JP4946064B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置の制御方法に関する。

従来技術として、燃料電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、特開２００２-１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。この従来例は、当該公報の図１に示すように蓄電器がＤＣ-ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された構成になっており、ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１）

しかし、この従来例は、ＤＣ-ＤＣコンバータを使って、燃料電池とバッテリを並列に接続する構成となっていたため、以下の問題点がある。第１に、ＤＣ-ＤＣコンバータを使用しているため、システムのサイズが大きくなるとともに、コストが高い。第２に、バッテリ電圧はＤＣ-ＤＣコンバータで変換したうえでさらにインバータで変換を行いモータに印加されるので損失が大きい。

以上の点を鑑みて、本発明は、複数電源を用いた電力変換装置（モータ駆動システム）を、より低損失で、より小型に、より低コストにしつつ、各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とする電力変換装置の制御方法を提供するものである。

上述した諸課題を解決すべく、この発明による電力変換装置の制御方法は、
交流モータを駆動するためのパルス状電圧を直流電圧源の出力電圧から生成する電力変換装置の制御方法であって、
スイッチング手段を用いて、前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて３つ以上の電位の出力部のうちのいずれか１つとの間の経路を選択的に切り換え、選択された経路上のスイッチング手段のオンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行うパルス生成ステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記交流モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出ステップと、
を含むことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記モータ電流検出ステップは、
前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択ステップと、
前記第１零ベクトル区間及び前記第２零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御するステップと、
を含むことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記区間選択ステップで選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択ステップ、
を含むことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第１の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のキャリアと、前記出力電圧のうちの第２の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のキャリアとを生成するステップを含み、
前記電流選択ステップにおける前記所定の選択基準が、
前記生成した第１および第２のキャリアのうちの少なくとも一方のキャリアの最大値のタイミング、あるいはその近傍で検出された電流値を選択することである、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第１の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１の電圧指令値群を生成し、前記出力電圧のうちの第２の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２の電圧指令値群を生成するステップと、
前記第１の電圧指令値群と前記第２の電圧指令値群を生成するための、前記直流電圧源出力部から出力される電力の目標値である分配電力目標値を生成するステップとを含み、
前記区間選択ステップが、前記分配電力目標値に基づいて、区間を選択する、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記区間選択ステップは、前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電流検出手段が、前記検出された電流値をバッファする手段を備え、
前記電流選択ステップが、前記バッファされた電流値の中から、前記分配電力目標値に基づいて電流値を選択する、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電流選択ステップは、前記バッファされた検出電流値の中から、前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記モータ電流検出ステップが、
前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めのタイミングで電流を検出するステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出するステップと、
前記始めの検出電流値と前記終わりの検出電流値との平均値を電流検出値とするステップと、を含む、
ことを特徴とする。

上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、この発明によるによる電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
交流モータを駆動するためのパルス状電圧を直流電圧源の出力電圧から生成する電力変換装置であって、
前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて３つ以上の電位の出力部のうちのいずれか１つとの間の経路を選択的に切り換え、オンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行う、選択された経路上のスイッチング手段（回路など）と、
前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段（回路など）と、
前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記電流検出手段がモータ電流を検出するモータ電流検出手段（回路など）と、
を備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
前記電力変換装置が、
前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択手段（回路など）と、
前記第１零ベクトル区間及び前記第２零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御する制御手段（回路など）と、
を備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
前記電力変換装置が、
前記区間選択手段で選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択手段（回路など）、
を備えることを特徴とする。

この発明によれば、電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、モータ電流を検出するため、電流の変化率が小さい区間で電流検出ができる。これにより、インバータのデッドタイムや、AD変換の遅れがある場合であっても相電流の基本波に極めて近い電流値を検出することができる。従って、電流をより高精度に制御できるようになる。これ応じて、本発明を車両に適用した際には、トルク応答性やアクセル応答性を高めることができる。

また、この発明の他の態様によれば、第１零ベクトル区間と第２零ベクトル区間のうち、電流の変化率がもっとも少ない区間である「零ベクトルが最も長い区間」を選択して電流を検出するので、零ベクトル区間が全体的に短くなるモータ高回転状態においても、電流の変化率がより小さい区間で電流検出するため、高精度に電流を検出できる。即ち、検出する電流区間のうち電流の変化率が大きい区間（即ち、零ベクトル区間以外の区間）では電流を検出せず、電流の変化率が小さい区間（零ベクトル区間）で電流値を検出するため、より基本波に近い電流値を検出することができ、電流制御を高精度化できる。

また、この発明の他の態様によれば、選択された区間の電流値からさらに所定の選択基準を参照して電流値を選択するため、より高精度な電流値を求めることできるようになる。即ち、検出された電流値のうち基本波との誤差が大きいものを制御に用いず、基本波により近い電流値を採用するという選択を行うため、高精度に電流を検出することができ、電流制御を高精度化できる。

また、この発明の他の態様によれば、キャリアの最大値のタイミングで電流を検出することによって、三角波比較法でPWM生成を行った場合においては零ベクトルタイミングで電流を検出していることと等価になるため、電流検出の構成をシンプルにでき、装置を安価に構成できる。

また、この発明の他の態様によれば、分配電力指令値の大きさに基づいて零ベクトル区間の長さを判定し、電流検出区間を選択するので、零ベクトル区間の長さを検出するための装置を新たに用意しなくてもよく、全体として装置を安価に構成できる。

また、この発明の他の態様によれば、第１零ベクトル区間と第２零ベクトル区間のうち、分配電力指令値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を選択するので、分配電力指令値の正、負にかかわらず零ベクトルが最も長い区間を確実に判定できる。

また、この発明の他の態様によれば、分配電力指令値の大きさに基づいて零ベクトル区間の長さを判定し、バッファされている検出電流値のなかから電流値を選択するので、零ベクトル区間の長さを検出する装置を新たに用いなくてもよく、全体として装置を安価に構成できる。

また、この発明の他の態様によれば、バッファされている検出電流値のなかから、第１零ベクトル区間と第２零ベクトル区間のうち、分配電力指令値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間で検出された電流値を選択するので、分配電力指令値の正、負にかかわらず零ベクトルが最も長い区間で検出された電流値を確実に判定できる。

また、この発明の他の態様によれば、直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めと、直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出し、その平均値を検出電流値とするので、搬送波を使ったパルス生成以外の制御方法に対しても安定して電流値を検出することができる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
実施例１
図１は、本発明の使用に適した電力変換システムの構成図である。本構成では、直流電源10aと直流電源10bとで構成されるマルチ出力直流電源10と、この電源の電圧を用いてモータに印加する電圧を生成する電力変換器30と、モータ20と、電力変換器30を駆動することでモータ20のトルクを制御しつつ、直流電圧源10a、10b夫々から供給される電力の分配比率を制御する制御装置40とで構成される。マルチ出力直流電源１0は、直流電圧源10aの低電位側端子と10bの低電位側端子が接続されて共通電位（以降、ＧＮＤ電位と記す）が構成されている。この電源は、３つの電位、つまり、ＧＮＤ電位、直流電圧源10aの電位Ｖdc_a、直流電圧源10bの電位Ｖdc_bを出力する電源である。モータ20は３相交流モータである。このモータは、後ほど説明する電力変換器30から出力される交流電圧により駆動される。電力変換器30は、マルチ出力直流電源１0から出力される３つの電位の電圧をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。

この電力変換器30は、図３に示すように各相同じ構成のスイッチ手段で構成されている。Ｕ相のスイッチ手段30Uを使って説明する。このスイッチは、モータ20のＵ相に出力する電圧を生成するスイッチ手段である。ＧＮＤ電位、Ｖdc_a、Ｖdc_ｂのなかから択一的に接続するスイッチであり、各電位に接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。Ｖ相のスイッチ手段30V、Ｗ相のスイッチ手段30Wも同様である。なお、本実施例の場合は、スイッチSW1,SW2を構成する素子は２つのIGBTを逆並列で接続した構成であり、SW3はIGBTとダイオードとを逆並列で接続した構成である。また、電力変換器30とモータ20とを結ぶ経路には電流センサ22が設けられる。

図１に戻って、制御装置40の構成を説明する。図中の41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とからモータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*とを演算するトルク制御手段である。42は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とｄｑ軸電流値ｉd、ｉqとから、これらを一致させるための電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する電流制御手段である。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48により３相電流ｉu、ｉｖから求められる。43は、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*を３相電圧指令ｖu*、ｖq*、ｖw*に変換するｄｑ／３相電圧変換手段である。44は、３相電圧指令を、電源10ａから供給する電力Ｐaと、電源10ｂから供給する電力Ｐbの分配目標値（rto_pa、rto_pb）に応じて、それぞれの電源の電圧から生成するＵ相電圧指令ｖu_a*、ｖu_b*、Ｖ相電圧指令ｖv_a*、ｖv_b*、Ｗ相電圧指令ｖw_a*、ｖw_b*を生成する電圧分配手段である（以下、電源10ａから生成する電圧の指令を電源10ａ分電圧指令、電源10ｂから生成する電圧の指令を電源10ｂ分電圧指令と記す）。45は、電源10ａの電圧Ｖdc_a、電源10ｂの電圧Ｖdc_bを入力し、ｖu_a*、ｖu_b*、ｖv_a*、ｖv_b*、ｖw_a*、ｖw_b*正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。

次に作用を説明する。本構成では、図３に示すような簡単な構成の電力変換器で、モータのトルクを制御しつつ、２つの電源10a、10bから供給する電力の割合を指令値に応じて自由に変更できる。図１において、電圧分配手段44、変調率演算（規格化電圧指令生成）手段45で電力の分配を所望の値にするための電圧指令値を生成する。電圧分配手段44では、以下のような原理に基づいて演算を行う。モータのトルクを指令値どおりに制御しつつ、電源10ａから供給される電力Ｐaと電源10ｂから供給される電力Ｐbの割合を変更するには以下の２つの条件を満たせば良い。
1)電圧条件
Ｖu*＝Ｖu_a*＋Ｖu_b*
Ｖv*＝Ｖv_a*＋Ｖv_b*
Ｖu*＝Ｖw_a*＋Ｖw_b*
2)電力条件
Ｐa：Ｐb＝Ｖu_a*：Ｖu_b*
Ｐa：Ｐb＝Ｖv_a*：Ｖv_b*
Ｐa：Ｐb＝Ｖw_a*：Ｖw_b*

図６、図８にＵ相電圧指令Ｖu*と電源10ａ分電圧指令Ｖu_a*・電源10ｂ分電圧指令Ｖu_b*を示す。図６は、ＰaとＰbが同符号の場合であり、図８は異符号の場合である。上の２条件を電圧ベクトル表示すると、次のようになる。
1)電圧条件
Ｖ*＝Ｖa*（Ｖu_a*、Ｖv_a*、Ｖw_a*）＋Ｖb*（Ｖu_b*、Ｖv_b*、Ｖw_b*）
2)電力条件
Ｐa：Ｐb＝sgn（Ｖa*）｜Ｖa*（Ｖu_a*、Ｖv_a*、Ｖw_a*）｜
：sgn（Ｖb*）（｜Ｖb*（Ｖu_b*、Ｖv_b*、Ｖw_b*）｜
ただし、sgn（Ｖa*）、sgn（Ｖb*）は、電圧ベクトルＶと同じ方向を１、反対方向を−１と定義する。電圧ベクトルで表記すると、図７、図９のようになる。

さて、図１に戻って電圧分配手段44の動作を説明する。２つの電源から供給される電力の和をＰとすると、
Ｐ＝Ｐa＋Ｐb
である。
ここで、
Ｐa＝rto_pa・Ｐ
Ｐb＝rto_pb・Ｐ
と定義する。ただし、rto_pa＝Ｐa／Ｐ、rto_pb＝Ｐb／Ｐである。

電圧分配手段44には、電圧指令ｖu*、ｖv*、ｖw*と分配電力指令値rto_pa（＝１-rto_pb）が入力される。これらから、以下の計算により電源10ａ分電圧指令、電源10ｂ分電圧指令を求める。
ｖu_a*＝rto_pa・ｖu*
ｖu_b*＝rto_pb・ｖu*
ｖv_a*＝rto_pa・ｖv*
ｖv_b*＝rto_pb・ｖv*
ｖw_a*＝rto_pa・ｖw*
ｖw_b*＝rto_pb・ｖu*

以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図２、図４、図５を用いて詳細に説明する。図２は、図１の手段45〜47で構成される部分を抜き出した図である。図４は、図２の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図５は、ＰＷＭパルスの生成方法を示したものである。以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算手段45
変調率演算手段45は、図４に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10ａ分電圧指令ｖu_a*、電源10ｂ分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46
変調率補正手段46は、図４に示す演算３を行う。電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu*_bから０．５を減算することで最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c*を求める。
ｍu_a_c*＝ｍu_a*−０.５
ｍu_b_c*＝ｍu_b*−０.５

ＰＷＭパルス生成手段47
ＰＷＭパルス生成手段47は、図４に示す演算４（図５）を行う。図５を用いてその動作を説明する。まず、電源10ａの電圧Ｖdc_aから最終的な電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいてＰＷＭパルスを生成する際に用いる電源10ａ用キャリアと、最終的な電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b_c*から電源10ｂ分電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを生成する際に用いる電源10ａ用キャリアがあり、これらの位相は反転している。そして、ｍu_a_c*と電源10ａ用キャリアが比較されｖu_pwm１が生成される。また、ｍu_b_c*と電源10ｂ用キャリアが比較されｖu_pwm2が生成される。ｖu_pwm１、ｖu_pwm2、ｖu_pwm3（ｖu_pwm１とｖu_pwm2の否定論理環NOR）が生成される。これらの信号が図３におけるＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３に加えられる。

この方法により、１ＰＷＭ周期Ｔpwmの半分が電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp1となり、残り半分が電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp2となる。つまり
Ｔp1＝Ｔp2＝Ｔpwm／２
である。
また、キャリアを反転させているため、電源10ａから生成されるｖu_pwm1のオンパルスは１ＰＷＭ周期の始まりと終わりの両端部に発生し、電源10ｂから生成されるｖu_pwm2のオンパルスは１ＰＷＭ周期の中央部に発生する。従って。それぞれのオンデューティが０〜１００％なる範囲すべてのパルスを生成することができる。以上の演算により、ＰＷＭパルスが生成される。

次に、本発明の主要な部分を図説明する。以下の説明は図１の電流iu,ivの検出方法について述べたものであり、図１に付け加えた部分について詳述する。図１０は本発明の主要な部分を説明した図である。図中の符号400は、Vu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1 ,Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2とモータ電流iu,iv,iwを入力し、電流センサ22で計測される電流をサンプリングしてデジタル値として制御装置に電流値を受け渡す電流検出器を示す。431aはVu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1の論理積を演算するAND回路、431bはVu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2の論理積を演算するAND回路、441は２つの論理和を取るOR回路、451aはパルスの立ち上がりでトリガを発生するトリガ発生回路、451bはパルスの立ち下がりでトリガを発生するトリガ発生回路、461a,462bはトリガ信号のタイミングでU相の電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路、471はAD変換器、481は加算器、482は積算器である。491aはU相電流をサンプルホールドしてデジタル値にする変換器、491bはV相、491cはW相の変換器である。なお、491a, 491b, 491cのいずれかを省略した構成であってもよい。また、モータ20には位置センサ（レゾルバやエンコーダ）21が設けられている。

電流検出の構成
まず、本発明の電流検出原理を図１１に基づいて説明する。図１１はU相電流と電流検出値iu1,iu2、およびSW1u,SW1v,SW1w,SW2u,SW2v,SW2wのスイッチングのタイムチャートである。まず、語句の説明を行うと、U相電流は図１０のモータのU相電流、SW1u,SW1v,SW1w同時オン区間は図１０のスイッチSW1u,SW1v,SW1wが同時オンする区間、SW2u,SW2v,SW2w同時オン区間は図１０のスイッチSW2u,SW2v,SW2wが同時オンする区間を示している。また、時間t1で検出された電流値をiu1,時間t2で検出された電流値をiu2とする。基本波により近いに電流値を検出するには、SW1u,SW1v,SW1w同時オン区間とSW2u,SW2v,SW2w同時オン区間で電流検出を行うのがよい。なぜなら、この区間で電流を検出することにより、電流の変化率が小さい区間で電流を検出することができるからである。また、なぜ電流の変化率が小さいかというと、SW1u,SW1v,SW1wが同時オンの区間とSW2u,SW2v,SW2wが同時オンの区間ではモータに電圧が印加されないからである。従って、この方式を用いることにより、より相電流の基本波に近い値を検出することができる。V相、W相についても同様の方法で検出を行う。

次に、検出された電流値iu1,iu2のどちらかを選択し、電流制御に用いる。より高精度に電流を検出するためには、同時オン区間が長いほうで検出された電流値を用いるほうが良い。なぜなら、同時オン区間が短い場合、インバータのデッドタイムやAD変換の遅れでサンプリングがずれた場合に、同時オン区間からはずれたところで電流値を検出する場合があり、誤差が増大するからである。以上の原理に基づき、電流の検出、選択を行う。この原理を実行する回路として、電流検出器400と電流選択部500とが考えられる。以下それぞれについて説明する。

電流検出器
電流検出器400はVu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1 ,Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2とモータ電流iu,iv,iwを入力し、電流のデジタルサンプリング値を制御装置に受け渡す。この電流検出器400の構成を処理の流れに沿って説明する。まず、Vu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1が431aに入力され、431aのAND回路によりSW1u,SW1v,SW1wの零ベクトル区間が検出される。また、Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2が431bに入力され、431bによりSW2u,SW2v,SW2wの零ベクトル区間が検出される。これらの信号が441に入力され、論理和として出力される。これにより、零ベクトル全区間で１を出力するパルスが生成される。次に、このパルスがトリガ発生回路451a,451bに入力され、パルスの立ち上がり、立下りのタイミングでトリガ信号が生成される。次に461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。トリガ信号のタイミングで電流値をサンプリングすることで、零ベクトルパルスの立ち上がりタイミングと立下りタイミングで電流がサンプリングされる。このサンプリング値が471のAD変換器に入力され、デジタル値として出力される。次に481の加算器で立ち上がりサンプリング値と立下りサンプリング値の和がとられ、482のゲイン1/2が掛けられ、立ち上がりサンプリング値と立下りサンプリング値の平均値が取られる。この平均値がiu1に相当する。iu2についても、次の零ベクトルタイミングで同様に検出される。次に、検出されたiu1,iu2が電流選択部500に受け渡される。

電流選択部
電流選択部500では、時間t1でiu1,iv1,iw1,分配電力指令値が、時間t2でiu2,iv2,iw2,分配電力指令値が入力される。電流選択部500はメモリなどの記憶手段を備え、一旦これらの入力された値を記憶し、分配電力指令値に基づき以下のように出力する。
|rto pa|≧|rto pb|のとき iu1,iv1,iw1をiu,iv,iwとして出力
|rto pa|<|rto pb|のとき iu2,iv2,iw2をiu,iv,iwとして出力
以上の構成により、零ベクトル区間の長いほうのタイミングでサンプリングされた電流値が電流制御に用いられることとなる。制御装置40は、電流選択部500から渡される電流値と、分配電力指令値と、電圧センサ11,12で取得された電源10a,10bの電圧値からスイッチ開閉信号を生成し、この信号を電力変換器30に与える。

本実施例によれば、零ベクトル全区間で電流を検出するため、電流の変化率が小さい区間で電流検出ができるようになる。これにより、インバータのデッドタイムや、AD変換の遅れがある場合であっても相電流の基本波に極めて近い電流値を検出することができる。従って、電流をより高精度に制御できる。さらに、検出された電流を分配電力指令値の大きさに基づいて選択することで、例えば分配電力指令値が小さいために電流の変化が急峻となった場合であっても、その区間で検出された電流値は制御に用いず、より高精度な区間の電流値を採用することにより、高精度に電流を検出することができ、電流制御を高精度化できる。

実施例２
図１２に本発明の第２の実施例を示す。本実施例においては、実施例１との違いは電流検出器400aのみなので、電流検出器400aの動作について説明する。電流検出器400aは電源10a用キャリアと電源10b用キャリア、相電流iu,iv,iwを入力し、電流のデジタルサンプリング値を電流選択部500に受け渡す。流れに沿って説明すると、まず電源10a用キャリアが452aに入力され、452aは電源10a用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。452bには電源10b用キャリアが入力され、電源10b用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。電源10a用キャリアの最大値のタイミングが図１１のt1に、電源10b用キャリアの最大値のタイミングが図１１のt2に相当する。図１２に戻って、461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。サンプルホールドされた値はAD変換器471でデジタル値に変換されて制御装置40に出力される。また、キャリアの最大値だけでなく、その近傍でサンプリングを行っても良い。

本実施例によれば、キャリアの最大値のタイミングで電流を検出することによって、三角波比較法でPWM生成を行った場合においては零ベクトルタイミングで電流を検出していることと等価になる。このようなキャリアに同期したPWM生成と電流検出を行うことで、零ベクトルの中間点でサンプリングできるため、基本波成分により近い値を検出できる。さらに、検出された電流を分配電力指令値の大きさに基づいて切り替えることで、例えば分配電力指令値が小さいために電流の変化が急峻となった場合であっても、その区間で検出された電流値は制御に用いず、より電流変化の小さい区間の電流値を採用することにより、より基本波に近い値を検出できるので、電流制御を高精度化できる。

実施例３
図１３に本発明の第３の実施例を示す。本実施例においては、実施例１との違いは電流検出器400bのみなので、400bについて説明する。電流検出器400bは電源10a用キャリアと電源10ｂ用キャリア、相電流iu,iv,iw分配電力指令値を入力し、分配電力指令値に応じてサンプリングタイミングを選択してデジタルサンプリング値を制御装置40に受け渡す。流れに沿って説明すると、まず電源10a用キャリアが452aに入力され、452aは電源10a用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。452bには電源10ｂ用キャリアが入力され、電源10ｂ用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。他方で分配電力指令値が判定回路495に入力され、判定回路495は
|rto pa|≧|rto pb|のとき １
|rto pa|<|rto pb|のとき ０
の信号を出力する。

判定回路495からの信号とトリガ信号が496aに入力され、論理積が取られる。また、判定回路495からの信号がNOT回路496cに入力されて信号の否定が出力され、496bで論理積が取られる。以上の構成により、分配電力指令値の絶対値が最も大きい区間のキャリアの最大値のタイミングで電流値がサンプリングされる。電源10a用キャリアの最大値のタイミングが図１１のt1に、電源10ｂ用キャリアの最大値のタイミングが図１１のt2に相当する。図１３に戻って、461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。サンプルホールドされた値はAD変換器471でデジタル値に変換されて制御装置40に出力される。

本実施例によれば、電流を検出する際に分配電力指令値の大きさに基づいて電流を検出する区間を切り替えるので、分配電力指令値が小さく、電流の変化が急峻で誤差が大きいと考えられる区間の電流値を制御に採用せず、より精度の高い区間の電流値を制御に採用するため、電流制御を高精度化できる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各部材、各手段、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の部材、手段、ステップなどを１つに組み合わせたり或いは分割したりすることが可能である。例えば、実施例では電流検出器にAND回路やOR回路、AD変換器などからなる判定回路を組み込んだ形式で説明してあるが、これは単なる一実施形態に過ぎずこれらの機能の一部或いは全てを別個に設けることも可能である。また、実施例では、２つの直流電源からなるマルチ出力直流電源を説明してあるが、本願発明の原理は３つ以上の電源を組み合わせた構成にも同様に適用でき同様の効果が得られるものである。さらに、本装置を構成する回路、部、手段などの装置は、その一部や全てをマイクロコードなどのソフトウェア、或いはそのソフトウェアを実行する演算手段に置換し得るものであることに注意されたい。

本発明の使用に適した電力変換システムの構成図である。 図１の一部を抜き出したブロック図である。 図１の電力変換器の構成図である。 図２の各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段での演算を示す図である。 相電圧波形で電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が同符号の場合）である。 電圧ベクトルで電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が同符号の場合）である。 相電圧波形で電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が異符号の場合）である。 電圧ベクトルで電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が異符号の場合）である。 本発明の第１実施例を示す図である。 本発明の原理を示す図である。 本発明の第２実施例を示す図である。 本発明の第３実施例を示す図である。

符号の説明

10 マルチ出力直流電源
10a 第１の直流電源
10b 第２の直流電源
11,12 電圧センサ
20 モータ
21 位置センサ
22 電流センサ
30 電力変換器
30U Ｕ相のスイッチ手段
30V Ｖ相のスイッチ手段
30W Ｗ相のスイッチ手段
SW1,SW2,SW3 スイッチ
SW1u, SW1v, SW1w スイッチ
SW2u, SW2v, SW2w スイッチ
SW3u, SW3v, SW3w スイッチ
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 ｄｑ／３相変換手段
44 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46 変調率補正手段
47 パルス生成手段
48 ３相／ｄｑ変換手段
400,400a,400b 電流検出器
431a,b AND回路
441 OR回路
451a,b トリガ発生回路
452a,b トリガ発生回路
461a,b サンプルホールド回路
471 AD変換器
481 加算器
482 積算器
491a,b,c 変換器
492a,b,c 変換器
495 判定回路
496a,b AND回路
496c NOT回路
500 電流選択部

Claims (9)

1. 交流モータを駆動するためのパルス状電圧を直流電圧源の出力電圧から生成する電力変換装置の制御方法であって、
   スイッチング手段を用いて、前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて３つ以上の電位の出力部のうちのいずれか１つとの間の経路を選択的に切り換え、選択された経路上のスイッチング手段のオンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行うパルス生成ステップと、
   前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記交流モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出ステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記モータ電流検出ステップは、
   前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択ステップと、
   前記第１零ベクトル区間及び前記第２零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御するステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 請求項２に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記区間選択ステップで選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択ステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
4. 請求項３に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第１の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のキャリアと、前記出力電圧のうちの第２の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のキャリアとを生成するステップを含み、
   前記電流選択ステップにおける前記所定の選択基準が、
   前記生成した第１および第２のキャリアのうちの少なくとも一方のキャリアの最大値のタイミング、あるいはその近傍で検出された電流値を選択することである、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
5. 請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第１の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１の電圧指令値群を生成し、前記出力電圧のうちの第２の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２の電圧指令値群を生成するステップと、
   前記第１の電圧指令値群と前記第２の電圧指令値群を生成するための、前記直流電圧源出力部から出力される電力の目標値である分配電力目標値を生成するステップとを含み、
   前記区間選択ステップが、前記分配電力目標値に基づいて、区間を選択する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 請求項５に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記区間選択ステップは、前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
7. 請求項５または６に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記電流検出手段が、前記検出された電流値をバッファする手段を備え、
   前記電流選択ステップが、前記バッファされた電流値の中から、前記分配電力目標値に基づいて電流値を選択する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
8. 請求項７に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記電流選択ステップは、前記バッファされた検出電流値の中から、前記第１零ベクトル区間と前記第２零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記モータ電流検出ステップが、
   前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めのタイミングで電流を検出するステップと、
   前記直流電圧源出力部のうち第１の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第１スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第１零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第２の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第２スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第２零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出するステップと、
   前記始めの検出電流値と前記終わりの検出電流値との平均値を電流検出値とするステップと、を含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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