＣＩ補償信号を生成するステップと、
前記ＩＣＩ補償信号を逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去するステップと、
を備えたことを特徴とする受信方法。

第１実施例の概念図（１）である。 第１実施例の概念図（２）である。 本発明の第１実施例を示す図である。 第１実施例の遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲ特性である。 第２実施例の概念図（その１）である。 第２実施例の概念図（その２）である。 本発明の第２実施例を示す図である。 本発明の第２実施例の変形例を示す図である。 第２実施例の遅延波位置（遅延時間）に対するＢＥＲ特性である。 本発明の第３実施例を示す図である。 第４実施例の概念図（その１）である。 第４実施例の概念図（その２）である。 本発明の第４実施例を示す図である。 本発明の第４実施例の変形例を示す図である。 本発明の第５実施例を示す図である。 マルチキャリア伝送方式の送信装置の説明図である。 ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置の説明図である。 シリアルパラレル変換説明図である。 ガードインターバル挿入説明図である。 希望波と遅延波の位相説明図である。 ＯＦＤＭ伝送方式の受信装置の構成図である。 従来技術のフレームフォーマットを示す図である。 従来技術の概念図である。 従来技術の構成図である。

符号の説明

１００ａ 遅延波除去部
１０１ チャネル推定部
１０２ ループ制御部
１０４ 受信信号遅延部
１０５ チャネル応答制御部
１０６、２１２ 現シンボルレプリカ生成部
１０８ 前シンボルレプリカ生成部
１１０、１１１ ＦＦＴ部
１１２ チャネル補償部
１１３ ＩＦＦＴ部
２００ａ、４００ａ キャリア間干渉抑圧部
２００ｂ 現シンボルキャンセル部
２０１ ＧＩ超遅延波検出部
２０２ ＩＳＩレプリカ生成部
２０７ 復元レプリカ生成部
３０１ 比較回路
３０２ 選択回路
３０３、３０４、５０２、５０３ アンテナダイバーシチ選択・合成部
４０１、４０８ シンボル硬判定部
４０３ 受信信号レプリカ生成部

Claims (6)

1. 直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
   ガードインターバルを超える遅延波の遅延プロファイルを測定する手段と、
   前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、
   受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、
   前記ＩＳＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換して生成した仮復調シンボルを用いて前記ＩＳＩレプリカ除去部分の復元レプリカを生成する手段と、
   前記復元レプリカにより前記ＩＳＩ補償信号を補間してキャリア間干渉（ＩＣＩ）補償信号を生成する手段と、
   前記ＩＣＩ補償信号を復調し逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 前記復元レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路が、多段に設けられることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチにおける希望電力対干渉電力比を比較し、前記希望電力対干渉電力比の最大となるブランチの仮復調シンボルを選択する手段を備え、各ブランチは前記選択された仮復調シンボルを使用することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
4. 直交周波数分割多重伝送方式における受信装置において、
   ガードインターバルを超える遅延プロファイルを測定する手段と、
   前記遅延プロファイルに基づいて前シンボルの復調結果よりシンボル間干渉（ＩＳＩ）発生部分をＩＳＩレプリカとして生成する手段と、
   受信信号より前記ＩＳＩレプリカを除去してＩＳＩ補償信号を生成する手段と、
   前記ＩＳＩ補償信号を復調して生成した仮復調シンボルを硬判定した結果と前記遅延プロファイルより受信信号レプリカを生成する手段と、
   前記受信信号レプリカと前記硬判定結果より生成したキャリア間干渉（ＩＣＩ）レプリカを用いて前記仮復調シンボルよりＩＣＩ補償信号を生成する手段と、
   前記ＩＣＩ補償信号を逆フーリエ変換した信号を用いて前記ＩＳＩ補償信号より遅延波の現シンボル成分を除去する手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
5. 前記硬判定、受信信号レプリカの生成及びＩＣＩ補償信号の生成を含む一連の処理を行う処理経路が、多段に設けられることを特徴とする請求項４記載の受信装置。
6. アンテナダイバーシチ構成としたとき、各ブランチの仮復調シンボルを合成する手段を備え、各ブランチは前記合成されたシンボルを使用して硬判定を行うことを特徴とする請求項４記載の受信装置。

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