JP5050455B2 - Driving method of motor - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 39
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 27
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 36
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 210000000515 tooth Anatomy 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 238000010992 reflux Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
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Description
本発明は、１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなるモータの駆動方法に関するものである。 The present invention relates to a motor driving method in which a plurality of coils per phase are wound around a salient pole of a stator and an independent coil driving circuit is provided for each of the plurality of coils.
モータ駆動用のインバータの主な構成部品はスイッチ素子とコンデンサである。コンデンサは電圧を安定化させ、サージに弱いスイッチ素子を電気的に保護する役割を果たしている。したがって、多くの場合、両者直近に配置されインバータとして構造化されている。 The main components of an inverter for driving a motor are a switch element and a capacitor. The capacitor plays a role of stabilizing the voltage and electrically protecting the switch element that is vulnerable to surge. Therefore, in many cases, they are arranged in the immediate vicinity of each other and structured as an inverter.
ところで、電気自動車用パワーエレクトロニクス部品に対する小型化の要求は高く、モータ・インバータを一体化する構造などは有用なレイアウトとして検討されている。このようなモータ・インバータ一体構造を考えたとき、スイッチ素子やコンデンサをどのように配置するかが課題となっている。特にコンデンサはスイッチ素子に比べて立体的な構造でサイズが大きく、モータ・インバータ一体構造の実現を難しくする大きな要因となっている。コンデンサのサイズは、モータが必要とするリップル電流により大きくなる。そこで、このリップル電流を低減することで、必要とされるコンデンサのサイズを低減させることが考えられる。 By the way, there is a high demand for miniaturization of power electronics components for electric vehicles, and a structure in which a motor and an inverter are integrated has been studied as a useful layout. When such a motor / inverter integrated structure is considered, the problem is how to arrange the switch elements and capacitors. In particular, the capacitor has a three-dimensional structure and a larger size than the switch element, which is a major factor that makes it difficult to realize a motor / inverter integrated structure. The size of the capacitor increases due to the ripple current required by the motor. Therefore, it is conceivable to reduce the required capacitor size by reducing the ripple current.
従来、リップル電流を低減する一方法として、２つのモータをそれぞれ別のインバータで駆動しコンデンサを共通化する回路構成において、２つのインバータのスイッチング周期を合わせてリップル電流を低減する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。しかし、上述した方法では、２モータを駆動する用途に限られる上に、両モータが同じ大きさの電流を流していないとリップル電流低減の効果が低くなるという問題もあった。 Conventionally, as a method for reducing the ripple current, in a circuit configuration in which two motors are driven by different inverters to share a capacitor, a method for reducing the ripple current by combining the switching periods of the two inverters is known. (For example, refer to Patent Document 1). However, the method described above is limited to the use of driving two motors, and there is also a problem that the effect of reducing ripple current is reduced unless both motors pass the same current.
また、リップル電流低減の目的ではないが永久磁石（ＰＭ）モータにおいて、各モータコイルに独立にインバータを接続するモータ・インバータ一体構造が知られている（例えば、特許文献２参照）。
これまでのインバータ構成では、リップル電流を低減できなかったので、コンデンサを小型化することが困難で、モータ・インバータ一体構造の実現が難しいという問題があった。また、特許文献２のように、各モータコイルに独立にインバータを接続するモータ・インバータ一体構造の例では、１相あたり複数のモータコイルに独立してインバータを接続しているものの、駆動は各相毎に複数のコイルの駆動を同期させて全く同じ制御を行っていた。
In the conventional inverter configuration, the ripple current could not be reduced. Therefore, it was difficult to reduce the size of the capacitor, and it was difficult to realize a motor / inverter integrated structure. In addition, as in
本発明の目的は上述した問題点を解消して、リップル電流低減によるコンデンサの小型化が可能で、モータ・インバータ一体構造の実現が可能なモータの駆動方法を提供しようとするものである。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to provide a motor driving method capable of downsizing a capacitor by reducing ripple current and realizing an integrated motor / inverter structure.
本発明のモータの駆動方法は、ステータの突極に各別に巻回し１相あたり複数の対向するコイル対をなす複数のコイルに対して、前記複数のコイル対のそれぞれに独立して設けられたコイル駆動回路を制御するモータの駆動方法であって、前記１相あたり複数の対向するコイル対の内、１のコイル対に設けられた前記コイル駆動回路の励磁・消磁動作の位相と、他のコイル対に設けられた前記コイル駆動回路の励磁・消磁動作の位相と、を異ならせることを特徴とするものである。 The motor driving method of the present invention is provided independently for each of the plurality of coil pairs with respect to a plurality of coils that are wound around the salient poles of the stator and form a plurality of opposing coil pairs per phase. A method of driving a motor for controlling a coil driving circuit, comprising: a phase of excitation / demagnetization operation of the coil driving circuit provided in one coil pair among a plurality of opposed coil pairs per phase; The phase of excitation / demagnetization operation of the coil drive circuit provided in the coil pair is made different .
本発明によれば、１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなるモータの駆動方法において、各コイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行うことで各コイルの駆動で電流変化を相殺するため、１つのモータでもコデンサに対するリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成することができる。 According to the present invention, in a motor driving method in which a plurality of coils per phase are wound around a salient pole of a stator, and an independent coil driving circuit is provided for each of the plurality of coils, each coil driving circuit is provided. Since each coil excites and demagnetizes with a different phase to cancel the current change by driving each coil, the ripple current to the capacitor can be reduced even with one motor, and the capacitor can be downsized. The effect is obtained. Thereby, a motor / inverter integrated structure can be formed more compactly.
なお、本発明のモータの駆動方法の好適例として、コイル駆動回路がモータと一体配置された機電一体型の構成であることがある。このように構成することにより、本発明のリップル電流低減に基づくコンデンサ小型化の効果を最大限に発揮することができる。 As a preferred example of the motor driving method of the present invention, there may be an electromechanical integrated configuration in which a coil driving circuit is integrated with the motor. With this configuration, it is possible to maximize the effect of downsizing the capacitor based on the ripple current reduction of the present invention.
また、本発明のモータの駆動方法の好適例として、モータがＳＲモータであることがある。このように構成することで、一般的にリップル電流の大きいＳＲモータであっても、コンデンサのリップル電流を抑制することができるので、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。その結果、モータ・インバータの一体構造をよりコンパクトに形成することができる。 As a preferred example of the motor driving method of the present invention, the motor may be an SR motor. With this configuration, even in an SR motor having a generally large ripple current, the ripple current of the capacitor can be suppressed, so that the effect of reducing the size of the capacitor can be obtained. As a result, the motor / inverter integrated structure can be formed more compactly.
さらに、本発明のモータの駆動方法の好適例として、複数のコイルの内、１つまたは複数のコイルの励磁開始タイミングと、他方のコイルの励磁開始タイミングをずらすことがある。このように構成することで、モータ電気角に基づく励磁開始タイミングおよび励磁終了タイミング切り替え時に発生する電流急変を低減することができる。これにより、電流急変が原因で発生する配線寄生インダクタンスによるサージ電圧を抑制できる。 Furthermore, as a preferred example of the motor driving method of the present invention, the excitation start timing of one or a plurality of coils of the plurality of coils may be shifted from the excitation start timing of the other coil. With this configuration, it is possible to reduce a sudden current change that occurs when switching the excitation start timing and the excitation end timing based on the motor electrical angle. As a result, it is possible to suppress a surge voltage due to a parasitic wiring inductance generated due to a sudden change in current.
さらにまた、本発明のモータの駆動方法の好適例として、同時期に励磁するコイル数と消磁するコイル数とを不均等にすることがある。このように構成することで、コンデンサをどのコイルからも均等な距離で配線するのでなく、電流の変化が激しいコイルの近傍に寄せることができる。このようにすれば、例えばモータの近傍にコンデンサを配置する時に、必ずしも各コイルから均等な距離で配線する必要がなくなり、モータ・インバータ一体構造のレイアウト性が向上するという効果が得られる。 Furthermore, as a preferred example of the motor driving method of the present invention, the number of coils excited at the same time and the number of coils demagnetized may be made uneven. By configuring in this way, the capacitor can be brought close to the coil where the change in current is severe, instead of wiring the capacitor at an equal distance from any coil. In this way, for example, when a capacitor is arranged in the vicinity of the motor, it is not always necessary to wire the coils at an equal distance, and the effect of improving the layout of the motor / inverter integrated structure can be obtained.
また、本発明のモータの駆動方法の好適例として、コイル駆動回路は、電流ヒステリシスコンパレータ制御により動作するコイル駆動回路であり、励磁開始時には一方コイルのコンパレータの電流しきい値と、他方のコイルのコンパレータの電流しきい値とが異ならせることがある。このように構成することで、励磁開始タイミングをずらす方法に比べて電流の立ち上がりを早めることが出来、トルクが向上する。 As a preferred example of the motor driving method of the present invention, the coil driving circuit is a coil driving circuit that operates by current hysteresis comparator control. At the start of excitation, the current threshold value of the comparator of one coil and the current value of the other coil are controlled. The comparator current threshold may be different. With this configuration, the current rise can be accelerated compared to the method of shifting the excitation start timing, and the torque is improved.
さらに、本発明のモータの駆動方法の好適例として、モータがＰＭモータであることがある。このように構成することで、ＳＲモータに比べて高いトルク密度のモータに対して、コンデンサのリップル電流を下げるという本発明の効果が加わり、モータ・インバータ一体構造として一層の小型化を図ることができる。 Furthermore, as a preferred example of the motor driving method of the present invention, the motor may be a PM motor. With this configuration, the effect of the present invention of reducing the ripple current of the capacitor is added to a motor having a higher torque density than the SR motor, and the motor / inverter integrated structure can be further reduced in size. it can.
以下、図面を参照して本発明のモータの駆動方法の実施例（第１実施例〜第３実施例）について説明する。 Embodiments (first to third embodiments) of a motor driving method according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
＜第１の実施例＞
はじめに、従来のＳＲモータにおける駆動方法について図１〜図３を参照して説明する。図１に３相のＳＲモータの駆動回路の一例を示す。また、図２（ａ）に、ステータ１に１２極のティース２を持ち、ロータ３に８極のティース４を持つＳＲモータの断面図を示す。このモータには、コイル５がステータ１の各ティース２に１つずつ巻回され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相４個ずつ合計で１２個のコイル５がある。これらのコイル５は、図１に示したように、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相ごとに４つの並列接続されたコイルＵＬ１〜ＵＬ４、ＶＬ１〜ＶＬ４、ＷＬ１〜ＷＬ４に、各相毎に２つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２、ＳＷ３〜ＳＷ４、ＳＷ５〜ＳＷ６、および、２つのダイオードＤ１〜Ｄ２、Ｄ３〜Ｄ４、Ｄ５〜Ｄ６を接続している。
<First embodiment>
First, a driving method in a conventional SR motor will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows an example of a drive circuit for a three-phase SR motor. FIG. 2A shows a cross-sectional view of an SR motor having the
上述した構成の従来のＳＲモータでは、例えば、Ｕ相のコイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）を励磁する場合には、スイッチ素子ＳＷ１およびＳＷ２をオンし、回生する場合には、スイッチ素子ＳＷ１およびＳＷ２をオフする。還流を行うにはスイッチ素子ＳＷ１またはＳＷ２のいずれか一方をオンした状態にする。Ｖ相およびＷ相でも同様である。 In the conventional SR motor configured as described above, for example, when exciting the U-phase coils (UL1 to UL4), the switch elements SW1 and SW2 are turned on, and when regenerating, the switch elements SW1 and SW2 are turned off. To do. In order to perform reflux, one of the switch elements SW1 and SW2 is turned on. The same applies to the V phase and the W phase.
次に、上述した従来のＳＲモータの動作について説明する。まず、図２（ａ）に示したようなＳＲモータにおいて、図２（ｂ）のように、ステータ１とロータ３の突極（ティース２と４）同士が対向しはじめるロータ角度を励磁開始角度θONとする。また、図２（ｃ）のように、ステータ１とロータ３の突極同士が対向する角度よりも手前に励磁停止角度θOFFを設定する。ロータ３がθONからθOFFの角度にある時にコイル５に通電することでトルクが発生する。
Next, the operation of the above-described conventional SR motor will be described. First, in the SR motor as shown in FIG. 2A, as shown in FIG. 2B, the rotor angle at which the salient poles (
次に、上述した従来のＳＲモータにおける各スイッチ素子の制御について説明する。図３に低回転数におけるＵ相コイルの電流制御の一例を示す。図３では、θONからθOFFにかけてＳＷ１とＳＷ２を一定間隔にてオン・オフする。なお、始めのＯＮ幅は電流の立ち上がりを早めるため長く取っている。ＳＷ１、ＳＷ２がオンしている時には、コイルＵＬ１〜ＵＬ４に電源電圧Ｖdcが印加され、コイル電流が増加する。共にオフしている時には、電流は電源に回生される。これを繰り返しながら各コイル電流が増加していくが、θOFFにおいて全スイッチがオフするとコイル電流は減少し、０Ａになる。 Next, control of each switch element in the conventional SR motor described above will be described. FIG. 3 shows an example of current control of the U-phase coil at a low rotational speed. In FIG. 3, SW1 and SW2 are turned on and off at regular intervals from θ ON to θ OFF . Note that the initial ON width is long in order to accelerate the rise of current. When SW1 and SW2 are on, the power supply voltage Vdc is applied to the coils UL1 to UL4, and the coil current increases. When both are off, the current is regenerated to the power supply. While repeating this, each coil current increases. When all switches are turned off at θ OFF , the coil current decreases to 0A.
次に、図１におけるコンデンサＣ１とスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２との間に流れる電流Ｉdcの電流について説明する。図３の各コイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）の電流において、ＳＷ１、ＳＷ２がオンしているときには、電源Ｖdcとコイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）とが接続されるのでＩdcが発生する。一方、ＳＷ１、ＳＷ２がオフすると回生電流が発生する。したがってＩdcは図３に示したような波形となる。 Next, the current Idc flowing between the capacitor C1 and the switch elements SW1 and SW2 in FIG. 1 will be described. In the currents of the coils (UL1 to UL4) in FIG. 3, when SW1 and SW2 are on, Idc is generated because the power source Vdc and the coils (UL1 to UL4) are connected. On the other hand, when SW1 and SW2 are turned off, a regenerative current is generated. Therefore, Idc has a waveform as shown in FIG.
ところで、図１の電源Ｖdcとしてバッテリを想定した場合、バッテリの特性として瞬間的に電流を出し入れしにくい。一方、ＳＲモータのみならず、インバータ駆動のモータでは急激な電流を必要とする。その差を埋めるのが平滑コンデンサＣ１である。図３のようにＩdcが激しく変化をする場合は、ＩdcのＡＣ電流成分がコンデンサ電流となる。上述したように、平滑コンデンサＣ１は、瞬間の電流の出し入れがある場合でも電圧を変動させないように接続されるものである。したがって、急激に大きな電流が出し入れされる場合には、それに応じて大きな静電容量のコンデンサＣ１が必要（ＵＬ１〜ＵＬ４）である。このような大きなコンデンサを接続することは、モータ・インバータを一体化してレイアウト性を高めるという目的に対して弊害となる。 By the way, when a battery is assumed as the power source Vdc in FIG. 1, it is difficult to instantaneously input and output current as a characteristic of the battery. On the other hand, not only SR motors but also inverter-driven motors require a rapid current. The smoothing capacitor C1 fills the difference. When Idc changes drastically as shown in FIG. 3, the AC current component of Idc becomes the capacitor current. As described above, the smoothing capacitor C1 is connected so as not to fluctuate the voltage even when there is an instantaneous current input / output. Therefore, when a large current is suddenly put in and out, the capacitor C1 having a large capacitance is required (UL1 to UL4) accordingly. Connecting such a large capacitor is detrimental to the purpose of integrating the motor and inverter to improve layout.
次に、上述した従来のＳＲモータにおける駆動方法を参照して本発明の第１の実施例を説明する。図４に、本発明の第１の実施例に係る、３相のＳＲモータの駆動回路の一例を示す。また、図５に、本発明の第１の実施例に係る、ステータ１に１２極のティース２を持ち、ロータ３に８極のティース４を持つＳＲモータの断面図を示す。図４及び図５に示すＳＲモータの基本的な構成は、図１及び図２に示す従来のＳＲモータの構成と同じである。構成上の図４及び図５に示す本発明の第１の実施例における特徴は、複数のコイル５毎にコイル駆動回路（一対のスイッチ素子と一対のダイオード）を設けた点である。すなわち、Ｕ相を考えると、コイルＵＬ１に一対のスイッチ素子ＵＳＷ１、ＵＳＷ２及び一対のダイオードＵＤ１、ＵＤ２からなる第１のコイル駆動回路（インバータに対応）を設け、コイルＵＬ２に一対のスイッチ素子ＵＳＷ３、ＵＳＷ４及び一対のダイオードＵＤ３、ＵＤ４を設け、コイルＵＬ３に一対のスイッチ素子ＵＳＷ５、ＵＳＷ６及び一対のダイオードＵＤ５、ＵＤ６を設け、コイルＵＬ４に一対のスイッチ素子ＵＳＷ７、ＵＳＷ８及び一対のＵＤ７、ＵＤ８を設けている。Ｖ相及びＷ相も同様である。
Next, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the driving method in the conventional SR motor described above. FIG. 4 shows an example of a drive circuit for a three-phase SR motor according to the first embodiment of the present invention. FIG. 5 shows a cross-sectional view of an SR motor having the
次に、本発明の第１の実施例における、図６に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図６に低回転数におけるＵ相コイルの電流制御の一例を示す。図５に示す例では、θONからθOFFにかけて各スイッチ素子をオンする。スイッチングのタイミングとして、ＵＳＷ１とＵＳＷ２の組及びＵＳＷ５とＵＳＷ６の組のグループを同じパターンでスイッチングし、ＵＳＷ３とＵＳＷ４の組及びＵＳＷ７とＵＳＷ８の組のグループを同じパターンでスイッチングする。 Next, the operation of each switch element shown in FIG. 6 in the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 shows an example of current control of the U-phase coil at a low rotational speed. In the example shown in FIG. 5, each switch element is turned on from θ ON to θ OFF . As the switching timing, the group of USW1 and USW2 and the group of USW5 and USW6 are switched in the same pattern, and the group of USW3 and USW4 and the group of USW7 and USW8 are switched in the same pattern.
各コイル電流は、ＵＬ１およびＵＬ３の組と、ＵＬ２およびＵＬ４の組とでスイッチングのパターンが異なり、電流の上昇と下降が反転する関係になる。すなわち、ＵＬ１がコイルを励磁しているときには、ＵＬ２はコイルを消磁しており、ＵＬ１がコイルを消磁しているときには、ＵＬ２はコイルを励磁する。そのため、ＵＬ１とＵＬ２の消磁電流と励磁電流とが相殺されるため（ＵＬ３、ＵＬ４も同様）、Ｉdcは、図６に示したように、各コイルを同期させて駆動させた場合に比べて低く抑える事ができる。ここで、ＩdcのＡＣ成分がコンデンサのリップル電流となる。したがって、Ｉdcが低減したことでコンデンサの静電容量は少なくてすみ、コンデンサの体積を小さくすることができる。 The coil currents have different switching patterns between the UL1 and UL3 groups and the UL2 and UL4 groups, and the current rise and fall are reversed. That is, when UL1 is energizing the coil, UL2 demagnetizes the coil, and when UL1 is demagnetizing the coil, UL2 energizes the coil. For this reason, the demagnetizing current and the exciting current of UL1 and UL2 are canceled out (the same applies to UL3 and UL4), so that Idc is lower than when the coils are driven in synchronization as shown in FIG. It can be suppressed. Here, the AC component of Idc becomes the ripple current of the capacitor. Therefore, since the Idc is reduced, the capacitance of the capacitor can be reduced, and the volume of the capacitor can be reduced.
上述したように、本発明では、１つのモータでもリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成できる。 As described above, in the present invention, the ripple current can be reduced even with one motor, and the effect that the capacitor can be reduced in size can be obtained. Thereby, a motor / inverter integrated structure can be formed more compactly.
なお、図７に示すように、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４との励磁開始タイミングはスイッチング周波数の１周期分程度までずらすことができ、これによりＩdcの立ち上がりを緩やかにする事もできる。ところで、配線には必ず微小のインダクタンス成分があり、これによりｄｉ／ｄｔが大きくなると高いサージ電圧が発生する。逆に、ｄｉ／ｄｔが小さいとコンデンサとインバータとの配線距離を伸ばしても高いサージ電圧が発生しない。したがってレイアウトの自由度が向上する。 As shown in FIG. 7, the excitation start timings of the coils UL1 and UL3 and the coils UL2 and UL4 can be shifted to about one cycle of the switching frequency, whereby the rise of Idc can be moderated. By the way, the wiring always has a minute inductance component, and when this increases di / dt, a high surge voltage is generated. Conversely, if di / dt is small, a high surge voltage does not occur even if the wiring distance between the capacitor and the inverter is increased. Therefore, the degree of freedom in layout is improved.
次に、図７の励磁開始のタイミングについて説明する。上述した通り、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４の励磁開始のタイミングは、スイッチング周波数の１周期分程度までとする。この場合、主にＰＷＭ方式のスイッチングを行い、両者のＰＷＭ搬送波を1周期分ずらす。仮に両者のスイッチング周波数を１０ｋＨｚとすると、周期は１０ｍｓとなるが、これはロータ回転数が６０００ｒｐｍのときの機械角として３．６°に相当する。極数が比較的少ないモータ（６／４、１２／８などの）では、θONからθOFFが最大効率点に設定されている限りにおいて、機械角１％程度θON・θOFFが前後しても、出力トルクや効率はほとんど変化がない。したがって、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４の励磁開始のタイミングをスイッチング周波数１周期分程度ずらす事によるモータ出力への影響は無視できる。 Next, the excitation start timing in FIG. 7 will be described. As described above, the excitation start timing of the coils UL1 and UL3 and the coils UL2 and UL4 is up to about one cycle of the switching frequency. In this case, switching of the PWM system is mainly performed, and both PWM carrier waves are shifted by one period. If the switching frequency of both is 10 kHz, the period is 10 ms, which corresponds to 3.6 ° as a mechanical angle when the rotor rotational speed is 6000 rpm. For motors with a relatively small number of poles (6/4, 12/8, etc.), as long as θ ON to θ OFF are set as the maximum efficiency point, a mechanical angle of about 1% θ ON / θ OFF will fluctuate. However, the output torque and efficiency are almost unchanged. Therefore, the influence on the motor output by shifting the excitation start timings of the coils UL1, UL3 and the coils UL2, UL4 by about one switching frequency can be ignored.
＜第２の実施例＞
次に、第２の実施例（ヒステリシスコンパレータ制御に関する実施例）について説明する。コイルの接続方法は、第１の実施例で説明した図４及び図５に示した例と同じであるので、ここでの説明は省略する。
<Second embodiment>
Next, a second embodiment (an embodiment relating to hysteresis comparator control) will be described. The method for connecting the coils is the same as the example shown in FIGS. 4 and 5 described in the first embodiment, and a description thereof will be omitted here.
次に、本発明の第２の実施例における、図８に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図８に示す例では、Ｕ相を励磁する場合について述べる。励磁開始角度θONにおいて全アーム（ＵＳＷ１〜ＵＳＷ８）をすべてオンする。コイルＵＬ１、ＵＬ３の電流が第１の電流しきい値Ｉp1に達した時、ＵＳＷ１、ＵＳＷ２、ＵＳＷ５、ＵＳＷ６を他のスイッチ素子に先行してオフにする。これによりＵＬ１、ＵＬ３は消磁を始める。この時他のコイルＵＬ２、ＵＬ４は励磁を継続している。その後、コイルＵＬ２、ＵＬ４の電流が第２の電流しきい値Ｉp2に達した時に、ＵＳＷ３、ＵＳＷ４、ＵＳＷ７、ＵＳＷ８はオフとし、ＵＳＷ１、ＵＳＷ２、ＵＳＷ５、ＵＳＷ６はオンする。これにより、ＵＬ１、ＵＬ３は励磁を始め、他のコイルＵＬ２、ＵＬ４は消磁を開始する。以後、全てのスイッチは第１の電流しきい値Ｉp1に達した時オンして、第２の電流しきい値Ｉp2に達した時にオフする。以上の切り替えをロータ角度がθOFFに達するまで繰り返し、θOFFとなったら、全アームを停止する。この場合、励磁開始地点において両者のオフタイミングがずれることになるので、以後も両者のスイッチタイミングがずれることになる。また励磁開始地点において両者のオフタイミングがずれていてもロータ角度がθOFFに至るまでに同期してしまう場合は、前述のしきい値Ｉp1を上下させるなどして調整する。上述した第２の実施例によれば、第一の実施例で述べたＰＷＭ制御方式に比べて励磁開始角度θONにおいて同時にオン時間を設けることができるので励磁開始角度θONにおける励磁開始時の電流の立ち上がりを早められ、第１の実施例と同様の効果が得られながら、第１の実施例よりも高トルク駆動が可能になる。 Next, the operation of each switch element shown in FIG. 8 in the second embodiment of the present invention will be described. In the example shown in FIG. 8, the case where the U phase is excited will be described. All the arms (USW1 to USW8) are turned on at the excitation start angle θ ON . When the currents of the coils UL1 and UL3 reach the first current threshold value Ip1, the USW1, USW2, USW5 and USW6 are turned off in advance of other switch elements. As a result, UL1 and UL3 start degaussing. At this time, the other coils UL2 and UL4 continue to be excited. Thereafter, when the currents of the coils UL2 and UL4 reach the second current threshold value Ip2, USW3, USW4, USW7 and USW8 are turned off, and USW1, USW2, USW5 and USW6 are turned on. Thereby, UL1 and UL3 start excitation, and other coils UL2 and UL4 start demagnetization. Thereafter, all the switches are turned on when the first current threshold value Ip1 is reached and turned off when the second current threshold value Ip2 is reached. Repeating the switching over to the rotor angle reaches theta OFF, If a theta OFF, stopping the whole arm. In this case, since the off timings of both are shifted at the excitation start point, the switch timings of both are also shifted thereafter. Further, if the rotor angle is synchronized until θ OFF reaches the excitation start point even if the OFF timings of both are shifted, adjustment is made by raising or lowering the threshold value Ip1 described above. According to the second embodiment described above, during the initial energization of the excitation start angle theta ON since it is possible to provide the on-time simultaneously in the excitation start angle theta ON as compared to the PWM control method described in the first embodiment While the rise of the current can be accelerated and the same effect as in the first embodiment can be obtained, a higher torque drive can be achieved than in the first embodiment.
＜第３の実施例＞
次に、第３の実施例（ヒステリシスコンパレータ制御に関する実施例）について説明する。コイルの接続方法は、第１の実施例で説明した図４及び図５に示した例と同じであるので、ここでの説明は省略する。
<Third embodiment>
Next, a third embodiment (an embodiment relating to hysteresis comparator control) will be described. The method for connecting the coils is the same as the example shown in FIGS. 4 and 5 described in the first embodiment, and a description thereof will be omitted here.
次に、本発明の第３の実施例における、図９に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図９に示す第３の実施例において、基本的な動作は第２の実施例と同様であるが、コイルＵＬ４のみは他のコイルとオン・オフ動作を反転させる。これにより、ＵＬ４はＵＬ１またはＵＬ３との間で電流を相殺する。一方のＵＬ２では、電流が不足するので、主にコンデンサから電流を得る。このような電流の変化が激しいコイルの近傍にコンデンサを配置する。このようにすれば、各コイルの直近にインバータが接続されているモータの場合は、シャフトと同軸上にコンデンサを配置する必要がなくなり、モータ・インバータ一体構造のレイアウト性が向上するという効果が得られる。 Next, the operation of each switch element shown in FIG. 9 in the third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment shown in FIG. 9, the basic operation is the same as that of the second embodiment, but only the coil UL4 reverses the on / off operation with other coils. Thereby, UL4 cancels an electric current between UL1 or UL3. On the other hand, since current is insufficient in UL2, current is obtained mainly from a capacitor. A capacitor is arranged in the vicinity of such a coil where the current changes drastically. In this way, in the case of a motor in which an inverter is connected in the immediate vicinity of each coil, there is no need to place a capacitor coaxially with the shaft, and the effect of improving the layout of the motor / inverter integrated structure is obtained. It is done.
＜第４の実施例＞
次に、第４の実施例について説明する。第１の実施例〜第３の実施例では、本発明をＳＲモータに適用した例を示したが、第４の実施例では本発明をＰＭモータに適用する場合について説明する。
<Fourth embodiment>
Next, a fourth embodiment will be described. In the first to third embodiments, an example in which the present invention is applied to an SR motor has been shown. In the fourth embodiment, a case in which the present invention is applied to a PM motor will be described.
図１０に、本発明の第４の実施例に係る、４相のインバータとモータコイルとの接続を示す。ただし、コイルをそれぞれ独立に駆動するため、通常見られるスター結線やデルタ結線ではなく、各コイルの出口側を各々負極母線に接続している。ここでは、図１１において、ＰＬ１とＰＬ４との電流の関係について説明する。始めにＰＬ１の電流について説明する。ＰＬ１の電流が正弦波状に流れるようにＰＳＷ１とＰＳＷ２がスイッチングされる。このスイッチングと逆の位相でＰＳＷ７とＰＳＷ８が動作すると、電流は図１１のＰＬ４の電流信号のようになる。この互いの関係は励磁電流を補完しあう関係になるため、コンデンサの電流は低く抑えられる。したがって、第１の実施例〜第３の実施例と同等の効果を得ることができる。この場合、電流波形が互いに９０°位相がずれる。したがって、この方式は、偶数相のモータに対して用いる。また、この方式は３相交流モータに比べて電力供給線の有効利用といった面で劣るものの機電一体構造とすることでこれらの問題の解消を図っている。 FIG. 10 shows a connection between a four-phase inverter and a motor coil according to a fourth embodiment of the present invention. However, since the coils are driven independently, the outlet side of each coil is connected to the negative electrode bus, instead of the star connection and delta connection that are usually seen. Here, the relationship between the currents PL1 and PL4 in FIG. 11 will be described. First, the current of PL1 will be described. PSW1 and PSW2 are switched so that the current of PL1 flows in a sine wave shape. When PSW7 and PSW8 operate in the opposite phase to this switching, the current becomes like the current signal of PL4 in FIG. Since this mutual relationship is a relationship that complements the exciting current, the capacitor current can be kept low. Therefore, an effect equivalent to that of the first to third embodiments can be obtained. In this case, the current waveforms are 90 ° out of phase with each other. Therefore, this method is used for even-phase motors. In addition, although this method is inferior in terms of effective use of the power supply line as compared with a three-phase AC motor, it solves these problems by adopting an electromechanical integrated structure.
上述した説明では、低回転で大きなトルクを必要とする動作状況で、コンデンサのリップル電流を低減する説明をしてきた。なお、高回転では、誘起電圧により電流が流れにくくなるので、自然とコンデンサのリップル電流に対する要求は低くなり、問題はない。 In the above description, the ripple current of the capacitor has been described to be reduced in an operation situation that requires a large torque at a low rotation. It should be noted that at high speeds, it is difficult for the current to flow due to the induced voltage, so the requirement for the ripple current of the capacitor is naturally reduced, and there is no problem.
本発明のモータの駆動方法によれば、１つのモータでもリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成する要望のあるＳＲモータやＰＭモータに、本発明を好適に用いることができる。 According to the motor driving method of the present invention, the ripple current can be reduced even with one motor, and the capacitor can be reduced in size. Thereby, this invention can be used suitably for SR motor and PM motor with the request which form a motor-inverter integrated structure more compactly.
Claims (4)
前記１相あたり複数の対向するコイル対の内、１のコイル対に設けられた前記コイル駆動回路の励磁・消磁動作の位相と、他のコイル対に設けられた前記コイル駆動回路の励磁・消磁動作の位相と、を異ならせることを特徴とするモータの駆動方法。 Driving a motor for controlling a coil drive circuit provided independently for each of the plurality of coil pairs with respect to a plurality of coils that are wound around the salient poles of the stator and form a plurality of opposed coil pairs per phase. A method,
Of the plurality of opposed coil pairs per phase, the phase of the excitation / demagnetization operation of the coil drive circuit provided in one coil pair and the excitation / demagnetization of the coil drive circuit provided in another coil pair A method of driving a motor, characterized in that the phase of operation differs .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006241347A JP5050455B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Driving method of motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006241347A JP5050455B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Driving method of motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2008067461A JP2008067461A (en) | 2008-03-21 |
| JP5050455B2 true JP5050455B2 (en) | 2012-10-17 |
Family
ID=39289661
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006241347A Expired - Fee Related JP5050455B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Driving method of motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5050455B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014200147A (en) * | 2013-03-29 | 2014-10-23 | 株式会社デンソー | Controller for switched reluctance motor |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010074878A (en) * | 2008-09-16 | 2010-04-02 | Nissan Motor Co Ltd | Motor drive circuit |
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| FR2963710A1 (en) * | 2010-08-03 | 2012-02-10 | Eric Chantriaux | Electric motor i.e. variable reluctance motor, for e.g. boat, has stator comprising stator module integrated with electronic control unit such that supply of power to windings is controlled in independent manner |
| JP5593362B2 (en) * | 2012-09-28 | 2014-09-24 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Multi-phase motor drive |
| JP2014135795A (en) * | 2013-01-08 | 2014-07-24 | Ihi Corp | Motor apparatus |
| CN105594116B (en) * | 2014-07-28 | 2018-07-20 | 马渊马达株式会社 | The driving circuit and reluctance motor system of reluctance motor |
| DE102017128479A1 (en) * | 2017-11-30 | 2019-06-06 | Feaam Gmbh | Electric machine, control unit and method for operating an electric machine |
| JP7076688B1 (en) * | 2021-09-02 | 2022-05-30 | 国立大学法人大阪大学 | Motor device |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP4596820B2 (en) * | 2004-05-28 | 2010-12-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Vehicle alternator |
-
2006
- 2006-09-06 JP JP2006241347A patent/JP5050455B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US9248744B2 (en) | 2013-03-29 | 2016-02-02 | Denso Corporation | Control apparatus for switched reluctance motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2008067461A (en) | 2008-03-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090327 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110713 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110830 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111028 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20111117 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20120507 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120626 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120709 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 5050455 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150803 Year of fee payment: 3 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |