JP4957574B2 - 回転機の制御装置及び回転機の制御システム - Google Patents

Description

本発明は、回転機を直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を複数備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記回転機を制御する回転機の制御装置、及び回転機の制御システムに関する。

この種の制御装置としては、例えば３相インバータを操作することで３相回転機を制御するものがある。こうした制御装置にあっては、通常、回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係に基づくＰＷＭ制御によって、インバータの各相のスイッチング素子を操作する。ただし、指令電圧がインバータの入力電圧を超えると、ＰＷＭ制御による制御性が低下することから、所定の条件下、矩形波制御を行うことも周知である。

ここで、上記ＰＷＭ制御時には、複数相のスイッチング素子の操作状態が同時に切り替えられる事態が生じ得る。そして、この場合には、単一の相のスイッチング素子の操作状態が切り替えられる場合と比較して、サージが増大することが知られている。そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、任意の相のスイッチング素子の操作状態の切替タイミングをずらすことで、複数相のスイッチング素子の操作状態が同時に切り替えられる事態を回避することも提案されている。これにより、複数相のスイッチング素子の操作状態が同時に切り替えられることに起因するサージの増大を抑制することができる。
国際公開第２００５／０８１３８９号パンフレット

ところで、上記のようにスイッチング素子の操作状態の切替タイミングをずらす場合には、インバータの出力電圧が指令電圧からずれるおそれがある。また、このような処理を行うことで、制御装置が複雑化することも無視できない。

一方、近年、互いに出力軸が接続された２つの回転機及び内燃機関を搭載するパラレルシリーズハイブリッド車が実用化されている。こうしたシステムにおいては、通常、各回転機に接続されるインバータが互いに入力端子を共有化して構成されている。このため、異なるインバータ間で、スイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングが一致することに起因してサージが増大するおそれがある。

これに対し、上記従来技術を適用する場合、インバータの出力電圧が指令電圧からずれたり、制御装置が複雑化したりするおそれがあることについては、上述したとおりである。更に、上記システムの場合、回転機の少なくとも一方において矩形波制御がなされている状況下、異なるインバータ間で、スイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングが一致する事態も生じ得る。ここで、矩形波制御のなされている回転機に接続されるスイッチング素子の操作状態の切替タイミングを変更する場合には、ＰＷＭ制御時以上に制御性が低下するおそれがある。これは、矩形波制御時には、スイッチングタイミングが、回転機のトルクを制御するための直接の操作量となるからである。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機を直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を複数備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記回転機を制御するに際し、サージをより適切に抑制することのできる回転機の制御装置及び回転機の制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機を直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を複数備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記回転機を制御する回転機の制御装置において、前記回転機の電圧利用率が規定値を上回ることに基づき、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段を備えることを特徴とする。

例えば矩形波制御がなされているときや、過変調制御がなされているとき、更には、瞬時電流値制御が高回転速度領域でなされることで矩形波制御に近似するとき等には、電圧利用率が高くなる。そして、この場合には、スイッチング状態の切り替えタイミングが回転機のトルクと強い相関を有する傾向にある。このため、この場合には、スイッチング状態の切り替えタイミングをずらすとトルクの制御性が低下する。また、正弦波ＰＷＭ制御等と比較して、スイッチング状態の継続時間が長くなる現象が見られる一方、極めて短時間の間にスイッチング状態が切り替わった後に再度もとの状態となる現象も見られることがある。そしてこのように短時間の間にスイッチング状態が２度も切り替わる場合には、そのタイミングをずらす制御が特に困難となる。

一方、スイッチング状態の切り替えに伴って生じるサージは、スイッチング状態の切り替え速度が大きいほど大きくなる。上記発明では、この点に鑑み、電圧利用率が規定値を上回ることに基づきスイッチング状態の切替速度を低下させることで、トルクの変動や制御の複雑化を極力抑制しつつも、複数の直列接続体で同時にスイッチング状態の切り替えがなされる際のサージを適切に低減させることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記回転機が複数からなり、前記電力変換回路は、前記複数の回転機のそれぞれを前記直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成され、前記低下手段は、前記複数の回転機のそれぞれについて、その電圧利用率が規定値を上回ることに基づき、これに接続される前記スイッチング素子の切替速度を低下させることを特徴とする。

上記発明では、複数の回転機を備えるため、互いに相違する回転機に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミング同士が重なることによっても、サージが増大する。しかも、特定の回転機の制御に際して別の回転機に接続されるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングを把握したり、このタイミングを特定の回転機の制御に反映させたりすることは、困難である。この点、上記発明では、電圧利用率が規定値を上回ることに基づき、スイッチング素子の切替速度を低下させることで、このスイッチング素子の切り替えに伴うサージを低減することができる。このため、少なくとも電圧利用率が規定値以上となるものがある場合には、スイッチング素子の切り替えタイミングが重なったとしても、サージの増大を抑制することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記複数の回転機のそれぞれに接続される前記スイッチング素子を操作するための互いに相違する複数の処理のそれぞれの中から前記回転機の運転状態に応じて選択した処理を行う処理手段を更に備え、前記低下手段は、前記複数の処理のいずれによって前記スイッチング素子が操作されているかに基づき、前記切替速度を低下させることを特徴とする。

上記複数の処理は、通常、電圧利用率が互いに相違する傾向にある。この点、上記発明では、いずれの処理がなされているかに基づき切り替え速度を低下させることで、切り替え速度を低下させることが適切な処理を適切に選択することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記処理手段は、前記回転機の電気角の一周期に前記高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を各１回オン状態とする矩形波制御を行う矩形波制御手段を備え、前記低下手段は、前記矩形波制御のなされている回転機に接続される前記スイッチング素子の前記切替速度を低下させることを特徴とする。

矩形波制御時には、スイッチング状態の切り替えタイミングが回転機のトルクと強い相関を有する。このため、スイッチング状態の切り替えタイミングをずらすとトルクの制御性が低下する。例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの双方をシフトさせる場合には、電力変換回路によって回転機に印加される電圧の位相がずれ、この位相によって回転機に流れる電流の位相や振幅が定まるために、回転機のトルクが変化する。また例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれか一方のタイミングをずらした場合、オン状態の継続時間とオフ状態の継続時間とが不均一化することで、回転機に流れる電流に低次高調波が重畳し、トルク変動が発生する。したがって、矩形波制御におけるスイッチング状態の切替タイミングをずらすことによって、複数のスイッチング素子の同時切替を回避することは適切でない。一方、矩形波制御にあっては、スイッチング頻度が低下するために、スイッチング状態の切り替えに伴う電力損失（スイッチング損失）は、他の処理と比較して抑制できる傾向にある。このため、矩形波制御においてスイッチング状態の切替速度を低下させることでスイッチング損失が増大したとしても、他の処理において切替速度を低下させるよりもスイッチング損失の増大量は少ないと考えられる。この点、上記発明では、切替速度の低下処理を好適に行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項３又は４記載の発明において、前記処理手段は、前記回転機に対する指令電圧に基づき、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ処理手段を更に備え、前記ＰＷＭ処理手段は、前記指令電圧のピーク値が前記電源電圧の「１／２」を上回る場合に、前記指令電圧に対する前記回転機への実際の印加電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子を操作する過変調処理手段を備え、前記低下手段は、前記過変調処理手段の処理がなされている回転機に接続される前記スイッチング素子の前記切替速度を低下させることを特徴とする。

過変調処理時には、例えば正弦波ＰＷＭ制御等と比較して、スイッチング状態の継続時間が長くなる現象が見られる一方、極めて短時間の間にスイッチング状態が切り替わった後に再度もとの状態となる現象も見られる。そしてこのように短時間の間にスイッチング状態が２度も切り替わる場合には、そのタイミングをずらす制御が特に困難となる。更に、過変調処理時には、スイッチング状態の切り替えタイミングが回転機のトルクと強い相関を有する傾向にある。このため、この場合には、スイッチング状態の切り替えタイミングをずらすとトルクの制御性が低下する。したがって、過変調処理におけるスイッチング状態の切替タイミングをずらすことによって、複数のスイッチング素子の同時切替を回避することは適切でない。一方、過変調処理時においては、例えば変調率が「１」以下のＰＷＭ処理時等と比較して、スイッチング状態の切替頻度は低下する傾向にある。このため、スイッチング状態の切替速度を低下させることでスイッチング損失が増大したとしても、スイッチング損失の増大量は少ないと考えられる。この点、上記発明では、切替速度の低下処理を好適に行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記低下手段は、前記回転機の回転速度及びトルクに基づき、前記切替速度を低下させる処理を行うことを特徴とする。

例えば永久磁石を有する回転機等、逆起電力が生じる回転機にあっては、回転機の回転速度が高いほど、回転機に逆起電力が生じやすくなるため、これに打ち勝つような電圧を印加すべく電圧利用率を増大させる要求が生じる傾向にある。また、回転機のトルクを増大させるべく電流を増大させるためにも、電圧利用率を増大させる要求が生じる傾向にある。この点、上記発明では、電圧利用率と相関を有するパラメータである回転速度及びトルクに基づき、電圧利用率が規定値以上であるか否かを把握しつつ、切替速度を低下させることができる。また、本発明が上記請求項３記載の発明特定事項を有する場合、上記処理手段は通常いずれの処理を用いるかを回転速度及びトルクに基づき算出するため、いずれの処理がなされているか否かに基づく切替速度の低下処理を適切に行うこともできる。

請求項７記載の発明は、複数の回転機のそれぞれを直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記複数の回転機を制御する回転機の制御装置において、前記複数の回転機のうち、矩形波制御がなされているものについて、これに接続される前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、複数の回転機を備えるため、互いに相違する回転機に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミング同士が重なることによって、サージが増大する。ここで、矩形波制御時には、スイッチング状態の切り替えタイミングが回転機のトルクと強い相関を有するため、スイッチング状態の切り替えタイミングをずらすとトルクの制御性が低下する。例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの双方をシフトさせる場合には、電力変換回路によって回転機に印加される電圧の位相がずれ、この位相によって回転機に流れる電流の位相や振幅が定まるために、回転機のトルクが変化する。また例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれか一方のタイミングをずらした場合、オン状態の継続時間とオフ状態の継続時間とが不均一化することで、回転機に流れる電流に低次高調波が重畳し、トルク変動が発生する。したがって、サージの増大を抑制すべく、矩形波制御におけるスイッチング状態の切替タイミングをずらすことによって、複数のスイッチング素子の同時切替を回避することは適切でない。

一方、スイッチング状態の切り替えに伴って生じるサージは、スイッチング状態の切り替え速度が小さいほど小さくなる。ただし、スイッチング状態の切替速度が小さいほど、スイッチング状態の切り替えに伴う電力損失（スイッチング損失）は大きくなる。しかし、矩形波制御にあっては、スイッチング頻度が低下するために、スイッチング損失は、他の処理と比較して抑制できる傾向にある。このため、矩形波制御においてスイッチング状態の切替速度を低下させることでスイッチング損失が増大したとしても、他の処理において切替速度を低下させるよりもスイッチング損失の増大量は少ないと考えられる。この点、上記発明では、切替速度の低下処理を好適に行うことができ、ひいてはサージを適切に抑制することができる。

請求項８記載の発明は、複数の回転機のそれぞれを直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記複数の回転機を制御する回転機の制御装置において、前記回転機に対する指令電圧に基づき、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子を操作して且つ、前記指令電圧のピーク値が前記電源電圧の「１／２」を上回る場合に、前記指令電圧に対する前記回転機への実際の印加電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子を操作する過変調処理手段を備えるＰＷＭ処理手段と、前記複数の回転機のうち、前記過変調処理手段の処理がなされているものについて、これに接続される前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、複数の回転機を備えるため、互いに相違する回転機に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミング同士が重なることによって、サージが増大する。ここで、過変調処理時には、例えば正弦波ＰＷＭ制御等と比較して、スイッチング状態の継続時間が長くなる現象が見られる一方、極めて短時間の間にスイッチング状態が切り替わった後に再度もとの状態となる現象も見られる。そしてこのように短時間の間にスイッチング状態が２度も切り替わる場合には、そのタイミングをずらす制御が特に困難となる。更に、過変調処理時には、スイッチング状態の切り替えタイミングが回転機のトルクと強い相関を有する傾向にある。このため、この場合には、スイッチング状態の切り替えタイミングをずらすとトルクの制御性が低下する。したがって、過変調処理におけるスイッチング状態の切替タイミングをずらすことによって、複数のスイッチング素子の同時切替を回避することは適切でない。

一方、スイッチング状態の切り替えに伴って生じるサージは、スイッチング状態の切り替え速度が小さいほど小さくなる。ただし、スイッチング状態の切替速度が小さいほど、スイッチング状態の切り替えに伴う電力損失（スイッチング損失）は大きくなる。ここで、過変調処理時においては、例えば変調率が「１」以下のＰＷＭ処理時等と比較して、スイッチング状態の切替頻度は低下する傾向にある。このため、スイッチング状態の切替速度を低下させることでスイッチング損失が増大したとしても、スイッチング損失の増大量は少ないと考えられる。この点、上記発明では、切替速度の低下処理を好適に行うことができ、ひいてはサージを適切に抑制することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記低下手段は、少なくとも前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切替速度を低下させることを特徴とする。

複数のスイッチング素子のスイッチング状態が同時に切り替えられることに起因したサージを上記切替速度の低下によって抑制する効果は、オン状態からオフ状態への切り替えに際して行う場合に特に顕著となりやすい。このため、上記発明では、請求項１〜８記載の発明の適用価値が特に高い。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をパラレル・シリーズハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。

図示される第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２は、いずれも３相回転機である。これら第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２は、それぞれインバータＩＶ１，ＩＶ２及びコンバータＣＶを介して、直流電源としての高圧バッテリ２２に接続されている。上記インバータＩＶ１，ＩＶ２及びコンバータＣＶ間には、コンデンサ２４が接続されている。

上記インバータＩＶ１、ＩＶ２は、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ及びスイッチング素子Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ及びスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体とを備えている。そして、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２のＵ相、Ｖ相及びＷ相は、それぞれ、対応するインバータＩＶ１，ＩＶ２のスイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直列接続体の接続点、スイッチング素子Ｓｖｐ及びスイッチング素子Ｓｖｎの直列接続体の接続点、並びにスイッチング素子Ｓｗｐ及びスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体の接続点に接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されており、これらにはダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎがそれぞれ逆並列に接続されている。

一方、制御装置３０は、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２を制御対象とする制御装置である。制御装置３０は、図１に示すシステム内の各種状態量を検出するセンサの検出値や、ユーザの要求を検出するセンサの検出値等を取り込み、これらに基づき、インバータＩＶ１，ＩＶ２及びコンバータＣＶを操作すべく、操作信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１，ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２や操作信号ｇｃｖを出力する。

これら操作信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１，ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２や操作信号ｇｃｖは、駆動回路２０、２６に取り込まれる。駆動回路２０は、上記インバータＩＶ１，ＩＶ２の各相毎に設けられており、これら各相のスイッチング素子の導通制御端子（ゲート）に接続される。また、駆動回路２６は、コンバータＣＶのスイッチング素子に接続されている。

ここで、駆動回路２０は、操作信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１，ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２のそれぞれを入力として、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのそれぞれを駆動する駆動信号と、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれを駆動する駆動信号とを生成する。更に、駆動回路２０は、制御装置３０から、駆動対象とするスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を変更するための切替速度指令信号ｓｃ１、ｓｃ２が入力されることで、切替速度を可変とする。

ここで、切替速度とは、図２に示す切替時間Δｔｏｎ及び切替時間Δｔｏｆｆによって定義されるものである。切替時間Δｔｏｎは、２値信号である操作信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１，ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２の論理値の反転によって、オフ状態からオン状態への切り替えが指令された時点から、スイッチング素子の入出力端子間の電圧（コレクタ及びベース間の電圧Ｖｃｅ）が、スイッチング素子の導通状態時における安定した値に低下するまでの時間である。また、切替時間Δｔｏｆｆは、２値信号である操作信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１，ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２の論理値の反転によって、オン状態からオフ状態への切り替えが指令された時点から、スイッチング素子の入出力端子間の電圧（コレクタ及びベース間の電圧Ｖｃｅ）が、スイッチング素子の遮断状態時における安定した値に上昇するまでの時間である。これら切替時間Δｔｏｎ，Δｔｏｆｆが短いほど切替速度は速いことを意味する。

図３に、切替速度の可変機能を実現する構成を示す。なお、図３では、スイッチング素子Ｓｕｐを駆動する部分を例示するが、他のスイッチング素子を駆動する部分の構成についても同様である。

駆動回路２０は、スイッチング素子Ｓｕｐをオン状態とするためのゲートの電荷（ここでは、正の電荷）を充電するための電源４０をゲートと導通可能とする。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕｐのゲートと電源４０とは、スイッチング素子４４と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（トランジスタ４６）とを備えて構成される充電経路によって接続されている。また、駆動回路２０は、スイッチング素子Ｓｕｐをオン状態とするための上記電荷を接地４２へと放電可能とする。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕｐのゲートと接地４２とは、スイッチング素子５０と、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（トランジスタ４８）とを備えて構成される放電経路によって接続されている。なお、接地４２は、スイッチング素子Ｓｕｐのエミッタと同電位とされるものである。

上記スイッチング素子４４，５０は、上述した駆動信号に基づき駆動される。これにより、スイッチング素子Ｓｕｐをオン操作する際には、スイッチング素子４４がオン状態とされて且つスイッチング素子５０がオフ状態とされる。また、スイッチング素子Ｓｕｐをオフ操作する際には、スイッチング素子４４がオフ状態とされて且つスイッチング素子５０がオン状態とされる。

一方、トランジスタ４６，４８は、上記充電経路や放電経路を介して流れる電流を制限するためのものである。この電流の制限度合いは、電流可変回路５２によって調節される。電流可変回路５２は、トランジスタ４６，４８のベースに出力される電流量を調節することで、トランジスタの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）を介して流れる電流量を調節する。すなわち、トランジスタ４６のベース側へと流れる正の電流量を増大させることで、トランジスタ４６の入出力端子間を流れる電流量を増大させ、また、トランジスタ４６のベース側へと流れる正の電流量を減少させることで、トランジスタ４６の入出力端子間を流れる電流量を減少させる。また、トランジスタ４８のベースから電流可変回路５２へと引き込まれる電流量（トランジスタ４８のベースへ流れる負の電流量）を増大させることで、トランジスタ４８の入出力端子間を流れる電流量を増大させ、トランジスタ４８のベースへと流れる負の電流量を減少させることで、トランジスタ４８の入出力端子間を流れる電流量を減少させる。なお、図３では、これらトランジスタ４６，４８のベースと電流可変回路５２とを接続する信号線を一本のみ示しているが、トランジスタ４６のベースへ流れる正の電流量を調節する信号線と、トランジスタ４８のベースへ流れる負の電流量を調節する信号線とを各別としてもよい。

こうした構成において、上記電流可変回路５２では、上記切替速度指令信号ｓｃ１、ｓｃ２に基づき、上記ベース電流を調節し、ひいてはスイッチング状態の切替速度を調節すする。すなわち、電源４０からスイッチング素子Ｓｕｐへと流入する電流量を制限することで、スイッチング素子Ｓｕｐがオフ状態からオン状態へと切り替えられる際の切替速度を低下させる。これに対し、スイッチング素子Ｓｕｐから接地４２へと流出する電流量を制限することで、スイッチング素子Ｓｕｐのオン状態からオフ状態への切替速度を低下させる。

先の図１に示した制御装置３０では、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２を、要求トルクに基づき制御する。本実施形態では、特に、こうした制御を行うべく、ＰＷＭ制御及び矩形波制御を用いる。図４に、制御装置３０の行う処理のうち、特に上記ＰＷＭ制御及び矩形波制御に関する処理を示す。なお、本実施形態では、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の双方ともＰＷＭ制御及び矩形波制御によって制御されるものであるが、図４には、そのうちの一方に関する処理を代表して示す。

初めに、ＰＷＭ制御部について説明する。２相変換部６０では、モータジェネレータを流れる３相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、固定２相座標系の電流であるｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する。一方、指令電流設定部６２では、要求トルクＴｄに基づき、ｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを算出する。指令電圧設定部６４では、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃにフィードバック制御すべく、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを算出する。ここでは、指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差の比例積分制御に基づき指令電圧ｖｄｃを算出し、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｄとの差の比例積分制御に基づき指令電圧ｖｑｃを算出する。ただし、この際、非干渉化制御を行うべく、フィードフォワード制御を加味してもよい。

３相変換部６６では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。一方、ＰＷＭ信号生成部６８では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに基づき、操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ここでは、基本的には、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃのそれぞれとキャリアとの大小関係の比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御を行う。ただし、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの振幅が、コンバータＣＶの出力電圧の「１／２」を上回る場合、換言すれば変調率が「１」を超える場合には、過変調制御を行う。

詳しくは、本実施形態にかかる過変調制御は、変調率が「１」よりも大きい規定値（例えば「１．１５」）となることで、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに「１」よりも大きい補正係数を乗算して指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを増大補正するものである。これは、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの振動範囲がコンバータＣＶの出力電圧を上回ることに起因した印加電圧の不足分を補償するための処理である。すなわち、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを増大補正することで、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが正である場合には、キャリアを上回る期間を拡大し、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが負である場合には、キャリアを下回る期間を拡大することで、電圧利用率を向上させ、ひいては印加電圧の不足分を補償することができる。

詳しくは、本実施形態では、過変調制御時には、キャリアの規定数の周期とモータジェネレータの電気角の一周期とを同期させるいわゆる同期式ＰＷＭ制御を行う。これに対し、正弦波ＰＷＭ制御時には、所定の発振手段の周期に基づきキャリアの周期を定めるいわゆる非同期式ＰＷＭ制御を行う。なお、変調率が「１」を超えて且つ上記規定値未満である場合には、正弦波ＰＷＭ制御に代えて、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに３次高調波を重畳させたものを用いたＰＷＭ制御を行ってもよい。

上記ＰＷＭ制御による操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗは、実際には、マイクロコンピュータ（マイコン）のタイマ機能を利用して出力されるものである。すなわち、マイコンでは、例えば論理「Ｈ」となる時間をレジスタに書き込み、レジスタ値とタイマ値との一致に基づき、操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｈ」から論理「Ｌ」に切り替える。また、一周期に対応する時間をレジスタに書き込み、レジスタ値とタイマ値との一致に基づき、操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを論理「Ｌ」から論理「Ｈ」に切り替える。

次に、矩形波制御にかかる処理について説明する。

トルク推定部７０では、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータのトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。位相設定部７２では、推定トルクＴｅと要求トルクＴｄとの差に基づき、モータジェネレータの各相について矩形波制御の位相φｕ，φｖ，φｗを設定する。この位相φｕ，φｖ，φｗは、モータジェネレータの一周期において、高電位側のスイッチング素子を各１回オン状態とするタイミング及びオフ状態とするタイミング、並びに低電位側のスイッチング素子を各１回オン状態とするタイミング及びオフ状態とするタイミングを設定するものである。一方、操作信号生成部７４では、位相φｕ，φｖ，φｗに基づき操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。

上記矩形波制御による操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗは、実際には、位相φｕ，φｖ，φｗに対応した回転角度と実際の回転角度θとの一致に基づき、論理値を反転させるようにして出力されるものである。

セレクタ８０は、ＰＷＭ制御を用いるか矩形波制御を用いるかを選択する部分である。切替制御部８２では、要求トルクＴｄ及び回転速度ωに基づき、セレクタ８０を操作することで、ＰＷＭ制御部の操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗ及び矩形波制御部の操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗのいずれかを選択する。なお、図４では、便宜上、ＰＷＭ制御部及び矩形波制御部のそれぞれが操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成した後、そのいずれかを選択するように模式的に記載しているが、実際には、いずれにより操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗの生成処理を実行するかを選択するものとすることが望ましい。

図５に、本実施形態にかかる制御の切替態様を示す。図示されるように、回転速度が所定以下である領域においては、正弦波ＰＷＭ制御がなされる。これに対し、回転速度が規定速度以上となる場合には、過変調制御がなされる。ここで、規定速度はトルクが大きくなるほど低くなる。そして、変調率が「１．２７」となることで、矩形波制御がなされる。これは、変調率が「１．２７」以上となるとＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが理論的に知られているからである。

ところで、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの操作状態の切り替えに際しては、直流母線（インバータＩＶ１，ＩＶ２の高電位側入力端子の接続される線、及びグランドライン）間に、サージが生じることが知られている。ここで、オン状態からオフ状態への切り替えに際しては、コレクタ電流の低下に応じてサージが生じる。また、高電位側及び低電位側のスイッチング素子のいずれか一方のオフ状態からオン状態への切り替えに際しては、他方に逆並列に接続されたダイオードのリカバリ電流によってサージが生じる。そしてこれらサージは、インバータＩＶ１，ＩＶ２の直流母線が互いに接続されているために、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎからなる６つの直列接続体のうちの複数で同時にスイッチング状態が切り替えられる際には、特に大きくなる。

ここで、同時の切り替えを回避すべく、特定の直列接続体のスイッチングタイミングをずらす場合には、モータジェネレータの制御性の低下を招くおそれがある。特に第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の少なくとも一方で矩形波制御がなされている場合には、そのタイミングをずらすことは、トルクの制御性の低下を招くおそれがある。これは、矩形波制御においては、スイッチング状態の切り替えタイミングがトルクを調節する直接のパラメータとなっているからである。このため、例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの双方をシフトさせる場合には、モータジェネレータ１０，１２に印加される電圧の位相がずれ、この位相によってモータジェネレータ１０，１２に流れる電流の位相や振幅が定まるために、モータジェネレータ１０，１２のトルクが変化する。また例えば、オン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれか一方のタイミングをずらした場合、オン状態の継続時間とオフ状態の継続時間とが不均一化することで、モータジェネレータ１０，１２に流れる電流に低次高調波が重畳し、トルク変動が発生する。

更に、例えば第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の一方で矩形波制御がなされて且つ他方でＰＷＭ制御がなされている場合には、互いのモータジェネレータのスイッチングタイミングを把握することが特に困難となる。これは、ＰＷＭ制御ではタイマ機能に基づき操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗが生成される一方、矩形波制御では回転角度が位相φｕ，φｖ，φｗに対応する角度となったか否かの判断に基づき操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗが生成されることによる。

このため、本実施形態では、スイッチング状態の切り替えタイミングが一致した場合であってもサージが過度に大きくなることを回避すべく、所定の条件下、スイッチング状態の切替速度を低下させる処理を行う。ただし、切替速度を低下させる場合には、切り替えに伴う電力損失（スイッチング損失）が増大する。ここで、ＰＷＭ制御においては、スイッチング状態の切り替え頻度が高いため、スイッチング損失が増大する場合には、発熱量の増大に起因してインバータＩＶ１，ＩＶ２の信頼性の低下を招くおそれがある。そこで、本実施形態では、矩形波制御に限って切り替え速度を低下させる。

図６に、本実施形態にかかる切替速度の低下処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１モータジェネレータ１０で矩形波制御がなされているか否かを判断する。そして、矩形波制御がなされている場合、ステップＳ１２においてインバータＩＶ１のスイッチング状態の切替速度を低下させる。すなわち、上記切替速度指令信号ｓｃ１によって、インバータＩＶ１に接続された駆動回路２０に対し、切替速度を低下させる指令を出力する。

上記ステップＳ１２の処理が完了する場合やステップＳ１０において否定判断される場合には、ステップＳ１４に移行する。ステップＳ１４においては、第２モータジェネレータ１２において矩形波制御がなされているか否かを判断する。そして、矩形波制御がなされていると判断される場合には、ステップＳ１６において、インバータＩＶ２のスイッチング状態の切替速度を低下させる。なお、ステップＳ１６の処理が完了する場合やステップＳ１４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、矩形波制御がなされている場合に限ってスイッチング状態の切替速度を低下させることで、インバータＩＶ１及びインバータＩＶ２間でスイッチング状態の切替タイミングが一致する場合であっても、サージを好適に低減することができる。特に、図７に示されるように、矩形波制御では、電気角の一周期にオン状態からオフ状態への切り替えとオフ状態からオン状態への切り替えの双方がそれぞれ一回ずつなされるに過ぎないため、切替速度を同一とした場合には正弦波ＰＷＭ制御時と比較してスイッチング損失が十分小さい。このため、矩形波制御時において切替速度を低下させることでスイッチング損失が増大したとしても、単位時間当たりの発熱量をＰＷＭ制御によるものに比較して低減することができる。したがって、各スイッチング素子として、正弦波ＰＷＭ制御時における発熱の最大値に基づきこれに耐え得るように熱設計されたＩＧＢＴを用いた場合であっても、矩形波制御における発熱に起因してスイッチング素子の信頼性が低下することを回避することができる。

ちなみに、本実施形態では、矩形波制御時の一回転周期が「数百〜千数百μｓ」であるのに対し、スイッチング状態の切替速度は、「数百ｎｓ」程度である。このため、スイッチング状態の切替速度を「数百ｎｓ」の範囲で低下させたとしても、これによる位相ずれは無視でき、トルクの制御性の低下を招くことはない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２のうち、矩形波制御がなされているものについて、これに接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を低下させた。これにより、矩形波制御がなされている場合について、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の制御性を維持しつつも、サージを適切に抑制することができる。

（２）ＰＷＭ制御時においては、マイコンのタイマ割り込み機能を利用して操作信号ｇｕ、ｇｖ、ｇｗを出力する一方、矩形波制御時においては、回転角度の検出値に基づき操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを出力した。この場合、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが併用されている場合においては、特に互いのスイッチングタイミングを把握しにくいため、本発明の利用価値が高くなっている。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に、図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、過変調制御時においてもスイッチング状態の切替速度を低下させる。これは、過変調制御時には、正弦波ＰＷＭ制御時と比較してスイッチング頻度が低いために切替速度を低下させてもスイッチング損失はさほど大きくならない一方、２つのインバータＩＶ１，ＩＶ２間で同時にスイッチング状態の切り替えがなされるのを回避することが次の２つの理由により困難であることによる。まず第１に、過変調制御時において変調率が矩形波制御への切り替え閾値である「１．２７」に近似する場合、過変調制御によるスイッチング態様は、矩形波制御のスイッチング態様に近似する。このため、この際には、スイッチングタイミングとトルクとの相関が大きくなっていると考えられる。また第２に、過変調制御時には、正弦波ＰＷＭ制御等と比較して、スイッチング状態の継続時間が長くなる現象が見られる一方、極めて短時間の間にスイッチング状態が切り替わった後に再度もとの状態となる現象も見られる。そしてこのように短時間の間にスイッチング状態が２度も切り替わる場合には、そのタイミングをずらす制御等のサージ低減対策を採ることが特に困難となる。

図８に、本実施形態にかかる切替速度の低下処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、第１モータジェネレータ１０で過変調制御がなされているか否かを判断する。そして、過変調制御がなされている場合、ステップＳ２２においてインバータＩＶ１のスイッチング状態の切替速度を低下させる。ステップＳ２２の処理が完了する場合やステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。ステップＳ２４においては、第２モータジェネレータ１２において過変調制御がなされているか否かを判断する。そして、過変調制御がなされていると判断される場合には、ステップＳ２６において、インバータＩＶ２のスイッチング状態の切替速度を低下させる。なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合やステップＳ２４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

なお、上記切替速度を低下させる度合いは、矩形波制御時におけるものと相違させてもよい。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（３）第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２のうち、過変調処理手段の処理がなされているものについて、これに接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を低下させた。これにより、過変調制御がなされている場合において、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の制御性を維持しつつも、サージを適切に抑制することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に、図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第１モータジェネレータ１０や第２モータジェネレータ１２の回転速度とトルクとに基づき、スイッチング状態の切替速度の低下にかかる処理を行う。

図９に、本実施形態にかかる切替速度の低下処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、第１モータジェネレータ１０の回転速度Ｎ１が規定速度Ｎｔｈ１以上であるか否かを判断する。ここで、規定速度Ｎｔｈ１は、第１モータジェネレータ１０に対する要求トルクＴｄが大きくなるほど小さく設定する。ここでは、矩形波制御や過変調制御がなされている等、電圧利用率が大きくなると想定される運転状態にあるか否かが判断されている。これは、電圧利用率が大きくなる場合には、（ア）スイッチングタイミングとトルクとの相関が大きくなっている状況、（イ）スイッチング状態の継続時間が長くなる現象が見られる一方、極めて短時間の間にスイッチング状態が切り替わった後に再度もとの状態となる現象も生じる状況、のいずれかが生じていると考えられることによる。そして、規定速度Ｎｔｈ１以上であると判断される場合には、ステップＳ３２において、インバータＩＶ１のスイッチング状態の切替速度を低下させる。

一方、上記ステップＳ３２の処理が完了する場合やステップＳ３０において否定判断される場合には、ステップＳ３４に移行する。ステップＳ３４においては、第２モータジェネレータ１２の回転速度Ｎ２が規定速度Ｎｔｈ２以上であるか否かを判断する。ここでも、規定速度Ｎｔｈ２は、第２モータジェネレータ１２に対する要求トルクＴｄが大きくなるほど小さく設定する。そして、規定速度Ｎｔｈ２以上である場合には、ステップＳ３６において、インバータＩＶ２のスイッチング状態の切替速度を低下させる。なお、ステップＳ３６の処理が完了する場合やステップＳ３４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（４）第１モータジェネレータ１０や第２モータジェネレータ１２の回転速度及びトルクに基づき、切替速度を低下させた。これにより、電圧利用率が大きくなると想定される運転状態において、第１モータジェネレータ１０及び第２モータジェネレータ１２の制御性を維持しつつも、サージを適切に抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に、図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかる切替速度の低下処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、第１モータジェネレータ１０側で矩形波制御がなされているか否かを判断する。そして、矩形波制御がなされていない場合には、ステップＳ４２において、スイッチング素子を流れる電流に基づき切替速度を設定する。具体的には、オフ状態からオン状態への切替速度（ターンオン速度）に関しては、電流が増大するにつれて切替速度を一旦低下させた後上昇させる。これは、電流の増加に対してサージは一旦増大した後減少することに鑑みてなされるものである。これに対し、オン状態からオフ状態への切替速度（ターンオフ速度）に関しては、電流が増大するにつれて切替速度を低下させる。これは、電流が増加するにつれてサージが大きくなることに鑑みてなされるものである。なお、電流に基づく切替速度の設定は、駆動回路２０内にて行うことが望ましい。

これに対し、上記ステップＳ４０において矩形波制御時であると判断される場合には、ステップＳ４４において、スイッチング素子を流れる電流に基づき設定される切替速度をオフセット補正することで、その切替速度を上記ステップＳ４２におけるものよりも低下させる。

上記ステップＳ４２、Ｓ４４の処理が完了する場合には、ステップＳ４６において、第２モータジェネレータ１２側で矩形波制御がなされているか否かを判断する。そして、なされているか否かに応じて、ステップＳ４８、Ｓ５０において、上記ステップＳ４２、Ｓ４４と同様の処理を行う。

以上説明した本実施形態によれば、切替速度を設定するに際しスイッチング素子を流れる電流を加味することで、サージをいっそう適切に低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第４の実施形態の変更点によって、上記第３の実施形態を変更してもよい。

・上記第２の実施形態において、過変調制御においてもスイッチング状態の切替速度を低下させるに際し、上記第４の実施形態の要領で、該当するスイッチング素子を流れる電流に基づき切替速度を設定してもよい。

・上記第３の実施形態において、要求トルクＴｄに代えて、推定トルクＴｅを用いてもよい。

・上記第４の実施形態において、サージが温度に依存することに鑑み、更に温度に応じて切替速度を可変としてもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えとオフ状態からオン状態への切り替えの双方において切替速度を低下させる処理を行ったが、これに限らず、いずれか一方であってもよい。ここでは、オン状態からオフ状態への切替速度を低下させる処理を行うことが特に望ましい。

・スイッチング素子を操作するための互いに相違する複数の処理としては、正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御、矩形波制御に限らない。例えば、モータジェネレータ１０，１２の相電流が３相の指令電流に基づく許容領域から外れることでスイッチング状態を切り替える、いわゆる瞬時電流値制御を含めてもよい。この瞬時電流値制御は、相電流が許容領域から外れることをトリガとしてスイッチング状態を切り替えるものであるため、そのタイミングを変更することが困難である。このため、モータジェネレータ１０，１２のうちの一方で矩形波制御がなされ、他方で瞬時電流値制御がなされている場合には、矩形波制御がなされている方の切替速度を低下させることが有効である。更に、瞬時電流値制御がなされる場合であっても、高回転速度領域となるにつれて、実際のスイッチングが矩形波制御によるものに近づいてくる。そしてこの場合には、スイッチング状態の切替タイミングがトルクを調節する上で非常に重要となると考えられる。したがって、こうした状況においては、瞬時電流値制御のなされる方の切替速度についてもこれを低下させることが望ましい。一方、瞬時電流値制御によるスイッチングが矩形波制御に近似する状況にあっては、電圧利用率も高くなっていると考えられる。このため、電圧利用率が規定値以上である場合にスイッチング状態の切替速度を低下させることで、瞬時電流値制御によるスイッチングについても、適切に切替速度を低下させることができる。

・また、瞬時電流値制御時に限らず、任意の制御手法により制御がなされている状況下、電圧利用率を算出し、この算出された電圧利用率を直接利用して切替速度を低下させるか否かを判断してもよい。更に、変調率が規定値以上となる場合に切替速度を低下させてもよい。

・過変調制御としては、上記実施形態で例示した手法に基づくものに限らない。例えば、特開２００６−２３００７９号公報に記載されている手法に基づくものであってもよい。更に、非同期式のＰＷＭ制御によって過変調制御を行ってもよい。

・スイッチング状態の切替速度を低下させるための駆動回路としては、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば、スイッチング素子のゲートに接続される可変抵抗器を備えるものであってもよい。この場合、可変抵抗器の抵抗値を増大させることで、切替速度を低下させることができる。また、ゲートに印加する電圧を可変とする手段を備えるものであってもよい。この場合、例えば、スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切替において、切替速度を低下させない場合には、ゲート印加電圧を正から負に切り替えて且つ、切替速度を低下させる場合には、ゲート印加電圧を正からゼロに切り替える処理を行うことで、低下手段を実現することができる。また、例えば、スイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替については、切替速度を低下させない場合と比較して低下させる場合のゲート印加電圧を低下させる処理を行うことで、低下手段を実現することができる。

・本発明にかかる制御装置としては、２つの回転機を備えるシステムに適用されるものに限らず、例えば３つ以上の回転機を備えるものに適用してもよい。この場合であっても、互いの回転機に接続される電力変換回路の直流母線（直流電源の端子に電気的に接続される配線）が互いに電気的に接続されている場合には、複数の回転機のそれぞれに接続されるスイッチング素子のスイッチング状態が同時に切り替えられることで、サージが増大するため、本発明の適用は有効である。換言すれば、互いの回転機に接続される直列接続体を直流電源に接続する配線が互いに電気的に接続されている場合には、複数の回転機のそれぞれに接続されるスイッチング素子のスイッチング状態が同時に切り替えられることで、サージが増大するため、本発明の適用は有効である。更に、単一の多相回転機を備えるシステムであっても、例えば過変調処理時に複数相のスイッチング素子が同時に切り替えられる際のサージを抑制するためには、本発明の適用が有効である。

・また、ハイブリッド車に搭載されるものにも限らず、例えば、電気自動車に搭載されるものであってもよい。

・その他、ＰＷＭ制御としては、マイコンのタイマ出力機能を利用して行われるものに限らず、また、矩形波制御におけるスイッチング状態の切り替えについても、回転速度に基づき現在のタイミングから切り替えタイミングまでの所要時間を算出することで所要時間の経過時に行うものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 スイッチング状態の切替速度を定義するためのタイムチャート。 上記実施形態にかかる駆動回路の内部構成の一部を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の操作信号の生成処理に関するブロック図。 同実施形態にかかる制御モードの切替態様を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング速度制限処理の手順を示す流れ図。 正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御とのスイッチング損失量を比較する図。 第２の実施形態にかかるスイッチング速度制限処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるスイッチング速度制限処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるスイッチング速度制限処理の手順を示す流れ図。

符号の説明

１０…第１モータジェネレータ、１２…第２モータジェネレータ、２０…駆動回路、３０…制御装置、ＩＶ１，ＩＶ２…インバータ、ＣＶ…コンバータ（直流電源の一実施形態）、２２…高圧バッテリ。

Claims (10)

1. 回転機を直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を複数備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記回転機を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機の電圧利用率が規定値を上回ることに基づき、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記回転機が複数からなり、
   前記電力変換回路は、前記複数の回転機のそれぞれを前記直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び前記直流電源の負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成され、
   前記低下手段は、前記複数の回転機のそれぞれについて、その電圧利用率が規定値を上回ることに基づき、これに接続される前記スイッチング素子の切替速度を低下させることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記複数の回転機のそれぞれに接続される前記スイッチング素子を操作するための互いに相違する複数の処理のそれぞれの中から前記回転機の運転状態に応じて選択した処理を行う処理手段を更に備え、
   前記低下手段は、前記複数の処理のいずれによって前記スイッチング素子が操作されているかに基づき、前記切替速度を低下させることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記処理手段は、前記回転機の電気角の一周期に前記高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を各１回オン状態とする矩形波制御を行う矩形波制御手段を備え、
   前記低下手段は、前記矩形波制御のなされている回転機に接続される前記スイッチング素子の前記切替速度を低下させることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記処理手段は、前記回転機に対する指令電圧に基づき、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ処理手段を更に備え、
   前記ＰＷＭ処理手段は、前記指令電圧のピーク値が前記電源電圧の「１／２」を上回る場合に、前記指令電圧に対する前記回転機への実際の印加電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子を操作する過変調処理手段を備え、
   前記低下手段は、前記過変調処理手段の処理がなされている回転機に接続される前記スイッチング素子の前記切替速度を低下させることを特徴とする請求項３又は４記載の回転機の制御装置。
6. 前記低下手段は、前記回転機の回転速度及びトルクに基づき、前記切替速度を低下させる処理を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 複数の回転機のそれぞれを直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記複数の回転機を制御する回転機の制御装置において、
   前記複数の回転機のうち、矩形波制御がなされているものについて、これに接続される前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
8. 複数の回転機のそれぞれを直流電源の正極側に接続する高電位側スイッチング素子及び負極側に接続する低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路を操作することで、前記複数の回転機を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機に対する指令電圧に基づき、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子を操作して且つ、前記指令電圧のピーク値が前記電源電圧の「１／２」を上回る場合に、前記指令電圧に対する前記回転機への実際の印加電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子を操作する過変調処理手段を備えるＰＷＭ処理手段と、
   前記複数の回転機のうち、前記過変調処理手段の処理がなされているものについて、これに接続される前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えの少なくとも一方の切替速度を低下させる低下手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
9. 前記低下手段は、少なくとも前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切替速度を低下させることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

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