JP5593362B2

JP5593362B2 - Multi-phase motor drive

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Publication number: JP5593362B2
Application number: JP2012217522A
Authority: JP
Inventors: 将生森田; 淳一青木; 量一菊井; 雄一坪井; 雅徳宮崎
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2012-09-28
Publication date: 2014-09-24
Anticipated expiration: 2028-04-25
Also published as: JP2013039033A

Description

本発明は、単相ＰＷＭ（パルス幅変調方式）のインバータのキャリア比較ＰＷＭ制御により多相電動機を駆動する多相電動機駆動装置の改良に関する。 The present invention relates to an improvement of a multi-phase motor driving apparatus that drives a multi-phase motor by carrier comparison PWM control of a single-phase PWM (pulse width modulation system) inverter.

特許文献１には、多相電動機の各相の巻線に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータによる多相電動機駆動装置が開示され、これは電動機が発生するトルクに脈動が生じ、効率が低下するという問題を改善するための発明である。具体的には、電流制御回路と、誘導電圧演算手段とゲート制御回路を備え、誘導電圧演算手段で各相の負荷電流検出値に基づいて自己インダクタンス分、また自分（明細書原文の記載通りであるが、これは誤記と思われる）及び相互インダクタンス分による誘導電圧が演算される。電流制御回路で、各相の電流負荷指令と対応する相の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力する。ゲート制御回路で、前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２の電圧指令及び波高値一定の搬送波に基づいて単相ＰＷＭインバータの各々のゲートを制御する。 Patent Document 1 discloses a multi-phase motor drive device using a single-phase PWM inverter provided corresponding to the windings of each phase of a multi-phase motor, which causes pulsation in the torque generated by the motor and increases efficiency. It is an invention for improving the problem of lowering. Specifically, it includes a current control circuit, an induced voltage calculation means, and a gate control circuit, and the induced voltage calculation means determines the self-inductance component based on the load current detection value of each phase, as well as itself (as described in the original specification). Although this seems to be an error, the induced voltage due to the mutual inductance is calculated. The current control circuit outputs a first voltage command in which the deviation between the current load command of each phase and the detected current value of the corresponding phase is zero. A gate control circuit controls each gate of the single-phase PWM inverter based on a second voltage command, which is a deviation between the first voltage command and the induced voltage, and a carrier wave having a constant peak value.

この結果、特許文献１の発明は、インダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能となり、多相電動機に発生するトルクの脈動を軽減することができ、効率の低下を可及的に防止することができる。 As a result, the invention of Patent Document 1 can eliminate the influence of current distortion due to inductance, can reduce the pulsation of torque generated in the multiphase motor, and prevent the reduction in efficiency as much as possible. can do.

特許文献２は、複数台のＰＷＭ電力変換器（電力変換ユニット）の出力を、多相巻線を持つ１台のモータの各巻線別に供給してモータを速度制御し、ＰＷＭ同期制御の同期ズレを防止する電力変換システムであって、以下に述べる機能を有するマスターユニット及びスレーブユニットを有している。マスターユニットは、電流制御部とＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの１つの巻線に供給し、速度指令とモータの速度検出値とから電流制御部に電流制御指令を出力する速度制御部を実装し、またＰＷＭキャリアの同期基準信号を発生する手段を備えている。スレーブユニットは、前記速度制御部から電流制御指令を受信する電流制御部と、ＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの他の巻線に供給するものであり、またスレーブユニットは、前記同期基準信号を受信して自ユニットのＰＷＭキャリア同期基準信号との位相比較で前記マスターユニットとのＰＷＭキャリア位相を同期させる手段と、該ＰＷＭキャリア信号を前記同期基準信号の伝送遅れ時間だけ位相を進める位相補正手段とを備えたものである。 In Patent Document 2, the output of a plurality of PWM power converters (power conversion units) is supplied to each winding of a single motor having a multiphase winding to control the speed of the motor, and the synchronization shift of PWM synchronous control is performed. The power conversion system for preventing the above-described problem has a master unit and a slave unit having the functions described below. The master unit has a current control unit, a PWM control unit, and an inverter, and supplies the output of the inverter to one winding of the motor. The current control command is sent to the current control unit from the speed command and the detected motor speed. Is mounted, and a means for generating a PWM carrier synchronization reference signal is provided. The slave unit has a current control unit that receives a current control command from the speed control unit, a PWM control unit, and an inverter, and supplies the output of the inverter to the other windings of the motor. The unit receives the synchronization reference signal and synchronizes the PWM carrier phase with the master unit by phase comparison with the PWM carrier synchronization reference signal of the own unit; and the transmission delay of the synchronization reference signal with the PWM carrier signal Phase correction means for advancing the phase by time.

この結果、例えば電力変換ユニットＡからＢに同期信号を伝送するには、伝送路の伝送遅れ時間や、信号絶縁用のフォトカプラなどの遅延時間が存在する。この遅延時間の分だけ位相補正手段が進めるように作用するので、実際のＰＷＭキャリアを同期させることができる。 As a result, for example, in order to transmit the synchronization signal from the power conversion units A to B, there is a transmission delay time of the transmission path and a delay time of a signal coupler or the like. Since the phase correction means works so as to advance by this delay time, the actual PWM carrier can be synchronized.

特許文献３は、複数台を並列したインバータ制御装置について、１台の基準とするインバータのＰＷＭキャリア信号を位相基準として他のインバータのＰＷＭキャリア信号の基準とするインバータとの差分を取ることにより、位相差を無くし、複数台の並列されたインバータ制御装置の全てのＰＷＭキャリア信号を同期させることができ、横流を抑制することができる、というものである。 Patent Document 3 describes a difference between an inverter control device in which a plurality of inverters are arranged in parallel and a phase difference of the PWM carrier signal of the inverter serving as a reference and the inverter serving as a reference of the PWM carrier signal of another inverter. The phase difference is eliminated, all the PWM carrier signals of the plurality of inverter control devices arranged in parallel can be synchronized, and the cross current can be suppressed.

図９〜図１３は現在実施している多相電動機駆動装置の問題点を説明するための図であり、図９は図１のごとき構成の多相電動機駆動装置における制御装置部分のみを示すブロック図である。速度制御回路４は、加算器２１と、速度制御回路本体２２とを有している。設定した速度指令値と、速度検出器６で検出した速度検出値とを用いて加算器２１にて速度偏差を演算し、速度制御回路本体２２に入力する。速度制御回路本体２２では、この速度偏差が零になるように制御して電流指令波高値を各単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。 9 to 13 are diagrams for explaining the problems of the currently implemented multi-phase motor drive device, and FIG. 9 is a block diagram showing only the control device portion of the multi-phase motor drive device having the configuration shown in FIG. FIG. The speed control circuit 4 includes an adder 21 and a speed control circuit main body 22. Using the set speed command value and the speed detection value detected by the speed detector 6, the adder 21 calculates a speed deviation and inputs it to the speed control circuit body 22. The speed control circuit main body 22 controls the speed deviation to be zero and outputs a current command peak value to each single-phase PWM inverter 10i.

電流制御回路１２は、乗算器２３と、電流位相演算回路２４と、加算器２１と、電流制御回路本体２５と、ＰＷＭ制御回路２６と、キャリア発生回路２７と、キャリア同期ＰＬＬ回路２８と、キャリア周波数設定器２９とを有している。 The current control circuit 12 includes a multiplier 23, a current phase calculation circuit 24, an adder 21, a current control circuit body 25, a PWM control circuit 26, a carrier generation circuit 27, a carrier synchronization PLL circuit 28, a carrier And a frequency setter 29.

電流位相演算回路２４では多相電動機１の回転角度に応じた電流の位相を演算する。多相電動機１の相間には巻線構成に基づいて一定の位相差があり、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの夫々で異なる位相を演算している。電流位相演算回路２４で演算した上記位相の正弦と、速度制御回路４からの電流指令波高値とを用いて乗算器２３にて電流指令値を演算する。 The current phase calculation circuit 24 calculates the current phase according to the rotation angle of the multiphase motor 1. There is a constant phase difference between the phases of the multiphase motor 1 based on the winding configuration, and each single-phase PWM inverter 10i calculates a different phase. The multiplier 23 calculates a current command value using the sine of the phase calculated by the current phase calculation circuit 24 and the current command peak value from the speed control circuit 4.

この電流指令値は多相電動機１の巻線に流すべき交流負荷電流である。この電流指令値と、電流検出器１４で検出した電流検出値とを用いて加算器２１にて電流偏差を演算し、電流制御回路本体２５に入力する。電流制御回路本体２５では、この電流偏差が零になるように制御して電圧指令値ＥＲ１をＰＷＭ制御回路２６に入力する。 This current command value is an AC load current to be passed through the windings of the multiphase motor 1. Using this current command value and the current detection value detected by the current detector 14, the adder 21 calculates a current deviation and inputs it to the current control circuit body 25. The current control circuit body 25 controls the current deviation to be zero and inputs the voltage command value ER1 to the PWM control circuit 26.

キャリア周波数設定器２９にてキャリア周波数を設定し、キャリア同期信号源５から与えられたキャリア同期信号に基づき、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアの位相が同期するようにキャリア同期ＰＬＬ回路２８にてキャリア周波数を制御し、キャリア発生回路２７から各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ間で同期したキャリアＣ１を発生させ、ＰＷＭ制御回路２６に入力する。 The carrier frequency is set by the carrier frequency setter 29, and the carrier synchronization PLL circuit 28 sets the carrier phase of each single-phase PWM inverter 10i to be synchronized based on the carrier synchronization signal given from the carrier synchronization signal source 5. The carrier frequency is controlled, and the carrier C1 synchronized between the single-phase PWM inverters 10i is generated from the carrier generation circuit 27 and input to the PWM control circuit 26.

各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアＣ１は図１１に示すように同期していて、位相差もない。ＰＷＭ制御回路２６では、電圧指令値ＥＲ１とキャリアＣ１とを用いて次に述べるようなキャリア比較ＰＷＭ制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）をおこない、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する。 The carrier C1 of each single-phase PWM inverter 10i is synchronized as shown in FIG. 11, and there is no phase difference. The PWM control circuit 26 performs carrier comparison PWM control (hereinafter referred to as PWM control) as described below using the voltage command value ER1 and the carrier C1, and outputs a gate pulse to the inverter circuit 11.

ＰＷＭ制御回路２６は、電圧指令値ＥＲ１と、キャリアＣ１との比較演算をおこない、例えば、ＥＲ１≧Ｃ１のとき、図１のインバータ回路１１を構成している半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のうちのＳ２及びＳ３をオン、Ｓ１及びＳ４をオフさせる。逆に、ＥＲ１＜Ｃ１のときＳ１とＳ４をオン、Ｓ２とＳ３をオフさせる。これによりインバータ回路１１は交流電圧を出力し、所望の交流負荷電流を流すことができる。 The PWM control circuit 26 performs a comparison operation between the voltage command value ER1 and the carrier C1, for example, when ER1 ≧ C1, the semiconductor main circuit elements S1, S2, S3, and the like constituting the inverter circuit 11 of FIG. Of S4, S2 and S3 are turned on, and S1 and S4 are turned off. Conversely, when ER1 <C1, S1 and S4 are turned on, and S2 and S3 are turned off. As a result, the inverter circuit 11 can output an AC voltage and flow a desired AC load current.

特開平７−３２７３８３号公報JP 7-327383 A 特開２００７−２４４００９号公報JP 2007-244209 A 特開２００３−１３４８３４号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2003-134834

このような多相電動機駆動装置において、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ（ｉは１、２、３…Ｎ）はＰＷＭ制御をしているため、多相電動機１の電流には交流負荷電流である低周波の基本波電流の他に、ＰＷＭ制御により流れるキャリア周波数程度あるいはそれ以上の高調波電流が流れる。 In such a multi-phase motor drive device, each single-phase PWM inverter 10i (i is 1, 2, 3,... N) is PWM-controlled, so the current of the multi-phase motor 1 is a low AC load current. In addition to the fundamental current of the frequency, a harmonic current of about or higher than the carrier frequency that flows by PWM control flows.

一般的なＰＷＭ制御による電流制御は、基本波電流を制御するものであり、高調波電流は制御できず、電動機の巻線に印加された矩形波電圧と巻線のインピーダンスの大きさに応じて高調波電流は流れる。 Current control by general PWM control is to control the fundamental wave current, the harmonic current cannot be controlled, depending on the rectangular wave voltage applied to the winding of the motor and the magnitude of the impedance of the winding. Harmonic current flows.

ここで多相電動機１と各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの配置を図１２に示す。各相の巻線に対応して単相ＰＷＭインバータが配置されている。多相電動機１の各相の巻線は電気的には接続されていないが、異なる相の巻線による磁路がオーバラップするため磁気的に結合されている。全ての異なる相との磁気的な結合はあるが、特に隣り合う相の磁気的な結合が強いため、磁気的な結合は隣り合う相のみに限定して簡略化すると、図１３に示す等価回路となる。今、第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ１０ｉの端子電圧をＶｉ、逆起電力をＥｉ、電流をＩｉ、抵抗をＲｉ、自己インダクタンスをＬｉ、相互インダクタンスをＭｉとすると、第ｉ相における電圧方程式は次の（１）式となる。

Here, the arrangement of the multiphase motor 1 and each single-phase PWM inverter 10i is shown in FIG. A single-phase PWM inverter is arranged corresponding to each phase winding. The windings of each phase of the multiphase motor 1 are not electrically connected, but are magnetically coupled because the magnetic paths of the windings of different phases overlap. Although there are magnetic couplings with all the different phases, especially the magnetic coupling between the adjacent phases is strong. Therefore, when the magnetic coupling is limited to only the adjacent phases, the equivalent circuit shown in FIG. It becomes. Assuming that the terminal voltage of the i-phase single-phase PWM inverter 10i is Vi, the back electromotive force is Ei, the current is Ii, the resistance is Ri, the self-inductance is Li, and the mutual inductance is Mi, the voltage equation in the i-phase is The following equation (1) is obtained.

ここで、（１）式の左辺第３項のＭｉｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔは第ｉ＋１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表し、左辺第４項のＭ（ｉ−１）ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔは第ｉ−１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表している。磁気的な結合は隣り合う相に限定しているため第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧のみとし、他の相については省略する。 Here, MidI (i + 1) / dt in the third term on the left side of equation (1) represents the induced voltage in the i-th phase when the current in the i + 1-th phase changes, and M (i−1) in the fourth term on the left side. DI (i-1) / dt represents the induced voltage of the i-phase when the current of the i-1 phase changes. Since magnetic coupling is limited to adjacent phases, only the induced voltage by the (i + 1) th phase and the (i-1) th phase is used, and the other phases are omitted.

（１）式によると第ｉ相の電流は第ｉ相の端子電圧と逆起電力の他に、第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧に基づいて流れる。基本波電流は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉでの電流制御により必要な交流負荷電流分だけ流れるが、ＰＷＭ制御による高調波電流に関しては制御できない。第ｉ相の高調波電流は、第ｉ相の端子電圧の高調波成分と、第ｉ＋１相と第ｉ−１相の誘起電圧の高調波成分に基づいて流れる。 According to equation (1), the i-th phase current flows based on the induced voltage due to the (i + 1) th phase and the (i-1) th phase in addition to the i-th phase terminal voltage and the back electromotive force. Although the fundamental wave current flows by a necessary AC load current by current control in each single-phase PWM inverter 10i, the harmonic current by PWM control cannot be controlled. The i-th harmonic current flows based on the harmonic component of the terminal voltage of the i-phase and the harmonic component of the induced voltage of the (i + 1) th phase and the (i-1) th phase.

多相電動機１の相間には一定の位相差が存在するため同一の電圧指令値にはならないが、隣り合う相との位相差が十分に小さければ、電圧指令値は隣り合う相とほぼ同じになる。 Since there is a constant phase difference between the phases of the multiphase motor 1, the same voltage command value is not obtained. However, if the phase difference between adjacent phases is sufficiently small, the voltage command value is substantially the same as that of the adjacent phase. Become.

また、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアは同期しているため、各相の電圧指令値が同一ならば、ゲートパルスのオンオフのタイミングは各相で同じになる。そのため、第ｉ相の端子電圧Ｖｉの高調波成分は、第ｉ＋１相の誘起電圧ＭｉｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔの高調波成分と第ｉ−１相の誘起電圧Ｍ（ｉ−１）ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔの高調波成分により打ち消されるため、第ｉ相に流れる高調波電流は小さくなる。 Further, since the carriers of each single-phase PWM inverter 10i are synchronized, if the voltage command value of each phase is the same, the on / off timing of the gate pulse is the same in each phase. Therefore, the harmonic component of the i-th phase terminal voltage Vi includes the harmonic component of the i + 1-phase induced voltage MidI (i + 1) / dt and the i-1th-phase induced voltage M (i-1) dI (i -1) Since it is canceled out by the harmonic component of / dt, the harmonic current flowing in the i-th phase becomes small.

多相電動機１の各相の線間電圧波形についての説明図を図１０（ａ）、（ｂ）に示す。ＰＷＭ制御を行っているため各相の線間電圧は方形波パルスが繰り返した波形となり、相間には一定の位相差がある。各相のキャリアが同期しているため、各相の方形波の中心位置は一致し、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域では、高調波成分の電圧を打ち消すため高調波電流は小さくなる。 FIGS. 10A and 10B are diagrams illustrating the line voltage waveform of each phase of the multiphase motor 1. Since PWM control is performed, the line voltage of each phase has a waveform in which square wave pulses are repeated, and there is a certain phase difference between the phases. Since the carrier of each phase is synchronized, the center position of the square wave of each phase is the same, and in the region where the voltage of the phase adjacent to the own phase is both on, the harmonic component is canceled to cancel the harmonic component voltage. The current becomes smaller.

このように、多相電動機１を各相に対応して設けた単相ＰＷＭインバータ１０ｉで駆動する場合、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すれば高調波電流を抑制でき、多相電動機での銅損を減らすことができる。 As described above, when the multiphase motor 1 is driven by the single-phase PWM inverter 10i provided corresponding to each phase, the harmonic current can be suppressed by synchronizing the carriers of the single-phase PWM inverters 10i. Copper loss can be reduced.

しかしながら、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すると、直流電源の電圧と電流にキャリア周波数程度あるいはその整数倍の振動が発生するという問題がある。 However, when the carriers of the single-phase PWM inverters 10i are synchronized, there is a problem that the voltage and current of the DC power supply generate vibrations about the carrier frequency or an integral multiple thereof.

本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a multiphase motor drive device that can suppress the vibration of the voltage and current of a DC power supply while taking advantage of the carrier synchronization method. Objective.

上記目的を達成するため、４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記多相電動機に入力される電流検出値に基づき基準信号を求める回路と、
キャリア同期信号を発生するキャリア同期信号源と、
前記各インバータ毎に設けられ、キャリア周波数の設定値と前記キャリア同期信号源からのキャリア同期信号に基づき、キャリア周波数を出力するキャリア同期ＰＬＬ回路と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記キャリア同期ＰＬＬ回路からのキャリア周波数が入力され、キャリアを発生するキャリア発生回路と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記インバータの主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、前記基準信号を求める回路からの基準信号と前記キャリア発生回路からのキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記インバータの主回路を制御するＰＷＭ制御回路と、
前記インバータ間でキャリアの位相をずらし、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各ＰＷＭ制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置である。 In order to achieve the above object, a multi-phase structure having four or more integer M windings and four or more integer N-phase windings, each winding being electrically insulated and magnetically coupled to each other. An electric motor,
An integer N or more single-phase pulse width modulation type inverter connected to each of the windings and converting DC power to AC power;
A DC power supply for supplying DC power to each inverter;
Wherein provided for each inverter, a circuit asking you to reference signal based on the current detection value to be input to the multi-phase electric motor,
A carrier synchronization signal source for generating a carrier synchronization signal;
A carrier synchronization PLL circuit that is provided for each inverter and outputs a carrier frequency based on a carrier frequency setting value and a carrier synchronization signal from the carrier synchronization signal source;
A carrier generation circuit that is provided for each inverter, receives a carrier frequency from the carrier synchronous PLL circuit, and generates a carrier;
A gate signal provided for each inverter and obtained by comparison control of a reference signal from a circuit for obtaining the reference signal and a carrier from the carrier generation circuit at the gate of a semiconductor main circuit element constituting the main circuit of the inverter And a PWM control circuit for controlling the main circuit of the inverter,
Phase correction means for shifting the phase of the carrier between the inverters and shifting the phase of the carrier of each PWM control circuit so that the timing at which the line voltage of each inverter is turned on is dispersed;
The number of windings M is an integral multiple of the number of phases N, and the number of windings M / N of the multiphase motor is connected in parallel to the output of each inverter. It is a phase motor drive device.

本発明によれば、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the multiphase motor drive device which can suppress the vibration of the voltage and electric current of DC power supply can be provided, utilizing the merit of a carrier synchronous system.

本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態の基本構成を示す構成図。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The block diagram which shows the basic composition of 1st Embodiment of the multiphase electric motor drive device in connection with this invention. 本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態を示す制御回路のブロック図。The block diagram of the control circuit which shows 1st Embodiment of the multiphase motor drive device in connection with this invention. 本発明に関わる線間電圧波形についての説明図。Explanatory drawing about the line voltage waveform in connection with this invention. 図２のキャリアについて説明するための図。The figure for demonstrating the carrier of FIG. 多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。The figure for demonstrating arrangement | positioning of a polyphase motor and a single phase PWM inverter. 多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。The figure for demonstrating arrangement | positioning of a polyphase motor and a single phase PWM inverter. 本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態の基本構成を示す構成図。The block diagram which shows the basic composition of 2nd Embodiment of the multiphase motor drive device in connection with this invention. 本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態を示す制御回路のブロック図。The block diagram of the control circuit which shows 2nd Embodiment of the multiphase electric motor drive device in connection with this invention. 従来の多相電動機駆動装置の例を説明するための制御回路のブロック図。The block diagram of the control circuit for demonstrating the example of the conventional multiphase motor drive device. 図９に関わる線間電圧波形についての説明図。Explanatory drawing about the line voltage waveform in connection with FIG. 図９のキャリアについて説明するための図。The figure for demonstrating the carrier of FIG. 多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を示す図。The figure which shows arrangement | positioning of a multiphase motor and a single phase PWM inverter. 図１２の等価回路を示す図。The figure which shows the equivalent circuit of FIG.

本発明による多相電動機駆動装置の実施形態について図面を参照して説明する。図１は第１の実施形態の全体の概略構成を示すブロック図であり、図２は図１の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。なお、図１は、従来の説明にも使用しているが、このブロック図は共通である。 An embodiment of a multiphase motor drive device according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an overall schematic configuration of the first embodiment, and FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a speed control circuit and a current control circuit of FIG. Although FIG. 1 is also used in the conventional description, this block diagram is common.

概略構成は、４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機１と、前述した図１２の各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータ回路１１と、各インバータ回路１１に直流電力を供給する直流電源２と、各インバータ回路１１毎に設けられ、多相電動機１に入力される電流検出値に基づき基準信号を求める回路と、キャリア同期信号を発生するキャリア同期信号源５と、各インバータ回路１１毎に設けられ、キャリア周波数の設定値とキャリア同期信号源５からのキャリア同期信号に基づき、キャリア周波数を出力するキャリア同期ＰＬＬ回路２８と、各インバータ回路１１毎に設けられ、キャリア同期ＰＬＬ回路２８からのキャリア周波数が入力され、キャリアを発生するキャリア発生回路２７と、各インバータ回路１１毎に設けられ、インバータ回路１１の主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、前記基準信号を求める回路からの基準信号とキャリア発生回路２７からのキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えてインバータ回路１１の主回路を制御するＰＷＭ制御回路２６、インバータ回路１１間でキャリアの位相をずらし、各インバータ回路１１の線間電圧のオンするタイミングが分散するように各ＰＷＭ制御回路２６のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段例えば位相補正回路３４とを備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎの整数倍となるように構成し、各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したものである。 The schematic configuration includes a multi-phase motor 1 having an integer M or more windings of 4 or more and an integer N-phase winding of 4 or more, each winding being electrically insulated and magnetically coupled. 12 is connected to each of the windings of FIG. 12 described above and converts DC power into AC power, which is an integer circuit of four or more integers, and a single-phase pulse width modulation type inverter circuit 11 and DC power is supplied to each inverter circuit 11. a DC power source 2, is provided for each inverter circuit 11, a circuit asking you to reference signal based on the current detection value to be input to the multi-phase electric motor 1, a carrier synchronization signal source 5 for generating a carrier sync signal, each inverter provided for each circuit 11, based on the carrier sync signal from the setting value of the carrier frequency and the carrier sync signal source 5, a carrier synchronizing PLL circuit 28 for outputting a carrier frequency, provided for each inverter circuit 11 Which is supplied with the carrier frequency from the carrier synchronizing PLL circuit 28, a carrier generating circuit 27 for generating a carrier, provided for each inverter circuit 11, to the gate of the semiconductor main circuit elements constituting the main circuit of the inverter circuit 11 The PWM control circuit 26 that controls the main circuit of the inverter circuit 11 by giving a gate signal obtained by comparison control of the reference signal from the circuit for obtaining the reference signal and the carrier from the carrier generation circuit 27, and the carrier between the inverter circuit 11 of shifting the phase, e Bei a phase correction means for example a phase correction circuit 34 for shifting the phase of the carrier of the PWM control circuit 26 so that the timing of turning on of the line voltage of the inverter circuit 11 is dispersed, the winding the number M is configured so as to be an integral multiple of the phase number N, the multi-phase electric output of each inverter Only the winding number M / N of the machine is obtained by parallel connection.

多相電動機１はＮ相の多相電動機であって、各相ｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ）に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータ１０ｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ）によって駆動される。多相電動機駆動装置３は単相ＰＷＭインバータ１０ｉと、速度制御回路４と、キャリア同期信号源５と、多相電動機１の回転速度を検出する速度検出器６とを有している。 The multi-phase motor 1 is an N-phase multi-phase motor, and a single-phase PWM inverter 10i (i = 1, 2, 2) provided corresponding to each phase i (i = 1, 2, ..., N). ..., N). The multiphase motor drive device 3 includes a single phase PWM inverter 10 i, a speed control circuit 4, a carrier synchronization signal source 5, and a speed detector 6 that detects the rotational speed of the multiphase motor 1.

速度制御回路４は設定した速度指令値の速度となるように制御して電流指令波高値を単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。キャリア同期信号源５は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの電流制御回路１２に同一のキャリア同期信号を与えるものである。 The speed control circuit 4 performs control so as to achieve the speed of the set speed command value, and outputs a current command peak value to the single-phase PWM inverter 10i. The carrier synchronization signal source 5 supplies the same carrier synchronization signal to the current control circuit 12 of each single-phase PWM inverter 10i.

各単相ＰＷＭインバータ１０ｉはＩＧＢＴ等の半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とを各々逆並列に接続してフルブリッジ回路を構成したインバータ回路１１と、平滑コンデンサ１３と、多相電動機１の巻線に流れる電流を検出する電流検出器１４と、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する電流制御回路１２とを有している。この単相ＰＷＭインバータ１０ｉは平滑コンデンサ１３にて直流電源２の直流電圧を平滑化し、電流指令波高値の電流が流れるように電流制御回路１２はゲートパルスをインバータ回路１１に出力し、インバータ回路１１は交流電圧を出力する。 Each single-phase PWM inverter 10i includes semiconductor main circuit elements S1, S2, S3, and S4 such as IGBTs, and an inverter circuit 11 that constitutes a full bridge circuit by connecting diodes D1, D2, D3, and D4 in antiparallel. , A smoothing capacitor 13, a current detector 14 that detects a current flowing through the winding of the multiphase motor 1, and a current control circuit 12 that outputs a gate pulse to the inverter circuit 11. This single-phase PWM inverter 10i smoothes the DC voltage of the DC power supply 2 with the smoothing capacitor 13, and the current control circuit 12 outputs a gate pulse to the inverter circuit 11 so that the current of the current command peak value flows. Outputs an alternating voltage.

図２は、図９に示す従来の電流制御回路１２のブロック図に新たにキャリア信号位相補正器３４を加えたものである。キャリア信号位相補正器３４は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉについて、単相ＰＷＭインバータ１０１と単相ＰＷＭインバータ１０２に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、単相ＰＷＭインバータ１０２と単相ＰＷＭインバータ１０３に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフト、という方法で、キャリアの位相を個別に設定する。 FIG. 2 is a block diagram of the conventional current control circuit 12 shown in FIG. 9 in which a carrier signal phase corrector 34 is newly added. The carrier signal phase corrector 34 shifts the phase of the carrier by the phase angle A with respect to the single-phase PWM inverter 101 and the single-phase PWM inverter 102 for each single-phase PWM inverter 10i, and the single-phase PWM inverter 102 and the single-phase PWM inverter 103. In contrast, the carrier phase is individually set by shifting the carrier phase by the phase angle B.

このように全単相ＰＷＭインバータ相互間でキャリアの位相をシフトすることで、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、各単相ＰＷＭインバータの線間電圧がオンするタイミングが分散するため、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。 By shifting the carrier phase between all single-phase PWM inverters in this way, the timing at which the line voltage of each single-phase PWM inverter is turned on is dispersed while taking advantage of the carrier synchronization method. The vibration of voltage and current can be suppressed.

図４に示すようにＮ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を３６０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合、多相電動機１の各相の線間電圧波形は、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、各相の方形波の中心位置は３６０／Ｎ度ずつずれる。多相電動機の相数は３よりも十分に大きいため、１つの方形波の中心位置は隣り合う相とのずれ３６０／Ｎ度は十分に小さい。そのため、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域は、全相のキャリアが同期している場合と比べても殆んど減少しない。そのため、高調波成分の電圧を打ち消すことができ、高調波電流による多相電動機の銅損を減らす効果は保たれる。 As shown in FIG. 4, when the phases of carriers are shifted at equal intervals by 360 / N degrees in adjacent phases of N single-phase PWM inverters, the line voltage waveform of each phase of the multiphase motor 1 is as shown in FIG. As shown in (a) and (b), the center position of the square wave of each phase is shifted by 360 / N degrees. Since the number of phases of the multiphase motor is sufficiently larger than 3, the center position of one square wave is sufficiently small at 360 / N degrees from the adjacent phase. For this reason, the region in which the voltages of the adjacent phase and the adjacent phase are both turned on is hardly reduced as compared with the case where the carriers of all phases are synchronized. Therefore, the voltage of the harmonic component can be canceled and the effect of reducing the copper loss of the multiphase motor due to the harmonic current is maintained.

三相同期電動機に上記の方法でキャリアの位相をシフトしても、相数３であり１つの方形波の中心位置が１２０°ずれるため、キャリアを同期することによって高調波電流による銅損を減らす効果を十分に得られない。本制御装置は多相電動機駆動装置に対して効果を得られる。 Even if the carrier phase is shifted to the three-phase synchronous motor by the above method, the number of phases is three and the center position of one square wave is shifted by 120 °, so that the copper loss due to the harmonic current is reduced by synchronizing the carrier. The effect cannot be obtained sufficiently. This control device is effective for a multiphase motor drive device.

また、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。 Further, even when the phases of the carriers are shifted by 180 / N degrees at equal intervals in the adjacent phases of the N single-phase PWM inverters, the vibration of the voltage and current of the DC power supply 2 can be suppressed.

さらに、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。 Furthermore, even when the carrier phase is irregularly shifted among the N single-phase PWM inverters and the phase relationship is fixed so as not to change, the oscillation of the voltage and current of the DC power supply 2 can be suppressed.

また、ここまで単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＮ、多相電動機の相数をＮの場合について述べたが、図５に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＭ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。図５の意味するところは具体的には、各巻線に単相ＰＷＭインバータ１台を接続し、Ｍ／Ｎ群で構成する。このように構成すると、多相電動機が低出力の場合には、減群した状態で運転できる。 In the above description, the number of single-phase PWM inverters is N, the number of windings of the multi-phase motor is N, and the number of phases of the multi-phase motor is N. As shown in FIG. , M is the number of windings of the multiphase motor, N is the number of phases of the multiphase motor, and even when M is an integer multiple of N, the oscillation of the voltage and current of the DC power supply 2 is suppressed. can do. Specifically, what is meant by FIG. 5 is a single-phase PWM inverter connected to each winding, and is configured by an M / N group. If comprised in this way, when a multiphase motor is low output, it can drive | operate in the state which decreased.

さらに、図６に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成し、各々の単相ＰＷＭインバータ１台の出力に多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続した場合である。具体的には、各相の巻線Ｍ／Ｎを並列接続し、各相に単相ＰＷＭインバータを１台接続して構成したものである。このように構成することで、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。 Furthermore, as shown in FIG. 6, the number of single-phase PWM inverters is N, the number of windings of the multiphase motor is M, the number of phases of the multiphase motor is N, and M is an integral multiple of N. This is a case where the output of each single-phase PWM inverter is connected in parallel by the number of windings M / N of the multiphase motor. Specifically, each phase winding M / N is connected in parallel, and one single-phase PWM inverter is connected to each phase. With this configuration, it is possible to suppress the vibration of the voltage and current of the DC power supply 2.

図７は、本発明の第２の実施形態を説明するための多相電動機駆動装置の概略構成を示すブロック図であり、図８は図７の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。図１の第１の実施形態と異なる点は、キャリア同期信号源（１）５と、キャリア同期信号源（２）５ａを設け、両者を切換え可能に切換スイッチ７を設けたものである。この場合、通常時はキャリア同期信号１を使用し、断線等の故障によりキャリア同期信号１を使用することができない場合にはキャリア同期信号２に切り換えて使用する。 FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a multiphase motor driving apparatus for explaining a second embodiment of the present invention, and FIG. 8 shows detailed configurations of the speed control circuit and the current control circuit of FIG. FIG. The difference from the first embodiment of FIG. 1 is that a carrier synchronization signal source (1) 5 and a carrier synchronization signal source (2) 5a are provided, and a changeover switch 7 is provided so that both can be switched. In this case, the carrier synchronization signal 1 is normally used, and the carrier synchronization signal 1 is switched to the carrier synchronization signal 2 when the carrier synchronization signal 1 cannot be used due to a failure such as disconnection.

１…多相電動機、２…直流電源、３…多相電動機駆動装置、４…速度制御回路、５、５ａ…キャリア同期信号源、６…速度検出器、７…切換スイッチ、１０ｉ（ｉ＝１，２，３，・・・，Ｎ）…単相ＰＷＭインバータ、１１…インバータ回路、１２…電流制御回路、１３…平滑コンデンサ、１４…電流検出器、２１…加算器、２２…速度制御回路本体、２３…加算器、２４…電流位相演算回路、２５…電流制御回路本体、２６…ゲート制御回路、２７…キャリア発生回路、２８…キャリア同期ＰＬＬ回路、２９…キャリア周波数設定器、３４…キャリア信号位相補正回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Multiphase motor, 2 ... DC power supply, 3 ... Multiphase motor drive device, 4 ... Speed control circuit, 5, 5a ... Carrier synchronous signal source, 6 ... Speed detector, 7 ... Changeover switch, 10i (i = 1) , 2, 3,..., N) ... single phase PWM inverter, 11 ... inverter circuit, 12 ... current control circuit, 13 ... smoothing capacitor, 14 ... current detector, 21 ... adder, 22 ... speed control circuit body , 23 ... adder, 24 ... current phase calculation circuit, 25 ... current control circuit body, 26 ... gate control circuit, 27 ... carrier generation circuit, 28 ... carrier synchronization PLL circuit, 29 ... carrier frequency setting device, 34 ... carrier signal Phase correction circuit.

Claims

４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記多相電動機に入力される電流検出値に基づき基準信号を求める回路と、
キャリア同期信号を発生するキャリア同期信号源と、
前記各インバータ毎に設けられ、キャリア周波数の設定値と前記キャリア同期信号源からのキャリア同期信号に基づき、キャリア周波数を出力するキャリア同期ＰＬＬ回路と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記キャリア同期ＰＬＬ回路からのキャリア周波数が入力され、キャリアを発生するキャリア発生回路と、
前記各インバータ毎に設けられ、前記インバータの主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、前記基準信号を求める回路からの基準信号と前記キャリア発生回路からのキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記インバータの主回路を制御するＰＷＭ制御回路と、
前記インバータ間でキャリアの位相をずらし、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各ＰＷＭ制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置。 A multi-phase motor having an integer M windings of 4 or more and an N-phase winding of 4 or more, wherein the windings are electrically insulated and magnetically coupled to each other;
An integer N or more single-phase pulse width modulation type inverter connected to each of the windings and converting DC power to AC power;
A DC power supply for supplying DC power to each inverter;
Wherein provided for each inverter, a circuit asking you to reference signal based on the current detection value to be input to the multi-phase electric motor,
A carrier synchronization signal source for generating a carrier synchronization signal;
A carrier synchronization PLL circuit that is provided for each inverter and outputs a carrier frequency based on a carrier frequency setting value and a carrier synchronization signal from the carrier synchronization signal source;
A carrier generation circuit that is provided for each inverter, receives a carrier frequency from the carrier synchronous PLL circuit, and generates a carrier;
A gate signal provided for each inverter and obtained by comparison control of a reference signal from a circuit for obtaining the reference signal and a carrier from the carrier generation circuit at the gate of a semiconductor main circuit element constituting the main circuit of the inverter And a PWM control circuit for controlling the main circuit of the inverter,
Phase correction means for shifting the phase of the carrier between the inverters and shifting the phase of the carrier of each PWM control circuit so that the timing at which the line voltage of each inverter is turned on is dispersed;
The number of windings M is an integral multiple of the number of phases N, and the number of windings M / N of the multiphase motor is connected in parallel to the output of each inverter. Phase motor drive device.

前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらしたことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。 2. The multiphase motor drive device according to claim 1, wherein the phase correction means shifts the phase of the carrier by 180 / N degrees at equal intervals between the inverters.

前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定することを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。 2. The multi-phase motor drive device according to claim 1, wherein the phase correction means shifts the carrier phase irregularly between the inverters and fixes the phase relationship so as not to change.

前記キャリア同期信号源は、複数で構成したことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。 2. The multiphase motor drive device according to claim 1, wherein a plurality of the carrier synchronization signal sources are configured.