JP5019294B2

JP5019294B2 - 受信装置、信号等化装置及び方法

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Publication number: JP5019294B2
Application number: JP2008048120A
Authority: JP
Inventors: 鳴雷; 博司原田
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2008-02-28
Filing date: 2008-02-28
Publication date: 2012-09-05
Anticipated expiration: 2028-02-28
Also published as: JP2009206930A

Description

本発明は、ワイヤレスデータ通信に用いて好適な受信装置、並びに、マルチパス・フェージング・チャネルの等化を行う信号等化装置及び方法に関する。

ワイヤレス通信において、ＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization）は、ピーク・トゥー・アベレージ・レシオが低く、搬送波オフセットに強いというような数々の利点があり、将来が期待された技術である。

ワイヤレス通信では、マルチパス・フェージング・チャネルによる符号間干渉を除去するために、受信側で等化処理が行われる。等化処理には、時間領域での等化と周波数領域での等化があるが、周波数領域での等化の方が優れた特性を示すことが知られている（例えば、非特許文献１）。

周波数領域の等化は、時間領域の受信信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により周波数領域の受信信号に変換して行われ、等化後の信号は、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）により再び時間領域の受信信号に戻されて出力される。周波数領域の等化は、ゼロフォーシングまたはＭＭＳＥ（Minimum Mean-Square Error：最小二乗平均誤差）の双方の形をとり、ＭＭＳＥの方がゼロフォーシングより優れた性能を示すことが知られている（例えば、非特許文献２）。
H. Sari, G. Karam, and I. Jeanclaud, "Frequency-domain equalization of mobile radio and terrestrial broadcast channels, in Proc. IEEE GLOBECOM 194, vol. 1, pp. 1, November 1994. M. Lei, R. Kimura, C.-S. Sum, R. Funada, Y. Shoji, H. Harada, and S. Kato, "MMSE-FDE based on estimated SNR for single-carrier block transmission (SCBT) in multi-Gbps WPAN,"submitted to IEEE WCNC 2008, Sept. 2007.

ＭＭＳＥを使った場合には、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の推定の正確さが、ＭＭＳＥ−ＦＤＥでの性能に影響を及ぼす。ゼロフォーシングの場合には、ＳＮＲの推定は不要であるが、ＭＭＳＥに比べて、等化性能が劣化する。ＳＮＲの推定のために、特別な信号を挿入すると、オーバーヘッドが大きくなるという問題が生じてくる。

上述の課題を鑑み、本発明は、オーバーヘッドを増大させることなく、高い精度でＳＮＲの推定を行え、ＭＭＳＥによる周波数領域での等化処理を行えるようにした受信装置、並びに、信号等化装置及び方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明の受信装置は、時間領域の受信信号を周波数領域に変換し、周波数領域での等化処理を行う受信装置において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ周波数等化部とを備えることを特徴とする。

好ましくは、チャネル周波数応答は、時間領域の信号から求めることを特徴とする。好ましくは、チャネル周波数応答は、周波数領域の信号から求めることを特徴とする。

本発明の信号等化装置は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する周波数領域等化装置において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ等化部とを備えることを特徴とする。

好ましくは、ＳＮＲ推定部は、チャネル周波数応答を平均化する平均化部と、平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定する減算部と、平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算する信号パワー演算部と、推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するノイズパワー演算部と、信号パワー演算部により求められた信号パワーと、ノイズパワー演算部により求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出する除算部とを備えることを特徴とする。

本発明の信号等化方法は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する周波数領域等化方法において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するステップと、推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うステップとを含むことを特徴とする。

好ましくは、信号対ノイズ比を推定するステップは、チャネル周波数応答を平均化するステップと、平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定するステップと、平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算するステップと、推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するステップと、求められた信号パワーと、求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出するステップとを含むことを特徴とする。

本発明によれば、時間領域の受信信号を周波数領域に変換し、周波数領域での等化処理を行う受信装置において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ周波数等化部とを備えることにより、チャネル周波数応答から推定されたＳＮＲを用いて、オーバーヘッドを増大させることなく、より正確に、ＭＭＳＥによる周波数領域での等化処理を行うことができる。

本発明によれば、チャネル周波数応答は、時間領域の信号から求めることを特徴とする。また、本発明によれば、チャネル周波数応答は、周波数領域の信号から求めることを特徴とする。このようにして求められたチャネル周波数応答から、ＳＮＲを推定することができる。

本発明によれば、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する周波数領域等化装置において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ等化部とを備えているので、チャネル周波数応答から推定されたＳＮＲを用いて、オーバーヘッドを増大させることなく、より正確に、ＭＭＳＥによる周波数領域での等化処理を行うことができる。

本発明によれば、ＳＮＲ推定部は、チャネル周波数応答を平均化する平均化部と、平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定する減算部と、平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算する信号パワー演算部と、推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するノイズパワー演算部と、信号パワー演算部により求められた信号パワーと、ノイズパワー演算部により求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出する除算部とを備えているので、チャネル周波数応答から、ＳＮＲを正確に推定することができる。

本発明によれば、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する周波数領域等化方法において、チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するステップと、推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うステップとを含むようにしているので、チャネル周波数応答から推定されたＳＮＲを用いて、オーバーヘッドを増大させることなく、より正確に、ＭＭＳＥによる周波数領域での等化処理を行うことができる。

本発明によれば、信号対ノイズ比を推定するステップは、チャネル周波数応答を平均化するステップと、平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定するステップと、平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算するステップと、推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するステップと、求められた信号パワーと、求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出するステップとを含むようにしているので、チャネル周波数応答から、ＳＮＲを正確に推定することができる。

第１実施形態．
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１実施形態のＳＣ−ＦＤＥシステムの概要を示すものである。

図１において、送信機１側では、送信ビットストリームがチャネルコーディング部１１でコーディングされ、変調部１２で変調され、ガードインターバル挿入部１３でガードインターバルが挿入され、送信部１４から送信される。送信機１からの送信信号は、マルチパス・フェージング・チャネルの伝送路を介して、受信機２で受信される。

受信機２側では、送信機１からの信号が受信部２０で信号が受信され、ガードインターバル除去部２１でガードインターバルが除去された後、周波数領域等化部２３に送られる。

周波数領域等化部２３は、ＦＦＴ部５１と、時間領域チャネル推定部５２と、ＦＦＴ部５３と、ＳＮＲ推定部５４と、ＭＭＳＥ等化部５５と、ＩＦＦＴ部５６とから構成されている。

ＦＦＴ部５１は、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換する。時間領域チャネル推定部５２は、パイロット信号から時間領域でチャネル推定を行う。ＦＦＴ部５３は、時間領域チャネル推定部５２で推定されたチャネル周波数を周波数領域に変換する。ＳＮＲ推定部５４は、推定されたチャネル周波数応答からＳＮＲを推定する。ＭＭＳＥ等化部５５は、推定されたＳＮＲとチャネル周波数応答から、イコライザ係数を求め、ＭＭＳＥにより周波数領域での等化処理を行う。ＩＦＦＴ部５６は、ＭＭＳＥ等化部５５により等化された受信信号を時間領域に戻す。

周波数領域等化部２３で等化処理された受信信号は、復調部２４で復調され、チャネルでデコーディング部２５でデコーディングが行われ、受信ビットストリームとして出力される。

上述のように、本発明の第１実施形態においては、周波数領域等化部２３のＳＮＲ推定部５４では、チャネル周波数応答からＳＮＲを推定している。このように、チャネル周波数応答からＳＮＲが推定できることについて、以下に説明する。

受信信号のｎ番目のデータブロックを例として取り上げる。ガードインターバル除去部２１でガードインターバルを取り除くと、この長さＫのブロックは、以下のようなベクトルの形式で記述できる。

ここで、ｙ［ｎ，ｌ］は、ｎ番目のブロックのｌ番目のデータシンボルである。

より単純化して、インデックスｎを除くと、（１）式は、以下のようになる。

ＦＦＴ部５１でＫ点のＦＦＴが行われるとすると、このＫ点のＦＦＴにより、時間領域のベクトルｙは、周波数領域のベクトルＹに変換される。

ここで、Ｙ［ｋ］は、ｋ番目のサブキャリアでの信号を示し、これは、以下のように記述できる。

（４）式の演算は、ＦＦＴ部５１で行われるＦＦＴの処理であり、この処理は、図２に示すように、フーリエ係数Ｆ_ｋをバタフライ演算していく処理を行っている。

今、送信機１から送信されたオリジナルの送信信号ブロックは、

であると仮定する。

そして、その対応する周波数領域のベクトルは、

であるとする。

ここで、オリジナルの周波数領域の信号と受信した周波数領域の信号（ｋ番目のサブキャリア）には、以下のような関係がある。

ここで、Ｈ［ｋ］及びＷ［ｋ］は、それぞれ、ｋ番目のサブキャリアのチャネル周波数応答及びサブキャリアのノイズである。（７）式に示すｋ番目のサブキャリアの信号モデルは、図３に示すように、オリジナルのｋ番目のサブキャリアの周波数領域の信号Ｘ［ｋ］に、チャネル周波数応答Ｈ［ｋ］が乗算され、ノイズＷ［ｋ］が加算されたことを示している。

周波数領域の等化は、ｋ番目の分岐（サブキャリア）での複素係数としてＣ［ｋ］を有するＫ分岐線形フィードバックイコライザで実現できる。この線形フィードバックイコライザは、ゼロフォーシングまたはＭＭＳＥ（最小二乗平均誤差）方式の形で記述できる。

ゼロフォーシングに基づく最適化が行われると、イコライザ係数Ｃ［ｋ］は、

となる。
ＭＭＳＥに基づく最適化が行われると、イコライザ係数Ｃ［ｋ］は、

となる。ここで、η、＊、及び｜H｜は、それぞれ、ＳＮＲ、共役転置、及び複素値Hのモジュールである。

スペクトルでのヌル（深いフェージング）が発生するような強烈な周波数選択フェージングでは、ゼロフォーシング周波数領域等化でのＨ［ｋ］の反転が無限になり、その結果、これらのヌル（深いフェージング）のスペクトルの周波数でのノイズ増加となる。

ＭＭＳＥの周波数領域等化では、シンボル間干渉（ゲインと位相とのミスマッチの形式となる）と、ノイズ増加とが妥協できる。したがって、符号間干渉とノイズとの混ざり合った影響を最小にする。これは、特に、周波数選択フェージングのチャネルを等化するのに好適である。ＳＣ−ＦＤＥシステムでは、ＭＭＳＥの周波数領域等化は、ゼロフォーシングの周波数領域等化に比べてより良好である。

しかしながら、ＭＭＳＥの周波数領域等化では、（９）式に示すように、ＳＮＲ（η）を知る必要がある。ＳＮＲの推定の正確さが、ＭＭＳＥの周波数領域等化での性能に影響を及ぼす。

本発明の実施形態では、以下のようにして、チャネル周波数応答に基づいて、ＳＮＲを推定している。チャネル周波数応答は、周波数領域のチャネルゲインであり、これは、時間領域または周波数領域のチャネル推定による得ることができる。

チャネル推定のためのプリアンブルでのＭチャネル推定シーケンスを仮定する。各チャネル推定系列は、単純にチャネル周波数応答ベクトルの推定値を生成できる。

ここで、Ｈ［ｍ，ｋ］は、チャネル周波数応答ベクトルのｋ番目のサブキャリア推定でのチャネル周波数応答である。

ｋ番目のサブキャリアでチャネル周波数応答のＭ個の推定値を平均化すると、

となる。
ノイズは平均化するとゼロになっていく。したがって、ｍ番目のチャネル周波数応答でのｋ番目のサブキャリアでのノイズは、

となる。
また、信号パワーは、以下のように推定でき、

ノイズパワーは、以下のように推定できる。

よって、（１３）式及び（１４）式より、ＳＮＲの推定値

を得ることができる。

図４は、上述のようにして、チャネル周波数応答から、ＳＮＲを推定するＳＮＲ推定部５４の構成を示すものである。図４において、平均化部７１により、（１１）式に基づいて、チャネル周波数応答のＭ個の平均値が求められる。減算部７２により、（１２）式に基づいて、チャネル周波数応答と、平均化したチャネル周波数応答とを減算して、ノイズ成分が求められる。ノイズパワー演算部７３により、（１４）式に基づいて、減算器１０２からのノイズ成分から、ノイズパワーが求められる。信号パワー演算部７４により、（１３）式に基づいて、平均化されたチャネル周波数応答から、信号パワーが求められる。除算部７５により、ノイズパワー演算部７３からのノイズパワーと、信号パワー演算部７４からの信号パワーとの比から、（１５）式に基づいて、ＳＮＲが求められる。

図５は、ＭＭＳＥの周波数領域等化を行うＭＭＳＥ等化部５５を示すものである。図５において、ＭＭＳＥ等化部５５で、Ｈ［ｋ］とηの推定値から、（１６）式に基づいて、ＭＭＳＥのイコライザ係数が得られる。

そして、ＭＭＳＥ等化部５５で、ＦＦＴ部５１からの各サブキャリアの信号に対して、上述のようにして求められたイコライザ係数が乗算されることにより、等化処理が行われる。ＩＦＦＴ部５６により、等化された周波数領域の信号から時間領域の信号への変換が行われ、

のような等化信号が得られる。
等化された時間領域の信号ブロックは

となる。

図６及び図７は、ＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ（６０ＧＨｚＷＰＡＮ（Wireless Personal Area Network））の環境での評価を示すものである。このシミュレーションで使用されたマルチパス・フェージング・チャネルは、ＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ（６０ＧＨｚＷＰＡＮ）で要求されるもので、その仕様は、図８に示されている。

シンボルレート（ナイキストバンド幅）、ロールオフ・ファクタ、チャネル幅は、チャネル化プランから来ている。変調はＱＰＳＫであり、チャネルコーディングはリード・ソロモンコード（ＲＳ（２５５，２３９，８））である。

ＦＦＴ及びガイドインターバル（ＧＩ）の長さは、それぞれ、５１２、１２８にセットされる。同期は理想的であると仮定している。パワー増幅のバックオフ（ＯＢＯ）出力は、３．０ｄＢであり、位相ノイズは、１ＭＨｚで−９３ｄＢｃ／Ｈｚである。各データパケットは、２０４８バイトのデータ容量である。

図６及び図７において、ＺＦはゼロフォーシングの周波数領域等化を使った場合を示し、ＭＭＳＥは、ＭＭＳＥの周波数領域等化を使った場合を示している。ＰＡ及びＰＮは、パワー増幅及び位相ノイズをそれぞれ示す。Ｍはチャネル等化の繰り返し数であり、これは、チャネル周波数応答及びＳＮＲ推定に使用される。

図６は、ＳＮＲ推定に基づくＭＭＳＥの周波数領域等化のＢＥＲ（Bit Error Rate）性能を示す。パワー増幅と位相ノイズの影響は、この時点では考慮していない（ＰＡ−ＯＦＦ、ＰＮ−ＯＦＦ）。チャネルが完全に知られているとき、ＭＭＳＥの周波数領域の等化処理は、ゼロフォーシングの周波数領域の等化より高い性能を示す。

ＭＭＳＥの周波数領域の等化処理の性能は、推定に使用されるチャネル周波数応答（Ｈ［ｋ］及びＳＮＲ（η））により劣化する。Ｍ＝２では、１０^−６のＢＥＲの劣化は２．４ｄＢであり、Ｍ＝５のときには０．８ｄＢに減少する。推定されたチャネル周波数応答（Ｈ［ｋ］）及びＳＮＲ（η）を使ったとしても、ＭＭＳＥの周波数領域等化は、完全なチャネル情報のゼロフォーシングの周波数領域等化より性能が良い。

図７は、パワー増幅及び位相の維持の影響を考慮したＢＥＲ性能を示している（ＰＡ−ＯＮ、ＰＲ−ＯＮ）。この場合にも、ＭＭＳＥの周波数領域等化は、ゼロフォー信号の周波数領域等化より性能が高いことがわかる。ＲＦ欠陥（非線形歪み、位相ノイズ）のもとで、完全なチャネル推定のＭＭＳＥの周波数領域等化と比較すると、推定されたチャネル周波数応答（Ｈ［ｋ］）及びＳＮＲ（η）により生じる性能劣化は、Ｍ＝２及びＭ＝５のとき、それぞれ、２．６ｄＢ、０．８ｄＢである。

シミュレーション結果は、ＳＮＲ推定に基づくＭＭＳＥの周波数領域等化は、ＲＦ欠陥のもとでも、非常に効果的であることを示唆している。さらに、このようなＭＭＳＥの周波数領域等化を有するＳＣ−ＦＤＥは、６０ＧＨｚＷＰＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ）でのマルチギガビットをサポートするのに好適である。

＜第２実施形態＞
図９は、本発明の第２実施形態を示すものである。第１実施形態と第２実施形態との違いは、第１実施形態では時間領域チャネル推定部５２により時間領域でチャネル推定が行われているのに対して、第２実施形態では、周波数領域チャネル推定部１５２により、チャネル推定が周波数領域で行われている点である。どちらの方法でも、チャネル周波数応答ベクトルを生成できる。他の点については、第１実施形態と第２実施形態とは同様であり、その説明を省略する。

以上説明したように、本発明の実施形態では、チャネル周波数応答から、簡単な構成により、ＳＮＲを推定することができ、これにより、ＭＭＳＥの周波数領域等化を行うことができる。

本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

本発明は、ＷＰＡＮ等のワイヤレス通信の他、マルチパス・フェージング・チャネルでの伝送を行う通信システムに広く用いることができる。

本発明の第１実施形態の通信システムの説明に用いるブロック図である。本発明の第１実施形態の通信システムにおけるＦＦＴの処理の説明に用いるブロック図である。本発明の第１実施形態の通信システムにおける伝送チャネルの説明に用いるブロック図である。本発明の第１実施形態の通信システムにおけるＳＮＲの算出の説明に用いるブロック図である。本発明の第１実施形態の通信システムにおける信号等化の説明に用いるブロック図である。本発明の第１実施形態の効果を説明するためのグラフである。本発明の第１実施形態の効果を説明するためのグラフである。本発明の第１実施形態の効果を説明するためのシミュレーションの諸元の説明図である。本発明の第２実施形態の通信システムの説明に用いるブロック図である。

符号の説明

１送信機
２受信機
１１チャネルコーディング部
１２変調部
１３ガードインターバル挿入部
１４送信部
２０受信部
２１ガードインターバル除去部
２３周波数領域等化部
２４復調部
２５デコーディング部
５１ＦＦＴ部
５２時間領域チャネル推定部
５３ＦＦＴ部
５４ＳＮＲ推定部
５５ＭＭＳＥ等化部
５６ＩＦＦＴ部
７１平均化部
７２減算部
７３ノイズパワー演算部
７４信号パワー演算部
７５除算部
１５２時間領域チャネル推定部

Claims

時間領域の受信信号を周波数領域に変換し、周波数領域での等化処理を行う受信装置において、
チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、
前記ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ等化部と
を備えることを特徴とする受信装置。
前記チャネル周波数応答は、時間領域の信号から求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記チャネル周波数応答は、周波数領域の信号から求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する信号等化装置において、
チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するＳＮＲ推定部と、
前記ＳＮＲ推定部により推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うＭＭＳＥ等化部とを備える
ことを特徴とする信号等化装置。
前記ＳＮＲ推定部は、
チャネル周波数応答を平均化する平均化部と、
前記平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定する減算部と、
前記平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算する信号パワー演算部と、
前記推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するノイズパワー演算部と、
前記信号パワー演算部により求められた信号パワーと、前記ノイズパワー演算部により求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出する除算部と
を備えることを特徴とする請求項４に記載の信号等化装置。
時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域で等化処理を行い、再び時間領域の信号に戻して出力する周波数領域等化方法において、
チャネル周波数応答から信号対ノイズ比を推定するステップと、
前記推定された信号対ノイズ比を用いて、最小二乗平均誤差方式によりイコライザ係数を求めて周波数領域での等化を行うステップと
を含むことを特徴とする信号等化方法。
前記信号対ノイズ比を推定するステップは、
チャネル周波数応答を平均化するステップと、
前記平均化したチャネル周波数応答と、チャネル周波数応答とを減算してノイズ成分を推定するステップと、
前記平均化したチャネル周波数応答から信号パワーを演算するステップと、
前記推定されたノイズ成分からノイズパワーを演算するステップと、
前記求められた信号パワーと、前記求められたノイズパワーとから、信号対ノイズ比を算出するステップと
を含むことを特徴とする請求項６に記載の信号等化方法。