JP5001186B2

JP5001186B2 - 乗算回路及び通信装置

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Publication number: JP5001186B2
Application number: JP2008021680A
Authority: JP
Inventors: 昭長山
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2008-01-31
Filing date: 2008-01-31
Publication date: 2012-08-15
Anticipated expiration: 2028-01-31
Also published as: JP2009182860A

Description

本発明は、２つの発振信号を混合する乗算回路、及びこれを用いた通信装置に関する。

携帯電話機等の移動体通信で用いられる従来の高周波乗算回路として、図３に示すギルバートセル型ミキサ回路が知られている。この回路は、二重平衡型乗算回路であり、定電流源Ｉ_０にそれぞれのソースが共通に接続されたトランジスタＴｒ０１，Ｔｒ０２からなる差動対２と、トランジスタＴｒ０１のドレインにそれぞれのソースが共通に接続されたトランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４からなる差動対４、及びトランジスタＴｒ０２のドレインにそれぞれのソースが共通に接続されたトランジスタＴｒ０５，Ｔｒ０６からなる差動対６とを有する。例えば、差動対２はその入力端子ＩＮ_１＋，ＩＮ_１−（トランジスタＴｒ０１，Ｔｒ０２のゲート）に互いに逆相のＲＦ信号Ｖ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−が入力され、差動対４，６は入力端子ＩＮ_２＋（トランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０６のゲート），ＩＮ_２−（トランジスタＴｒ０４，Ｔｒ０５のゲート）に互いに逆相の局部発振信号Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−が入力される。ここで、Ｖ_ＲＦ＋及びＶ_ＲＦ−の周波数をｆ_１、振幅をＡ_１、またＶ_ＬＯ＋及びＶ_ＬＯ−の周波数をｆ_２、振幅をＡ_２と表すと、出力端子ＯＵＴ_＋（定電圧源Ｖ_ＤＤに抵抗Ｒ０１を介して接続されるトランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０５のドレイン）及び出力端子ＯＵＴ₋（定電圧源Ｖ_ＤＤに抵抗Ｒ０２を介して接続されるトランジスタＴｒ０４，Ｔｒ０６のドレイン）には、それぞれ周波数（ｆ_１±ｆ_２）、振幅（Ａ_１・Ａ_２）で互いに逆相のベースバンド周波数の信号Ｖ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−が得られる。
特開２００７−１８０６３４号公報

差動対２において、トランジスタＴｒ０１に流れる電流とトランジスタＴｒ０２に流れる電流との大小関係は差動対２への入力信号（Ｖ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−）に応じて変化するが、それらの和は定電流源Ｉ_０により定まる一定値となり、トランジスタＴｒ０１，Ｔｒ０２それぞれのソース（点Ｐ_０１）の電位は差動対２への入力信号（Ｖ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−）には基本的には依存しない一定値となる。同様に、差動対４のトランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４それぞれのソース（点Ｐ_０２）の電位はトランジスタＴｒ０１に流れる電流に応じた値に設定され、差動対４への入力信号（Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−）には基本的には依存せず、また、差動対６のトランジスタＴｒ０５，Ｔｒ０６それぞれのソース（点Ｐ_０３）の電位はトランジスタＴｒ０２に流れる電流に応じた値に設定され、差動対６への入力信号（Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−）には基本的には依存しない。

しかし、例えば、差動対２への入力信号（Ｖ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−）の振幅が大きい場合には、点Ｐ_０１の電位が当該入力信号（Ｖ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−）の影響を受けて変動し得る。同様に、差動対４，６への入力信号（Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−）の振幅が大きい場合には、点Ｐ_０２，Ｐ_０３の電位が当該入力信号（Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−）の影響を受けて変動し得る。これらの点Ｐ_０１，Ｐ_０２，Ｐ_０３に本来課された束縛条件に反した電位変動は、出力信号（Ｖ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−）の歪みの原因となるという問題があった。

出力信号（Ｖ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−）における主要成分は基本的には上述の周波数（ｆ_１±ｆ_２）の成分であるが、実際には（ｍｆ_１±ｎｆ_２）（ここでｍ，ｎは自然数）を満たす他の周波数成分が発生する。上述の歪みは、この周波数成分の振幅強度の増加をもたらし、周波数変換特性を低下させるという問題があった。

これに対する対策として、点Ｐ_０１の電位変動に対しては、定電流源Ｉ_０を構成するカレントミラー回路のトランジスタのゲート幅を大きくするという方法や、点Ｐ_０１とアースとの間に容量性素子を付加するという方法がある。しかし、前者の方法は電位変動を十分に抑制できず、後者の方法では、高周波用途では周波数特性を確保することが難しいという問題があった。

本発明は上述の問題点を解決するためになされたものであり、大きな入力信号に対する出力信号のスプリアス成分の増加が抑制される乗算回路及び通信装置を提供することを目的とする。

本発明に係る乗算回路は、それぞれ、電流を導通可能なチャネルと印加電圧に応じて当該チャネルの導通を制御可能な制御端子とを有する第１電流制御素子及び第２電流制御素子が互いの前記チャネルを直列にして接続された第１乃至第４の電流路と、前記第１及び第２の電流路それぞれの一方端に共通に接続された第１の電流源と、前記第３及び第４の電流路それぞれの一方端に共通に接続された第２の電流源と、定電圧源と、前記第１乃至第４の電流路それぞれの他方端と前記定電圧源との間に設けられる複数のインピーダンス回路と、前記第１及び第３の電流路それぞれの前記他方端に共通に接続された第１出力端子と、前記第２及び第４の電流路それぞれの前記他方端に共通に接続された第２出力端子と、を有し、前記第１及び第２の電流路それぞれの前記第１電流制御素子の前記制御端子が第１発振信号を正相で入力され、前記第３及び第４の電流路それぞれの前記第１電流制御素子の前記制御端子が第１発振信号を逆相で入力され、前記第１及び第４の電流路それぞれの前記第２電流制御素子の前記制御端子が第２発振信号を正相で入力され、前記第２及び第３の電流路それぞれの前記第２電流制御素子の前記制御端子が第２発振信号を逆相で入力され、前記第１及び第２出力端子から、前記第１発振信号と前記第２発振信号との積に応じた混合信号を差動形式で出力するものである。

本発明における前記第１及び第２電流制御素子は、ドレイン−ソース間を前記チャネルとしゲートを前記制御端子とするＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ：ＭＯＳＦＥＴ）で構成することができる。

本発明の好適な態様においては、前記各電流路の前記第１電流制御素子が互いに同じ特性を有し、前記各電流路の前記第２電流制御素子が互いに同じ特性を有するように構成される。

前記各電流路において、前記一方端側に前記第１電流制御素子を配置し、前記他方端側に前記第２電流制御素子を配置することができる。

本発明に係る通信装置は、無線周波数信号が入出力されるアンテナと、前記アンテナに接続されると共に、局部発振回路、及び請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の乗算回路を有するＲＦ信号処理回路と、前記ＲＦ信号処理回路に接続されると共に、ベースバンド信号を処理するベースバンド処理回路と、を備え、前記無線周波数信号、前記ベースバンド信号及び中間周波数信号のうちのいずれか１つである原信号から他の１つである目的信号への変換に際して、前記乗算回路が、前記第１及び第２発振信号の一方として入力された前記原信号と前記第１及び第２発振信号の他方として入力された前記局部発振回路からの発振信号とを乗算して前記目的信号を前記混合信号として出力することにより前記変換を行う。

従来のギルバートセル型ミキサ回路においては、差動対４を構成する各トランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４に共通に接続されたトランジスタＴｒ０１が、トランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４に対する電流源として機能している。この従来回路の構成と対比すれば、本発明の乗算回路の構成は、トランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４それぞれにトランジスタＴｒ０１を接続したものに相当する。これにより、本発明の乗算回路は、従来の回路では存在した電位平衡点Ｐ_０２を有さない。同様に、本発明の乗算回路は、従来の回路では存在した電位平衡点Ｐ_０３も有さない。すなわち、本発明の乗算回路の各電流路の第１電流制御素子と第２電流制御素子との接続点の電位は、電位平衡という束縛条件を課されない。

また、従来のギルバートセル型ミキサ回路においては、差動対２を構成する各トランジスタＴｒ０１，Ｔｒ０２に電流源が共通に接続される。この従来回路の構成と対比すれば、本発明の乗算回路は、トランジスタＴｒ０１に相当するトランジスタを含む一対の電流路（それぞれトランジスタＴｒ０３，Ｔｒ０４に相当するトランジスタを含む並列な２つの電流路）と、トランジスタＴｒ０２に相当するトランジスタを含む一対の電流路（それぞれトランジスタＴｒ０５，Ｔｒ０６に相当するトランジスタを含む並列な２つの電流路）とにそれぞれ電流源を接続した構成を有する。これにより、本発明の乗算回路は、従来の回路の点Ｐ_０１に相当する電位平衡点を有さない。すなわち、本発明の乗算回路の電流路の上記各対と電流源との接続点の電位は、電位平衡という束縛条件を課されず、変動可能に構成される。

よって、本発明の乗算回路では、第１電流制御素子や第２電流制御素子に対する入力信号の振幅が大きくなった場合に、その影響を、各接続点にもともと許容されている電位変動幅にて吸収することが可能となり、出力信号におけるスプリアス成分の増加が抑制可能となる。また、当該乗算回路を用いた本発明の通信装置においても、スプリアス成分の増加が抑制される効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は、実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の通信装置２０の概略のブロック構成図である。通信装置２０は、受信系と送信系とを有し、受信系と送信系とはスイッチ２２を介して選択的にアンテナ２４に接続される。受信系は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２６、受信ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＸＢＰＦ）２８、乗算回路３０、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２、及びベースバンド信号処理部３４を含んで構成される。送信系は、ベースバンド信号処理部３４、乗算回路３６、送信ＲＦバンドパスフィルタ（ＴＸＢＰＦ）３８、及びパワーアンプ（ＰＡ）４０を含んで構成される。また、両乗算回路３０，３６で使用される局部発振信号（ＬＯ信号）Ｖ_ＬＯを生成する発振回路４２が設けられる。

アンテナ２４で受信された無線周波数信号（ＲＦ信号）Ｖ_ＲＦ０はスイッチ２２を介して、ＬＮＡ２６に入力され、ＬＮＡ２６で増幅されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦ０はＲＸＢＰＦ２８に入力される。ＲＸＢＰＦ２８は、受信対象帯域にわたるＲＦ信号Ｖ_ＲＦ０から、目的受信信号を含む比較的狭い帯域のＲＦ信号Ｖ_ＲＦを抽出する。ＲＸＢＰＦ２８で抽出されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦは乗算回路３０に入力される。

乗算回路３０は、入力されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦを、発振回路４２から入力されるＬＯ信号Ｖ_ＬＯと混合し、周波数がダウンコンバートされたベースバンド信号Ｖ_ＢＡを生成する。ＬＯ信号Ｖ_ＬＯの周波数ｆ_ＬＯは、ＲＦ信号Ｖ_ＲＦに含まれる目的受信信号の搬送波周波数ｆ_ＲＦが乗算回路３０によるベースバンド信号Ｖ_ＢＡへの周波数変換にて所定のベースバンド周波数ｆ_ＢＡに変換されるように調整される。

乗算回路３０では、後述するように、基本的にＲＦ信号Ｖ_ＲＦとＬＯ信号Ｖ_ＬＯとの乗算処理が行われ、その出力信号には基本成分として、入力されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦとＬＯ信号Ｖ_ＬＯとの和周波数の成分と差周波数の成分とが現れる。ＢＰＦ３２は、和周波数成分の通過を阻止し、一方、周波数ｆ_ＢＡ（≡ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）を有する差周波数成分を通過して、乗算回路３０の出力信号に含まれるベースバンド信号Ｖ_ＢＡを選択的にベースバンド信号処理部３４に入力する。

ベースバンド信号処理部３４は、入力されたベースバンド信号Ｖ_ＢＡから、伝送される音声やデータを復調する等の処理を行う。

一方、送信系では、ベースバンド信号処理部３４は、伝送しようとする音声やデータに基づいて、ベースバンド周波数ｆ_ＢＡを有するベースバンド信号Ｖ_ＢＡを生成する。生成されたベースバンド信号Ｖ_ＢＡは、乗算回路３６に入力される。

乗算回路３６は、ベースバンド信号Ｖ_ＢＡと発振回路４２からのＬＯ信号Ｖ_ＬＯとを乗算処理する。その出力信号であるＲＦ信号Ｖ_ＲＦには基本成分として、入力された両信号Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＬＯの和周波数の成分と差周波数の成分とが現れる。ＴＸＢＰＦ３８は、差周波数成分の通過を阻止し、乗算回路３６の出力信号であるＲＦ信号Ｖ_ＲＦのうち、和周波数ｆ_ＲＦ（≡ｆ_ＢＡ＋ｆ_ＬＯ）を有するアップコンバート成分を選択的にパワーアンプ４０に入力する。

ＴＸＢＰＦ３８にて抽出されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦは、パワーアンプ４０にて電力増幅され、スイッチ２２を介してアンテナ２４に入力され、アンテナ２４から送信される。

図２は、実施形態の高周波乗算回路の概略の構成を示す回路図である。本回路は、上述の通信装置２０における乗算回路３０に相当し、移動体通信における受信信号等の高周波信号（ＲＦ信号Ｖ_ＲＦ）をＶ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−からなる差動形式で入力され、また、発振回路４２が生成するＬＯ信号Ｖ_ＬＯをＶ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−からなる差動形式で入力され、これら入力信号を混合して周波数変換されたベースバンド信号Ｖ_ＢＡをＶ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−からなる差動形式で出力する。

本回路は、定電圧源Ｖ_ＤＤと電流源Ｉ_１，Ｉ_２との間に４つの電流路１０−１〜１０−４を有する。各電流路１０−１〜１０−４は、ＲＦ信号Ｖ_ＲＦがゲートに印加されるＭＯＳトランジスタ（Ｔｒ１〜Ｔｒ４）と、ＬＯ信号Ｖ_ＬＯがゲートに印加されるＭＯＳトランジスタ（Ｔｒ５〜Ｔｒ８）とをそれぞれ１つずつ有し、Ｖ_ＲＦ及びＶ_ＬＯにより電流路１０−１〜１０−４に流れる電流を制御可能に構成される。なお、ここでは、各ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８（なお、以下、これらを単にトランジスタという。）はｎチャネルのＭＯＳＦＥＴで構成される。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は実質的に同じ特性を有し、またトランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８は実質的に同じ特性を有するように構成することができる。ここで、実質的に同じ特性とは、少なくとも、ソース−ドレイン間電圧に対するドレイン電流の変化特性、閾値電圧、及びトランスコンダクタンス（ＧＭ）の３つの特性が基本的に同じであるとみなせることを意味する。

具体的には、電流路１０−１には、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ５が配置され、トランジスタＴｒ１のドレインにトランジスタＴｒ５のソースが接続される。トランジスタＴｒ１のソースは、電流路１０−２と共通の電流源Ｉ_１に接続され、トランジスタＴｒ５のドレインは、インピーダンス回路として設けられた例えば負荷として抵抗Ｒ１を介して定電圧源Ｖ_ＤＤに接続される。

電流路１０−２には、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ６が配置され、トランジスタＴｒ２のドレインにトランジスタＴｒ６のソースが接続される。トランジスタＴｒ２のソースは、電流路１０−１と共通の電流源Ｉ_１に接続され、トランジスタＴｒ６のドレインは、インピーダンス回路として設けられた例えば負荷として抵抗Ｒ２を介して定電圧源Ｖ_ＤＤに接続される。

電流路１０−３には、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ７が配置され、トランジスタＴｒ３のドレインにトランジスタＴｒ７のソースが接続される。トランジスタＴｒ３のソースは、電流路１０−４と共通の電流源Ｉ_２に接続され、トランジスタＴｒ７のドレインは、電流路１０−１と同じく例えば負荷として抵抗Ｒ１を介して定電圧源Ｖ_ＤＤに接続される。

電流路１０−４には、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ８が配置され、トランジスタＴｒ４のドレインにトランジスタＴｒ８のソースが接続される。トランジスタＴｒ４のソースは、電流路１０−３と共通の電流源Ｉ_２に接続され、トランジスタＴｒ８のドレインは、電流路１０−２と同じく例えば負荷として抵抗Ｒ２を介して定電圧源Ｖ_ＤＤに接続される。

トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートは共に入力端子ＩＮ_１＋に接続され、正相のＲＦ信号Ｖ_ＲＦ＋が印加される。一方、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のゲートは共に入力端子ＩＮ_１−に接続され、逆相のＲＦ信号Ｖ_ＲＦ−が印加される。

トランジスタＴｒ５，Ｔｒ８のゲートは共に入力端子ＩＮ_２＋に接続され、正相のＬＯ信号Ｖ_ＬＯ＋が印加される。一方、トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のゲートは共に入力端子ＩＮ_２−に接続され、逆相のＬＯ信号Ｖ_ＬＯ−が印加される。

出力端子ＯＵＴ_＋は、電流路１０−１，１０−３と抵抗Ｒ１との接続点から引き出され、当該端子ＯＵＴ_＋からの出力信号が、正相のベースバンド信号Ｖ_ＢＡ＋とされる。一方、出力端子ＯＵＴ₋は、電流路１０−２，１０−４と抵抗Ｒ２との接続点から引き出され、当該端子ＯＵＴ₋からの出力信号が、逆相のベースバンド信号Ｖ_ＢＡ−とされる。

なお、定電圧源Ｖ_ＤＤは正電圧を供給し、電流源Ｉ_１，Ｉ_２は各電流路１０−１〜１０−４から電流を引き込む。電流源Ｉ_１，Ｉ_２は基本的に同一構成とされ同じ電流供給能力を有する。

次に本乗算回路の動作について説明する。各電流路１０−１〜１０−４に流れる電流は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８のゲートに印加される入力信号によって制御される。ここで、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８の入力信号は、当該トランジスタが基本的に伝達特性（Ｖｇｓ−Ｉｄｓ特性）の直線領域で動作するようにバイアスされる。

例えば、電流路１０−１を構成するトランジスタＴｒ１に流れる電流はＶ_ＲＦ＋の変化に応じて変調される。また、トランジスタＴｒ５に流れる電流はＶ_ＬＯ＋の変化に応じて変調される。ここで、電流路１０−１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ５それぞれのチャネル（ドレイン−ソース間）を直列に接続して構成されるので、当該電流路１０−１に流れる電流の変動Ｉ_Ｃ１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ５それぞれによる変調の積となる。これは、従来より知られた乗算回路と同様である。

例えば、時間をｔとし、Ｖ_ＲＦ＋に応じたＩ_Ｃ１の時間変化をＡ_１ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）、Ｖ_ＬＯ＋に応じたＩ_Ｃ１の時間変化をＡ_２ｓｉｎ（２πｆ_２ｔ）と表すと、Ｉ_Ｃ１はＡ_１Ａ_２ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）ｓｉｎ（２πｆ_２ｔ）となる。さらに加法定理を用いれば、Ｉ_Ｃ１は、共に振幅が（Ａ_１Ａ_２）で、周波数が（ｆ_１±ｆ_２）である２つの成分からなることが理解されるが、本発明の構成では、この振幅値Ａ_１Ａ_２が線形に乗算出来る事を特徴としている。

他の電流路１０−２〜１０−４も電流路１０−１と同様に乗算回路を構成し、それぞれに流れる電流の変動Ｉ_Ｃ２〜Ｉ_Ｃ４はＩ_Ｃ１と共に周波数（ｆ_１±ｆ_２）の成分を有する。さらに、上述のようにトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を同等とし、トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を同等とし、また、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２を同じ値とすることにより、各電流路１０−１〜１０−４を対称に構成すれば、Ｉ_Ｃ１〜Ｉ_Ｃ４の振幅も共通の（Ａ_１Ａ_２）となる。ただし、各電流路１０−２〜１０−４を構成するトランジスタへの入力信号の正相と逆相との違いに応じて、極性の相違が生じうる。

具体的には、電流路１０−３は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ７それぞれへの入力信号がＶ_ＲＦ−，Ｖ_ＬＯ−であり、共に電流路１０−１のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ５とは逆相、すなわち符号が逆である。この場合、乗算により符号の相違は相殺され、Ｉ_Ｃ３は電流路１０−１と同相となる。

一方、電流路１０−２，１０−４は、それぞれの２つのトランジスタの一方への入力信号のみが電流路１０−１とは逆相となる。その結果、Ｉ_Ｃ２，Ｉ_Ｃ４は電流路１０−１とは逆相となる。

負荷抵抗Ｒ１には互いに同相の電流変化Ｉ_Ｃ１，Ｉ_Ｃ３を生じる電流路１０−１，１０−３が並列に接続され、出力端子ＯＵＴ_＋にはＩ_Ｃ１，Ｉ_Ｃ３に応じて周波数（ｆ_１±ｆ_２）の電圧変化であるベースバンド信号Ｖ_ＢＡ＋が生じる。

負荷抵抗Ｒ２にも互いに同相の電流変化Ｉ_Ｃ２，Ｉ_Ｃ４を生じる電流路１０−２，１０−４が並列に接続され、出力端子ＯＵＴ₋にはＩ_Ｃ２，Ｉ_Ｃ４に応じて周波数（ｆ_１±ｆ_２）の電圧変化であるベースバンド信号Ｖ_ＢＡ−が生じる。ただし、Ｉ_Ｃ２，Ｉ_Ｃ４はＩ_Ｃ１，Ｉ_Ｃ３とは逆相であるためＶ_ＢＡ−はＶ_ＢＡ＋とは逆相であり、また、Ｖ_ＢＡ−及びＶ_ＢＡ＋の振幅は等しいので、すなわちＶ_ＢＡ−＝−Ｖ_ＢＡ＋となる。

これら互いに逆相のＶ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−が差動形式のベースバンド信号Ｖ_ＢＡとして取り出される。ちなみに、上述のように出力端子ＯＵＴ_＋，ＯＵＴ₋にはＲＦ信号とＬＯ信号との和周波数成分と差周波数成分とが現れるが、乗算回路３０を用いて行われるダウンコンバート処理では、ＢＰＦ３２のようなローパスフィルタ等を用いて和周波数成分を除去する等の方法により、差周波数成分を取り出すことができる。

各電流路１０−１〜１０−４は上述のようにそれぞれ乗算回路を構成し、この乗算回路の構成はギルバートセル型ミキサ回路でも用いられる。しかし、本乗算回路３０は、上述したギルバートセル型ミキサ回路のような電位平衡点Ｐ_０１〜Ｐ_０３を有さない点で相違する。詳細に述べれば、本乗算回路３０の電流路１０−１，１０−２が電流源Ｉ_１に接続される点Ｐ_１は電位平衡点となる。しかし、点Ｐ_１での平衡は、当該点に直接接続されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作に関係するものではなく、Ｖ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−により差動動作するトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の動作に関係するものである。つまり、電位平衡点Ｐ_１は、ギルバートセル型ミキサ回路の電位平衡点Ｐ_０２に相当するものである。本乗算回路３０では、このように、ギルバートセル型ミキサ回路にて電流路の途中に存在した電位平衡点Ｐ_０２に相当するものは電流路の端の点Ｐ_１に置き換わり、電流路の途中には電位平衡点は存在しない。これは、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ５との接続点、及びトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ６との接続点それぞれの電位の自由度が高いことを意味する。

同様に電流路１０−３，１０−４が電流源Ｉ_２に接続される点Ｐ_２は電位平衡点となるが、これはギルバートセル型ミキサ回路の電位平衡点Ｐ_０３に相当するものであり、電流路１０−３，１０−４の途中には点Ｐ_０３に相当する電位平衡点は存在しない。よって、トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ７との接続点、及びトランジスタＴｒ４とトランジスタＴｒ８との接続点それぞれの電位が固定されず、歪の発生を低減出来る。

また、共にＶ_ＲＦ＋で駆動されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のソースである点Ｐ_１と、共にＶ_ＲＦ−で駆動されるトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のソースである点Ｐ_２とはそれぞれ別々の電流源Ｉ_１，Ｉ_２に接続されている。すなわち、本乗算回路には、ギルバートセル型ミキサ回路のＶ_ＲＦ＋で駆動されるトランジスタＴｒ０１のソースと，Ｖ_ＲＦ−で駆動されるトランジスタＴｒ０２のソースとの間の電位平衡という束縛条件が課されない。

これら各接続点の電位の自由度によって、本発明の乗算回路は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４に入力されるＲＦ信号の振幅や、トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８に入力されるＬＯ信号の振幅が大きくなった場合に、信号波形が歪みにくい構成となる。その結果、出力信号において、高調波成分に起因する周波数（ｍｆ_１±ｎｆ_２）の成分が少なくなる。すなわち、出力信号におけるスプリアス成分の増加の抑制が図られ、電力効率の向上が図られる。また、高調波に起因する成分が少なくなることにより、乗算回路のイメージ抑圧性能が向上する。

以上、受信系の乗算回路３０を例に本発明の乗算回路を説明したが、送信系の乗算回路３６も同様に本発明の乗算回路を用いて構成される。その場合、例えば、入力端子ＩＮ_１＋，ＩＮ_１−にＶ_ＢＡ＋，Ｖ_ＢＡ−を入力し、入力端子ＩＮ_２＋，ＩＮ_２−にＶ_ＬＯ＋，Ｖ_ＬＯ−を入力して、出力端子ＯＵＴ_＋，ＯＵＴにＶ_ＲＦ＋，Ｖ_ＲＦ−を得る。なお、乗算回路３６を用いて行われるアップコンバート処理では、出力端子ＯＵＴ_＋，ＯＵＴ₋に現れる和と差との２つの周波数成分のうち和周波数成分であるＶ_ＲＦがＴＸＢＰＦ３８等のハイパスフィルタ等を用いて取り出される。

また、本発明の乗算回路は、ＲＦ信号とベースバンド信号との間を直接、周波数変換するダイレクトコンバージョン方式の通信装置だけでなく、中間周波数を有する中間信号（ＩＦ信号）を介するへテロダイン方式の通信装置にも用いることができ、その場合、ＲＦ信号とＩＦ信号との間の周波数変換、ＩＦ信号とベースバンド信号との間の周波数変換に本発明の乗算回路を用いることができる。

なお、本乗算回路は、その基礎として差動増幅回路を用いて構成されており、ギルバートセル型ミキサ回路などと同様に、本回路を用いて増幅回路を構成することもできる。本発明の効果は、当該増幅回路においても享受することができる。

ちなみに、図１に示す回路を２つ並列に設け、一方の回路の入力信号をベクトル信号のＩ成分信号とし、他方の回路の入力信号をベクトル信号のＱ成分信号とする増幅回路を構成することも出来る。

また、各トランジスタはバイポーラトランジスタなど、他の電流制御素子で構成することもできる。

さらに、互いのチャネルを直列にして接続される第１電流制御素子及び第２電流制御素子を１つのデュアルゲート型トランジスタで構成してもよく、それによって乗算回路を大幅に小型化することが可能となる。例えば、上述した実施形態において、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ５を１つのデュアルゲート型トランジスタで構成し、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ６を１つのデュアルゲート型トランジスタで構成し、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ７を１つのデュアルゲート型トランジスタで構成し、トランジスタＴｒ４及びトランジスタＴｒ８を１つのデュアルゲート型トランジスタで構成しても構わない。

また、上述の実施形態では、各電流路１０−１〜１０−４の電流源側に、ＲＦ信号を入力されるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を配置し、定電圧源側に、ＬＯ信号を入力されるトランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を配置する構成を示した。しかし、ＲＦ信号を入力されるトランジスタとＬＯ信号を入力されるトランジスタとの位置を全部又は一部の電流路にて逆とする構成も可能である。

本発明の実施形態である通信装置の概略の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態である高周波乗算回路の概略の構成を示す回路図である。ギルバートセル型ミキサ回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０−１〜１０−４電流路、２０通信装置、２２スイッチ、２４アンテナ、２６ＬＮＡ、２８ＲＸＢＰＦ、３０，３６乗算回路、３２ＢＰＦ、３４ベースバンド信号処理部、３８ＴＸＢＰＦ、４０パワーアンプ、４２発振回路、Ｔｒ１〜Ｔｒ８ＭＯＳトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２抵抗、Ｉ_１，Ｉ_２電流源、ＩＮ_１＋，ＩＮ_１−，ＩＮ_２＋，ＩＮ_２− 入力端子、ＯＵＴ_＋，ＯＵＴ₋ 出力端子。

Claims

それぞれ、電流を導通可能なチャネルと印加電圧に応じて当該チャネルの導通を制御可能な制御端子とを有する第１電流制御素子及び第２電流制御素子が互いの前記チャネルを直列にして接続された第１乃至第４の電流路と、
前記第１及び第２の電流路それぞれの一方端に共通に接続された第１の電流源と、
前記第３及び第４の電流路それぞれの一方端に共通に接続された第２の電流源と、
定電圧源と、
前記第１乃至第４の電流路それぞれの他方端と前記定電圧源との間に設けられる複数のインピーダンス回路と、
前記第１及び第３の電流路それぞれの前記他方端に共通に接続された第１出力端子と、
前記第２及び第４の電流路それぞれの前記他方端に共通に接続された第２出力端子と、
を有し、
前記第１及び第２の電流路それぞれの前記第１電流制御素子の前記制御端子は、第１発振信号を正相で入力され、
前記第３及び第４の電流路それぞれの前記第１電流制御素子の前記制御端子は、第１発振信号を逆相で入力され、
前記第１及び第４の電流路それぞれの前記第２電流制御素子の前記制御端子は、第２発振信号を正相で入力され、
前記第２及び第３の電流路それぞれの前記第２電流制御素子の前記制御端子は、第２発振信号を逆相で入力され、
前記第１及び第２出力端子から、前記第１発振信号と前記第２発振信号との積に応じた混合信号を差動形式で出力することを特徴とする乗算回路。
請求項１に記載の乗算回路において、
前記第１及び第２電流制御素子は、ドレイン−ソース間を前記チャネルとしゲートを前記制御端子とするＭＯＳトランジスタであること、を特徴とする乗算回路。
請求項１又は請求項２に記載の乗算回路において、
前記各電流路の第１電流制御素子は、互いに同じ特性を有し、
前記各電流路の第２電流制御素子は、互いに同じ特性を有すること、
を特徴とする乗算回路。
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の乗算回路において、
前記各電流路には、前記一方端側に前記第１電流制御素子が配置され、前記他方端側に前記第２電流制御素子が配置されること、を特徴とする乗算回路。
無線周波数信号が入出力されるアンテナと、
前記アンテナに接続されると共に、局部発振回路、及び請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の乗算回路を有するＲＦ信号処理回路と、
前記ＲＦ信号処理回路に接続されると共に、ベースバンド信号を処理するベースバンド処理回路と、を備え、
前記無線周波数信号、前記ベースバンド信号及び中間周波数信号のうちのいずれか１つである原信号から他の１つである目的信号への変換に際して、前記乗算回路は、前記第１及び第２発振信号の一方として入力された前記原信号と前記第１及び第２発振信号の他方として入力された前記局部発振回路からの発振信号とを乗算して前記目的信号を前記混合信号として出力することにより前記変換を行うこと、
を特徴とする通信装置。