JP5006933B2 - 光遅延干渉回路 - Google Patents

Description

本発明は、位相変調された光信号を復調する光遅延干渉回路に関する。より詳細には、偏波依存性の少ない光遅延干渉回路に関する。

光通信技術の進展に伴い、光信号を直接信号処理する光部品の開発が益々重要となっている。とりわけ、平面基板上に集積された平面光波回路（ＰＬＣ：Planar Lightwave Circuit）を用い、光の干渉を利用した導波路型光干渉回路は、量産性、低コスト性および高信頼性といった優れた特徴をもち、多くの研究開発がなされている。導波路型光干渉回路には、例えば、アレイ導波路回折格子、マッハツェンダ干渉計、ラティス回路等がある。

このような導波路型光干渉回路は、標準的なフォトリソグラフィー技術およびエッチング技術ならびにＦＨＤ（Flame Hydrolysis Deposition）等のガラス堆積技術によって作製される。具体的にプロセスを概観すれば、最初に、基板上にアンダークラッド層ならびに周辺部より高い屈折率を持つコア層を堆積させる。その後、コア層に導波路パターンを形成し、最後にオーバークラッド層によってコア層に形成された導波路を埋め込むプロセスにより、導波路が作製される。信号光は、上述のようなプロセスを経て作製された導波路内に閉じ込められ、伝搬する。

光伝送システムにおける変復調処理技術に目を転ずると、位相変調方式を用いた信号伝送が広く実用化されている。差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying）は、伝送路の持つ波長分散や偏波モード分散に起因する信号劣化に対する耐性が強いことから、特に注目されている。さらに、位相変調における信号位相点を増やす、変調の多値化も同時に行われている。２つの信号位相点を持つ２値のＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）に加え、４つの信号位相点を持つ４値のＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等も研究されている。

このようなＤＢＰＳＫ光信号や、ＤＱＰＳＫ光信号を復調するにあたっては、相前後するシンボルに対応する光信号を干渉させて復調する光遅延干渉回路が必要となる。すなわち、光信号を分岐して、一方の光信号に１シンボル分の遅延を与え、他方の光信号と干渉させることで、光信号の相前後するシンボル間の位相差を復調することができる。前述のＰＬＣ技術を適用して、光遅延干渉回路を作製することにより、回路性能を長期安定化することや回路を小型化することなどが期待されている。

従来技術１：
図１は、ＤＰＳＫ復調回路を構成する光遅延干渉回路の基本的構成を示す図である。以下、２値の信号位相点を持つＤＢＰＳＫを例として、光遅延干渉回路の動作を説明する。光遅延干渉回路１は、１つのマッハツェンダ干渉計により構成される。すなわち、光遅延干渉回路１は、入力側に第１の入力導波路２と、入力導波路２に接続された光スプリッタ３を、出力側に、第１の出力導波路６および第２の出力導波路７と、各出力導波路に接続された光結合器１０とを持つ。光スプリッタ３および光結合器１０は、長さの異なる２本の導波路、すなわち長尺アーム導波路４および短尺アーム導波路５で接続されている。第１の出力導波路６および第２の出力導波路７の出力端には、差動受光部を構成するフォトダイオード（Photodiode、以下ＰＤという）対８ａ、８ｂが配置されている。

光遅延干渉回路１においては、入力導波路２へＤＢＰＳＫ光信号が入力される。ＤＢＰＳＫ光信号は、光スプリッタ３によって、長尺アーム導波路４および短尺アーム導波路５の２つへ分岐される。長尺アーム導波路４および短尺アーム導波路５は、これらの導波路長さの差により光遅延部９を構成する。この光遅延部９による遅延時間量は、ＤＢＰＳＫ光信号の１シンボル分に相当するする時間である。例えば、シンボルレートが２０Ｇｂａｕｄの場合、その逆数である５０ｐｓの遅延が１シンボル分の遅延時間量となる。光遅延部９においてこの遅延を与えることにより、ＤＢＰＳＫ光信号の相前後するシンボル間において干渉が発生する。干渉を与えられたＤＢＰＳＫ光信号は、差動受光部において、２本の出力導波路６、７から出力され、光信号間の光強度差が検出される。この結果、相前後するシンボル間の位相差に対応した差動復調信号が発生する。すなわち、ＰＤ対８ａ、８ｂからなる差動受光部から差動復調信号が得られる。例えば、位相差０の場合、差動復調信号が正となり、位相差πの場合、差動復調信号が負となる。

位相変調が２値以上に多値化された場合は、１つのマッハツェンダ干渉計のみでは位相差を復調できない。例えば、４値化されたＤＱＰＳＫ復調回路では、変調光信号を復調するために２つのマッハツェンダ干渉計が必要となる。次に、ＤＱＰＳＫ用の光遅延干渉回路の構成について説明する。

従来技術２：
図２は、従来技術のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路を示す構成図である。特許文献１を参照すれば、従来技術として最も基本的な光遅延干渉回路は、あらかじめ光スプリッタにより分岐したＤＱＰＳＫ光信号を、それぞれを異なる２つのマッハツェンダ干渉回路に入力する構成を持つ。具体的には、光スプリッタ２３によって分岐されたＤＱＰＳＫ光信号の一方は、光スプリッタ３ａから導波路対４ａ、５ａを経てＰＤ対８ａ、８ｂに至る第１の光遅延干渉回路へ入力される。他方は、光スプリッタ３ｂから導波路対４ｂ、５ｂを経てＰＤ対８ｃ、８ｄに至る第２のマッハツェンダ干渉回路へ入力される。２つのマッハツェンダ干渉回路はそれぞれ光遅延部９ａ、９ｂが含まれ、１シンボル分の遅延を持つ。さらに、一方の光遅延部９ａにはπ／２位相推移部１２が備えられている。

光遅延部９ａ、９ｂおよび位相推移部１２には、微調整機能部が配置されており、遅延時間または位相推移量の微調整を行う。例えば、微調整機能部をヒータによって構成する場合、導波路上部に配置されたヒータを加熱することで、屈折率変化による光路長の変化を発生させることができる。したがって、ヒータ加熱量に応じて、与えるべき遅延時間または位相推移量を微調整することができる。

上述の構成によれば、各光遅延干渉回路において別々の直交する２値信号（Ｉ信号およびＱ信号）を復調することによって、全体として４値のＤＱＰＳＫ光信号の復調が可能となる。しかしながら、上述の構成の場合、信号位相点を増加させて多値変調化するに伴って、必要なマッハツェンダ干渉回路の数が増加した場合、ＰＬＣの中で光遅延干渉回路全体が占める面積は倍増し、１チップ当りのコストも増大する。したがって、多値化された変調信号の復調を行なう場合、図２に示した構成の光遅延干渉回路を利用するのは好ましくない。

従来技術３：
図３は、別の従来技術のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路を示す構成図である。この構成においては、１つの光遅延部を利用して、実質的に２つのマッハツェンダ干渉回路を構成する方法が提案されている。具体的には、光スプリッタ３により２分岐されたＤＱＰＳＫ光信号は、長尺アーム導波路４、短尺アーム導波路５の導波路対へ入力される。長尺アーム導波路４には光遅延部９が設けられる。各導波路４、５からの光信号は、それぞれ光スプリッタ１３ｂ、１３ａによってさらに２分岐される。２分岐された光信号は、再び２つの光結合器１０ａおよび光結合器１０ｂにより合波され、干渉する。光結合器１０ａおよび光結合器１０ｂからの干渉光は、それぞれ出力導波路６ａ、７ａおよび出力導波路６ｂ、７ｂを経由して、２つの差動受光部８ａ、８ｂへ与えられる（特許文献１を参照）。光結合器１０ａおよび光結合器１０ｂのそれぞれから出力される２つの光信号を差動復調することによって、ＤＱＰＳＫ光信号を復調できる。

光スプリッタ１３ａ、１３ｂと光結合器１０ａ、１０ｂとを結ぶ４本の導波路のいずれかに、π／２位相推移部１２を設けることができる。従来技術２と同様に、光遅延部９および位相推移部１２にはそれぞれ微調整機能部が配置される。微調整を行うことによって、光遅延部９および位相推移部１２に所望の位相推移量をそれぞれ精度良く与えることができる。上述の光遅延干渉回路構成によれば、共通の１つの光遅延部のみによって、実質的に２つのマッハツェンダ干渉回路を構成することができる。共通の１つの光遅延部により光遅延干渉回路を構成することによって、従来技術２の構成と比べ、光遅延干渉回路全体を小型化することが可能となる。

上述の各光遅延干渉回路を構成するマッハツェンダ干渉計においては、２本の出力導波路のうちの１本の出力導波路から出力される光信号の透過率が最大となる波長λ_０は次式で表される。
λ_０＝ｎ×ΔＬ／ｋ 式（１）
ここで、ｎは長尺アーム導波路の実効屈折率、ΔＬは長尺アーム導波路と短尺アーム導波路の経路長差、ｋは自然数である。マッハツェンダ干渉計に入力した光信号の波長がλ_０の場合、２本の出力導波路のうちの１本の出力導波路から出力される光信号の透過率が最大となる一方、他の出力導波路から出力される光信号の透過率は最小となる。

位相変調された光信号を光遅延干渉回路によって復調する場合、光信号の波長λｓと、光遅延干渉回路の最適動作波長λｃとを一致させる必要がある。ここで最適動作波長λｃとは、位相変調された光信号を最高のＳ／Ｎ比で復調することができる波長である。具体的には、例えばＤＢＰＳＫ光信号に対してはλｃ＝λ_０、ＤＱＰＳＫ光信号に対してはλｃ＝λ_０＋ｎΔＬ／（４ｋ×（ｋ−１））となる。

λｓとλｃとを一致させる方法として、図１を参照すれば、長尺アーム導波路４または短尺アーム導波路５に、実効屈折率の微調整機能部を配置し、実効屈折率を調整する方法がある。例えば、微調整機能部をヒータによって構成する場合、導波路上部に配置されたヒータを加熱することで、実効屈折率を調整することができる。しかし、ある特定の温度Ｔ１において光信号の波長λｓとλｃとを一致させるように調整しても、光遅延干渉回路の温度が変化した場合、波長λｓとλｃがずれてしまう。すなわち、実効屈折率が温度依存性を有するため、光遅延干渉回路の温度がＴ１からＴ２へ変化した際に光信号の波長λｓとλｃとがずれてしまう問題が生じる。

この問題を解決するためには、光遅延干渉回路の温度をペルチェ素子またはヒータを用いて一定に保つ手段をとるか、または実効屈折率の微調整機能を常に動作させる手段をとる必要がある。いずれの手段においても、ペルチェ素子やヒータを駆動する必要があるため、光遅延干渉回路の消費電力が増大するという問題がある。すなわち、マッハツェンダ干渉計の干渉特性の温度依存性を小さくし、温度依存性を補償するために必要な電力を減らすことが必要とされている。

従来、マッハツェンダ干渉計から構成される光遅延干渉回路の温度依存性を低減するために、アーム導波路の一部のクラッドおよびコアを除去することにより溝を形成し、この溝に、導波路の実効屈折率の温度係数と異なる屈折率温度係数を有する材料（以下「温度補償材料」とする）を充填していた。これによって、透過波長λ_０の温度無依存化を実現できる。例えば、特許文献２において、この方法が詳しく開示されている。

従来技術４：
図４Ａは、ＤＰＳＫ復調回路を構成する光遅延干渉回路において、マッハツェンダ干渉計の透過波長λ_０を温度無依存化した構成の一例を示す図である。本従来技術の構成では、長尺アーム導波路４を横切る溝１４が形成されており、溝１４には温度補償材料が充填されている。短尺アーム導波路５には、実効屈折率の微調整機能部１５が配置されている。

図４Ｂは、温度補償用の溝を拡大して示した図である。溝１４は、この溝で生じる伝搬光の損失を低減するため、幅ｗを持つ複数本の溝１４ａ〜１４ｅに分割され、所定の間隔ｐをもって配置されている。溝１４に充填する温度補償材料には、以下の条件が求められる。すなわち、その屈折率温度係数ｄｎ´／ｄＴが長尺アーム導波路の実効屈折率温度係数ｄｎ／ｄＴと異符号であり、｜ｄｎ´／ｄＴ｜が｜ｄｎ／ｄＴ｜と比較して十分大きいような温度補償材料が特に好ましい。このような条件を満たす温度補償材料としては、例えばシリコーン樹脂があり、（ｄｎ´／ｄＴ）〜−４０×（ｄｎ／ｄＴ）の関係を満たす。また、光遅延干渉回路が複数のマッハツェンダ干渉計で構成されている場合は、各マッハツェンダ干渉計の長尺アーム導波路４の一部に同様な溝を形成し、溝に温度補償材料を充填することによって、透過波長λ_０の温度無依存化を実現することができる。
国際公開公報 ＷＯ２００３／０６３５１５ 国際公開公報 ＷＯ９８／３６２９９ 特許第２６１４３６５号 明細書

しかしながら、導波路型光回路は一般的に複屈折を持ち、入力光信号の偏波状態によって光遅延干渉回路の干渉特性などが変化する。入力光信号の偏波状態に依存して干渉特性が変化すると、ＤＰＳＫ光信号の復調時において、復調信号のＳ／Ｎ比が著しく劣化する問題が生じる。干渉特性の偏波依存性をもたらす複屈折は、以下に述べる原因により生じる。

第１の原因は、導波路型光回路が基板やコア層など異なる材料により形成されるため、それぞれの材料が異なる熱膨張係数を持つことである。熱膨張係数の差異によって導波路内に発生する非対称な応力が複屈折を生じさせる。つまり、基板上に形成された埋め込み導波路であるという、その導波路の構造上の特徴から発生するものである。

第２の原因は、光遅延干渉回路において遅延時間等を微調整するための、微調整機能部の動作に起因するものである。従来技術２および従来技術３においても説明したように、微調整機能部は、例えば、ヒータなどにより構成される。微調整機能部を駆動すると、ヒータ熱量などの駆動量に応じて、導波路の複屈折が動的に変化する。

図５は、光遅延干渉回路の偏波依存性を示す指標であるＰＤｆ（Polarization Dependent frequency shift）を説明する図である。導波路に複屈折が存在すると、図５に示すように、光遅延干渉回路の損失スペクトルに入力光の偏波状態に起因した偏波依存性が発生する。導波路を進む伝搬光が感じる実効屈折率は光の偏波状態に依存するため、入力光の偏波状態が異なると、周期がわずかに異なってくるからである。このわずかな周期変化は、ある波長帯域（周波数帯域）における損失スペクトルの変化として見れば、損失スペクトルの周波数軸方向へのシフトとなって現れる。入力光の偏波状態をあらゆる状態に変化させ、損失スペクトルを測定した時、損失スペクトルの高周波側への最大シフト（偏光２）と低周波側への最大シフト（偏光１）との差分をＰＤｆ（Polarization Dependent frequency shift）と呼ぶ。ＰＤｆは、光遅延干渉回路の偏波依存性の程度を示す代表的な指標となっている。

一般的に、図１に示したような単純な構成の光遅延干渉回路の偏波依存性は、偏波変換器を光遅延干渉回路内に設置することによって解消できる（特許文献３を参照）。偏波変換器には、例えば、導波路の屈折率主軸に対し屈折率主軸が４５度傾いた半波長板が含まれる。これ以後、導波路の屈折率主軸に対し屈折主軸が４５度傾いた半波長板のことを単に半波長板と呼ぶ。半波長板を利用してＴＥ偏波およびＴＭ偏波を相互に変換することにより、伝搬光が感じる実効屈折率は、ＴＥ偏波およびＴＭ偏波それぞれに対する実効屈折率の平均値とみなすことができる。したがって、光遅延干渉回路内に偏波変換器を配置して、光遅延干渉回路の偏波依存性を解消できる。

しかしながら、従来技術３に示すような構成のＤＱＰＳＫ復調回路、さらにそれ以上の多値位相変調用のＤＰＳＫ復調回路の構成では、たとえ光遅延干渉回路内に偏波変換器を配置しても、偏波依存性を完全に解消することは困難であった。図３の構成のＤＱＰＳＫ復調回路では、回路の全体構成そのものが非対称であるため静的な複屈折の発生態様は非常に複雑である。また、非対称な回路構成であるため、微調整機能部の駆動時も含めた動的な複屈折の変動に起因する偏波依存性を解消することはさらに困難であった。

ここまでは、導波路型光回路における複屈折を原因とするＰＤｆの問題について説明した。しかしながら、光遅延干渉回路のＰＤｆ（偏波依存性）は、複屈折の他に、導波路の偏波結合によっても同様に劣化する。偏波結合とは、直交する偏波状態の間でエネルギーの交換が発生し、伝搬光の偏波状態とは異なる偏波状態の光が発生する現象のことをいう。以下、この偏波結合により発生した光を、特に偏波結合光と呼ぶ。

偏波結合について具体的に説明すれば、ＴＥ偏波の光を導波路に入力した場合、偏波結合が発生しない導波路であれば、出力光としてはＴＥ偏波の光だけが出力する。しかし、偏波結合が存在する場合、ＴＥ偏波の直交偏波であるＴＭ偏波の光が偏波結合光として導波路内で発生し、導波路から出力される光の偏波状態は、両者の偏波を重ね合わせたものとなる。この現象が、偏波結合である。

導波路に偏波結合が存在する場合、偏波結合により発生した偏波結合光が回路内の光の干渉状態を変化させ、光信号の透過波形は変化する。干渉状態の変化量は入力光信号の偏波状態に依存するため、干渉回路の透過特性（損失特性）に偏波依存性が生じる。すなわち、図５に示した複屈折により生じるＰＤｆと同様に、偏波結合により発生するＰＤｆが生じる。

偏波結合は、導波路の曲線部、分岐部、結合部、ヒータ等が配置された導波路部、溝等が加工された導波路部など、導波路パターンが変化する場所や導波路に応力が加わる場所で多く発生する。これらの部分における偏波結合の発生を完全に抑制することは非常に難しい。よって、偏波結合により生じるＰＤｆは、複屈折により生じるＰＤｆと同様に問題となっていた。

光遅延干渉回路を構成するマッハツェンダ干渉計の透過波長λ_０の温度依存性は、図１に示した単純な構成の光遅延干渉回路では、従来技術４で説明したように、溝１４を長尺アーム導波路４に設置することによって解消できる。マッハツェンダ干渉計内に溝１４を形成して温度補償材料を充填した構成の場合において、光遅延干渉回路の温度がΔＴ変化したときのマッハツェンダ干渉計の透過波長の変化Δλ_０は次式で表される。
Δλ_０＝（（ΔＬ−Ｗ）×ｄｎ／ｄＴ＋Ｗ×ｄｎ´／ｄＴ）×ΔＴ／ｋ 式（２）
ここで、Ｗは、図４Ｂで示した分割形成された溝１４における各溝の幅ｗの総和を示す。マッハツェンダ干渉計の温度依存性を解消するためには、（（ΔＬ−Ｗ）×ｄｎ／ｄＴ＋Ｗ×ｄｎ´／ｄＴ）＝０となるように、Ｗを設計すれば良い。しかしながら、溝１４を形成する工程、すなわち光遅延干渉回路の製造プロセスにおいてオーバークラッド層を堆積させた後に一部のクラッドおよびコアを除去する工程では、溝幅ｗに製造誤差が生じる。溝幅ｗに関して製造誤差が生じた場合、異なるマッハツェンダ干渉計間で、温度依存性の補償量に不整合が生じる。具体的には、従来技術２に示したような構成のＤＱＰＳＫ復調回路、さらにそれ以上の多値変調用のＤＰＳＫ復調回路の構成では、各マッハツェンダ干渉計内に溝１４を配置しても、すべてのマッハツェンダ干渉計の透過波長λ_０の温度依存性を、同一に低減させることは困難である。

各マッハツェンダ干渉計のλ_０の温度依存性が同一に低減されない場合に生じる、多値位相変調用のＤＰＳＫ復調回路の受信特性劣化の原因について、従来技術２のＤＱＰＳＫ復調回路を具体例としてさらに詳細に説明する。

図６の（Ａ）は、２つのマッハツェンダ干渉計の出力導波路から出力される光信号の透過スペクトルを表している。すなわち、図２における各出力導波路６ａ、７ａ、６ｂ、７ｂから出力される光信号の透過スペクトルを１つのグラフ上に表示している。ＤＱＰＳＫ復調回路においては、Ｉ信号およびＱ信号それぞれを復調する各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相が互いに直交していること、すなわち各透過スペクトルの位相差がπ／２であることが必要である。各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相差がπ／２からずれるにしたがって、復調回路の受信感度は劣化する。

図６の（Ｂ）は、２つのマッハツェンダ干渉計内の溝１４がいずれも製造誤差なく形成された場合における、温度がΔＴ変化した場合の透過スペクトルを表している。すなわち、２つのマッハツェンダ干渉計の温度依存性の補償量が整合している場合である。各マッハツェンダ干渉計の温度依存性が解消されているので、透過スペクトルは変化せず、各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相差の直交性が保たれ、復調回路の受信感度の劣化は生じない。

図６の（Ｃ）は、２つのマッハツェンダ干渉計内の溝１４が製造誤差を有してはいるが同一の製造誤差を持って形成された場合における、温度がΔＴ変化した場合の透過スペクトルを表している。各マッハツェンダ干渉計の温度依存性は完全には解消されないが、同一に低減される。このため、各透過スペクトル波長軸上をシフトするが、透過スペクトル間の位相差はπ／２に保持される。従って、この場合の復調回路の受信感度劣化の要因は、光信号の波長λｓとλｃのずれのみである。長尺アーム導波路４ａ、４ｂまたは短尺アーム導波路５ａ、５ｂに付した実効屈折率の微調性機能により、簡単に光信号の波長λｓとλｃとを一致させることが可能である。

図６（Ｄ）は、２つのマッハツェンダ干渉計内の溝１４が、互いに異なる製造誤差を有して形成された場合における、温度がΔＴ変化した場合の透過スペクトルを表している。各透過スペクトルのシフト量が異なるため、透過スペクトル間の位相差はπ／２からずれる。この場合の復調回路の受信感度劣化の要因は、光信号の波長λｓおよびλｃのずれ、ならびに各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相差の直交性誤差である。

復調回路の受信感度を改善するためには、各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相差をπ／２に調整し、かつλｓとλｃとを一致させる必要がある。したがって、それぞれの長尺アーム導波路４ａ、４ｂまたは短尺アーム導波路５ａ、５ｂに付した実効屈折率の微調性機能を、異なる調整量で動作させる必要がある。このために、復調回路の受信感度を最大に維持する制御機構が複雑になるという問題が生じる。

上述の理由から、光遅延干渉回路内の溝１４の製造プロセスにおいて避けられない溝幅ｗの製造誤差については、すべてのマッハツェンダ干渉計について同一の製造誤差を生じることが好ましい。つまり、溝幅ｗの製造誤差は、光遅延干渉回路内において均一であることが求められる。しかしながら、従来技術２で示したＤＱＰＳＫ復調回路の回路規模では、２つの溝１４が離れて配置されているため、製造誤差の均一性を保つことは困難である。２値以上に多値化されたＤＰＳＫ復調回路では、必要となるマッハツェンダ干渉計の数が増加し、光遅延干渉回路の面積も増大し得る。このため、複数の各溝１４がさらに離れて配置され、溝幅ｗの製造誤差均一性を確保することはさらに困難となる。

一方、従来技術３で示したＤＱＰＳＫ復調回路においては、１つのマッハツェンダ干渉計のみを用いるので、溝１４も１箇所に形成すれば良い。従来技術２で示した構成において溝１４を２箇所に形成する場合とは異なり、溝幅ｗの製造誤差の均一性は問題にならない。しかし上述したように、従来技術３の構成では光遅延干渉回路の偏波依存性を解消することが困難である。

さらに、多値位相変調用の復調回路においては、別の観点の問題もあった。多値位相変調用の復調回路では、各出力導波路から出力される光信号強度を受光素子によって差動復調する。しかしながら、これらの出力導波路間で、過剰損失に差が発生すると、復調信号のＳ／Ｎ比の劣化が生じる。ここで、過剰損失とは、復調回路の方式・構成によって決まる不可避的の原理損失を基準として、回路の不完全性などにより生じる損失を言う。

図７を参照すれば、過剰損失が生じた状態は、入力導波路および出力導波路の間の損失スペクトルの包絡線の値に対応する。この過剰損失が、復調回路の出力導波路によって異なるとき、過剰損失差が生じていると言う。多値化した変調信号の復調に当って、出力導波路間の過剰損失差は、復調信号のＳ／Ｎ比に大きな劣化を生じさせる。

さらに、光遅延干渉回路においては、複屈折に起因して、偏波モード分散が発生する問題があった。上述のＰＤｆと同様に、偏波モード分散はＤＰＳＫ光信号の復調時において、復調された信号のＳ／Ｎ比を著しく劣化させる。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的は、複屈折および偏波結合に起因して生じる光遅延干渉回路の偏波依存性を解消するところにある。偏波変換器を配置した光遅延干渉回路の偏波無依存化に適した回路構成を提案する。また別の目的は、光学特性の偏波依存性が小さく、さらに光学特性の温度依存性が小さい光遅延干渉回路を提供するところにある。光遅延干渉回路の偏波無依存化および温度無依存化を両立するのに適した回路構成を提案する。さらに、光遅延干渉回路によって構成した復調回路において、復調信号のＳ／Ｎ比を改善する構成も示す。

本発明の光遅延干渉回路は、入力変調光信号を分岐する光スプリッタと、前記光スプリッタにより２つに分岐された光信号が入力され、それぞれＮ個の分岐出力光を出力する第１の光分岐手段および第２の光分岐手段と、前記第１の分岐手段に接続され、前記第１の分岐手段からのＮ個の第１の分岐出力光がそれぞれ伝播するＮ本の短尺アーム導波路と、前記第２の分岐手段に接続され、前記第２の分岐手段からのＮ個の第２の分岐出力光がそれぞれ伝播するＮ本の長尺アーム導波路と、前記Ｎ本の短尺アーム導波路を伝播する前記Ｎ個の第１の分岐出力光の１つと、前記Ｎ本の長尺アーム導波路を伝播し前記Ｎ個の第１の分岐出力光の前記１つに対応する前記Ｎ組の第２の分岐出力光の１つとをそれぞれ合成し干渉させるＮ個の光結合手段であって、前記光結合手段のそれぞれは２つの干渉出力光を出力し、各前記Ｎ個の光結合手段に対応するＮ個の干渉回路を構成することと、前記Ｎ個の光結合手段に接続され、前記２つの干渉出力光が伝播するＮ組の出力導波路対であって、前記Ｎ組の出力導波路対のそれぞれは第１の出力導波路および第２の出力導波路を有することと、前記Ｎ本の短尺アーム導波路およびＮ本の長尺アーム導波路を横断して配置された偏波変換器であって、前記偏波変換器は、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路上の前記偏波変換器までの経路における複屈折の積分値と、前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路上の前記偏波変換器までの経路における複屈折の積分値との差が、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値と、前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路を経由して前記光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値との差の半分となる位置に設置され、ＴＥ偏波およびＴＭ偏波を相互に変換することと、前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側に配置された２つの光遅延部であって、前記２つの光遅延部は、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路ならびに前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路を経由して前記光結合手段に至る全経路の間で、それぞれ前記入力変調光信号の０．５シンボル時間に相当する遅延時間を生じさせることと、前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側または前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに配置され、前記偏波変換器の前後で同一の位相推移要素を有した位相推移部対であって、前記位相推移部対は、前記入力光変調信号のキャリア光周波数において前記Ｎ個の干渉回路の光路長差がそれぞれお互いにπ／Ｎの位相差を持ち、前記Ｎ個の干渉回路全体では光路長差がπ（Ｎ−１）／Ｎの位相差を持つように構成されていることと、を備えたことを特徴とする。

好ましくは、前記Ｎ本の短尺アーム導波路、前記Ｎ本の長尺導波路、前記２つの光遅延部および位相推移部対の各回路構成要素が、１つの仮想対称線に対して線対称となるように回路形成され、Ｂ_Ｗを導波路の複屈折、Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗをビート長、ｍを０以上の整数として、前記偏波変換器が半波長板の場合は、ｍが奇数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置され、前記偏波変換器が９０度旋光子または−９０度旋光子の場合は、ｍが偶数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置することもできる。

さらに、前記Ｎ本の長尺アーム導波路または前記Ｎ本の短尺アーム導波路の少なくとも一方を横断しながら、前記少なくとも一方の導波路の各アーム導波路を構成するクラッドの一部およびコアの一部を除去して連続して形成された溝であって、前記溝には前記各導波路の実効屈折率の温度係数と異なる屈折率温度係数を有する材料が充填され、前記Ｎ個の干渉計回路の温度変化による透過スペクトルの波長方向の変動を補償することをさらに備えることができる。

また、前記長尺アーム導波路または前記短尺アーム導波路の少なくとも一方に設けられた導波路の実効屈折率の微調整機能部をさらに備えることもできる。前記微調整機能部は、前記溝による透過波長の変動補償の残差を補償することができる。

前記偏波変換器は、９０度旋光子、−９０度旋光子または半波長板のいずれかとすることが好ましい。

本発明の別の態様では、前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側もしくは前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに、前記遅延時間または前記位相推移要素により与えられる位相量を調整する微調整機能部をさらに備え、各微調整機能部による前記遅延時間または前記位相量の調整量を前記偏波変換器の両側間で等しくすることもできる。

前記微調整機能部は、前記長尺アーム導波路上または前記短尺アーム導波路上に形成されたヒータとすることができる。

好ましくは、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値をＢとするとき、前記光スプリッタからからの複屈折の積分値がＢ／２となる前記短尺アーム導波路上の点を含み、全アーム導波路に垂直な仮想対称線を中心として、前記２つの光遅延部、位相推移部対および微調整機能部の各回路構成要素が、１つの仮想対称線に対して線対称となるように回路形成され、Ｂ_Ｗを導波路の複屈折、Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗをビート長、ｍを０以上の整数として、前記偏波変換器が半波長板の場合は、ｍが奇数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置され、前記偏波変換器が９０度旋光子または−９０度旋光子の場合は、ｍが偶数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置することができる。

本発明のさらに別の態様では、前記Ｎ組の出力導波路対から出力される前記２つの干渉光の到達時間を調整するスキュー調整部をさらに備えることもできる。好ましくは、前記スキュー調整部は、前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側もしくは前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに、または、前記Ｎ組の出力導波路対の中の少なくとも１つの出力導波路対上に配置することができる。

また、本発明の他の実施態様の光遅延干渉回路では、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値をＢとするとき、前記光スプリッタからからの複屈折の積分値がＢ／２となる前記短尺アーム導波路上の点を含み、全アーム導波路に垂直な仮想対称線を中心として、前記偏波変換器を除き、前記光スプリッタと前記Ｎ個の光結合手段との間にあって、前記偏波変換器を挟んで両側に構成された対応する回路構成要素が、前記仮想対称線を中心として線対称に形成され、Ｂ_Ｗを導波路の複屈折、Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗをビート長、ｍを０以上の整数として、前記偏波変換器が半波長板の場合は、ｍが奇数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置され、前記偏波変換器が９０度旋光子または−９０度旋光子の場合は、ｍが偶数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置することもできる。

より好ましくは、前記Ｎ個の分岐出力光を出力する第１の光分岐手段および第２の光分岐手段は、１入力Ｎ出力ＭＭＩカップラ、または、Ｎ＝２^Ｓを満たすｓが自然数の場合にｓ段接続した１入力２出力Ｙ分岐スプリッタを使用することができる。

さらに、前記光スプリッタおよび前記Ｎ個の光結合手段として、方向性結合器を使用することが好ましい。

本発明によれば、複屈折および偏波結合に起因して生じる光遅延干渉回路の偏波依存性を解消することができる。偏波変換器を配置して、光遅延干渉回路の偏波無依存化に適した回路構成が提供される。光遅延干渉回路により構成された復調回路の復調信号のＳ／Ｎ比を改善することもできる。さらに、本発明によれば、光遅延干渉回路の偏波依存性および温度依存性を同時に低減することができる。偏波変換器と温度補償材料を充填した溝を配置して、光遅延干渉回路の偏波無依存化および温度無依存化に適した回路構成を提供することができる。さらに、線対称性の高い回路配置が可能であり、偏波結合光に起因するＰＤｆを効果的に解消することができる。

図１は、ＤＰＳＫ復調回路を構成する光遅延干渉回路の基本的な構成図である。 図２は、従来技術のＤＱＰＳＫ用復調回路を示す構成図である。 図３は、別の従来技術のＤＱＰＳＫ用復調回路を示す構成図である。 図４Ａは、光学特性の温度依存性を解消する機構を備えたＤＰＳＫ復調回路の基本的構成図である。 図４Ｂは、温度補償用の溝を拡大して示した図である。 図５は、マッハツェンダ干渉計の偏波依存性を示す指標であるＰＤｆを説明する図である。 図６は、回路温度が変化した場合の光遅延干渉回路から出力される透過スペクトルの変化を説明する図である。 図７は、光遅延回路における過剰損失を説明する図である。 図８は、本発明のＤＱＰＳＫ用復調回路を示す図である。 図９は、本発明の温度依存性を解消したＤＱＰＳＫ用復調回路を示す図である。 図１０は、本発明のＤＱＰＳＫ用復調回路における他の構成例を示す図である。 図１１は、本発明のＤＱＰＳＫ用復調回路におけるさらに別の構成例を示す図である。 図１２は、本発明の多値位相変調信号用の復調回路を示す図である。 図１３は、温度依存性を解消した多値位相変調信号用の復調回路を示す図である。 図１４は、実施例１に係る本発明構成のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の模式図である。 図１５は、比較のための従来技術２の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の模式図である。 図１６は、本発明の干渉回路および従来技術２の構成による干渉回路のＰＤｆばらつきの比較を示す図である。 図１７は、本発明のＤＱＰＳＫ用遅延干渉回路においてヒータ駆動時のＰＤｆ変化を示す図である。 図１８は、比較のための従来技術２の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路におけるヒータ駆動時のＰＤｆ変化を示す図である。 図１９は、本発明のＤＱＰＳＫ用遅延干渉回路において温度変化時の透過スペクトルの位相変化を示す図である。 図２０は、比較のための従来技術２の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路における温度変化時の透過スペクトルの位相変化を示す図である。 図２１は、本発明の干渉回路および従来技術２の構成による光遅延干渉回路の温度依存性を解消するために必要な消費電力を比較して示した図である。 図２２は、実施例２に係る光結合器の後にスキュー調整部を配置したＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。 図２３は、温度依存性を解消したスキュー調整部を含むＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。 図２４は、光遅延干渉回路内にスキュー調整部を配置したＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。 図２５は、温度依存性を解消した光遅延干渉回路内にスキュー調整部を配置したＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。 図２６は、実施例３に係る偏波結合による偏波依存性を解消した光遅延干渉回路の構成図である 図２７は、偏波結合光により発生するＰＤｆの導波路上分布の様子を説明する図である。 図２８は、図２６に示した光遅延干渉回路において、線対称性の条件を変えて作成された回路群のＰＤｆ値を比較したヒストグラム図である。 図２９は、多段接続したＹ分岐スプリッタの構成を説明する図である。 図３０は、異なる種類のスプリッタ間で過剰損失差ばらつき量を比較した図である。

本発明は、導波路構造に起因する複屈折および偏波結合光による偏波依存性ならびに微調整機能部の駆動時に発生する動的な複屈折による偏波依存性を解消する多値差動位相変調信号の復調回路を提供する。本発明の復調回路は、導波路干渉型の光遅延干渉回路で構成される。

図８は、本発明に係る偏波依存性を解消したＤＱＰＳＫ（４値差動位相変調信号）用の復調回路の構成を示す図である。復調回路全体では、ＤＱＰＳＫ光信号が光遅延干渉回路３１の入力導波路２に入力され、復調電気信号が差動ＰＤ対８ａ、８ｂへ出力されるように構成されている。

入力ＤＱＰＳＫ光信号は、光スプリッタ２３によって２つに分岐され、分岐された各光信号は、２段目の光スプリッタ３ａ、３ｂによってさらに分岐される。一方の光スプリッタ３ａは、２本の長尺アーム導波路４ａ、４ｂに接続される。他方の光スプリッタ３ｂは、２本の短尺アーム導波路５ａ、５ｂに接続される。長尺アーム導波路４ｂと短尺アーム導波路５ｂは、光結合器１０ａに接続される。同様に、長尺アーム導波路４ａと短尺アーム導波路５ａは、光結合器１０ｂに接続される。光結合器１０ａは、２本の出力導波路６ａ、７ａに接続される。同様に、光結合器１０ｂは、２本の出力導波路６ｂ、７ｂに接続される。２本の出力導波路６ａ、７ａからの干渉光は、差動ＰＤ対８ａに結合され、それぞれから出力される２つの光信号を差動復調する。出力導波路６ｂ、７ｂからの干渉光も同様である。

本発明の復調回路３１は、さらに、２段目のスプリッタ３ａ、３ｂおよび光結合器１０ａ、１０ｂの間に、偏波変換器２０を備えている。１シンボル時間の遅延を生じさせる光遅延部は、２つの光遅延部２１ａ、２１ｂに分割して配置し、偏波変換器２０の前後で０．５シンボルずつ遅延を配分する。同様に、π／２の位相を与える位相推移部も２つの位相推移部２２ａ、２２ｂに分割して配置し、偏波変換器２０の前後でπ／４ずつ位相推移を配分する。ここで、上記の位相推移量は、入力される変調光信号のキャリア光周波数に対して、π／２の位相を与えることに注意されたい。

偏波変換器は、以下に述べる位置に配置される。ここで、光スプリッタから短尺アーム導波路を経由して各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値と、光スプリッタから前記長尺アーム導波路を経由して光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値との差をΔＢとする。上述の全経路とは、１つの干渉回路を構成する各アーム導波路の全経路を意味する。したがって、例えば図５の構成では、光スプリッタ２３から２段目の光スプリッタ３ａ、３ｂを経て、光結合器１０ａ、１０ｂにいたる全導波路経路となることに留意されたい。

偏波変換器２０は、光スプリッタから短尺アーム導波路上の偏波変換器までの経路における複屈折の積分値と、光スプリッタから長尺アーム導波路上の偏波変換器までの経路における複屈折の積分値との差の値がΔＢ／２となる位置に設置される。通常は、各アーム導波路の中間点となる。

中間点とは、図８に示したように、各アーム導波路の全長の半分の地点である。通常は、すべての導波路は一定の複屈折になるように設計するため、各アーム導波路の中間点に偏波変換器を設置することで、上述した偏波変換器の設置条件を満たす。ただし、偏波変換器の設置条件を満たす配置位置は、上述の中間点以外にもある。これについては、偏波結合光に起因する偏波依存性を解消した実施例３において、さらに詳細に述べる。

偏波変換器２０は、ＴＥ偏波およびＴＭ偏波を相互に変換する。具体的には、９０度旋光子、−９０度旋光子または半波長板がある。具体的には、全ての偏光状態を９０°もしくは−９０°回転させる旋光子、または偏光状態を線対称に反転させる４５度半波長板を配置することによって、導波路構造に起因する複屈折により発生する光遅延干渉回路の偏波依存性は解消できる。

上述の２つの光遅延部２１ａ、２１ｂは、長尺アーム導波路と短尺アーム導波路との長さの差異により実現できることに留意されたい。すなわち、長尺アーム導波路と短尺アーム導波路との長さの差異が、復調回路に入力される変調光信号のシンボルにおいて、１シンボル時間の遅延に相当する長さであれば良い。１シンボル分の遅延は、偏波変換器２０の前後で２つの光遅延部２１ａ、２１ｂに０．５シンボルずつ分割される。

微調整機能部の駆動時に発生する動的な複屈折に起因する偏波依存性についても、同様に解消することができる。微調整機能部において発生する複屈折は、微調整機能部の駆動量によって変化する。例えば、複屈折はヒータの加熱電力によって動的に変化する。したがって、微調整機能部による動的な複屈折を減らすためには、偏波変換器２０の前後に微調整機能部を分割して配置し、それぞれの微調整機能部において発生する複屈折が等しくなるように駆動する必要がある。最も簡単な方法としては、同一の構成の微調整機能部を偏波変換器２０の前後に分割して配置し、さらに、各微調整機能部を常に同時に同量だけ駆動すれば良い。

ヒータにより微調整機能部を構成する場合、長さ、幅および抵抗値が同じヒータを、偏波変換器２０の前後にそれぞれ配置して、同一の電力によって駆動すれば良い。これにより、たとえ２つの微調整機能部で複屈折が発生したとしても、偏波変換器２０によって相互にキャンセルされ、光遅延干渉回路全体では干渉特性の偏波依存性は発生しない。上述の回路構成により、回路サイズの小型化および偏波依存性の解消を両立させることができる。

次に、上述のＤＱＰＳＫ用復調回路において、さらに温度依存性を解消することができる構成について説明する。

図９は、偏波依存性を解消しさらに温度依存性を解消したＤＱＰＳＫ用復調回路の構成を示す図である。復調回路を構成する光遅延干渉回路３１において、ＤＱＰＳＫ光信号が入力導波路２に入力され、差動復調信号が差動ＰＤ対８ａ、８ｂから出力されるように構成されている。ＤＱＰＳＫ用復調回路としては、図８の構成と同一であるため、以下、温度依存性が解消される動作について詳細に説明する。

図９に示した復調回路の光遅延干渉回路では、長尺アーム導波路４ａ、４ｂを横断するように溝１４ａ、１４ｂが形成され、それぞれの溝に温度補償材料が充填されている。図９では温度補償材料を充填する溝を溝１４ａおよび溝１４ｂの２箇所に配置しているが、この配置に限定されるものではなく、長尺アーム導波路４ａ、４ｂを横断する溝が１箇所以上で形成されていれば良い。ただし、形成された溝において、複屈折が発生する場合は、上述した偏波依存性を解消する必要がある。偏波依存性を解消するため、溝を２以上の偶数箇所に配置し、かつ偏波変換器２０に対して対称な位置に配置する必要がある。溝部分で発生し得る偏波結合光を抑制する観点から、溝１４ａおよび溝１４ｂにおける溝幅ｗ、溝の本数、溝間隔は同一の設計値とすることが好ましい。

温度依存性の解消を目的として配置された溝１４ａおよび溝１４ｂの溝幅が、製造誤差の影響を受けることなく設計通り作製された場合は、ある温度で光遅延干渉回路の最適動作波長λｃを波長λｓに一致するように調整するだけで良い。この調整の後は、光遅延干渉回路の温度が変化した場合でも、λｃとλｓとは常に一致し、さらに各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの直交性も保持されるので、復調回路の受信感度が劣化することはない。すなわち、導波路の実効屈折率の温度依存性に起因する光遅延干渉回路の光学特性の温度依存性を解消することができる。

次に、溝幅ｗが製造誤差の影響を受けた場合について、温度依存性を解消する方法について説明する。従来技術２で示したように対称マッハツェンダ干渉計が離れて構成されるときは、各長尺アーム導波路を横断する溝の幅ｗが製造誤差の影響を受けた場合、温度変化に伴って最適動作波長λｃが光信号の波長λｓからずれてしまう。しかし、本発明の構成を用いれば、長尺アーム導波路４ａ、４ｂを近接して配置することができる。従って、溝幅ｗの製造誤差が生じた場合、λｃと光信号波長λｓが温度変化に伴いずれてしまうものの、各光遅延干渉回路の透過スペクトルの直交性は常に保持される。このため、λｃとλｓとのずれを補正する機構を追加するだけで、光遅延干渉回路の光学特性の温度依存性を解消することが可能となる。

次に、製造誤差の影響を受けたことによって作成した溝の幅ｗが設計値からずれた場合において、λｃをλｓに一致させるための調整機構について説明する。長尺アーム導波路４ａ、４ｂには、導波路の実効屈折率の調整部１５１ａ、１５２ａ、１５１ｂ、１５２ｂが配置されている。導波路の実効屈折率の調整部としては、例えば、導波路上に形成されたヒータがある。電圧を印加し、導波路のコアを加熱することによって、導波路の実効屈折率を変化させることができる。図９では、長尺アーム導波路４ａにおいて実効屈折率の調整部１５１ａ、１５１ｂを２箇所に配置し、長尺アーム導波路４ｂにおいて実効屈折率の調整部１５２ａ、１５２ｂを２箇所に配置しているが、この配置に限定されない。すなわち、長尺アーム導波路４ａ、４ｂのそれぞれにおいて、実効屈折率の調整部が１箇所以上で形成されていれば良い。

ただし、実効屈折率の調整部において、伝搬する光に対して複屈折が発生する場合は、偏波結合光による偏波依存性を解消する必要がある。偏波依存性を解消するため、実効屈折率の調整部を２以上の偶数箇所に配置し、かつ偏波変換器２０に対して対称な位置に配置する必要がある。また、偏波変換器２０を挟んで前後にある実効屈折率の各調整部において、実効屈折率の調整量が対称となるように実効屈折率の調整部を動作させることが必要となる。

上述の条件を満たすように、実効屈折率の調整部１５１ａ、１５２ａ、１５１ｂ、１５２ｂを構成し動作させることにより、光遅延干渉回路の最適動作波長λｃを制御することが可能となる。製造誤差によって、作成した溝の幅ｗが設計値からずれた場合であっても、λｃを光信号の波長λｓに一致させることができる。すなわち、溝に充填された温度補償材料による温度補償だけでは解消できなかった透過波長の変動の残差分を補償することができる。

図１０は、本発明に係るＤＱＰＳＫ用復調回路の別の構成例を示す図である。図１０では、実効屈折率の調整部１５１ａ、１５１ｂを短尺アーム導波路５ａ上に、実効屈折率の調整部１５２ａ、１５２ｂを短尺アーム導波路５ｂ上にそれぞれ配置した構成を示している。本構成のように、マッハツェンダ干渉計において、溝が形成されていない短尺アーム導波路５ａ、５ｂ上に実効屈折率の調整部を形成した場合でも、上述の温度依存性の解消効果を得ることができる。

図１１は、本発明に係るＤＱＰＳＫ用復調回路のさらに別の構成例を示す図である。図１１では、短尺アーム導波路５ａ、５ｂを横断するように溝１４ｃ、１４ｄをそれぞれ配置した構成を示している。この構成では、長尺アーム導波路４ａ、４ｂに形成した溝１４ａ、１４ｂの溝幅の総和と、短尺アーム導波路５ａ、５ｂに形成した溝１４ｃ、１４ｄの溝幅の総和との差が、式（２）において（（ΔＬ−Ｗ）×ｄｎ／ｄＴ＋Ｗ×ｄｎ´／ｄＴ）＝０を満たすＷと等しくなるように設定することで、光遅延干渉回路の光学特性の温度依存性を解消することができる。

図１１の構成では、溝１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄの各溝幅ｗが製造誤差の影響を受けた場合、すなわち溝１４ａ、１４ｂの溝幅の総和と、溝１４ｃ、１４ｄの溝幅の総和とがそれぞれ設計値からずれた場合であっても、溝１４ａおよび溝１４ｂが受ける製造誤差が同一であり、溝１４ｃおよび溝１４ｄが受ける製造誤差が同一であれば、その差は常に一定となり、設計通りの温度無依存化が可能になる。溝１４ａおよび溝１４ｂ、溝１４ｃおよび溝１４ｄが受ける製造誤差が異なる場合は、上述した実効屈折率の調整部１５１ａ、１５２ａ、１５１ｂ、１５２ｂを動作させることにより光遅延干渉回路の光学特性の温度依存性を解消することができる。

上述した実効屈折率の調整部として、導波路上にヒータを配置した構成をとる場合において、導波路のコア部分の加熱効率を高くする方法としては、ヒータを装荷した導波路に沿って導波路周辺のクラッドを除去して溝を形成する手法が知られている（以下では、ヒータによる加熱効率を高めることを目的として形成した溝を「断熱溝」と記載する）。本発明に係るＤＱＰＳＫ用復調回路の光遅延干渉回路において、回路内に断熱溝を形成しても、本発明の効果、すなわち、偏波依存性の解消および温度依存性の解消は失われない。勿論、断熱溝によるヒータ加熱効率向上という効果も同時に得ることができる。本発明における温度無依存化を目的として形成する溝１４および断熱溝は、同一のプロセス工程で形成することができる。このため、光遅延干渉回路に断熱溝を付加する場合は、温度無依存化を目的として形成する溝１４と断熱溝を同時に形成することにより、回路の作製プロセス工程の簡略化することができる。具体的には、温度無依存化を目的として形成する溝１４のマスクパターンと、断熱溝のマスクパターンとの両方を描画したフォトマスクを用いることにより、両方の溝を同時に形成するプロセス工程を実現することが可能である。

これまでは、ＤＱＰＳＫ用復調回路の光遅延干渉回路について述べてきたが、次に、多値位相変調信号用の光遅延干渉回路の構成について説明する。

図１２は、偏波依存性を解消した多値差動位相変調信号用の光遅延干渉回路の構成を示す図である。図８では、説明のためＤＱＰＳＫ用復調回路を例にしたが、４値以上の多値位相変調信号の復調回路に対しても本発明の回路構成を適用できる。４値以上の多値位相変調信号用の復調回路３２は、図８の構成における光スプリッタ３ａ、３ｂを１×Ｎスプリッタ３３ａ、３３ｂに置き換え、Ｎ個の長尺アーム導波路４ａ、・・、４ｎ、短尺アーム導波路５ａ、・・、５ｎ、光結合器１０ａ、・・、１０ｎをそれぞれ備える点で、図８の構成と相違する。入力光信号は、多値ＤＰＳＫ光信号となり、差動復調信号は、Ｎ個の差動ＰＤ対８ａ、・・、８ｎから出力される。光遅延部２１ａ、２１ｂおよび位相推移部２２ａ、２２ｂがそれぞれ、偏波変換器２０の前後に分割して配置されることは、図８に示した構成と同じである。

多値差動位相変調信号用の復調回路では、一般に知られているように、Ｎ個の光結合器にそれぞれ対応したＮ個のマッハツェンダ干渉計が構成される。位相推移部においては、Ｎ個の各マッハツェンダ干渉計に対して、それぞれ、０、１８０／Ｎ、２＊１８０／Ｎ、３＊１８０／Ｎ、・・度の位相差が付与される。すなわち、Ｎ個の各マッハツェンダ干渉計の光路長差による位相差が、一定値となるように構成されていれば良い。

２値差動位相変調信号用の復調回路にはＮ＝１の光遅延干渉回路が用いられ、４値差動位相変調信号用の復調回路にはＮ＝２の光遅延干渉回路が用いられているように、一般に、２×Ｎ値差動位相変調信号に対し、Ｎ個のマッハツェンダ干渉計からなる光遅延干渉回路を用いることができる。しかし、６値以上の多値差動位相変調信号用の光遅延干渉回路は、２個のマッハツェンダ干渉計からなる光遅延干渉回路であっても良く、マッハツェンダ干渉計の数を示すＮの値は伝送システムの設計に依存する。各マッハツェンダ干渉計に位相差を与える方法はなんら限定されず、例えば、長尺アーム導波路に注目すれば、隣り合う長尺アーム導波路間で、一定値の位相差を付与すれば良い。同様に、隣り合う短尺アーム導波路間で、一定値の位相差を付与しても良い。

具体的には、１本の長尺アーム導波路を位相推移の基準として、残りの（Ｎ−１）本の長尺アーム導波路のそれぞれに、位相推移量の異なる位相推移要素を備えればよい。各長尺アーム導波路間の位相差は相対的なものであることに留意されたい。同様に、短尺アーム導波路に対して上述のように位相差を与えても良い。また、光スプリッタ２３、３３ａ、３３ｂは、光を２分岐または多分岐する機能を備えているものであれば良い。したがって、１入力２出力形式の光スプリッタや１入力Ｎ出力形式の光スプリッタに限定されるものでなく、２入力２出力形式の方向性結合器、多モード干渉カップラ（ＭＭＩカップラ）等を利用できることは言うまでもない。

次に、図１２に示した構成の多値差動位相変調信号用の復調回路について、さらに温度依存性を解消した復調回路について説明する。図９で説明したのと同様に溝を含む構成により、温度無依存化が実現される。

図１３は、偏波依存性を解消し、さらに温度依存性を解消した多値差動位相変調信号用の復調回路の構成を示す図である。図９では、ＤＱＰＳＫ復調回路を例として説明したが、４値以上の多値の復調回路に対しても上述した本発明の回路構成を適用できる。多値差動位相変調信号用の復調回路を構成する光遅延干渉回路３２は、図９の構成における光スプリッタ３ａ、３ｂを１×Ｎスプリッタ３３ａ、３３ｂに置き換え、Ｎ個の長尺アーム導波路４ａ、・・、４ｎ、短尺アーム導波路５ａ、・・、５ｎ、光結合器１０ａ、・・、１０ｎ、Ｎ個の長尺アーム導波路４ａ、・・、４ｎを横断する溝１４ａ、１４ｂ、温度無依存化を目的とした実効屈折率の調整部１５１ａ、・・、１５ｎａおよび１５１ｂ、・・、１５ｎｂをそれぞれ備える点で、図９の構成と相違する。入力光信号は、多値ＤＰＳＫ光信号となり、差動復調信号は、Ｎ個の差動ＰＤ対８ａ、・・、８ｎから出力される。光遅延部２１ａ、２１ｂおよび位相推移部２２ａ、２２ｂがそれぞれ、偏波変換器２０の前後に分割して配置されることは、図９に示した構成と同じである。

多値差動位相変調信号用の復調回路では、一般に知られているように、Ｎ個の光結合器にそれぞれ対応したＮ個のマッハツェンダ干渉計が構成されている。位相推移部においては、Ｎ個の各マッハツェンダ干渉計に対して、それぞれ、０、１８０／Ｎ、２＊１８０／Ｎ、３＊１８０／Ｎ、・・度の位相差が付与される。すなわち、Ｎ個の各マッハツェンダ干渉計の光路長差による位相差が、一定値となるように構成されていれば良い。各マッハツェンダ干渉計に位相差を与える方法は、図１３の構成になんら限定されず、例えば、長尺アーム導波路に注目すれば、隣り合う長尺アーム導波路間で、一定値の位相差を付与すればよい。同様に、隣り合う短尺アーム導波路間で、一定値の位相差を付与してもよい。

具体的には、１本の長尺アーム導波路を位相推移の基準として、残りの（Ｎ−１）本の長尺アーム導波路のそれぞれに、位相推移量の異なる位相推移要素を備えればよい。各長尺アーム導波路間の位相差は相対的なものであることに留意されたい。同様に、短尺アーム導波路に対して上述のように位相差を与えても良い。また、光スプリッタ２３、３３ａ、３３ｂは、光を２分岐または多分岐する機能を備えているものであれば良い。したがって、１入力２出力形式の光スプリッタや１入力Ｎ出力形式の光スプリッタに限定されるものではなく、２入力２出力形式の方向性結合器、多モード干渉カップラ（ＭＭＩカップラ）等を利用できることは言うまでもない。

次に、実際にＰＬＣ技術を適用して作製した光遅延干渉回路の性能について説明する。最初の実施例では、偏波依存性と温度依存性を同時に解消した光遅延干渉回路の詳細について説明する。

図１４は、実際に作製した実施例１に係る光遅延干渉回路の模式図を示す。光遅延干渉回路の作製にはＰＬＣ技術が使用された。具体的には、火炎堆積法および反応性イオンエッチングを使用して、シリコン基板上に石英系ガラス導波路を作製した。コアの断面形状は４．５μｍ四方角であり、比屈折率差は１．５％である。コアを厚さ３０μｍのオーバークラッドガラスにより埋め込んだ。

オーバークラッドガラスを堆積した後、長尺アーム導波路の一部のクラッドおよびコアを反応性イオンエッチング技術を使用して除去することで溝を形成し、形成された溝に温度補償材料を充填した。実施例１においては、温度補償材料としてシリコーン樹脂を用いたが、これに限定されるわけではなく、高分子材料などの材料を用いても勿論構わない。温度補償材料を充填する溝１４ａ、１４ｂは、溝幅ｗが１０μｍの溝を５本備え、溝間隔ｐを３０μｍとして作製した。また、溝１４ａ、１４ｂにおける長尺アーム導波路の間隔を５００μｍとした。このように近接して導波路を配置した場合、公知の導波路作製技術を用いれば、溝１４ａ、１４ｂの溝幅ｗの製造誤差の差を０．０５μｍ以下に抑えることは十分に可能である。０．０５μｍ以下の製造誤差の差であれば、光通信で用いる光信号の波長範囲においては、各マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルの位相差の９０度からのずれは問題とならない。

光遅延部は、干渉回路のＦＳＲ（Free Spectral Range）が２１ＧＨｚとなるように長尺アーム導波路と短尺アーム導波路の光路長差を設定した。入力導波路２に繋がる１段目の光スプリッタ２３および光結合器部分１０ａ、１０ｂとして、２入力２出力の多モード干渉（ＭＭＩ）カップラを用いた。

図１４の模式図の各構成要素は、図９に示した回路図の構成要素と対応しており、同一の構成要素には、同一の符号を付けてある。偏波変換器として、厚さ十数μｍのポリイミドフィルムを屈折率の主軸が導波路の屈折率主軸に対して４５度となるよう切断して作製した半波長板２０を用いた。半波長板２０は、ダイシングソーにより加工した溝２４（幅２０μｍ、深さ１００μｍ）に挿入された。

半波長板の挿入位置は、半波長板２０の両側にある光遅延部２１ａ、２１ｂの遅延量が共に０．５シンボル時間となる位置である。位相推移部として、半波長板２０の前後に、回路全体の最も周辺部に配置された長尺アーム導波路内にπ／４位相推移部２２ａ、２２ｂを配置した。２本の長尺アーム導波路上には、半波長板２０を挟んで前後にヒータ２５ａ、２５ｂおよびヒータ２５ｃ、２５ｄを配置した。同様に、２本の短尺アーム導波路上にもヒータ２６ａ、２６ｂおよびヒータ２６ｃ、２６ｄを配置した。これらのヒータは、光遅延部２１ａ、２１ｂおよび位相推移部２２ａ、２２ｂで与えられる遅延時間および位相量を微調整する微調整機能部であると同時に、温度無依存化を実現するための導波路の実効屈折率の調整部としても機能する。

本実施例では、ヒータを長尺アーム導波路側および短尺アーム導波路の両方に配置されているが、いずれか一方だけに配置しても良い。両方に配置することで、微調整を柔軟に行うことができる。

図１５は、比較のため作製した従来技術３の構成による光遅延干渉回路の模式図である。図１５の模式図の各構成要素は、図３に示した回路図の構成要素と対応しており、同一の構成要素には、同一の符号を付けてある。図１５におけるπ／２位相推移部６２は、図３における位相推移部１２に対応する。π／２位相推移部６２に隣接して、微調整機能部としてのヒータ６１も配置されている。

まず、本実施例について、従来技術３の構成による光遅延干渉回路と本発明による光遅延干渉回路との間での、偏波依存性の比較結果について説明する。

図１６は、従来技術３の構成による光遅延干渉回路および本発明の光遅延干渉回路のＰＤｆばらつきの比較結果を示す図である。光遅延干渉回路の偏波依存性を評価するために、それぞれ８回路ずつ作製して、微調整駆動を行わない初期ＰＤｆの測定を行った。従来技術３の構成による光遅延干渉回路では、ＰＤｆの平均値は大きく、さらに各測定値には大きなばらつきがあることが分かる。コアサイズの加工ばらつきや、オーバークラッドガラス等の特性ばらつきにより、導波路の複屈折は大きく変化するため、ＰＤｆのばらつきも大きくなったと考えられる。

一方、本発明の構成による光遅延干渉回路では、導波路の複屈折が生じたとしても半波長板により偏波が相互に変換されるため、発生した複屈折は相殺される。これにより、多数の回路を作製しても、再現性良くＰＤｆを小さい値に抑えることができる。

図１７は、本発明のＤＱＰＳＫ用の光遅延干渉回路においてヒータ駆動時のＰＤｆ変化を示す図である。微調整機能部として機能するヒータを駆動し、ＰＤｆ変化のヒータ駆動電力依存性を測定した。グラフの横軸は、ヒータ駆動電力である。グラフの縦軸は、左側が駆動時の位相変化量を示し、導波路を伝搬する光に与えられる位相推移量を示す。一方、縦軸の右側は、ヒータ駆動時のＰＤｆの変化を示す。

図１８は、従来技術３の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路におけるヒータ駆動時のＰＤｆ変化を示す図である。尚、従来技術３の構成による光遅延干渉回路にも光遅延部の中央に半波長板を挿入し、ＰＤｆの劣化を抑制した状態で測定を行なった。図１７および図１８を比較すると、従来技術３の構成による光遅延干渉回路では、ヒータの駆動電力を変化させることによって伝搬光に対して位相変化を与えると、ＰＤｆは増加し、偏波依存性が増大する。一方、本発明の構成による光遅延干渉回路では、伝搬光に位相変化を与えても、ＰＤｆの変化は見られず、光遅延干渉回路の偏波依存性はほとんど生じない。すなわち、微調整機能部であるヒータの駆動電力レベルに関係なく、常に偏波依存性の小さい光遅延干渉回路を実現することができる。

次に、本実施例について、従来技術３の構成による光遅延干渉回路と本発明による光遅延干渉回路との間での、温度依存性を比較した結果について説明する。

図１９は、本発明のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路において、回路温度が変化した場合の最適動作波長λｃの変化を示す図である。λｃの変化は、損失スペクトルの位相変化量に換算して示されており、例えば、λｃが周波数軸上で２１ＧＨｚ（１×ＦＳＲに相当する分）ずれた場合、位相変化量を３６０度として換算している。回路の温度を−２０℃から７０℃まで変化させ、各温度でマッハツェンダ干渉計の損失スペクトルを測定した。回路温度が−２０℃の場合を基準として、温度変化に伴って生じるλｃの位相変化量を計算した。図１９には、導波路の実効屈折率の調整部、すなわちヒータを駆動しない場合と（●で表示）、溝１４ａ、１４ｂに充填した温度補償材料では完全に解消できなかった温度依存性に対して、さらにヒータを駆動することで補償した場合（○で表示）について、それぞれ測定結果を示した。ヒータの駆動により、溝に充填された温度補償材料による温度補償だけでは解消できなかった透過波長の変動の残差分を補償することができる。

図２０は、従来技術３の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路において、回路温度が変化した場合の最適動作波長λｃの変化を示す図である。最適動作波長の変化量を、位相変化量に換算して示している。図１９および図２０を比較すると、従来技術３の構成による光遅延干渉回路では、回路温度が−２０℃から７０℃まで変化するのに伴い、損失スペクトルの位相は約１２００度変化した。一方、本発明の構成による光遅延干渉回路では、ヒータを駆動しない場合においては、回路温度が−２０℃から７０℃まで変化するのに伴う損失スペクトルの位相シフト量は約１００度であった。温度補償材料を充填した場合でも損失スペクトルのシフトを完全に解消できなかった原因の１つとして、既に述べた溝の幅ｗの製造誤差が挙げられる。本発明の構成による光遅延干渉回路において、さらにヒータ駆動した場合では、−２０℃から７０℃までの温度範囲で、損失スペクトルの位相シフト量を０ＧＨｚに、すなわち最適動作波長の温度依存性を完全に解消することができた。

図２１は、ヒータを駆動して光遅延干渉回路の温度依存性を完全に解消する場合に必要なヒータの消費電力を示した図である。回路温度が−２０℃の場合を基準とし、温度変化に伴う損失スペクトルの位相変化量を補償するために必要なヒータの消費電力を、本発明の構成、および従来技術３の構成のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路についてそれぞれ測定した。本発明の構成において、ヒータに印加した電力の最大値は０．４Ｗである。それに対し、従来技術３の構成では４．８Ｗの電力が必要となる。

上述の比較から明らかなように、従来技術３の構成においてヒータを駆動した場合、ＰＤｆは増加するのに対し、本発明の構成においては、温度依存性を完全に解消するためにヒータを駆動した場合でもＰＤｆは増加しない。図２１に示した比較結果は、光遅延干渉回路の偏波依存性および温度依存性を同時に解消することができる本発明に係る回路構成の特有の効果を示している。従来技術３の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路にペルチェ素子を実装して回路温度を一定に保持した場合において、回路周囲の温度（環境温度）が−２０℃から７０℃まで変化した際に、ペルチェ素子駆動に必要な電力の最大値は５Ｗであった。上述したように、本発明、および従来技術３の構成によるＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の温度特性を比較すると、本発明に係る温度補償材料の充填および導波路の実効屈折率の調整機能により、従来技術と比較して格段に少ない消費電力で温度依存性を完全に解消する効果が得られたことが確認できた。

光多値差動位相変調信号用の復調回路内の光遅延干渉回路から出力される２組の光信号は、光電変換素子（差動ＰＤ対）によってそれぞれ差動復調される。その際、それぞれの光電変換素子に到達する光信号に到達時間差（スキュー）が存在すると、光信号は、バラバラのタイミングで電気信号に変換され、位相復調時に復調歪みが生じる。特に信号位相点が近接する多値化された場合には影響が大きく、復調回路としては好ましくない。光信号の到達時間の補正をするためには、光遅延干渉回路の出力端に光信号の出力タイミングを調整するスキュー調整部を設置すれば良い。

図２２は、光結合器の後にスキュー調整部を配置したＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。図１４に示した光遅延干渉回路の構成とほぼ同一の構成を持つが、光結合器１０ａ、１０ｂの出力側に、スキュー調整部２７を持つ点で相違している。通常、外側の長尺アーム導波路４ａおよび短尺アーム導波路５ａを伝播する光信号は、内側の長尺アーム導波路４ｂおよび短尺アーム導波路５ｂを伝播する光信号よりも到達時間が遅れるので、スキュー調整回路２７は、内部側の導波路４ｂ、５ｂに接続される光結合器１０ａの後に配置される。

図２３は、図２２の構成のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路に温度補償材料を充填する溝１４ａ、１４ｂが含まれている点で相違する。光信号の出力タイミングを調整するスキュー調整部の動作は、同様である。

図２４は、マッハツェンダ干渉計内にスキュー調整部を配置したＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路の構成図である。この構成では、偏波変換器２０の前後にスキュー調整部２８ａ、２８ｂ、２８ｃ、２８ｄを備える。本構成のようにマッハツェンダ干渉計内部でスキュー調整も可能であるが、この場合、スキュー調整部の数が多くなる。また、回路の対称性を維持して偏波依存性を低く維持するためには、調整すべきスキュー量を半分ずつ偏波変換器２０の前後に配置する必要がある。スキュー調整部の増加は、回路サイズの増大にも繋がる。そのため、図２２の構成のように、光遅延干渉回路の出力端にスキュー調整部２７を設けるほうが、設計の容易さと回路サイズの面からより好ましい。限定するものではない。

図２５は、図２４の構成のＤＱＰＳＫ用光遅延干渉回路に温度補償材料を充填する溝１４ａ、１４ｂが含まれている点で相違する。光信号の出力タイミングを調整するスキュー調整部の動作は、同様である。

これまで説明した各実施形態は、複屈折を原因としたＰＤｆの解消および温度依存性の解消に着目したものであった。本発明の光遅延干渉回路の別の態様として、さらに偏波結合によって発生するＰＤｆ劣化も抑えた回路構成の実施例について説明する。本実施例では、偏波結合光の発生自体を抑制するのではなく、発生した偏波結合光を除去することによって、ＰＤｆを抑える回路構成を説明する。

偏波結合により発生するＰＤｆを抑制するためには、原因である偏波結合光の発生自体を抑制することが最も簡単な対策である。しかしながら、偏波結合の抑制は非常に困難である。偏波結合光は、原理的に光導波路の曲線部等で発生するものだけでなく、導波路の製造誤差によっても発生する。伝播する光に影響を与えるすべての導波路要素（例えば、導波路の形状、屈折率、導波路に印加される応力等）が、光の伝播方向で変動すると、偏波結合光が発生する。したがって、偏波結合光は、導波路の分岐・結合部、ヒータの配置された導波路部の両端、溝が加工された導波路部などで発生し易く、各所で発生した偏波結合光は、相乗的に作用してＰＤｆを劣化させる。すべての場所で発生する偏波結合光を同時に抑制することは、極めて困難である。発明者は、偏波結合光の発生自体を抑制するのではなく、発生した偏波結合光を除去することによって、ＰＤｆを抑えることに着目した。

本実施例では、発生した偏波結合光を除去するために、光の干渉現象を利用する。強度の等しい２つの光が干渉する場合において、２つの光の位相差が等しいときは電界強度が２倍となり、位相差が１８０度のときは電界強度は０となり消滅する。導波路を伝播する光の干渉の場合も、２つの干渉光の位相差を１８０度にして干渉光同士が弱めあう場合は、干渉特性に影響しない成分の光となり、実質的に除去される。したがって、干渉により偏波結合光を除去することでＰＤｆを抑制可能となる。
干渉する２つの偏波結合光が除去されるための条件は、次の２条件である。
条件α： ２つの偏波結合光の強度を等しくする。
条件β： ２つの偏波結合光の位相差を１８０度の奇数倍にする。
以下、ヒータが配置された導波路で発生する偏波結合光を除去し、ＰＤｆ劣化を防ぐ方法について具体的に説明する。

偏波結合光の発生量は、回路の加工誤差等により一般的に大きくばらつくが、同一回路内で、かつ同一の構造であれば加工誤差もほぼ等しくなる。したがって、同一の構造を持つ複数の回路部分における偏波結合光の発生量は、ほぼ等しくなる。

図２６は、本実施例に係る偏波結合による偏波依存性を解消した光遅延干渉回路の模式図である。基本的な構成は、図１４に示した光遅延干渉回路と同じである。偏波変換器３０の挿入位置を最適位置に限定しかつ回路構成を対称としている点で、図１４の構成と相違している。

ここで、スプリッタ２３からアーム導波路４ａを経由して光結合器１０ｂに至る伝播経路に着目する。図２６に示すように、２つのヒータ２５ａ、２５ｂが配置されている。ヒータ２５ａ、２５ｂを同一のヒータ幅、ヒータ長とすることによって、ヒータの配置された導波路４ａ上で発生する偏波結合光は等しくなる。これにより、偏波結合光が除去される条件のうち、条件αは満たされる。

次に、条件βを実現する手段、すなわち、ヒータ２５ａ、２５ｂにおいて発生した偏波結合光の位相差を、１８０度の奇数倍にする方法を説明する。２つの偏波結合光間の位相差は、偏波変換器の配置位置によって調整できる。例えば、偏波変換器として半波長板３０を使用する場合について説明する。アーム導波路４ａ上において、ヒータ２５ａの位置からヒータ２５ｄの位置までの導波路の物理的な中間点（Ｘの位置）に半波長板３０を配置すると、２つのヒータ２５ａ、２５ｄからそれぞれ生じる２つの偏波結合光は、同位相となる。

一方、半波長板３０を中間点（Ｘの位置）からずらして配置すると、２つの偏波結合光の位相差は半波長板をずらした距離に比例して増加する。ここで、半波長板近傍の導波路に沿った方向をｚ方向とする。また、中間点を原点（ｚ＝０）とする。ヒータ２５ａとヒータ２５ｄとの間の導波路長をＬ, 半波長板の位置をｚ＝ｄ、導波路の複屈折をＢ_Ｗ、光の波長をλとする。ここで、２つの偏波結合光が干渉する際の偏波結合光間の位相差φ（度）は、次式で表される。
φ＝１８０×４×ｄ×Ｂ_Ｗ／λ 式（３）
半波長板３０が２つのヒータの中間点にある場合（Ｘの位置、ｚ＝０）に位相差は０度となり、ｄが増加すれば位相差も増加する。

条件βを満たすために位相差が１８０度の奇数倍になるには、式（３）において４×ｄ×Ｂ_Ｗ／λが奇数となれば良い。したがって、ｔを整数とすると、次式を満足することによって条件βが満足される。
ｄ＝（２ｔ＋１）×Ｌｂ／４ 式（４）
上式において、Ｌｂは一般にビート長と呼ばれ、次式で定義される。
Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗ 式（５）
ここで、注意すべき点は、式（４）からわかるように、条件βを満足する「ずらし距離｜ｄ｜」は周期的に複数個所に存在することである。次に、１つの導波路上における偏波結合光の干渉の様子をさらに説明する。

図２７は、偏波結合光により発生するＰＤｆが半波長板の配置位置により変動する様子を説明する図である。（ａ）は、導波路上に２つの偏波結合光がある場合の半波長板の位置に対するＰＤｆの変化を示している。偏波結合光により発生するＰＤｆは、２つの偏波結合光の干渉後の電界強度に依存するため、半波長板３０の位置ｄに依存して変化する。偏波結合光が除去される条件を満たすと、ＰＤｆも０となる。一方、半波長板３０の配置位置がヒータ２５ａとヒータ２５ｄを結ぶ導波路経路の物理的な中間点である場合、すなわちｄ＝０のとき最もＰＤｆは劣化する。また、周期的にＰＤｆが０となる位置が存在する。したがって、（ａ）に示したＰＤｆが最小となる各点に、半波長板３０を配置することによって、２つのヒータ２５ａ、２５ｄにより発生する偏波結合光によって劣化するＰＤｆを抑制できることが分かる。

同様に、ヒータ以外の温度補償材料を充填する溝や、アーム導波路４ａの曲線導波路部等の各部分によって発生する偏波結合光に対しても、上述の考え方を適用できる。図２７に示したように、半波長板３０の前後に、各部分をそれぞれ同一構造のペアとして配置することで、偏波結合光の発生量を等しくし、位相差を１８０°の奇数倍とすることができる。たとえば、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂは、全て同一の２入力２出力カップラ（ＭＭＩや方向性結合器）で構成することによって、干渉により偏波結合光を除去することができる。

ここで、偏波結合光が発生する場所（回路構成要素）が複数あり、偏波結合光の組が複数ある場合には、偏波結合光が発生するすべての回路構成要素の全体配置も考慮することに留意する必要がある。前述のように、１組の回路構成要素からの偏波結合光同士については、ＰＤｆは、図２７の（ａ）に示したように物理的な導波路経路の中間点からの半波長板のずらし距離｜ｄ｜によって変動する。原点（ｚ＝０）を適当に取り直し、半波長板の挿入位置をとしてプロットし直すと、（ｂ）に示したＰＤｆ＿１のグラフとなる。さらに異なる複数の回路構成要素から発生する複数の偏波結合光の組が存在すれば、（ｂ）のＰＤｆ＿２およびＰＤｆ＿３に示すように、それぞれの回路構成要素の偏波結合に起因したＰＤｆ変動が発生する。

光遅延干渉回路全体の総合的なＰＤｆ特性は、ＰＤｆ＿１、ＰＤｆ＿２およびＰＤｆ＿３の合計となるため、ＰＤｆ＿ｔｏｔａｌとして示した曲線となる。グラフから分かるように、ＰＤｆ＿１、ＰＤｆ＿２およびＰＤｆ＿３等の変動が、ｚ軸上で同期していない（位相がずれている）場合、偏波結合によるＰＤｆを解消できる半波長板の最適位置は不明瞭である。したがって、図２７の（ｃ）に示すように、ＰＤｆ＿１、ＰＤｆ＿２およびＰＤｆ＿３の変動がｚ軸上で同期するように、各偏波結合光を発生させる回路構成要素の位置、すなわち回路配置を設計する必要がある。（ｃ）に示したように、ＰＤｆの変動を同期させることによって、光遅延干渉回路のＰＤｆ特性も周期的変動も明瞭となり、ＰＤｆを最小化できる最適な半波長板の挿入位置を顕在化させることができる。

上述のＰＤｆを最小化することが可能な挿入位置を顕在化させるための最も簡単な方法は、図２６に示したように、マッハツェンダ干渉計を構成する回路構成要素を、ある１つの対称線（Ｘ）に対してできる限り物理的に線対称に構成することである。ここで、この対称線を、仮想対称線と呼ぶ。仮想対称線は、マッハツェンダ干渉計内において偏波結合光を発生させるすべての回路構成要素の組において、各々の組の２つの構成要素が線対称に配置されるときの中心となる対称線を意味している。個々の組について対称配置を実現する１つの仮想対称線は、通常の回路レイアウトの最適化工程によって実現できる。

仮想対称線に対してすべての回路構成要素を対称に配置することによって、各回路構成要素からの偏波結合により変動するＰＤｆを、同期させることができる。このような対称配置の光遅延干渉回路において、その仮想対称線Ｘの位置を原点（ｚ＝０）とすると、次式の位置ｚに半波長板を仮想対称線Ｘに平行に配置することで、偏波結合により劣化するＰＤｆを抑制できる。
ｚ＝Ｌｂ／４×（２ｔ＋１） 式（６）
式（６）の条件は、偏波結合光により劣化するＰＤｆを抑制するための半波長板の配置位置条件である。

一方、複屈折により劣化するＰＤｆも同時に抑制するための半波長板挿入位置の条件も満たす必要がある。既に図８とともに説明したように、マッハツェンダ干渉計を構成する２つの経路において、光スプリッタから短尺アーム導波路上の偏波変換器までの経路における複屈折の積分値と、光スプリッタから長尺アーム導波路上の偏波変換器までの経路における複屈折の積分値との差の値がΔＢ／２となる位置に設置されなければならない。通常は、各アーム導波路の中間点に設置されるが、図２６に示すような回路構成の場合、中間点が物理的に一直線上に並ぶ線（矢印Ｘの点線）に平行に偏波変換器を配置する限り、領域Ａ内のどこに配置しても上記条件を満たすことができる。

より詳細には、図２６の構成に示したように各アーム導波路の中間点付近において同一の構造を有する導波路が平行に配置されている場合、中間点において、先に説明した複屈折の積分値の差はΔＢ／２となっている。このとき、中間点から半波長板をずらしても、各経路（長尺アーム導波路、短尺アーム導波路）に沿った複屈折の積分値は変化するものの、各経路で同量しか変化しない。したがって、複屈折の積分値の差の値は、ΔＢ／２のまま一定である。以上の理由から、図２６に示した構成の光遅延干渉回路の場合、複屈折によるＰＤｆを解消できる偏波変換器の配置は、中間点を結ぶ線に平行であれば、領域Ａ内のどこでも良い。

以上より、複屈折および偏波結合光によるＰＤｆを同時に解消するための半波長板の配置位置は、図２６示したように、領域Ａ内で式（６）を満たす場所が最適な位置となる。

回路の全体サイズを小型化するという観点からは、ｚが±Ｌｂ／４の位置に半波長板を配置し、Ａの領域をなるべく狭くするのが有効である。

次に、図２６および図２７で説明した本実施例の構成による、偏波結合光に起因したＰＤｆの低減効果について説明する。

偏波変換器３０として旋光子を用いる場合でも、発生した偏波結合光の干渉条件を抑制することができる。旋光子とは、２つの半波長板、すなわち、導波路の屈折率主軸に対しその主軸が４５°傾いた第１の半波長板と、導波路の屈折率主軸に対しその主軸が平行な第２の半波長板とを組み合わせて構成することもでき、旋光子は偏波結合光の位相差を１８０度ずらすことができる。異なる役割を持つこれらの２つの半波長板を互いに区別するため、主軸が平行もしくは水平な第２の半波長板を特に「リターダ」と呼び、主軸が４５°傾いた第１の半波長板をそのまま「半波長板」と呼ぶ。

偏波変換器３０として上記の旋光子を用いる場合は、偏波結合光の位相差を示す式（３）は、次式となる。
φ＝１８０×４×ｄ×Ｂ_Ｗ／λ＋１８０ 式（７）
式（７）では、旋光子で発生する位相変化量１８０度が式（３）に加わっている。よって、旋光子を用いる場合、偏波結合によるＰＤｆ劣化を抑制できる偏波変換器の配置位置として、式（６）は次式となる。
ｚ＝Ｌｂ／４×（２ｔ） 式（８）
図２８は、図２６に示した光遅延干渉回路において、線対称性の条件を変えて作製された回路群のＰＤｆ値を比較したヒストグラム図である。上述の回路構成の線対称性の有効性を検証するために、線対称性を考慮した回路群および考慮していない回路群の２種類を、それぞれ複数個作製して、ＰＤｆ値を比較した。線対称性を考慮した回路群の構成は、図２６と同一である。一方、比較のために作製した線対称性考慮していない回路群の構成は、図２６においてヒータ２５ａ、２５ｂが光スプリッタ２３の方向に１０００μｍずれた場所に配置された配置構成である。ＰＤｆ値の比較は、使用波長域１５３０〜１５７０ｎｍにおける最悪のＰＤｆ値で行った。

２つの回路群では、ＰＤｆの値のバラつきの程度が大きく異なる。線対称性の高い回路群では、ＰＤｆは全体的に低いものが多く作製できており、偏波結合によるＰＤｆ劣化を防いでいる。一方、線対称性を考慮していない設計の回路群では、回路毎のばらつきにより発生する偏波結合のためＰＤｆも広い範囲でばらつき、ＰＤｆの平均値も大きい。偏波結合光を発生させ得る回路構成要素を線対称に配置し、同時に半波長板のみ一定距離だけ線対称の中心線からずらした場所に配置する回路構成が、偏波結合によって発生するＰＤｆの抑制に対し非常に有効であることが分かる。

本発明の光遅延干渉回路は、いずれの実施形態についてもこのような線対称性の高い回路配置が可能であり、偏波結合光に起因するＰＤｆを効果的に解消することができる点で、非常に有効である。図３に示した従来技術３のような回路構成においては、位相推移部１２や微調整機能部等の配置を、１つの対称線（中間点）に対して対称に配置することは不可能であり、複数の回路構成要素からの偏波結合光によるＰＤｆ変動を同期させることはできない。

以上、本実施例では偏波結合光によるＰＤｆ劣化を防ぐ回路構成として、線対称性の高い回路配置を具体例として説明したが、本実施例の構成に限定されない。より一般化して説明すれば、次の通りとなる。まず、同一構造の回路構成要素対（１段目光スプリッタと光結合器、ヒータの対、光遅延部の対等）を、ある仮想対称線に対して両側に配置する。そして、仮想対称線から回路構成要素に至る光導波路の経路に渡る複屈折の積分値が、両側で同一となるように全ての回路構成要素対を配置すれば良い。そして、偏波変換器の種類に応じて、偏波変換器を式（６）、式（８）に示した量だけ仮想対称線からずらして配置すれば良い。一般的には、導波路の複屈折が回路内で一様であるため、物理的に対称に配置された回路が、上記の条件を満たす１つの構成となる。

次に、本発明の光遅延干渉回路の別の態様として、復調回路における出力導波路間の過剰損失差によって生じる復調回路のＳ／Ｎ比劣化を抑えた構成の実施例について説明する。過剰損失差が発生する原因は、図８および図１２の構成における光スプリッタ２３、３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎの分岐比ずれや、光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎの結合比ずれである。製造誤差等によって、これらの分岐比や結合比があるべき値である５０％からずれると、復調回路を構成する光遅延干渉回路の各出力導波路間で過剰損失差が発生する。

一般的に、光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎについては、光遅延干渉回路の構成上２入力２出力タイプの光結合器であることが必要なため、２入力２出力ＭＭＩカップラや方向性結合器が使われる。また、同様に光スプリッタ２３についても、モニター用入力ポートを設ける必要性のために、２入力２出力ＭＭＩカップラや方向性結合器が使われる。光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎも、簡略化のため、他の分岐回路・結合回路と同一設計として、２入力２出力ＭＭＩカップラや方向性結合器を使うことも可能である。しかしながら、過剰損失差を抑える観点から、光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎについては、１入力Ｎ出力ＭＭＩカップラまたは図２９に示すように多段接続したＹ分岐スプリッタによる構成を利用することで、製造誤差に起因して発生する過剰損失差を抑制できる。以下、この点についてより詳細に説明する。

光スプリッタ２３、３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎや、光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎにおいて、製造誤差のために、分岐比や結合比の値が５０％からずれると、過剰損失差が発生する。しかしながら、過剰損失差に対する影響の程度は、分岐比・結合比にずれが生じる場所により異なってくる。具体的に検討すれば、ここで、分岐比・結合比の理想値からのずれ量をαとする。ここで、理想値とは、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎおよび光スプリッタ３ａ、３ｂについては０．５である。また、光スプリッタ３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎについては１／ｎである。光遅延干渉回路の構成上、最も入力点または出力点に近い光スプリッタ２３または光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎにおいてずれが生じた場合、過剰損失差（最小過剰損失と最大過剰損失の差）は近似的にα^２となる。一方、光遅延干渉回路の構成上、マッハツェンダ干渉計の内部にある光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎの分岐比がずれた場合、過剰損失差はαとなる。

αの値は１より小さく、実際には０．０５〜０．１程度である。従って、例えば光スプリッタ２３の分岐比または光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎの結合比が０．０１ずれた場合でも、過剰損失差は０．０００１程度しか発生しない。一方、光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎの分岐比が０．０１ずれた場合では、過剰損失差は０．０１に達する。従って、光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎの分岐比ずれの過剰損失差に対する影響は大きく、過剰損失差を発生しやすいことがわかる。

そこで、光スプリッタ３ａ、３ｂ、３３ａ、３３ｂ、・・、３３ｎには、１入力Ｎ出力ＭＭＩカップラ（図８では１入力２出力ＭＭＩカップラ）またはＹ分岐スプリッタの多段接続（図８では単純なＹ分岐スプリッタ）を使用することで、過剰損失差の発生を抑制できる。一般に、１入力Ｎ出力ＭＭＩカップラや、多段接続したＹ分岐スプリッタは、製造誤差により分岐比ずれが発生し難いため、過剰損失差の発生を効果的に抑制できる。

逆に、復調回路の入力部または出力部に最も近い位置にある光スプリッタ２３や、光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎについては、上述のように製造誤差によって分岐比・結合比がずれても過剰損失差の影響が発生し難い。このため、方向性結合器やＮ入力Ｎ出力ＭＭＩカップラ等を使用できる。回路特性の要求に応じて、過剰損失の少ない方向性結合器や使用波長帯域の広いＮ入力Ｎ出力ＭＭＩカップラ等の種類を選択して使用できる。

より具体的な実施例として、実施例１と同様の作製方法により、図１４に示したのと同じ構成の光遅延干渉回路を作製した。本実施例では、入力導波路２に繋がる１段目の光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂとして、２入力２出力の多モード干渉（ＭＭＩ）カップラを用いた。比較のため、光スプリッタ３ａ、３ｂとしては、Ａ．１入力２出力スプリッタ（Ｙ分岐スプリッタ）、Ｂ．２入力２出力ＭＭＩカップラ、Ｃ．１入力２出力ＭＭＩカップラの３種類のスプリッタを使用して、各グループ間で過剰損失の出力ポート間のバラツキ（過剰損失差）を比較した。

図３０は、３種類の異なるスプリッタ間で過剰損失差のばらつきをプロットして比較した図である。光遅延干渉回路の４つの出力導波路の間で過剰損失が異なる場合、復調回路で復調された差動復調信号のＳ／Ｎ比が劣化する。光スプリッタ３ａ、３ｂに上記の異なるスプリッタを用いた回路を３個ずつ作製し、各光遅延干渉回路の４つの出力導波路間の過剰損失差をプロットしている。Ａ．スプリッタ（Ｙ分岐スプリッタ）およびＣ．１入力２出力ＭＭＩカップラを使用した場合、過剰損失差はおおよそ０．０５ｄＢ程度と低い。一方、Ｂ．２入力２出力ＭＭＩカップラを使用した場合、過剰損失差は０．２５ｄＢにまで達する。よって、光スプリッタ３ａ、３ｂとしては、スプリッタ（Ｙ分岐スプリッタ）または１入力２出力ＭＭＩカップラを使用することによって、出力導波路間における過剰損失差を抑えることができる。

上述のように、光遅延干渉回路の回路構成上、マッハツェンダ干渉回路の内部にある光スプリッタに対しては、分岐比の精度を重視した種類の光回路を選択することによって、過剰損失差を効果的に抑えられることが確認された。

光スプリッタ２３、光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎは、それぞれ光を分岐、結合する機能を備えている必要があるが、各回路の偏波モード分散を考慮すると、求められる特性がそれぞれ異なってくる。偏波モード分散とは、光の伝搬遅延特性が入力光信号光の偏波状態に依存することを言う。偏波モード分散により、光信号の波形歪みが発生し、位相変調信号の復調時にＳ／Ｎ比が劣化する。

光遅延干渉回路の偏波モード分散の最も支配的な発生要因は、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎの分岐比・結合比の偏波依存性である。入力光の偏波状態に依存して、これらの光スプリッタおよび光結合器の分岐比および結合比が変化する。このような場合、長尺アーム導波路を伝播してきた光と短尺アーム導波路を伝搬してきた光の強度比にずれが生じる。このとき、長尺アーム導波路を伝搬してきた光の強度比が大きくなるほど、伝搬光の遅延は大きくなる。分岐比および結合比に偏波依存性が有る場合、この遅延量も入力光の偏波状態に依存するため、偏波モード分散が発生すると考えられる。

従って、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎについては、分岐比の偏波依存性の小さな回路を使う必要がある。このようなものとして、方向性結合器が最適である。さらに、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂ、・・、１０ｎに、同一設計の方向性結合器を用いることで、回路作製のトレランスも大きくすることも可能である。同一設計の場合、製造プロセスに起因する作製誤差が発生しても、方向性結合器の分岐比ずれは同量だけ発生する。この場合、偏波モード分散自体の変動も小さく抑えることができる。

次に、実際にＰＬＣ技術を適用して作製した具体的な光遅延干渉回路の性能について説明する。

実施例１と同様の作製方法により、図１４に示したのと同じ構成の光遅延干渉回路を作製した。１段目の光スプリッタ２３および出力回路を構成する光結合器１０ａ、１０ｂとして、２入力２出力の方向性結合器を用いた回路と、２入力２出力ＭＭＩカップラを用いた回路とをそれぞれ作製し、偏波モード分散を比較した。

２入力２出力ＭＭＩカップラを用いた場合、２．０ｐｓ以上の偏波モード分散が発生するのに対し、方向性結合器を用いた場合、偏波モード分散は０．５ｐｓ程度となることが分かった。一般的に光遅延干渉回路の偏波モード分散は２ｐｓ以下であることが求められているため、光スプリッタ２３および光結合器１０ａ、１０ｂとしては、方向性結合器を使用することが好ましい。

実施例４より分かるように、光遅延干渉回路の内部側にあるＮ個の光スプリッタとして、１入力Ｎ出力のＭＭＩカップラまたは多段接続したＹ分岐スプリッタを用いることにより、過剰損失差をさらに低減できる。また、光遅延干渉回路の初段にある光スプリッタおよび最後段にあるＮ個の光結合器として方向性結合器を用いることにより、さらに偏波モード分散を減らすことができる。光遅延干渉回路の構成上の位置に応じて、回路内の光スプリッタおよび光結合器に最適種類の光回路を選択することによって、復調回路のＳ／Ｎ比を改善することができる。

以上説明した各実施例からわかるように、本発明の光遅延干渉回路は、複数のマッハツェンダ干渉計を複数の長尺アーム導波路および複数の短尺アーム導波路を近接させて配置し、アーム導波路上に配置した偏波変換器の前後に、光遅延部および位相推移部を等分に配置しているところに特徴がある。従来技術２の構成では偏波無依存化するためには２つの偏波変換器が必要なのに対し、本発明の構成によれば、偏波変換器は１つで済む。また、従来技術２のトポロジー構成を維持して、各アーム導波路を重ねて構成しても、多数の導波路の交差箇所が生じるため損失が増大してしまう。一方、本発明の構成によれば、マッハツェンダ干渉計１つ当たり１箇所の交差箇所で済むため、低損失化が可能となる。

また、従来技術３の構成では、位相推移部に設けられたヒータなどによる動的な複屈折の変動を解消することはできない。これに対し、本発明の構成によれば、複屈折を生じさせるアーム導波路上に配置した偏波変換器の前後に、光遅延部および位相推移部を等分に配置することで、動的な複屈折の変動を解消することができる。

さらに、複数のアーム導波路を近接して構成できるため、屈折率等の製造ばらつきを減らすこともできる。したがって、複数の干渉回路間の干渉特性のばらつきも抑えることができる。

さらに、偏波無依存化の効果と同時に、複数のアーム導波路を近接して配置できるため、温度補償材料を充填するために形成する溝が受ける製造誤差の影響は小さく、各マッハツェンダ干渉計から出力される光信号の位相関係を保持した上で、複数のマッハツェンダ干渉計に対して同時に温度依存性を低減する効果を得ることができる。

以上詳細に説明したように、本発明によれば、複屈折および偏波結合に起因して生じる光遅延干渉回路の偏波依存性を解消することができる。偏波変換器を配置して、光遅延干渉回路の偏波無依存化に適した回路構成が提供される。光干渉遅延回路により構成した復調回路の復調信号のＳ／Ｎ比を改善することもできる。さらに、本発明によれば、光遅延干渉回路の偏波依存性および温度依存性を同時に低減することができる。偏波変換器と温度補償材料を充填した溝を配置して、光遅延干渉回路の偏波無依存化および温度無依存化に適した回路構成を提供することができる。さらに、線対称性の高い回路配置が可能であり、偏波結合光に起因するＰＤｆを効果的に解消することができる。

本発明は、光伝送システムにおける光通信装置に利用することができる。特に、位相変調された光信号を遅延復調する光遅延干渉回路に利用することができる。

Claims (11)

1. 入力変調光信号を分岐する光スプリッタと、
   前記光スプリッタにより２つに分岐された光信号が入力され、それぞれＮ個の分岐出力光を出力する第１の光分岐手段および第２の光分岐手段と、
   前記第１の分岐手段に接続され、前記第１の分岐手段からのＮ個の第１の分岐出力光がそれぞれ伝播するＮ本の短尺アーム導波路と、
   前記第２の分岐手段に接続され、前記第２の分岐手段からのＮ個の第２の分岐出力光がそれぞれ伝播するＮ本の長尺アーム導波路と、
   前記Ｎ本の短尺アーム導波路を伝播する前記Ｎ個の第１の分岐出力光の１つと、前記Ｎ本の長尺アーム導波路を伝播し前記Ｎ個の第１の分岐出力光の前記１つに対応する前記Ｎ組の第２の分岐出力光の１つとをそれぞれ合成し干渉させるＮ個の光結合手段であって、前記光結合手段のそれぞれは２つの干渉出力光を出力し、各前記Ｎ個の光結合手段に対応するＮ個の干渉計回路を構成することと、
   前記Ｎ個の光結合手段に接続され、前記２つの干渉出力光が伝播するＮ組の出力導波路対であって、前記Ｎ組の出力導波路対のそれぞれは第１の出力導波路および第２の出力導波路を有することと、
   前記Ｎ本の短尺アーム導波路およびＮ本の長尺アーム導波路を横断して配置された偏波変換器であって、前記偏波変換器は、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路上の前記偏波変換器までの経路における複屈折の積分値と、前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路上の前記偏波変換器までの経路における複屈折の積分値との差が、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値と、前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路を経由して前記光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値との差の半分となる位置に設置され、ＴＥ偏波およびＴＭ偏波を相互に変換することと、
   前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側に配置された２つの光遅延部であって、前記２つの光遅延部は、前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路ならびに前記光スプリッタから前記長尺アーム導波路を経由して前記光結合手段に至る全経路の間で、それぞれ前記入力変調光信号の０．５シンボル時間に相当する遅延時間を生じさせることと、
   前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側または前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに配置され、前記偏波変換器の前後で同一の位相推移要素を有した位相推移部対であって、前記位相推移部対は、前記入力光変調信号のキャリア光周波数において前記Ｎ個の干渉計回路の光路長差がそれぞれお互いにπ／Ｎの位相差を持ち、前記Ｎ個の干渉計回路全体では光路長差がπ（Ｎ−１）／Ｎの位相差を持つように構成されていることと
   を備えたことを特徴とする光遅延干渉回路。
2. 前記Ｎ本の長尺アーム導波路または前記Ｎ本の短尺アーム導波路の少なくとも一方を横断しながら、前記少なくとも一方の導波路の各アーム導波路を構成するクラッドの一部およびコアの一部を除去して連続して形成された溝であって、前記溝は前記偏波変換器の両側に同一形状の溝が形成され、前記溝には前記各導波路の実効屈折率の温度係数と異なる屈折率温度係数を有する材料が充填され、前記Ｎ個の干渉計回路の温度変化による損失スペクトルの波長方向の変動を補償すること
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の光遅延干渉回路。
3. 前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側もしくは前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに、前記遅延時間または前記位相推移要素により与えられる位相量を調整する微調整機能部を有し、各微調整機能部による前記遅延時間または前記位相量の調整量は前記偏波変換器の両側間で等しいことを特徴とする請求項１または２に記載の光遅延干渉回路。
4. 前記偏波変換器は、９０度旋光子、−９０度旋光子または半波長板のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の光遅延干渉回路。
5. 前記微調整機能部は、前記長尺アーム導波路上または前記短尺アーム導波路上に形成されたヒータであることを特徴とする請求項３に記載の光遅延干渉回路。
6. 前記Ｎ組の出力導波路対から出力される前記２つの干渉出力光の到達時間を調整するスキュー調整部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の光遅延干渉回路。
7. 前記スキュー調整部は、前記長尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側もしくは前記短尺アーム導波路の前記偏波変換器の両側の少なくともいずれかに、または、前記Ｎ組の出力導波路対の中の少なくとも１つの出力導波路対上に配置されたことを特徴とする請求項６に記載の光遅延干渉回路。
8. 前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値をＢとするとき、前記光スプリッタからの複屈折の積分値がＢ／２となる前記短尺アーム導波路上の点を含み、全アーム導波路に垂直な仮想対称線を中心として、
   前記２つの光遅延部および位相推移部対の各回路構成要素が、１つの仮想対称線に対して線対称となるように回路形成され、
   Ｂ_Ｗを導波路の複屈折、Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗをビート長、ｍを０以上の整数として、
   前記偏波変換器が半波長板の場合は、ｍが奇数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置され、
   前記偏波変換器が９０度旋光子または−９０度旋光子の場合は、ｍが偶数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置されること
   を特徴とする請求項１に記載の光遅延干渉回路。
9. 前記光スプリッタから前記短尺アーム導波路を経由して前記各光結合手段に至る全経路における複屈折の積分値をＢとするとき、前記光スプリッタからの複屈折の積分値がＢ／２となる前記短尺アーム導波路上の点を含み、全アーム導波路に垂直な仮想対称線を中心として、
   前記２つの光遅延部、位相推移部対および微調整機能部の各回路構成要素が、１つの仮想対称線に対して線対称となるように回路形成され、
   Ｂ_Ｗを導波路の複屈折、Ｌｂ＝λ／Ｂ_Ｗをビート長、ｍを０以上の整数として、
   前記偏波変換器が半波長板の場合は、ｍが奇数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置され、
   前記偏波変換器が９０度旋光子または−９０度旋光子の場合は、ｍが偶数であって、前記仮想対称線から（Ｌｂ／４×ｍ）だけ離れて配置されること
   を特徴とする請求項３に記載の光遅延干渉回路。
10. 前記Ｎ個の分岐出力光を出力する第１の光分岐手段および第２の光分岐手段は、１入力Ｎ出力ＭＭＩカップラ、または、Ｎ＝２^ｓを満たすｓが自然数の場合に、ｓ段接続した１入力２出力Ｙ分岐スプリッタを使用することを特徴とする請求項１乃至９いずれかに記載の光遅延干渉回路。
11. 前記光スプリッタおよび前記Ｎ個の光結合手段として、方向性結合器を使用することを特徴とする請求項１乃至１０いずれかに記載の光遅延干渉回路。

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