JP4972602B2 - 光信号検出回路及びそれを用いた情報再生装置 - Google Patents

Description

本発明は，光信号検出回路，特に情報再生装置における光ピックアップに好適な光信号検出回路に関する。

ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）に代表される光ディスクでは，情報記録面上に微小なマーク（又はピット）の列として情報が記録されており，その記録情報の再生は，レーザ光が対物レンズによって情報記録面上に集光して照射されたときのマーク部とマーク間部の反射率の違いに基づく反射光強度の変化が検出されてＲＦ信号（再生信号）に変換されることによって行われる。情報の再生に際しては，微小なピットを正確に検出できるように，レーザ光の集光点を情報記録面上のマーク列に正確に追従させる必要がある。集光点のマーク列への追従は，集光点の情報記録面からの光軸方向の位置ずれ及びマーク列からのディスク半径方向の位置ずれが光学的な手段で検出され，それぞれフォーカス誤差信号及びトラッキング誤差信号と呼ばれる電気信号に変換され，対物レンズの位置にフィードバックされることによって行われる。

図２は，光ディスク装置において光信号を電気信号に変換する光信号検出回路の典型的な構成を示したものである。受光素子として４分割フォトダイオードが用いられる。各フォトダイオード２０１，２０２，２０３及び２０４には，各々が受光した光の強度に比例した大きさの電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃及びＩ₄が流れる。電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃及びＩ₄はそれぞれ，オペアンプと帰還抵抗からなる電流−電圧変換器２１１，２１２，２１３及び２１４によって電圧信号Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃及びＶ₄に変換される。ここで，電流−電圧変換器における帰還抵抗の値をＲとすると，

となり，各フォトダイオードに流れる電流に比例した電圧が出力される。また，通常はフォトダイオードに逆バイアス電圧をかけることにより，フォトダイオードの端子間容量を低減させ，周波数応答特性を改善することが行われる。図２の構成例においても，オペアンプの反転入力端子に接続されたフォトダイオードのカソードの電位は，オペアンプの仮想短絡の性質により非反転入力端子に印加された正の基準電位Ｖ_refと等しくなり，逆バイアス状態が実現されている。

フォーカス誤差信号（ＦＥ），トラッキング誤差信号（ＴＥ）及びＲＦ信号（ＲＦ）は，式(2)のようにＶ₁，Ｖ₂，Ｖ₃及びＶ₄の加減算によって生成される。

ここで，フォーカス制御方式として非点収差方式を，トラッキング制御方式としてプッシュプル方式を用いることを前提とした。上記のように，４分割光検出器を用いた光信号検出回路では，サーボ用の検出系とＲＦ信号取得用の検出系とを分けることなく，１つの検出系のみを用いて情報の再生に必要な信号を取得することができるため，再生光学系が単純化されるという利点がある。

特許文献１には，４辺形状に組み合わされた４つのフォトダイオードと，電流−電圧変換器をなす２つの増幅器と，２つの電圧源と，２つの電流検出抵抗とからなり，第１のフォトダイオードと第２のフォトダイオードのカソード同士が接続され，その接続点が第１の増幅器の反転入力端子に接続され，第２のフォトダイオードのアノードと第３のフォトダイオードのカソードが接続され，その接続点が第２の電圧源と第２の電流検出抵抗を介して接地されるとともに第２の増幅器の非反転入力端子に接続され，第３のフォトダイオードと第４のフォトダイオードのアノード同士が接続され，その接続点が第１の電流検出抵抗を介して接地されるとともに第１の電圧源を介して第１の増幅器の非反転入力端子に接続され，第４のフォトダイオードのカソードと第１のフォトダイオードのアノードが接続され，その接続点が第２の増幅器の反転入力端子に接続された，光検出回路が記載されている。

特開平３−２８５４０８号公報

ところで，ＲＦ信号に含まれる主なノイズには，レーザノイズ，ディスクノイズ，ショットノイズ及びアンプノイズがあるが，これらはいずれもＲＦ信号の品質を劣化させ，情報の再生エラーの要因となる。このうちアンプノイズは，電流−電圧変換器の帰還抵抗において発生する熱雑音である。電流−電圧変換器が出力する信号振幅は帰還抵抗値に比例し，アンプノイズの実効値は帰還抵抗の平方根に比例するため，アンプノイズの影響は帰還抵抗値を大きくすることで低減することができる。しかしながら，回路の周波数帯域は帰還抵抗値に反比例するため，帰還抵抗値は必要な周波数帯域によって制限される。

ここで，従来技術として挙げた４分割フォトダイオードを用いた光信号検出回路では，フォトダイオード２０１，２０２，２０３及び２０４が，それぞれ電流−電圧変換器２１１，２１２，２１３及び２１４と１対１で接続されており，ＲＦ信号は各電流−電圧変換器の出力信号Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃及びＶ₄を加算して生成される。このため，４つの電流−電圧変換器で発生するアンプノイズが加算され，ＲＦ信号に含まれるアンプノイズ成分が増大してしまうという問題があった。この場合のアンプノイズの実効値は，ＲＦ信号が１つのフォトダイオードと１つの電流−電圧変換器の組から生成される場合と比較して√４倍，すなわち２倍（６ｄＢ）大きい。

従って，ＲＦ信号品質に関してアンプノイズの影響が支配的になる場合，例えば最近実用化された多層ディスクのように反射光量が小さく信号に対するアンプノイズの相対値が大きくなる場合，あるいは高速再生時のように信号の周波数帯域が大きくアンプノイズ積算値が大きくなる場合には，ＲＦ信号が著しく劣化する。このため，多層化による大容量化や再生速度の高速化がアンプノイズによって制限されていた。

特許文献１の光検出回路の狙いは，ＲＦ信号と，そのほかにフォーカス誤差信号及びトラッキング誤差信号のいずれか一方を生成することができる光検出回路において，電流−電圧変換器の個数が少なく，かつフォトダイオードに逆バイアス電圧が印加されるようにすることで，低ノイズと高速応答とを両立することであった。

特許文献１の方式では，ＲＦ信号のほかにはフォーカス誤差信号及びトラッキング誤差信号のいずれか一方しか取得することができないことから，トラッキング制御方式としてＲＦ信号による“サンプルサーボ方式”を用いることを前提としている。しかしながら，現行の記録型光ディスクはトラッキング制御方式としてプッシュプル方式（又は差動プッシュプル方式）を前提とし，サンプルサーボ方式には対応しない物理構造となっているため，そのようなディスクの場合には，特許文献１の方式では，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号の全てを取得することができなかった。

加えて，特許文献１の方式では，ＲＦ信号の取得に用いる第１の増幅器の非反転入力端子に入力される信号の周波数帯域は，第３のフォトダイオードと第４のフォトダイオードの端子間容量の和と第１の電流検出抵抗との積によって制限されるため，電流−電圧変換器としてトランスインピーダンスアンプを構成した利点が生かされず，高速応答できなかった。

本発明の目的は，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号の全てを取得することができる光信号検出回路において，低ノイズと高速応答とを両立させることにある。

本発明の光信号検出回路は，４分割フォトダイオードを構成する２つのフォトダイオードに流れる電流を加算した電流信号が，１つの電流−電圧変換器で電圧信号に変換されるようにした。また，フォトダイオードに流れ込む電流のみを電圧信号として取り出すのではなく，フォトダイオードから流れ出す電流も電圧信号として取り出すようにした。更に，電流−電圧変換器に２種類の基準電圧を印加することで，フォトダイオードの端子間に逆バイアス電圧が印加されるようにした。

すなわち，本発明の光信号検出回路は，光信号を受光して電流信号に変換する第１から第４の光検出器がこの順に反時計回りに隣接して配置された４分割光検出器と，電流信号を電圧信号に変換して出力する第１から第４の電流−電圧変換器とを備える。第１の電流−電圧変換器は，第１の光検出器及び第２の光検出器に流れ込む電流信号が加算された電流信号を第１の電圧信号に変換して出力し，第２の電流−電圧変換器は，第１の光検出器及び第３の光検出器から流れ出す電流信号が加算された電流信号を第２の電圧信号に変換して出力し，第３の電流−電圧変換器は，第２の光検出器及び第４の光検出器から流れ出す電流信号が加算された電流信号を第３の電圧信号に変換して出力し，第４の電流−電圧変換器は，第３の光検出器及び第４の光検出器に流れ込む電流信号が加算された電流信号を第４の電圧信号に変換して出力する。また，第２の電流−電圧変換器及び第３の電流−電圧変換器には第１の基準電圧が印加され，第１の電流−電圧変換器及び第４の電流−電圧変換器には第１の基準電圧より大きい第２の基準電圧が印加される。それにより，４分割光検出器を構成する第１から第４の光検出器に第２の基準電圧と第１の基準電圧との差分の大きさの逆バイアス電圧が印加される。

更に，第１の電圧信号と第４の電圧信号とを加算して第１のＲＦ信号を出力する第１の加算器及び／又は第２の電圧信号と第３の電圧信号とを加算して第２のＲＦ信号を出力する第２の加算器を備える。

本発明の光信号検出回路によれば，１つの検出系のみでフォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号のいずれの信号も取得することができるため，光ピックアップの光学系を簡素化することができる。また，再生信号に含まれるアンプノイズの影響を大きく低減することができるため，情報の再生エラーの発生確率を著しく低減することができる。更に，低ノイズと高速応答とを両立させることができる。すなわち，低価格で高性能な光ディスクドライブ装置を提供することが可能となる。

以下，図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
［実施例１］基本構成
図１は，本発明による光信号検出回路の構成例を示した図である。この光信号検出回路は，フォトダイオード１０１，１０２，１０３及び１０４と，電流−電圧変換器１１１，１１２，１１３及び１１４と，基準電圧源１４１及び１４２とからなる。フォトダイオード１０１，１０２，１０３及び１０４は，図３に示されるように，田の字に４分割されたフォトダイオードの各分割要素をなし，この順で反時計回りに隣接して配置される。また，本回路が光ディスク再生装置に適用された場合，光ディスク媒体の半径方向（Radial direction）及び接線方向（Tangential direction）に対応して，図３に示された方向に配置される。光ディスクで反射されたレーザ光は，４分割フォトダイオード上に光スポット３０５として集光され，入射する。各フォトダイオードには，各々が受光した光の強度に比例した電流が流れる。電流−電圧変換器１１１，１１２，１１３及び１１４は，それぞれオペアンプ１２１，１２２，１２３及び１２４と，帰還抵抗１３１，１３２，１３３及び１３４とからなるトランスインピーダンスアンプの形になっている。

フォトダイオード１０１及び１０２のカソード同士が接続され，その接続点がオペアンプ１２１の反転入力端子に接続され，フォトダイオード１０２及び１０４のアノード同士が接続され，その接続点がオペアンプ１２３の反転入力端子に接続され，フォトダイオード１０１及び１０３のアノード同士が接続され，その接続点がオペアンプ１２２の反転入力端子に接続され，フォトダイオード１０３及び１０４のカソード同士が接続され，その接続点がオペアンプ１２４の反転入力端子に接続される。また，基準電圧源１４１の正極端子がオペアンプ１２２及び１２３の非反転入力端子に接続されるとともに，その負極端子が接地され，基準電圧源１４２の正極端子がオペアンプ１２１及び１２４の非反転入力端子に接続されるとともに，その負極端子が接地される。ここで，基準電圧源１４２が発生させる基準電圧Ｖref₂は，基準電圧源１４１が発生させる基準電圧Ｖref₁よりも大きい。こうすることで，オペアンプの仮想短絡の性質によって４つのフォトダイオードのいずれにもＶref₂−Ｖref₁の大きさの逆バイアス電圧が印加されるようになっている。

フォトダイオード１０１及び１０２に流れ込む電流Ｉ₁及びＩ₂が加算された電流Ｉ₁＋Ｉ₂が電流−電圧変換器１１１によって電圧Ｖ₁に変換されて出力され，フォトダイオード１０２及び１０４から流れ出す電流Ｉ₂及びＩ₄が加算された電流Ｉ₂＋Ｉ₄が電流−電圧変換器１１３によって電圧Ｖ₃に変換されて出力され，フォトダイオード１０１及び１０３から流れ出す電流Ｉ₁及びＩ₃が加算された電流Ｉ₁＋Ｉ₃が電流−電圧変換器１１２によって電圧Ｖ₂に変換されて出力され，フォトダイオード１０３及び１０４に流れ込む電流Ｉ₃及びＩ₄が加算された電流Ｉ₃＋Ｉ₄が電流−電圧変換器１１４によって電圧Ｖ₄に変換されて出力される。

この光信号検出回路の１つめの特徴は，２つのフォトダイオードに流れる電流を加算した電流信号が，１つの電流−電圧変換器で電圧信号に変換されるようにした点である。これにより，ＲＦ信号を取得するのに用いられる電流−電圧変換器は２つに抑えられ，ＲＦ信号に含まれるアンプノイズの影響を抑制することができた。この時のＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値は，４つのフォトダイオードと４つの電流−電圧変換器が１対１で接続された従来型の光信号検出回路の場合と比較して，原理的に３ｄＢ小さくすることができる。

２つめの特徴は，従来型の光信号検出回路のようにフォトダイオードに流れ込む電流のみを電圧信号として取り出すのではなく，フォトダイオードから流れ出す電流も電圧信号として取り出すようにした点である。こうすることで，後に述べるように，互いに逆極性のＲＦ信号の対を取り出すことができ，ＲＦ信号の振幅が２倍になるようにした。すなわち，ＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値を低減することができた。

３つめの特徴は，電流−電圧変換器に２種類の基準電圧Ｖref₁及びＶref₂（Ｖref₁＜Ｖref₂）を印加することで，オペアンプの仮想短絡の性質により，フォトダイオードの端子間に（Ｖref₂−Ｖref₁）の大きさの逆バイアス電圧が印加されるようにした。これにより，従来の光信号検出回路と同様の，フォトダイオードの端子間容量の低減による周波数特性の改善効果を維持することができた。

ここで，この光信号検出回路を用いてフォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号のいずれの信号も取得できることを示す。帰還抵抗１３１，１３２，１３３及び１３４のいずれの抵抗値もＲであるとき，各電流−電圧変換器の出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃及びＶ₄は，以下のようになる。

フォーカス制御方式として非点収差方式を，トラッキング制御方式としてプッシュプル方式を用いることを前提とすると，フォーカス誤差信号（ＦＥ），トラッキング誤差信号（ＴＥ）及びＲＦ信号（ＲＦ）は，Ｖ₁〜Ｖ₄を用いて以下の演算によって生成される。

なお，ＲＦ信号は下記の演算によっても生成可能である。

以上より，本発明の光信号検出回路を用いることで，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号のいずれの信号も取得できることが示された。

なお，実際には，電流−電圧変換器を動作させるための電源電圧が必要であるが，図１には図示されていない。また，多くの場合，電流−電圧変換器における負帰還安定性を確保するための位相補償用コンデンサが電流−電圧変換器の帰還抵抗と並列に挿入されるが，図１には図示されていない。

［実施例２］ＲＦ信号生成回路を追加
図４は，本発明の光信号検出回路の別の構成例を示した図である。光信号検出回路４０１は上記実施例１に示されたものである。本実施例の光検出回路は，光検出回路４０１に，加算器４０２及び加算器４０３のうち少なくとも一方が追加された形で構成される。これらの加算器は，光信号検出回路の出力信号からＲＦ信号を生成するために用いられる。光信号検出回路４０１の出力電圧Ｖ₁及びＶ₄は加算器４０２によって加算され，ＲＦ₊として出力される。また，出力電圧Ｖ₂及びＶ₃は加算器４０３によって加算され，ＲＦ_-として出力される。

ＲＦ信号は上式(4)又は式(5)に基づいて生成される。そのような機能を有するＲＦ信号生成回路を光信号検出回路に追加した。ここで，式(4)又は式(5)に示されたように，２つのＲＦ信号は，基準電圧による直流オフセット成分を除けば，互いに逆極性の信号の対になっているため，差動信号対ＲＦ₊及びＲＦ_-として用いることができる。すなわち，

ＲＦ₊及びＲＦ_-は，それぞれ単体でもＲＦ信号として用いることができるが，ＲＦ₊とＲＦ_-とを１組として近接させた線路を用いて，光信号検出回路からドライブ装置の信号処理系に伝送し，信号処理系側で差動受信してＲＦ信号を生成することにより，伝送系で受けるコモンモードノイズの影響を大幅に低減することができる。この場合のＲＦ信号は下記のようになる。

一般に用いられる差動伝送方式において生成される差動信号対の場合，各差動信号における信号成分及びアンプノイズ成分は互いに極性が反転関係にあるＲＦ信号の対が生成されるため，その信号対を差動受信してもＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値は変化しない。一方，本発明を用いた差動伝送方式では，差動信号対ＲＦ₊及びＲＦ_-に含まれるアンプノイズは，それぞれ異なる電流−電圧変換器で発生したものであるから，互いに無相関である。従って，差動受信後のＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値は，差動受信前と比較して，原理的には３ｄＢ小さくなる。

以上のことから，本発明の光信号検出回路では，実施例１の構成による効果と合わせて，ＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値を，従来の光信号検出回路の場合と比較して６ｄＢ低減することができる。すなわち，ＲＦ信号に含まれるアンプノイズの相対値を，１つのフォトダイオードと１つの電流−電圧変換器との組からなる光信号検出回路の場合と同等にすることができる。このことは，サーボ信号を取得するために４分割フォトダイオードを用いることによって生じたアンプノイズの増大というデメリットが打ち消されたことを意味する。

［実施例３］ドライブ装置
図５は，本発明の光信号検出回路を用いた光ディスク再生装置の構成例を示した図である。レーザダイオード５０１から出射されたレーザ光５０２はビームスプリッタ５０３で反射し，対物レンズ５０４によって光ディスク５１０の情報記録面５１１に集光して照射される。対物レンズ５０４は，フォーカスアクチュエータ５１２によって情報記録面５１１に垂直な方向に，トラッキングアクチュエータ５１３によって光ディスク５１０の半径方向に駆動される。また，光ディスク５１０は，スピンドルモータ５０９に固定され，回転駆動される。情報記録層５１１で反射したレーザ光５０２は，ビームスプリッタ５０３を透過して光信号検出回路５０５に入射する。光信号検出回路５０５は，例えば上記の実施例１又は実施例２に示されたものである。光信号検出回路５０５は，入射した光を電圧信号に変換して出力する。出力された電圧信号は信号生成回路５０６に入力される。信号生成回路５０６は，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号を生成する。フォーカス誤差信号及びトラッキング誤差信号は，サーボ回路５０８に送られる。サーボ回路５０８は，フォーカス誤差信号及びトラッキング誤差信号に基づいてフォーカスアクチュエータ及びトラッキングアクチュエータを制御して対物レンズ５０４を駆動する。信号生成回路５０６によって生成されたＲＦ信号は，復号回路５０７によって２値データに復号される。

次に，信号生成回路５０６の詳細を示す。図６は，信号生成回路５０６における，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号の生成方法の例を示した図である。光信号検出回路６０１は，実施例２の光信号検出回路である。光信号検出回路６０１の出力電圧ＲＦ₊及びＲＦ_-は減算器６０２によって減算（差動受信）され，ＲＦ信号（ＲＦ）が生成される。また，出力電圧Ｖ₂及びＶ₃が減算器６０３によって減算され，非点収差法に基づくフォーカス誤差信号（ＦＥ）が生成される。また，出力電圧Ｖ₁及びＶ₄が減算器６０４によって減算され，プッシュプル法に基づくトラッキング誤差信号（ＴＥ）が生成される。

［実施例４］ＤＰＤ（Differential Phase Detection）トラッキングの場合
図７は，実施例３の光ディスク再生装置における信号生成回路の別の構成例を示した図である。光信号検出回路７０１は，光信号検出回路６０１と同じものである。光信号検出回路７０１の出力電圧ＲＦ₊及びＲＦ_-は減算器７０２によって減算（差動受信）され，ＲＦ信号（ＲＦ）が生成される。また，出力電圧Ｖ₂及びＶ₃が減算器７０３によって減算され，非点収差法に基づくフォーカス誤差信号（ＦＥ）が生成される。ここまでは実施例３と同じであるが，本実施例の信号生成回路では，出力電圧Ｖ₂及びＶ₃がＤＰＤ信号生成回路７０４に入力される。ＤＰＤ信号生成回路７０４では，ＤＰＤ法（差動位相検出法）に基づくトラッキング誤差信号（ＴＥ）が生成される。ＤＰＤ法に基づくトラッキング誤差信号は，Ｖ₂とＶ₃の位相差を反映する。

この方法は，例えば再生専用ディスク（ＲＯＭディスク）のように，プッシュプル法では十分な振幅のトラッキング誤差信号が得られないディスクに対して適用される。

［実施例５］光電子集積回路（ＯＥＩＣ；Optoelectronic Integrated Circuit）の構成例
図８は，本発明の光信号検出回路を用いた光電子集積回路（ＯＥＩＣ；Optoelectronic Integrated Circuit）の構成例を示した図である。光電子集積回路８０４は，光信号検出回路８０１，加算器８０２及び８０３からなり，これらが１チップの集積回路（ＩＣ）に収められている。すなわち，実施例２の回路を１チップ化したものである。この光電子集積回路は，Ｖcc入力端子，ＧＮＤ端子，Ｖref₁入力端子，Ｖref₂入力端子，Ｖ₁出力端子，Ｖ₂出力端子，Ｖ₃出力端子，Ｖ₄出力端子，ＲＦ₊出力端子及びＲＦ_-出力端子を備える。Ｖcc入力端子からは光信号検出回路８０１及び減算器８０２及び８０３に電源電圧が印加され，Ｖref₁入力端子及びＶref₂入力端子からは光信号検出回路内の電流−電圧変換器に基準電圧が印加される。また，Ｖ₁出力端子，Ｖ₂出力端子，Ｖ₃出力端子及びＶ₄出力端子からは電流−電圧変換器の出力信号電圧信号Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃及びＶ₄が出力され，ＲＦ_＋出力端子及びＲＦ₋出力端子からは減算器８０２及び８０３の出力電圧信号ＲＦ₊及びＲＦ_-が出力される。

ここで，上記実施例について補足する。
実施例１又は実施例２の光信号検出回路においては，４つの電流−電圧変換器の帰還抵抗値，すなわち電流−電圧変換ゲインが互いに等しくなるようにする必要がある。これは，電流−電圧変換器の出力電圧に，各フォトダイオードが受光した光の強度を正確に反映させるためである。実施例５の光電子集積回路において，集積回路の作製後に抵抗値を測定し，ばらつきがある場合には，集積回路内の抵抗体にレーザトリミング処理などを施すことによって抵抗値を調整すればよい。

また，上記実施例は４分割光検出器を用いる構成としたが，４つの光検出器と別の光検出器を組み合わせて用いることもできる。例えばトラッキング方式に差動プッシュプル方式（ＤＰＰ；Differential Push-Pull）を用いる場合には，上記実施例における４つの光検出器をメインビーム受光用とし，別にサブビーム用の光検出器も設けて，それぞれの光検出器から得られるプッシュプル信号を用いてトラッキング誤差信号が生成される。

以上に記載した実施形態は本発明の好適な具体例であるが，本発明の範囲はこれらの形態に限られたものではない。

本発明の光信号検出回路の構成例を示した図。 従来の光信号検出回路の構成例を示した図。 ４つのフォトダイオードの配置を示した図。 本発明の光信号検出回路の別の構成例を示した図。 本発明の光信号検出回路を用いた情報再生装置の構成例を示した図。 本発明の光信号検出回路を用いた，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号の生成回路の例を示した図。 本発明の光信号検出回路を用いた，フォーカス誤差信号，トラッキング誤差信号及びＲＦ信号の生成回路の例を示した図。 本発明の光信号検出回路を用いた光電子集積回路の構成例を示した図。

符号の説明

１０１：第１のフォトダイオード，１０２：第２のフォトダイオード，１０３：第３のフォトダイオード，１０４：第４のフォトダイオード，
１１１：第１の電流−電圧変換器，１１２：第２の電流−電圧変換器，１１３：第３の電流−電圧変換器，１１４：第４の電流−電圧変換器，
１２１：第１のオペアンプ，１２２：第２のオペアンプ，１２３：第３のオペアンプ，１２４：第４のオペアンプ，
１３１：第１の帰還抵抗，１３２：第２の帰還抵抗，１３３：第３の帰還抵抗，１３４：第４の帰還抵抗，
１４１：第１の基準電圧源，１４２：第２の基準電圧源，
２０１：第１のフォトダイオード，２０２：第２のフォトダイオード，２０３：第３のフォトダイオード，２０４：第４のフォトダイオード，
２１１：第１の電流−電圧変換器，２１２：第２の電流−電圧変換器，２１３：第３の電流−電圧変換器，２１４：第４の電流−電圧変換器，
２２１：第１のオペアンプ，２２２：第２のオペアンプ，２２３：第３のオペアンプ，２２４：第４のオペアンプ，
２３１：第１の帰還抵抗，２３２：第２の帰還抵抗，２３３：第３の帰還抵抗，２３４：第４の帰還抵抗，
２４１：基準電圧源，
３０５：光スポット，
４０１：光信号検出回路，４０２：加算器，４０３：加算器，４０４：減算器，４０５：減算器，４０６：減算器，４０７：光信号検出回路，
５０１：レーザダイオード，５０２：レーザ光，５０３：ビームスプリッタ，５０４：対物レンズ，５０５：光信号検出回路，５０６：信号生成回路，５０７：復号回路，５０８：サーボ回路，５０９：スピンドルモータ，５１０：光ディスク，５１１：情報記録層，５１２：フォーカスアクチュエータ，５１３：トラッキングアクチュエータ，
６０１：光信号検出回路，６０２：減算器，６０３：減算器，６０４：減算器，
７０１：光信号検出回路，７０２：減算器，７０３：減算器，７０４：ＤＰＤ信号生成回路，
８０１：光信号検出回路，８０２：加算器，８０３：加算器，８０４：光電子集積回路。

Claims (5)

1. 光信号を受光して電流信号に変換する第１の光検出器，第２の光検出器，第３の光検出器及び第４の光検出器がこの順に反時計回りに隣接して配置された４分割光検出器と，
   前記電流信号を電圧信号に変換して出力する第１の電流−電圧変換器，第２の電流−電圧変換器，第３の電流−電圧変換器及び第４の電流−電圧変換器とを備え，
   前記第１の電流−電圧変換器は，前記第１の光検出器及び前記第２の光検出器に流れ込む電流信号が加算された電流信号を第１の電圧信号に変換して出力し，
   前記第２の電流−電圧変換器は，前記第１の光検出器及び前記第３の光検出器から流れ出す電流信号が加算された電流信号を第２の電圧信号に変換して出力し，
   前記第３の電流−電圧変換器は，前記第２の光検出器及び前記第４の光検出器から流れ出す電流信号が加算された電流信号を第３の電圧信号に変換して出力し，
   前記第４の電流−電圧変換器は，前記第３の光検出器及び前記第４の光検出器に流れ込む電流信号が加算された電流信号を第４の電圧信号に変換して出力し，
   前記第２の電流−電圧変換器及び前記第３の電流−電圧変換器には第１の基準電圧が印加され，前記第１の電流−電圧変換器及び前記第４の電流−電圧変換器には前記第１の基準電圧より大きい第２の基準電圧が印加されることにより，前記第１の光検出器，前記第２の光検出器，前記第３の光検出器及び前記第４の光検出器に前記第２の基準電圧と前記第１の基準電圧との差分の大きさの逆バイアス電圧が印加されることを特徴とする光信号検出回路。
2. 請求項１記載の光信号検出回路において，前記第１の電圧信号と前記第４の電圧信号とを加算して第１のＲＦ信号を出力する第１の加算器及び／又は前記第２の電圧信号と前記第３の電圧信号とを加算して第２のＲＦ信号を出力する第２の加算器を備えたことを特徴とする光信号検出回路。
3. 情報記録層を有する光ディスクと，
   前記光ディスクを駆動する駆動部と，
   レーザ光を発生するレーザ光源と，
   前記レーザ光を前記光ディスクの情報記録層に集光して照射するための対物レンズと，
   前記対物レンズを前記情報記録層に垂直な方向に駆動するためのフォーカスアクチュエータと，
   前記対物レンズを前記光ディスクの半径方向に駆動するためのトラッキングアクチュエータと，
   請求項２記載の光信号検出回路と，
   前記第２の電圧信号と前記第３の電圧信号とから非点収差法に基づくフォーカス誤差信号を生成し，前記第１の電圧信号と前記第４の電圧信号とからプッシュプル法に基づくトラッキング誤差信号を生成し，前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とから第３のＲＦ信号を生成する信号生成回路と，
   前記第３のＲＦ信号からデータを復号する復号回路とを備え，
   前記４分割光検出器は前記情報記録層で反射した前記レーザ光を受光し，
   前記フォーカスアクチュエータは前記フォーカス誤差信号に基づいて制御され，前記トラッキングアクチュエータは前記トラッキング誤差信号に基づいて制御されることを特徴とする情報再生装置。
4. 情報記録層を有する光ディスクと，
   レーザ光を発生するレーザ光源と，
   前記レーザ光を前記光ディスクの情報記録層に集光して照射するための対物レンズと，
   前記対物レンズを前記情報記録層に垂直な方向に駆動するためのフォーカスアクチュエータと，
   前記対物レンズを前記光ディスクの半径方向に駆動するためのトラッキングアクチュエータと，
   請求項２記載の光信号検出回路と，
   前記第２の電圧信号と前記第３の電圧信号とから非点収差法に基づくフォーカス誤差信号を生成し，前記第２の電圧信号と前記第３の電圧信号とからＤＰＤ法に基づくトラッキング誤差信号を生成し，前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とから第３のＲＦ信号を生成する信号生成回路と，
   前記第３のＲＦ信号からデータを復号する復号回路とを備え，
   前記４分割光検出器は前記情報記録層で反射した前記レーザ光を受光し，
   前記フォーカスアクチュエータは前記フォーカス誤差信号に基づいて制御され，前記トラッキングアクチュエータは前記トラッキング誤差信号に基づいて制御されることを特徴とする情報再生装置。
5. 請求項２記載の光信号検出回路と，
   前記光信号検出回路及び前記加算器に電源電圧を印加するための電源端子と，
   グラウンド端子と，
   前記第１の基準電圧を印加するための第１の基準電圧端子と，
   前記第２の基準電圧を印加するための第２の基準電圧端子と，
   前記第１の電圧信号を出力する端子と，
   前記第２の電圧信号を出力する端子と，
   前記第３の電圧信号を出力する端子と，
   前記第４の電圧信号を出力する端子と，
   前記第１のＲＦ信号を出力する端子と，
   前記第２のＲＦ信号を出力する端子と，
   を少なくとも備えたことを特徴とする光電子集積回路。

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