JP4691974B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法である。

従来技術として燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成が、特開２００２−１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。この例では、図１に示すようにバッテリーがＤＣＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。また、ＤＣＤＣコンバータを不要にした技術として、本願発明者らは先願（出願番号2004-200545号）において、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を開発している。
特開２００２−１１８９８１号公報（段落0004-0005、図１）

しかしながら、最初に挙げた例の構成においては、ＤＣＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはＤＣＤＣコンバータを通過するために損失が発生する。そこで本発明は、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を提供することを目的とする。
また、次に挙げた先願（出願番号2004-200545号）においては、電力変換装置のスイッチをオン・オフさせるときに極間短絡電流が流れるタイミングが発生する場合があるが、これを防ぐ方法については考慮されていなかった。そこで、本発明は、極間の短絡電流を防ぎ、スイッチの発熱を低減する極間短絡を防ぐ制御方法を提供することも目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による、電力変換装置の制御方法は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
電位の異なる極間経路の短絡を防止する短絡防止ステップ、
を含み、
前記短絡防止ステップは、
電位の異なる同極性の極間経路の短絡を防止するステップと、
前記電位の異なる同極性の極間経路の状態に基づき、電位の異なる異極性の極間経路の短絡を防止するステップとを含む、
ことを特徴とする。

また、第２の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記短絡防止ステップが、さらに、
電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチがともにオフする所定の時間を経過した後に前記複数のスイッチのいずれか一つをオフからオンへ切り換えるステップと、
前記電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチのオン信号に基づき、異なる極性の極間経路におけるスイッチのオン信号を生成するオン信号生成ステップとを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第３の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記オン信号生成ステップが、
電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチのオン信号の論理積の演算結果に基づき、前記異なる極性の極間経路におけるスイッチのオン信号を生成するステップを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第４の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記短絡防止ステップが、さらに、
前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号と、を論理演算し、前記論理演算上で複数のスイッチの同時オンを検出した際にオフ信号を出力するステップと、
前記出力されたオフ信号で、前記同時オンが検出された極間経路に置かれているスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第５の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記短絡防止ステップが、さらに
前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号を論理反転させた信号と、の論理積で生成した出力信号で、前記いずれか一つのスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第６の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記短絡防止ステップが、さらに
電位の異なる極間の電位差を求めるステップと、
前記電位差に基づき、短絡を防止すべき極間経路を選択する経路選択信号を生成するステップと、
前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、
前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号と前記経路選択信号との論理積を求めこれを論理反転させた出力信号と、の論理積で生成した出力信号で、前記いずれか一つのスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第７の発明による電力変換装置の制御方法は、
第一および第二の直流電源をそなえ、第一の直流電源の負極と、第二の直流電源の負極を接続し、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成して交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
交流の各相毎に、第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へのみ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかのスイッチをオフからオンへ切り換える第一の短絡防止時間生成ステップと、
交流の各相毎に、前記第二の直流電源の正極から第一直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源との間の正極のスイッチの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第二の短絡防止時間生成ステップと、
交流の各相毎に、第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチと、第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチがともにオンする際に、前記電力変換装置の出力端子と、第一の直流電源及び第二の直流電源のうちの少なくとも一つの負極との間のスイッチをオンさせるステップと、
を含むことを特徴とする。

また、上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、この方法をコンピュータで実行するプログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、第１の発明を装置で実現させると、電力変換装置の制御装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御装置であって、
電位の異なる極間経路の短絡を防止する短絡防止手段（回路）を含む、
ことを特徴とする。
なお、上述したような手順（ステップ）は、複数の論理回路（ＡＮＤ、ＮＯＴ、ＯＲ回路など）の組み合わせを利用して実現できるが、当業者によればこれらを等価変換した別構成の回路（等価回路）、論理演算を利用した手順でも実現可能であり、このような手順、或いは論理回路の組み合わせも本発明の範囲に入るものである。

第１の発明によれば、極間短絡を防止することができ、不要な短絡電流によるスイッチの発熱を防ぐことができる。
さらにまた、同極性の極間短絡防止の結果を用いて、異極性の極間短絡を防止するため、新たに異極性の極間短絡防止を生成する必要が無く、制御装置または制御回路を簡素化することが可能である。
さらにまた、第２の発明によれば、同極性の極間短絡防止のスイッチのオン信号を用いて、異極性の極間短絡のオン信号を生成するため、新たに異極性の極間短絡防止を生成する必要が無く、制御装置を簡素化することが可能である。
さらにまた、第３の発明によれば、同極性の極間短絡防止のスイッチのオン信号の論理積をもとに、異極性の極間短絡のオン信号を生成するため、新たに異極性の極間短絡防止を生成する必要が無く、制御装置を簡素化することが可能である。

さらにまた、第４の発明によれば、極間を短絡する駆動信号の組が入力された場合に、それらの組をオフ信号に置き換える事で、極間を短絡する電流を防止することができ、スイッチの発熱を増加させずにすむ。
さらにまた、第５の発明によれば、極間を短絡する駆動信号の組が入力された場合に、それらの組をオフ信号に置き換える事で、極間を短絡する電流を防止することができ、スイッチの発熱を増加させずにすむ。
さらにまた、第６の発明によれば、極間を短絡する電流を防止することができ、スイッチの発熱を増加させずにすみ、また、短絡を防止する必要の無い経路に関しては、電圧判定信号によって、オン・オフのスイッチングを新たに生じさせずにすむため、スイッチングの損失をより低減することが可能である。
さらにまた、第７の発明によれば、各相毎に５つのスイッチに４組の極間短絡防止を行うにあたり、２組の極間短絡を防止する短絡防止時間生成手段と、その生成結果から、残るスイッチのオン信号を生成しているため、制御装置を簡素化しつつ、極間短絡を防止し、不要な短絡電流によるスイッチの発熱を防ぐことができる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。図３は、本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適した電力変換装置の回路図の一例を示す。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。

電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位の電圧をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。Ｕ相（30U）、Ｖ相（30V）、Ｗ相（30W）の各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。

第一の実施例を説明する。図２は、本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適したモータ制御システムの一例を示す構成図である。まず、制御装置40の構成を説明する。図に示すように、41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とから交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*とを演算するトルク制御手段（回路）である。42は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とｄｑ軸電流値ｉd、ｉqとから、これらを一致させるための電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する電流制御手段（回路）である。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段（回路）48により３相電流ｉu、ｉｖから求められる。43は、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*を３相電圧指令ｖu*、ｖq*、ｖw*に変換するｄｑ／３相電圧変換手段（回路）である。44は、３相電圧指令を、電源10aから供給する電力Ｐaと、電源10bから供給する電力Ｐbの分配目標値（rto_pa、rto_pb）に応じて、それぞれの電源の電圧から生成するＵ相電圧指令ｖu_a*、ｖu_b*、Ｖ相電圧指令ｖv_a*、ｖv_b*、Ｗ相電圧指令ｖw_a*、ｖw_b*を生成する電圧分配手段（回路）である（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。45は、電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、ｖu_a*、ｖu_b*、ｖv_a*、ｖv_b*、ｖw_a*、ｖw_b*正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段（回路）である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段（回路）である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段であり、本発明の主となる部分である。

図２に示すように、電圧分配手段44、規格化電圧指令生成手段45で電力の分配を所望の値にするための電圧指令値を生成する。電圧分配手段44には、電圧指令ｖu*、ｖv*、ｖw*と分配電力指令値rto_pa（＝１-rto_pb）が入力される。これらから、以下の計算により電源10a分電圧指令、電源10b分電圧指令を求める。
ｖu_a*＝rto_pa・ｖu*
ｖu_b*＝rto_pb・ｖu*
ｖv_a*＝rto_pa・ｖv*
ｖv_b*＝rto_pb・ｖv*
ｖw_a*＝rto_pa・ｖw*
ｖw_b*＝rto_pb・ｖu*
以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図４、５、６を用いて詳細に説明する。図５は、図４の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図６は、ＰＷＭパルスの生成方法を示したものである。以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

変調率演算手段45
変調率演算手段45は、図５に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46
変調率補正手段46は、図５に示す演算３を行う。この演算では、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと分配電力目標値rto_paとrto_pbを用いて、次の式に基づいて電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bの補正を行う。

このように、電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bに分配電力目標値の大きさに応じた値を乗じるとともにオフセット値を減算することで、分配電力目標値の大きさが大きい電源から生成する電圧を大きくできるようにしている。

ＰＷＭパルス生成手段47（第１−５、１０の発明に相当）
図６において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。
ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図７をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号

まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bであるとすると、ＡとＥがともにオンする際に、正極間を短絡する電流が流れることになる。スイッチが半導体スイッチで構成された場合、オフからオンの状態の切り換えに時間遅れが生じる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じる。この際に、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。
このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、正極間の短絡を防止するためにＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加することになる。

図８を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down* ≧電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＮ
ｍu_a_c* ≦電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c* ≧電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_up* ≦電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う（図９）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down* ≧電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＮ
ｍu_b_c* ≦電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c* ≧電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_up* ≦電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

駆動信号Ｂは、生成された駆動信号ＥとＣの論理積から生成する（第３・４・５の発明に相当）。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣの論理積から生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図１０に示す。

このようにして、デッドタイムを付加したパルスを生成することで、極間短絡を防止することができ、不要な短絡電流によるスイッチの発熱を防ぐことができる。また、本発明の生成方法によれば、ＡとＥ、ＤとＣの二組にデッドタイムを付加し、Ｂを論理積から生成することで、ＡとＢ、ＥとＢのデッドタイム生成を省略することができ、制御装置を簡略化することが可能になる。

第二の実施例では、第一の実施例との差異のみを説明する。
電位差を求める手段（第７・８・９の発明に相当）
図１１において、電圧比較器101は、電源10aの電圧Ｖdc_aと電源10bの電圧Ｖdc_bを入力とし、これらを比較し電圧判定信号を出力する。電圧判定信号は、Ｖdc_a-Ｖdc_b＞0であるときに、H信号、そうでないときに、L信号とする。この電圧判定は、Ｖdc_a-Ｖdc_bを、ヒステリシス（例えば所定の幅の閾値など）を設けて判別を行う。その構成は図１２のように、減算器103にてＶdc_a-Ｖdc_bを演算し、その出力はヒステリシス制御器104を通過させて電圧判定信号のH/Lを出力させる。

短絡を防止する経路を選択する手段（第６・７・８・９の発明に相当）
短絡防止経路判定器102は、電圧判定信号と、ＥとＣの駆動信号を入力とし、新たなＥとＣの駆動信号を出力する。この短絡防止判定器の内部の動作は、図１３に示したような論理演算にて行い、電圧判定信号がHであるときに、Ｃと論理和を演算するため、Ｃはオンの信号となる。また、電圧判定信号がLであるときには。Ｅがオンの信号となる。
この動作は、次のような考えに基づく。電圧判定信号がH、すなわちＶdc_a＞Ｖdc_bならば、ＡとＥがともにオンする際に、正極間を短絡する電流が流れることになるため、この電源間の短絡防止時間を設ける必要がある。この短絡防止時間の生成は、実施例一と同様にして行う。
一方で、ＤとＣが同時にオンしても、Ｖdc_a＞Ｖdc_bであるため、この経路のスイッチに、この電圧が加わるが、短絡する電流は流れない。このため、短絡電流の防止という点からは、Ｃはオンしたままでよく、正極間についてはＡとＥによる短絡防止を行えばよい。同様に、電圧判定信号がLのときには、Ｅをオンしたままで良いということになる。このように、電圧判定信号を受けて、ＣもしくはＥをオンさせることで、電力変換装置のスイッチング周波数毎にＣ、もしくはＥのスイッチのオン・オフをさせずに済み、スイッチング損失を低減することができる。

電位差が０近くで、検出電圧値にノイズが含まれる場合には、ノイズによって電圧判定信号が切り換わる。すなわち、ＥとＣのスイッチングが行われてしまう。また、実際に電源10aと電源10bの近い電圧の値で、これらの電圧が変動している場合に、ヒステリシスを設ける事で、スイッチング損失を増加させない効果がある。ただし、ヒステリシスを設けた場合には、短絡する電流が流れることもあるが、ヒステリシス幅（ヒステリシス制御に使用する閾値）を適切に設定する事で、その短絡電流の大きさは、スイッチの発熱には、大きな影響を及ぼさない。

第三の実施例（第１１，１２の発明に相当する）について、図１４を用いて説明する。駆動信号Ａ〜Ｅを入力とする論理回路である。正極間短絡を防止する回路として、ＡとＥを見ると、Ａの論理反転した信号と、Ｅの信号の論理積から、新たなＥを出力している。逆に、Ｅの論理反転した信号と、Ａの信号の論理積から、新たなＡを出力しているため、ＡとＥがともにオン信号であるとき、ＡとＥはオフの信号に置き換えられる。もう一方の正極間短絡を防止する回路として、ＤとＣの間にも、同様な回路を設けている。正負極間の短絡を防止する回路として、ＡとＢが同時にオンであるとき、ＤとＢが同時にオンである時に、前述の論理演算と同様な回路で、オフ信号に置き換えられる。
このような回路を設けることで、極間を短絡する駆動信号の組が入力された場合に、それらの組をオフ信号に置き換える事で、極間を短絡する電流を防止することができ、スイッチの発熱を増加させずにすむ。

第四の実施例（第１３の発明に相当する）では、第三の実施例との差異のみを、図１５を用いて説明する。電圧判別信号は、Ｖdc_a-Ｖdc_b＞0であるときに、H信号、そうでないときに、L信号とするものであり、第二の実施例で示した電圧比較器で生成する。この電圧判別信号と駆動信号Ａ、または電圧判別信号と駆動信号Ｅの論理積を演算する。これら論理積の出力の論理反転を行った信号と、駆動信号Ａ、Ｅの論理積を演算する。Ｖdc_a-Ｖdc_b＞0であるときには、ＡとＥを同時にオンすると、正極間を短絡する電流が流れるが、図１５の回路を用いる事で、この場合にＡとＥは同時にオフする。Ｖdc_a-Ｖdc_b≦0の場合には、電圧判別信号がＬであるから、本回路から出力される駆動信号ＡとＥは、ともにオン信号である。この場合には、同時オンであっても短絡する電流は流れない。

同様に、ＣとＤにも電圧判定信号を入力とした回路を設ける。ＣとＤでは、前述のＡとＥの場合と、短絡電流の流れる経路が逆になるため、電圧判定信号の論理反転の信号をも演算してから、各論理積の入力に使用する。
このような、回路を設ける事で、極間を短絡する電流を防止することができ、スイッチの発熱を増加させずにすみ、また、短絡を防止する必要の無い経路に関しては、電圧判定信号によって、オン・オフのスイッチングを新たに生じさせずにすむため、スイッチングの損失をより低減することが可能である。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。

従来のモータ制御システムの構成を示す図である。 本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適したモータ制御システムの一例を示す構成図である。 本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適した電力変換装置の回路図の一例である。 図２の一部を抜き出した図である。 図４の各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段での演算を示す図である。 図３からU相のみを抜き出した構成を示す図である。 三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。 三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。 デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。 第二の実施例における制御ブロック図の一部を示す図である。 図１１の電圧比較器の詳細を示す図である。 図１１の短絡防止経路判定器の詳細を示す図である。 第三の実施例における短絡防止回路を示す図である。 第四の実施例における短絡防止回路を示す図である。

符号の説明

10a,10b 電源
12,13 平滑コンデンサ
14 電源10aの正極母線
15 共通負極母線
16 電源10bの正極母線
20 モータ
101a/101b,102a/102b,103a/103b 半導体スイッチ
104a/104b,105a/105b,106a/106b 半導体スイッチ
107a,108a,109a 半導体スイッチ
107b,108b,109b ダイオード
30 電力変換器
30U Ｕ相のスイッチ群
30V Ｖ相のスイッチ群
30W Ｗ相のスイッチ群
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 ｄｑ／３相電圧変換手段
44 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46 変調率補正手段
47 ＰＷＭパルス生成手段
48 ３相／ｄｑ電圧変換手段

Claims (7)

1. 複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
   電位の異なる極間経路の短絡を防止する短絡防止ステップ、
   を含み、
   前記短絡防止ステップは、
   電位の異なる同極性の極間経路の短絡を防止するステップと、
   前記電位の異なる同極性の極間経路の状態に基づき、電位の異なる異極性の極間経路の短絡を防止するステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記短絡防止ステップは、さらに、
   電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチがともにオフする所定の時間を経過した後に前記複数のスイッチのいずれか一つをオフからオンへ切り換えるステップと、
   前記電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチのオン信号に基づき、異なる極性の極間経路におけるスイッチのオン信号を生成するオン信号生成ステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 請求項２に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記オン信号生成ステップは、
   電位の異なる同極性の極間経路における複数のスイッチのオン信号の論理積の演算結果に基づき、前記異なる極性の極間経路におけるスイッチのオン信号を生成するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
4. 請求項２または３に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記短絡防止ステップは、さらに、
   前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号と、を論理演算し、前記論理演算上で複数のスイッチの同時オンを検出した際にオフ信号を出力するステップと、
   前記出力されたオフ信号で、前記同時オンが検出された極間経路に置かれているスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
5. 請求項２または３に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記短絡防止ステップは、さらに
   前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号を論理反転させた信号と、の論理積で生成した出力信号で、前記いずれか一つのスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 請求項２または３に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記短絡防止ステップは、さらに
   電位の異なる極間の電位差を求めるステップと、
   前記電位差に基づき、短絡を防止すべき極間経路を選択する経路選択信号を生成するステップと、
   前記複数のスイッチのいずれか一つのスイッチのオン信号と、
   前記いずれか一つのスイッチを含む極間経路にある前記いずれか一つのスイッチ以外のスイッチのオン信号と前記経路選択信号との論理積を求めこれを論理反転させた出力信号と、の論理積で生成した出力信号で、前記いずれか一つのスイッチのオン信号を置き換えるステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
7. 第一および第二の直流電源をそなえ、第一の直流電源の負極と、第二の直流電源の負極を接続し、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成して交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
   交流の各相毎に、第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へのみ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかのスイッチをオフからオンへ切り換える第一の短絡防止時間生成ステップと、
   交流の各相毎に、前記第二の直流電源の正極から第一直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源との間の正極のスイッチの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第二の短絡防止時間生成ステップと、
   交流の各相毎に、第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチと、第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へのみ導通する経路における、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチがともにオンする際に、前記電力変換装置の出力端子と、第一の直流電源及び第二の直流電源のうちの少なくとも一つの負極との間のスイッチをオンさせるステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
   

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