JP5004759B2 - 同期機の制御装置及び同期機の制御方法 - Google Patents
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Description
また、特許文献2に記載の従来の同期機の制御装置は、同期機が空転時に、電力変換手段の半導体スイッチング素子のうち少なくとも一つをオンさせて回転機の巻線を短絡させ、その際に同期機の空転によって流れる巻線電流を測定し、この巻線電流に基づき同期機の回転位置を推定して同期機を再起動している。
また、特許文献2のような同期機の制御装置にあっては、短絡による過電流が長期にわたって半導体素子に流れるので、強風などにより空転している同期機の回転速度が高い場合、半導体素子が劣化するという問題があった。
さらに、特許文献2のような同期機の制御装置にあっては、同期機の電気的定数によっては、最大回転速度で空転している場合、半導体素子が破損することを防ぐため、短絡時間は数十μsec以下に設定しなければならなかった。その結果、回転位置を正確に演算するに足りるサンプリング回数を十分確保することができないという問題があった。電流検出時のノイズを除去するためには、ある程度の検出期間を確保し、一次遅れや移動平均などのフィルタを用いることが多いが、数十μsec以下の短絡電流で回転位置を推定するとサンプリング回数は1〜2回となってしまい、前記フィルタも利用できず、回転位置推定は電流検出ノイズの影響を受け易くなるという問題があった。
図1は本発明の実施の形態1における同期機の制御装置を含む全体構成を示すブロック図である。同期機1に電力変換手段(インバータ)2が接続され、同期機1と電力変換手段2とを接続している配線に流れる電流を検出できるように電流検出手段3が取り付けられている。
(起動時刻:0)<(第1の時刻:t1)<(第2の時刻:t2)<(第3の時刻:t3)と定義するとき、電流振幅記憶手段4は、前記電流検出手段3から得た電流振幅について、起動時刻から第1の時刻t1までの間で最大となる値を電流振幅最大値として記憶する。
遮断信号発生手段5は、前記同期機1への電圧印加を遮断させるための遮断信号を出力する。
電圧指令演算手段6は、起動時刻から第1の時刻t1までの間、少なくとも1回、前記同期機の少なくとも1相が短絡するような電圧指令を出力するとともに、第2の時刻t2から第3の時刻t3までの間、電流検出手段3から得た電流に基づいて同期機1の電流が零になるような電圧指令を出力して電力変換手段2を制御し、さらに該電圧指令に基づいて同期機の回転位置を推定する。
前記同期機1は、U相、V相、W相の三相巻線を有する。本実施の形態における同期機は回転子に永久磁石を備えた同期機について説明するが、永久磁石の代わりに回転子に界磁巻線を備えた同期機についても同様の構成で実施することが可能である。
iw=−iu−iv ・・・ (1)
但し、iu:U相電流、iv:V相電流、iw:W相電流
前記U相電流iuの絶対値と、前記V相電流ivの絶対値と、前記W相電流iwの絶対値は絶対値演算器11によって夫々演算され、最大値演算器12に入力される。スイッチ13には、最大値演算器12の出力と遅延回路15の出力が入力される。タイマー14は起動時刻を零として、現在の時刻を出力し、スイッチ13はタイマー14から得た時刻に基づいて、出力として「最大値演算器12の出力」か「遅延回路15の出力」の何れかを選択する。遅延回路15は、1サンプリング間隔だけその入力を遅らせて保持し、その値を最大値演算器12、スイッチ13および遮断信号選択器21へ出力する。なお、遅延回路15の初期値は零である。最大値演算器12は、「U相電流iuの絶対値」、「V相電流ivの絶対値」、「W相電流iwの絶対値」、「遅延回路15の出力」の中から最大値を出力する。スイッチ13は、タイマー14から得た時刻に基づいて、(起動時刻)から(第1の時刻)までの期間は「最大値演算器12の出力」を出力として選択し、(第1の時刻)以降の期間は「遅延回路15の出力」を出力する。
この一連の動作によって、電流振幅記憶手段4は起動時刻0から第1の時刻t1までの期間中の「最大電流振幅」を保持し、その結果を第1の時刻t1以降の期間に出力することができる。
なお、同期機の起動を中止した後、再起動する場合には、再び起動時刻0から第1の時刻t1の期間の遮断信号オフ、第1の時刻t1から第2の時刻t2の期間の遮断信号オン、第2の時刻t2から第3の時刻t3の期間の「最大電流振幅」の大きさチェック、・・・の順に実行する。
また、タイマー31から得た現在の時刻tが前記(第3の時刻:t3)以前の場合には、id*及びiq*として零を出力させ、現在の時刻tが前記(第3の時刻:t3)以降の場合には、id*とiq*の夫々を独立した所定値として出力させても良い。
ここで、電流制御器33について詳細に述べる。
電流制御器33の構成を図2に示す。図2において、減算器80はd軸電流指令id*とd軸電流idの偏差を演算し、減算機81はq軸電流指令iq*とq軸電流iqの偏差を演算する。スイッチ82は、タイマー31から得た時刻tが起動時刻から第2の時刻t2の期間、増幅器83および増幅器84へ出力する信号として0を選択する。タイマー31から得た時刻tが時刻t2以降になると増幅器83への出力として減算器80の出力を選択するとともに、増幅器84への出力として減算器81の出力を選択する。増幅器83はスイッチ82から得た信号を増幅し、d軸電圧指令vd*として出力する。ここで増幅器83は比例演算によって入力を増幅しても良いし、或いは比例積分演算によって入力を増幅しても良い。増幅器84はスイッチ82から得た信号を増幅し、q軸電圧指令vq*として出力する。増幅器84も比例演算によって入力を増幅しても良いし、或いは比例積分演算によって入力を増幅しても良い。
座標変換器35は前記d軸電圧指令vd*、q軸電圧指令vq*及び位相演算器34によって推定された位相θに基づいて座標変換を行い三相電圧指令vu*、vv*、vw*を出力する。
この座標変換器35については非特許文献「ACサーボシステムの理論と設計の実際」第2版杉本、小山、玉井著、1991年、総合電子出版社発行(123頁、図5.24)に記載されている。
PWM変調器36は前記三相電圧指令vu*、vv*、vw*のそれぞれをPWM変調し、電力変換手段2の各相がHiまたはLowを選択するための論理信号として出力する。
図3は、位相演算器34の内部構成を示すブロック図である。一次遅れ演算器40は前記d軸電圧指令vd*を入力とするカットオフ角周波数ωcの一次遅れ演算を行い、d軸磁束φdとして出力する。除算器41はq軸電圧指令vq*を前記d軸磁束φdで除算し、角周波数ω1として出力する。
信号発生器42は、予め設定しておいた角周波数ω*を出力する。ここでは、角周波数ω*を予め設定した値としたが、設定温度や外気温度などの要素に基づいて角周波数ω*を発生しても良い。減算器43は前記目標速度である周波数ω*から現在の速度を示す積分器45の出力を減算して、ゲイン演算器44に出力する。ゲイン演算器44は減算器43の出力を1/T0倍した結果を積分器45へ出力する。積分器45は前記タイマー31から得た時刻tが第3の時刻t3以前であれば積分値として前記ω1を空転時の速度として保持し、時刻tが第3の時刻t3以降であればゲイン演算器44の出力の積分演算値を起動時の速度として各周波数ω2を出力する。スイッチ46は、前記タイマー31から得た時刻tが第3の時刻t3以前であれば除算器41から得た角周波数ω1を出力し、前記タイマー31から得た時刻tが第3の時刻t3以降であれば積分器45から得た角周波数ω2を出力する。積分器47はスイッチ46が出力する角周波数ω1またはω2を積分して位相θとして出力する。
従って、起動時の初期速度は空転時の速度となり、起動時の初期位相は空転時の位相となる。
φd=∫(vd−R×id+ω×φq)dt ・・・ (2)
φq=∫(vq−R×iq−ω×φd)dt ・・・ (3)
ただし、φd:電機子に誘導されたd軸磁束、φq:電機子に誘導されたq軸磁束、R:電機子抵抗、id:電機子を流れるd軸の電流、iq:電機子を流れるq軸の電流、ω×φd:電機子に誘導されたd軸の逆起電力、ω×φq:電機子に誘導されたq軸の逆起電力
φd=∫(vd−R×id)dt ・・・ (4)
ω=(vq−R×iq)÷φd ・・・ (5)
φd=∫(vd)dt ・・・ (6)
ω=vq÷φd ・・・ (7)
なお、積分器を用いず、一次遅れ演算器を用いる理由は、以下の通りである。積分器の機能はラプラス演算子をsとした場合に1/sで表され、このラプラス演算子sはjω(jは虚数、ωは角速度)に置換される。従って、同期機の起動開始直後の極低回転速度においてωの値はまだ零に近いため入力信号にわずかな誤差があっても、積分器ではその誤差がとてつもなく大幅に増幅されて出力されてしまう。その結果として制御に悪影響を与え支障をきたすおそれがある。これに対して、一次遅れ演算器の場合には、多少の時間遅れは生じるものの、カットオフ周波数ωcを用いることで極低回転速度での不要な誤差出力の発生を未然に防止できる。以上が積分器を用いず、一次遅れ演算器を用いる理由である
また、時刻tが第3の時刻t3以降では、第3の時刻t3における初期値をω1、最終値をω*とするような時定数T0の一次遅れ演算を、減算器43、ゲイン演算器44、積分器45によって実施する。
以上の構成によって位相演算器34は時刻tが第2の時刻t2から第3の時刻t3の期間、同期機1の磁束位相とd−q軸のd軸が一致する位相θを出力する。
即ち、電圧指令演算手段6内部のスイッチ38は、タイマー31から得た時刻が起動時刻0から第1の時刻t1の期間、電力変換手段2へ出力する論理信号として短絡ベクトル発生器37の出力を選択する。遮断信号発生手段5が出力する遮断信号はオフとし、電圧指令演算手段6が出力する電圧指令に基づいて電力変換手段2は同期機1が三相短絡する電圧を印加する。同期機1が空転している場合、電力変換手段2が三相短絡となるような電圧を出力すると該同期機1の回転速度の大きさに比例した相電流実効値が発生する。電流振幅記憶手段4は起動時刻から第1の時刻t1までの期間中の「最大電流振幅」を保持しており、図4の場合には第1の時刻t1で相電流実効値が最大となるので、電流振幅記憶手段4が保持する電流も第1の時刻t1における値となる。
なお、前記短絡時に算出された回転速度に基づいて位相を算出することも可能であるが、過電流防止に対処する観点から短絡時間は短いほどよい。従って、測定時間も短くなるため測定精度は低くなる。従って、この期間で測定される情報の精度は、回転数が同期機の起動に適しているか否かをチェックするための目安を与える程度のものにすぎない。従って、過電流か否かを判定するための基準値も安全面を見越して若干低い値を設定しておくのが良い。より高精度の測定は(第2の時刻:t2)から(第3の時刻:t3)の期間で実施される。
前記「最大電流振幅」の大きさが所定値よりも小さい場合には前記遮断信号がオフなので電力変換手段2は前記PWM変調器36の出力に基づいて前記三相電圧指令vu*、vv*、vw*と一致するような電圧を同期機1に印加する。ここで、d軸電流指令id*及びq軸電流指令iq*は零であり、電流制御器33はd軸電流idがd軸電流指令id*(=0)に一致するように制御するので同期機1のd軸電流idは零となり、また、電流制御器33はq軸電流iqがq軸電流指令iq*(=0)に一致するように制御するので同期機1のq軸電流iqも零となるので同期機1はトルクを発生せず、これにより空転している回転速度も変化しない。
前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記除算器から出力される第1の角周波数を記憶する選択する選択スイッチと、この選択スイッチの出力を積分して位相を出力する第1の積分器と、前記除算器から出力される第1の角周波数を記憶する第2の積分器と、前記第3の時刻以降の所定期間において、予め設定しておいた角周波数を出力する信号発生器と、前記第3の時刻以降の所定期間において、前記信号発生器の出力と前記第2の積分器が記憶した第1の角周波数との偏差を出力する一次遅れ演算用減算器と、前記第3の時刻以降の所定期間において、前記一次遅れ演算用減算器の出力に所定の時定数を乗算するゲイン演算器と、を備え、前記第2の積分器は、前記第3の時刻以降の所定期間において、前記第1の角周波数を出力する代わりに、前記ゲイン演算器による乗算結果を積分し、積分結果を第2の角周波数として出力し、前記選択スイッチは、前記第3の時刻以降の所定期間において、前記第2の積分器から出力される第2の角周波数を選択することによって、同期機1を空転状態(=50[rad/s])から所定の回転速度ω*(=10[ra/s])で回転する状態に起動することができる。
以上のように、本実施の形態1の構成により、同期機が空転状態であっても、前記電圧指令演算手段6は前記電流検出手段3から得た電流に基づいて前記同期機1の電流が零になるような電圧指令を出力して前記電力変換手段を駆動するので、過電流になることなく確実に同期機を起動することができる効果がある。
前記実施の形態1において、電圧指令演算手段6内部の位相演算器34は、第2の時刻t2から第3の時刻t3までの間、同期機1の電流が零になるような電圧指令に基づいて、同期機1の磁束位相とd−q軸のd軸が一致する位相θを出力していた。
この位相演算器は第2の時刻から第3の時刻までの間、同期機1に流れる電流と、電流が零になるような電圧指令に基づいて同期機1の磁束位相とd−q軸のd軸が一致する位相θを出力しても良い。この実施の形態2では、この態様について説明する。
同期機1の磁束位相とd−q軸のd軸が一致しているとき、(4)、(5)式が成り立つ。前記実施の形態1では、同期機1の電流が零の状態においては、id=iq=0が成り立つので、この関係を(4)、(5)式に代入した(6)、(7)式に基づいて位相演算器34を構成した。
図6に示した位相演算器34aは、過渡的にid=iq=0が成り立たないような場合でも正確な位相θを演算できるように(6)、(7)式でなく、(4)、(5)式に基づいて位相θの演算を行う。すなわち、(4)、(5)式の電圧vd、vqの代わりに電圧指令vd*、vq*で与え、(4)式の積分器の代わりに一次遅れ演算器40で一次遅れ演算を行い、(5)式の除算を除算器41で行うことで角周波数ωの演算結果をω1として得ている。
前記実施の形態1において、電流振幅記憶手段4は、前記電流検出手段3から得た電流振幅について、起動時刻から第1の時刻までの間で各相電流値の最大となる値を電流振幅最大値として記憶していた。
しかし、電流振幅記憶手段4を電流振幅記憶手段4bに置換することによって起動時刻から第1の時刻までの期間における相電流実効値の最大値を電流振幅最大値として記憶して出力しても良い。この場合、電流振幅値と相電流実効値との間には√2倍の差があるので、遮断信号選択器21が遮断信号をオン・オフする判定のための所定値は、前記電流振幅値と相電流実効値の差異を勘案して変更しておく。この実施の形態3では、この態様について説明する。
前記実施の形態1では、遮断信号発生手段5が出力する遮断信号がオフの場合には電圧指令演算手段6が出力する三相電圧指令vu0*、vv0*、vw0*に基づいて同期機1に電圧を印加し、このときの角周波数をω*にすることで、同期機1の磁束位相に対してd−q軸のd軸がズレようとする。このとき、d軸電流の軸ずれ分に応じて同期機1の磁束はd軸に一致するようにその方向にトルクを発生させることで、同期機1の回転速度もω*に保つように制御していた。
しかし、一旦同期機1の回転速度をω*に保った後は、同期機1に対して公知の位置センサレス制御手法を利用して安定性や応答性の高い制御をしても良い。この実施の形態4では、この態様について説明する。
なお、本実施の形態における速度指令発生器70はタイマー31が出力する時刻に応じて回転速度指令を発生するものについて示したが、設定温度や外気温など時刻以外の要素に基づいて回転速度指令を発生するものについても同様であることは言うまでもない。
以上の構成により、第4の時刻t4以降は同期機1に対して公知の位置センサレス制御手法を利用するので、安定性や応答性の高い制御を行うことができる効果がある。
前記電力変換手段2は、例えば特開平5−137349号公報で公知のように、MOSFET、IGBTなどの絶縁ゲート入力を持つ半導体スイッチング素子を直流電源に対してブリッジ状に接続し、前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記直流電源の負極側に接続された半導体スイッチング素子がオン状態の間に、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子の駆動回路の電源となるコンデンサを充電するチャージポンプ回路を設けた構成の電力変換手段を用いても良い。この実施の形態5では、この態様について説明する。
時刻tが第3の時刻t3に到達していない場合(S116)、電圧指令演算手段6cは、電流が零になるように電圧指令を出力し続けるとともに前記位相θの演算をする。
前記実施の形態5においては、電力変換手段に設けたチャージポンプ回路によって、起動時刻から第1の時刻までの間、少なくとも1回、前記直流電源90の負極側に接続された半導体スイッチング素子がオン状態の間に、前記直流電源90の正極側に接続された半導体スイッチング素子の駆動回路の電源となるコンデンサを充電する。このとき、前記直流電源90の負極側に接続された半導体スイッチング素子93,95,97の3つを同時にオンしていたので、前記直流電源91は前記コンデンサ98、99、100の3つを同時に充電する必要があり、そのときに多大な電流が発生する。その結果、直流電源91の正極側と各相チャージポンプ回路を結ぶ配線を十分な太さにする必要があった。また、該配線を十分な太さにできない場合、この配線抵抗が大きくなり、コンデンサ98、99、100の3つを同時に充電したときの電流によって損失が発生する問題があった。また、前記直流電源91は前記コンデンサ98、99、100の3つを同時に充電するだけの電源容量が必要であった。或いは、前記直流電源91の電流容量が大きくならないように突入電流防止のための抵抗を前記配線に挿入する必要があり、抵抗設置のためのコストやスペース及び抵抗で消費する損失について課題があった。
電力変換手段2eは、前記遮断信号xu,xv,xwのそれぞれに応じて、U相、V相、W相を独立に遮断する。図12は電力変換手段2eの内部構成を示す図であり、論理回路104eは、遮断信号xuがオンの場合、U相電圧指令vu0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子93がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xuがオフの場合、vu0*の論理否定を出力する。同様に、論理回路105eは、遮断信号xvがオンの場合、V相電圧指令vv0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子95がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xvがオフの場合、vv0*の論理否定を出力する。
論理回路106eは、遮断信号xwがオンの場合、W相電圧指令vw0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子97がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xwがオフの場合、vw0*の論理否定を出力する。論理回路107eは、遮断信号xuがオンの場合、U相電圧指令vu0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子92がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xuがオフの場合、vu0*の値を出力する。同様に、論理回路108eは、遮断信号xvがオンの場合、V相電圧指令vv0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子94がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xvがオフの場合、vv0*の値を出力する。論理回路109eは、遮断信号xwがオンの場合、W相電圧指令vw0*の値に係わらず、半導体スイッチング素子96がオフになるような信号を出力するとともに、遮断信号xwがオフの場合、vw0*の値を出力する。また、図9と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
続いて、時刻t12から100μsの期間、遮断信号xwをオフ、xu, xvをオンすると電力変換手段2eの半導体スイッチング素子97だけがオンし、それ以外の半導体スイッチング素子はオフする。時刻t10の時と同様に、半導体スイッチング素子97だけをオンした場合、同期機1が空転状態であっても三相電流iu,iv,iwが発生することもあれば、発生しない場合もある。この例では、半導体スイッチング素子97だけをオンしたにも係わらず、iu,iv,iwの三相それぞれに電流が発生している。このとき、電流振幅記憶手段4b内部のゲイン演算器63が出力する電流振幅は図13の下段のようになり、半導体スイッチング素子95だけをオンしたときよりも電流振幅は小さい。時刻t12から100μsが経過すると、遮断信号選択器21eは遮断信号xu, xv, xwのすべてをオンする。この一連の動作の繰り返しをt13〜t18にかけて行う。電流振幅記憶手段4bは起動時刻から第1の時刻t1の期間における電流振幅最大値を出力するので、図13の場合、時刻t11、t14、t17のいずれかから100μs経過後の値を出力することになる。
現在の時刻が前記変数txに200μsec加算した値よりも大きくなった時点で、時刻tが第1の時刻t1よりも小さい場合は、前記S203からのステップを繰り返す(S224)。また、S224の時点で、時刻tが第1の時刻t1よりも大きい場合は図8のS109以降と同じ処理を施す。
前記実施の形態6においては、起動時刻から第1の時刻までの間、前記直流電源90の負極側に接続された3つの半導体スイッチング素子のうち1つだけがオンするような電圧指令を少なくとも3回出力するようにして、各相チャージポンプ回路にそれぞれ接続されたコンデンサ98、99、100を1つずつ、別々に充電するようにしていたが、起動時刻から第1の時刻までの間、前記直流電源90の負極側に接続された3つの半導体スイッチング素子のうち2つだけがオンするような電圧指令を少なくとも3回出力するようにして、各相チャージポンプ回路にそれぞれ接続されたコンデンサ98、99、100を2つずつ、別々に充電するようにしても良い。
前記実施の形態6の場合、前記時刻t10,t11,t12における一連の動作を繰り返し行って最大電流振幅値を得ることによって所定の値を得ようとしていたが、本実施の形態7の場合、時刻t20,t21,t22における一連の動作を繰り返し行う必要はない。
Claims (12)
- 同期機の電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段から得た前記同期機の電流の振幅が最大となる値を電流振幅最大値として記憶する電流振幅記憶手段と、
前記同期機に印加すべき電圧指令を出力する電圧指令演算手段と、
前記同期機への電圧印加を遮断させるための遮断信号を出力する遮断信号発生手段と、
前記遮断信号がオンの場合には前記同期機への電圧印加を遮断し、前記遮断信号がオフの場合には前記電圧指令に基づいて前記同期機に電圧を印加する電力変換手段と、を備え、
前記遮断信号発生手段は、起動時刻から第1の時刻までの間、遮断信号をオフし、
前記第1の時刻から第2の時刻までの間、遮断信号をオンするとともに、前記電流振幅記憶手段から得た電流振幅最大値を予め設定した基準値と比較し、前記電流振幅最大値が前記基準値よりも小さい場合に、前記第2の時刻から第3の時刻までの間、遮断信号をオフし、
前記電圧指令演算手段は、前記起動時刻から第1の時刻までの間、前記遮断信号発生手段からの遮断信号オフに基づき、少なくとも1回、前記同期機の少なくとも1相が短絡するような電圧指令を出力して前記電力変換手段を制御し、前記電流振幅記憶手段に前記電流振幅最大値を記憶させ、
前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記遮断信号発生手段からの遮断信号がオフの場合に、前記電流検出手段から得た前記同期機の電流が零になるような電圧指令を出力して前記同期機を起動するように前記電力変換手段を制御することを特徴とする同期機の制御装置。 - 前記電圧指令演算手段は、前記起動時刻から第1の時刻までの間、前記遮断信号発生手段からの遮断信号オフに基づき、前記同期機の1相が短絡するような電圧指令を各相毎に少なくとも1回出力して前記電力変換手段を制御し、前記電流振幅記憶手段は、各相毎の短絡における振幅のなかで最大となる電流振幅を前記電流振幅最大値として記憶することを特徴とする請求項1記載の同期機の制御装置。
- 前記電圧指令演算手段は、前記起動時刻から第1の時刻までの間、前記遮断信号発生手段からの遮断信号オフに基づき、前記同期機の2相が短絡するような電圧指令を各線間毎に少なくとも1回出力して前記電力変換手段を制御し、前記電流振幅記憶手段は、各線間毎の短絡における振幅のなかで最大となる電流振幅を前記電流振幅最大値として記憶することを特徴とする請求項1記載の同期機の制御装置。
- 前記電圧指令演算手段は、前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、出力する電流が零になるような電圧指令に基づいて、前記同期機の位相を演算することを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の同期機の制御装置。
- 前記電圧指令演算手段は、
少なくとも1相が短絡するような電圧指令を出力する短絡ベクトル発生器と、
前記起動時刻から前記第1の時刻までの間、前記短絡ベクトル発生器の出力を選択して前記電力変換手段へ出力する切替スイッチと、
前記電流検出手段の検出結果を前記同期機の電機子の回転に同期して回転するd−q軸座標上に変換してd軸電流およびq軸電流を出力する第1の座標変換器と、
前記起動時刻から前記第3の時刻までの間、前記d−q軸座標系上のd軸電流指令およびq軸電流指令として零電流を出力する電流指令発生器と、
この電流指令発生器からの出力に一致するように前記第1の座標変換器からの出力を制御するような前記d−q軸座標上のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を出力する電流制御器と、
この電流制御器からの出力に基づいて前記同期機の磁束位相と前記d−q軸座標上のd軸が一致する回転位相を算出する位相演算器と、
この位相演算器の出力と前記電流制御器の出力とに基づいて、3相の電圧指令を出力する第2の座標変換器と、
この第2の座標変換器の出力に基づいてPWM変調を行うPWM変調器と、を備え、
前記切替スイッチは、前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記PWM変調器の出力を選択して前記電力変換手段へ出力することを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載の同期機の制御装置。 - 前記位相演算器は、
前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記電流制御器から出力されたd軸電圧指令を一次遅れ演算してd軸磁束を出力する一次遅れ演算器と、
前記電流制御器から出力されたq軸電圧指令を前記一次遅れ演算器の出力で除算して角周波数を出力する除算器と、
前記除算器から出力される角周波数を
積分して位相を出力する積分器と、
を備えたことを特徴とする請求項5記載の同期機の制御装置。 - 前記第1の座標変換器から出力されたd軸電流に前記電機子の抵抗値を乗算する第1の乗算回路と、
前記第1の座標変換器から出力されたq軸電流に前記電機子の抵抗値を乗算する第2の乗算回路と、
前記電流制御器から出力されたd軸電圧指令と前記第1の乗算回路の乗算結果との偏差を出力する第1の減算手段と、
前記電流制御器から出力されたq軸電圧指令と前記第2の乗算回路の乗算結果との偏差を出力する第2の減算手段と、を備え、
前記一次遅れ演算器は、前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記電流制御器から出力されたd軸電圧指令を一次遅れ演算してd軸磁束を出力する代わりに、
前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記第1の減算手段の出力を一次遅れ演算してd軸磁束を出力し、
前記除算器は、前記一次遅れ演算器の出力で前記電流制御器から出力されたd軸電圧指令を除算して角周波数を出力する代わりに、
前記一次遅れ演算器の出力で前記第2の減算器の出力を除算して角周波数を出力することを特徴とする請求項6記載の同期機の制御装置。 - 時刻に応じて回転速度指令を発生する速度指令発生器と、
この速度指令発生器の出力と、前記電流検出手段の出力とに基づいて前記同期機の回転速度が前記速度指令発生器の出力する回転速度指令に一致するような三相電圧指令を出力するセンサレス制御器と、
前記第2の時刻から第4の時刻までの間、前記第2の座標変換器の出力を選択し、前記第4の時刻以降の所定期間において、前記センサレス制御器の出力を選択する位相・速度切替器と、を備え、
前記切替スイッチは、前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記PWM変調器の出力を選択して前記電力変換手段へ出力する代わりに、
前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記位相・速度切替器の出力を選択して前記電力変換手段へ出力することを特徴とする請求項5〜7のいずれかに記載の同期機の制御装置。 - 前記遮断信号発生手段は、前記電流振幅記憶手段から得た電流振幅最大値が前記所定値より大きい場合には前記第2の時刻以降も所定期間遮断信号をオンすることを特徴とする請求項1〜8のいずれかに記載の同期機の制御装置。
- 前記電流振幅記憶手段の代わりに、起動時刻から前記第1の時刻までの間、前記電流検出手段から得た電流値に基づいて相電流実効値を算出し、この相電流実効値が最大となる値を電流振幅最大値として記憶する電流振幅記憶手段を備えたことを特徴とする請求項1〜9のいずれかに記載の同期機の制御装置。
- 前記電力変換手段は、
半導体スイッチング素子を直流電源に対してブリッジ状に接続し、前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記直流電源の負極側に接続された半導体スイッチング素子がオンの間に、前記直流電源の正極側に接続された半導体スイッチング素子の駆動回路の電源となるコンデンサを充電するチャージポンプ回路とを備え、
前記電圧指令演算手段は、前記起動時刻から前記第1の時刻までの間、少なくとも1回、前記電力変換手段の直流電源の負極側に接続された半導体スイッチング素子の少なくとも1相が短絡するような電圧指令を出力することを特徴とする請求項1〜10のいずれかに記載の同期機の制御装置。 - 起動時刻から第1の時刻までの間、遮断信号発生手段により遮断信号をオフする第1のステップと、
この第1のステップでの遮断信号オフに基づき、前記起動時刻から前記第1の時刻までの間、電圧指令演算手段によって、少なくとも1回、同期機の少なくとも1相が短絡するような電圧指令を出力して電力変換手段を制御する第2のステップと、
前記起動時刻から第1の時刻までの間、電流検出手段によって前記同期機の電流を検出し、電流振幅記憶手段によって前記検出された電流の振幅が最大となる値を電流振幅最大値として保存する第3のステップと、
前記第1の時刻から第2の時刻までの間、遮断信号発生手段によって、遮断信号をオンするとともに、前記第3のステップで保存された電流振幅最大値を予め設定した基準値と比較し、前記電流振幅最大値が前記基準値より小さい場合に、前記第2の時刻から第3の時刻までの間、遮断信号をオフする第4のステップと、
この第4のステップで遮断信号がオフされた場合に、前記第2の時刻から前記第3の時刻までの間、前記電流検出手段によって前記同期機の電流を検出し、電圧指令演算手段によって前記電流が零になるような電圧指令を出力して前記同期機を起動するように前記電力変換手段を制御するステップと、を備えたことを特徴とする同期機の制御方法。
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