CN1937602A - 一种拓宽多载波通信相干带宽的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明针对正交频分复用(OFDM)***，提出一种通过时域信号采样值循环位移拓宽多载波通信相干带宽的方法及装置。在OFDM***中，对去除循环前缀后的时域接收数据序列进行循环位移。具体包括：将数据段A从去除循环前缀的OFDM符号中删除，同时将该段数据添加到OFDM符号的尾部；因此由信道引起的信号失真可以通过频域单抽头均衡得以校正。本方案实现简单，可作为一个独立的模块，应用于任何基于频域导频的OFDM和多输入多输出MIMO－OFDM***信道估计方案中，以提高***性能。

Description

一种拓宽多载波通信相干带宽的方法及其装置

技术领域

本发明属于通信领域，涉及多载波传输，尤其是正交频分复用OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing)技术。

背景技术

空中信号传输技术已经成为新的研究焦点。为了获得高达10bps/Hz的频谱效率，支持多种场景的通信需求，支持各种自适应控制技术，新的移动通信***的信号传输技术必须支持比以往任何一种同类技术更好的性能，同时维持可控制的实现复杂度。在宽带移动通信***中，由于多径的影响，导致传输的信号遭受频率选择性衰落。正交频分复用OFDM(Othogonal Frequency DivisionMultiplexing)技术(简称OFDM技术)以其天生的抗信道多径的能力，正日益成为***移动通信的信号传输的核心技术之一。OFDM***通过离散傅立叶变换DFT，将一个宽带频率选择性衰落信道分割成大量窄带平坦衰落子信道。为了弥补各个子信道衰落的影响，OFDM***必须采用估计的信道对每个子信道解调的符号进行单抽头均衡。因此，信道估计的精度直接影响均衡后符号判决的性能。在OFDM***中，常用的信道估计方法可分为两类[文献1：Classen，F.andSpeth，M.and Meyr，H.“Channel Estimation Units for an OFDM Systemsuitable for Mobile Communications”.In Mobilecommunication：ITG-Fachbericht，Munchen，ITG，VDE-Verlag，BerlinOffenbach，1995.]。一类是基于判决数据的判决导向DD法，也称为盲估计方法[文献2：Muquet B.，Courville M.，Duhamel P.，“Subspace-based blindand semi-blind channel estimation for OFDM systems，”IEEE Transactionson Signal Processing，2002，Vol.50(7)，pp.1699-1712.文献3：Stefan A.Fechtel and Heinrich Meyr.“Optimal parametric feedforward estimationof frequency selective fading radio channels”IEEE Transaction onCommunication，1994，Vol.42(2/3/4)，pp.1639-1650.]；盲估计方法不需要发送任何辅助数据，因此***频谱利用率高。但是它需要利用数据的判决结果。如果判决有误，容易造成误差传播。同时，盲估计算法需要利用大量的数据，从中提取信道的统计特性，才能获得一个可靠的估计，从而限制了该算法在快时变信道下的应用。另一类是基于导频、训练符号或训练序列的导频辅助PSA法[文献4：J.van de Beek，Edfors O，Sandell M.，etc.“On channelestimation in OFDM systems，”IEEE Vehicular Technology Conference，Chicago，IL，1995，Vol.2，pp.815-819.；文献5：Li Y.，“Pilot-symbol-aidedchannel estimation for OFDM in wireless systems，”IEEE Transaction onVehicular Technology，2000，Vol.49(4)，pp.1207-1215.；文献6：MorelliM.and Mengali U.“A Comparison of Pilot-Aided Channel EstimationMethods for OFDM Systems”IEEE Transaction on Signal Processing，2001，49(12)，pp.3065-3073.；文献7：Negi R.，Cioffi J.，“Pilot tone selectionfor channel estimation in a mobile OFDM system，”IEEE Transaction onConsumer Electronics，1998，Vol.44(3)，pp.1122-1128.；文献8：Rinne J.and Renfors M.“Pilot spacing in orthogonal frequency divisionmultiplexing systems on practical channels，”IEEE Transaction ConsumerElectronics，1996，Vol.42(4)，pp.959-962.；文献9：Yeh C.S and Lin Y.and Wu Y.，“OFDM System Channel Estimation Using Time-Domain TrainingSequence for Mobile Reception of Digital Terrestrial  Broadcasting，”IEEE Transactions on Broadcasting，2000，Vol.46(3)，pp.215-220.；文献10：Mignone V.，Morello A.，“CD3-OFDM：A novel demodulation schemefor fixed and mobile receivers”，IEEE Transaction on Communication，1996，Vol.44(9)，pp.1144-1151.]。常用的导频***方式一般分为分组型block-type和梳型comb-type两种。采用分组训练序列的信道估计方法是每隔若干个OFDM符号，取出一个符号的全部子信道传输导频，其它符号的数据子信道估计通过时域插值或判决反馈算法获得[文献6、文献8]。采用梳型频域导频来估计信道[文献5；文献11：Hsieh M H；Wei C H.“Channel estimation for OFDM systembased on comb-type pilot arrangement in frequency selective fadingchannels，”IEEE Transactions on Consumer Electronics，1998，44(1)，217-225.]。即在每个OFDM符号中分配若干个子信道传输导频，一旦导频子信道估计出来后，数据子信道可通过插值获得。故该导频模式适合时变相对较快的衰落信道。

导频在时、频两维的***间隔受到信道相干时间和相干带宽的限制。即在时域的***间隔要小于信道的相干时间，而在频域的间隔要小于信道的相干带宽。如果，信道估计插值算法采用简单的一阶线性插值或拉格朗日二阶插值，则导频的***间隔还应更小。对于覆盖范围较大的OFDM通信***，信道时延扩展对插值信道估计性能的影响尤为严重。为保证信道估计精度，通常采用的方法是增加导频数目以减小频域导频的间隔，但这样一来会降低***的频谱利用率。

现有基于频域导频信道估计的OFDM***在保证信道估计性能的条件下，要么通过增加导频数目，以降低信道估计的复杂度；要么采用基于最小均方误差的维纳滤波估计算法。前者将降低***的频谱利用率，而后者将提高***的实现复杂度。

发明内容

本发明的目的是提供一种拓宽多载波通信相干带宽的方法及其装置，通过拓展信道相干带宽，提高信道估计性能。

为达到上述目的，本发明的解决方案是：提出一种通过时域信号采样值循环位移拓宽多载波通信相干带宽的方法及其实现装置。在OFDM***中，如果每个子载波的带宽远小于信道的相干带宽，则每个子载波对应的信道可认为是平坦衰落的，此时***只需采用频域单抽头均衡即可补偿信道失真。信道估计对OFDM***的比特和功率分配以及信号检测起着至关重要的作用。OFDM***通常采用基于导频的信道估计方法。导频在频域的***间隔受到信道相干带宽的限制。当导频的频域间隔接近信道的相干带宽时，将会严重恶化通过线性插值获得的数据子信道的估计性能。信道的相干带宽取决于信道的时延扩展，亦即信道的冲击响应分布。由于时、频两维的对称性，信道冲击响应可被视为信道频率响应的谱。当OFDM接收机准确定时同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在去除循环前缀后第一个采样值处，OFDM解调后数据所经历的信道频率响应对应的谱与信道冲击响应完全相同。这样，信道的第一条路径可被视为信道频率响应的直流分量，而最后那条路径可视为最高谐波分量，而整个信道的时延扩展可视为信道频率响应的“带宽”。由于谱分布存在对称性，即在一个FFT块长度的范围内，两端为低频分量，中间为高频分量。显然，如果将上述信道冲击响应向左循环位移，即可减小信道频率响应对应谱的“带宽”，从而相应地拓展信道频率响应的相干带宽。上述循环移位可以通过对去除循环前缀后的时域接收数据序列进行循环位移完成。当接收信号正确定时同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在循环前缀之内，且FFT窗取出的数据块没有符号间干扰的影响。对FFT窗取出的数据块循环左移若干个采样值，然后进行FFT变换。在频域对导频子信道可以采用最小二乘LS或最小线性均方误差LMMSE等估计算法，对数据子信道可以采用线性插值估计算法。循环位移的采样值数目取决于信道功率时延分布。该数目即可以根据信道的时延扩展，按经验值固定给出，也可以通过定时误差实时给出。

本方案实现简单，可作为一个独立的模块，应用于任何基于频域导频的OFDM和多输入多输出MIMO-OFDM***信道估计方案中，以提高***性能。

一种拓宽多载波通信相干带宽的方法，对去除循环前缀后的时域接收数据序列进行循环位移。

进一步，循环位移量为数据段A，具体包括：将数据段A从去除循环前缀的OFDM符号中删除，同时将该段数据添加到OFDM符号的尾部；因此由信道引起的信号失真可以通过例如频域单抽头均衡得以校正。

设信道为两径衰落信道，其冲击响应可表示为：

h(n)＝αδ(n)+βδ(n-τ)                  (1)

其中，α和β分别为信道两条路径的复增益，τ为第二条路径的时延；假设OFDM接收机准确定时同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在去除循环前缀后第一个采样值处；此时，信道频率响应为

$H\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πkn}/N}$

＝α+βe^-j2πkτ/N，k＝0，...，N-1    (2)

其中，N为OFDM调制FFT变换点数；

若α＝β，信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)，k＝0，…，N-1    (3)

将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，(亦即将FFT变换块中前ξ个采样值去除，并将此ξ个采样值添加到FFT变换块的尾部)，则OFDM解调后数据所经历的信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)e^j2πkξ/N，k＝0，…，N-1    (4)

设循环位移量ξ＝τ/2，则信道频率响应变为

H(k)＝α(e^jπkτ/N+e^-jπkτ/N)，k＝0，…，N-1       (5)

    ＝2αcos(πkτ/N)

在实际的多径衰落信道下，根据信道的时延扩展，给出统计最佳循环位移量为信道的均方根时延扩展；或，针对每个时刻的信道冲击响应，实时优化循环位移量，即根据前一个时刻估计的信道冲击响应确定信道时延扩展，用于当前时刻的循环位移量。

信道均方根时延扩展定义为：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}={\left[\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}{(\mathrm{\τ}-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^{2}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}\right]}^{1/2}={\left[\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2{({\mathrm{\τ}}_l-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^2}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2}\right]}^{1/2}---\left(6\right)$

式中

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}=\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2{\mathrm{\τ}}_l}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2}---\left(7\right)$

P(τ)为功率时延分布，可表示为

$P\left(\mathrm{\τ}\right)=E\left\{{\left|h(\mathrm{\τ},t)\right|}^2\right\}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^2\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(8\right)$

式中

$h(\mathrm{\τ},t)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(9\right)$

为时变多径信道复冲击响应，τ_l为第l条路径的时延，h_l(t)为t时刻第l条路径的复增益， ${\mathrm{\α}}_l^2=E\[{\left|h_l\left(t\right)\right|}^2\],$ 表示第l条路径的平均功率；

对应给定的移动通信应用场景，通过信道建模，可用获得经验的信道功率时延分布P(τ)，亦即知道经验的信道路径数L、路径的平均功率α_l ²和相对时延τ_l，由(6)可以确定信道均方根时延扩展τ_rms，将该信道均方根时延扩展用采样间隔归一化，即可得循环位移量。

以瞬时估计的信道冲击响应代替所述方法中的功率时延分布，确定信道时延扩展，采用相同的方法，得到循环位移量。

一种拓宽多载波通信相干带宽的方法，是通过对OFDM解调后的频域数据乘以相位旋转因子来实现的。

由H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)e^j2πkξ/N，k＝0，…，N-1可知，将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，等效为OFDM解调后的第k个子载波的数据乘以相位旋转因子e^j2πkξ/N。

一种拓宽多载波通信相干带宽的装置，其具有实现上述方法的结构。

由于采用了上述方案，本发明具有以下优点：

本发明通过简单的定时循环位移，拓宽了信道的相干带宽，从而在采用相同导频数目的条件下，可以提高***的信道估计性能。或者，在相同的信道估计性能条件下，可以增大导频间隔，减少导频数目，从而提高***频谱利用效率。

本方案实现简单，可作为一个独立的模块，应用于任何基于频域导频的OFDM***信道估计方案中，尤其是基于多输入多输出(MIMO)的OFDM***的信道估计算法中。因为MIMO***往往需要同时估计多个信道，因此频域导频的频谱利用率至关重要。当发射天线数目较大时，由于信道相干带宽的限制，导频间隔不能太大，为保证信道估计性能，必须增加导频数目，从而降低***频谱利用率。采用本方案后，***相干带宽得以拓宽，可以在不增加导频数目的情况下，提高接收机采用简单插线性值算法的信道估计性能。

附图说明

图1是本发明的信道估计方法示意图；

图2是两径信道下，定时循环位移前后信道频率响应的实部和虚部示意图；

图3是SUI-4信道下定时循环位移前后信道频率响应的实部和虚部示意图；

图4是SUI-4信道下估计均方误差示意图；

图5是SUI-4信道下比特误码性能示意图。

具体实施方式

具体请参阅见图1，假设多径信道的最大时延扩展小于循环前缀(CP)的长度，通过对去除循环前缀后的时域接收数据序列进行循环位移。具体如图1所示，将数据段A从去除循环前缀的OFDM符号中删除，同时将该段数据添加到OFDM符号的尾部。显然，接收信号中的循环卷积特性仍然得以保留，因此由信道引起的信号失真仍然可以通过频域单抽头均衡得以校正。

通过将定时同步后的OFDM符号中前部的数据段循环移位到OFDM符号的尾部，可以拓展信道的相干带宽，证明如下。

为简化表示，假设信道为两径衰落信道，其冲击响应可表示为：

h(n)＝αδ(n)+βδ(n-τ)    (1)

其中，α和β分别为信道两条路径的复增益，τ为第二条路径的时延。

假设OFDM接收机准确定时同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在去除循环前缀后第一个采样值处。此时，信道频率响应为

$H\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πkn}/N}$

＝α+βe^-j2πkτ/N，K＝0，…，N-1(2)

其中，N为OFDM调制FFT变换点数。

若α＝β，(信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)，k＝0，…，N-1              (3)

显然，信道的相干带宽与2πτ/N成反比。如果将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，则OFDM解调后数据所经历的信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)e^j2πkξ/N，k＝0，…，N-1    (4)

如果，循环位移量ξ＝τ/2，则信道频率响应变为

H(k)＝α(e^jπkτ/N+e^-jπkτ/N)，k＝0，…，N-1       (5)

    ＝2αcos(πkτ/N)

显然，此时信道的相干带宽与πτ/N成反比。即与没有定时循环位移的信道频率响应相比，信道相干带宽增加了一倍。

这部分内容只是为了说明采用循环位移可以拓展信道的相干带宽，所采用的假设是极端情况，只是为了简化分析。在最普通的情况下，通过类似推导，可以得到相同结论。该结论可以由***明。

如果接收机没有准确定时同步，即存在定时误差，则存在两种情况：第一种情况，接收机同步不正确，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在循环前缀之外，此时对应任何OFDM接收机都会产生符号间干扰，因此对应任何OFDM接收机都是要避免的；第二种情况，接收机正确同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在循环前缀之内，此时相当于接收信号循环右移。由于提出的算法是循环左移，当循环量足够大时，显然可以抵消定时误差的影响。

在实际的多径衰落信道下，由于多径的分布是随机的，此时可以根据信道的时延扩展，给出统计最佳循环位移量为信道的均方根时延扩展。由于在不同时刻的信道冲击响应会有较大变化，若针对每个时刻的信道冲击响应，实时优化循环位移量，即根据前一个时刻估计的信道冲击响应计算信道时延扩展，用于当前时刻的循环位移量，则可以进一步提高***性能。

以下具体说明根据信道时延扩展确定循环位移量的方法。

信道均方根时延扩展定义为：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}={\left[\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}{(\mathrm{\τ}-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^{2}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}\right]}^{1/2}={\left[\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2{({\mathrm{\τ}}_l-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^2}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2}\right]}^{1/2}---\left(6\right)$

式中

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}=\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}\mathrm{\τP}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2{\mathrm{\τ}}_l}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2}---\left(7\right)$

P(τ)为功率时延分布，可表示为

$P\left(\mathrm{\τ}\right)=E\left\{{\left|h(\mathrm{\τ},t)\right|}^2\right\}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^2\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(8\right)$

式中

$h(\mathrm{\τ},t)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(9\right)$

为时变多径信道复冲击响应，τ_l为第l条路径的时延，h_l(t)为t时刻第l条路径的复增益。 ${\mathrm{\α}}_l^2=E\[{\left|h_l\left(t\right)\right|}^2\],$ 表示第l条路径的平均功率。

对应给定的移动通信应用场景，通过信道建模，可用获得经验的信道功率时延分布P(τ)，亦即知道经验的信道路径数L、路径的平均功率α_l ²和相对时延τ_l。由(6)可以确定信道均方根时延扩展τ_rms。将该信道均方根时延扩展用采样间隔归一化，即可得循环位移量。

如果将瞬时估计的信道冲击响应代替上述方法中所用的功率时延分布，确定信道时延扩展，采用相同的方法，亦可得循环位移量。

另一个方面，通过对OFDM解调后的频域数据乘以相位旋转因子，亦可达到与时域循环位移相同的效果，然而该方法将增加***的计算复杂度。

由(4)可知，将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，等效为OFDM解调后的第k个子载波的数据乘以相位旋转因子e^j2πkξ/N。

仿真环境1：

信道带宽：10M，信道模型：两径等幅信道，时延0，1.5μs，多径增益0.4749-j*0.5765，0.4749-j*0.5765。

仿真结果如图2所示。

图2比较了两径信道下，定时循环位移8个采样值，前后信道频率响应CFR的实部和虚部。由图可见，循环移位后的信道(Shifted CFR)相干带宽比原始信道(Real CFR)近似增加了一倍。

仿真环境2：

信道带宽：7MHz；***采样频率8MHz；信道模型：SUI-4信道的一个样本，多径时延0，1.5，4.0μs，多径增益0.4749-j*0.5765，0.2183+j*0.0469，-0.1181-j*0.2249。

仿真结果如图3所示。

图3比较了SUI-4信道下定时循环位移10个采样值前后信道频率响应CFR的实部和虚部。由图可见，循环移位后，信道频率响应的实部和虚部的变化趋势明显减缓。

仿真环境3：

信道带宽：7MHz；***采样频率8MHz；信道模型：SUI-4，多径时延0，1.5，4.0μs，多径平均功率0，-4，-8dB，均方根时延扩展1.257μs；信道编码：卷积码加RS码。卷积码约束长度7，生成多项式[171，133]，译码：8级3bit量化，Viterbi软译码，译码深度34。调制编码模式如表1所示。

                    表1  调整编码模式

调制方式	总码率	RS码	卷积码码率
				BPSK	1/2	(12，12，0)	1/2
QPSK	1/2	(32，24，4)	2/3
				16-QAM	1/2	(64，48，8)	2/3

信道估计算法：导频子信道采用最小二乘LS估计，数据子信道采用拉格朗日二阶插值估计。

均衡算法：迫零ZF均衡。

仿真结果如图4、5，图4和5分别在SUI-4信道下比较了定时循环位移10个采样值前后信道估计均方误差和比特误码性能。由图可见，当信噪比较高时，采用定时循环位移的信道估计算法的均方误差比没有定时位移的估计算法有明显降低，而且比特误码性能也有明显提高。对于采用高阶调制的***比特误码率改善尤为明显。

Claims (11)

1、一种拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：对去除循环前缀后的时域接收数据序列进行循环位移。

2、根据权利要求1所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：

循环位移量为数据段A，具体包括：将数据段A从去除循环前缀的OFDM符号中删除，同时将该段数据添加到OFDM符号的尾部。

3、根据权利要求2所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：由信道引起的信号失真可以通过频域单抽头均衡得以校正。

4、根据权利要求1所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：设信道为两径衰落信道，其冲击响应可表示为：

h(n)＝αδ(n)+βδ(n-τ)                                   (1)

其中，α和β分别为信道两条路径的复增益，τ为第二条路径的时延；

假设OFDM接收机准确定时同步，即快速傅立叶变换FFT窗起始位置在去除循环前缀后第一个采样值处；此时，信道频率响应为

$\begin{array}{ccc}& H\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πkn}/N}& \\ & =\mathrm{\α}+\mathrm{\β}{e}^{-j2\mathrm{\πk\τ}/N},& k=0,...,N-1---\left(2\right)\end{array}$

其中，N为OFDM调制FFT变换点数；

若α＝β，信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)，k＝0，…，N-1                     (3)

将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，亦即将FFT变换块中前ξ个采样值去除，并将此ξ个采样值添加到FFT变换块的尾部，则OFDM解调后数据所经历的信道频率响应变为：

H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)e^j2πkξ/N，k＝0，…，N-1       (4)设循环位移量ξ＝τ/2，则信道频率响应变为

H(k)＝α(e^jπkτ/N+e^-jπkτ/N)，k＝0，…，N-1          (5)

＝2αcos(πkτ/N)

5、根据权利要求1或2所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：在实际的多径衰落信道下，根据信道的时延扩展，给出统计最佳循环位移量为信道的均方根时延扩展。

6、根据权利要求1或2所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：针对每个时刻的信道冲击响应，实时优化循环位移量，即根据前一个时刻估计的信道冲击响应确定信道时延扩展，用于当前时刻的循环位移量。

7、根据权利要求5或6所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：信道均方根时延扩展定义为：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\ρ\μ\σ}}={\[\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}{(\mathrm{\τ}-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^2\mathrm{\π}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{\δ\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}\mathrm{\π}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{\δ\τ}}\]}^{1/2}={\[\frac{\underset{\mathrm{\λ}=0}{\overset{\mathrm{\Λ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{\λ}}^2{({\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\λ}}-\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}})}^2}{\underset{\mathrm{\λ}=0}{\overset{\mathrm{\Λ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{\λ}}^2}\]}^{1/2}---\left(6\right)$

式中

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}=\frac{{\∫}_{-\∞}^{\∞}\mathrm{\τp}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}{{\∫}_{-\∞}^{\∞}p\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2{\mathrm{\τ}}_l}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}}_l^2}---\left(7\right)$

P(τ)为功率时延分布，可表示为

$P\left(\mathrm{\τ}\right)=E\left\{\right|h(\mathrm{\τ},t){|}^2\}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^2\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_1)---\left(8\right)$

式中

$h(\mathrm{\τ},t)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(9\right)$

为时变多径信道复冲击响应，τ_l为第l条路径的时延，h_l(t)为t时刻第l条路径的复增益， ${\mathrm{\α}}_l^2=E\[|h_l\left(t\right){|}^2\],$ 表示第l条路径的平均功率；

对应给定的移动通信应用场景，通过信道建模，可用获得经验的信道功率时延分布户P(τ)，亦即知道经验的信道路径数L、路径的平均功率α_l ²和相对时延τ_l，由(6)可以确定信道均方根时延扩展τ_rms，将该信道均方根时延扩展用采样间隔归一化，即可得循环位移量。

8、根据权利要求7所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：

以瞬时估计的信道冲击响应代替所述方法中的功率时延分布，确定信道时延扩展，采用相同的方法，得到循环位移量。

9、一种拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：是通过对OFDM解调后的频域数据乘以相位旋转因子来实现的。

10、根据权利要求9所述的拓宽多载波通信相干带宽的方法，其特征在于：由H(k)＝α(1+e^-j2πkτ/N)e^j2πkξ/N，k＝0，…，N-1可知，将准确同步后取出的FFT变换块向左循环ξ个采样值，等效为OFDM解调后的第k个子载波的数据乘以相位旋转因子e^j2πkξ/N。

11、一种拓宽多载波通信相干带宽的装置，其特征在于：其具有实现权利要求1-10中任一所述方法的结构。

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