JP4946064B2 - Power converter control method - Google Patents
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Description
本発明は電力変換装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a method for controlling a power converter.
従来技術として、燃料電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、特開2002-118981号公報(特許文献1を参照されたい。)に示されている。この従来例は、当該公報の図1に示すように蓄電器がDC-DCコンバータを介して燃料電池と並列に接続された構成になっており、DC-DCコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
しかし、この従来例は、DC-DCコンバータを使って、燃料電池とバッテリを並列に接続する構成となっていたため、以下の問題点がある。第1に、DC-DCコンバータを使用しているため、システムのサイズが大きくなるとともに、コストが高い。第2に、バッテリ電圧はDC-DCコンバータで変換したうえでさらにインバータで変換を行いモータに印加されるので損失が大きい。 However, this conventional example has a configuration in which a fuel cell and a battery are connected in parallel using a DC-DC converter, and thus has the following problems. First, since a DC-DC converter is used, the size of the system increases and the cost is high. Second, since the battery voltage is converted by a DC-DC converter and further converted by an inverter and applied to the motor, the loss is large.
以上の点を鑑みて、本発明は、複数電源を用いた電力変換装置(モータ駆動システム)を、より低損失で、より小型に、より低コストにしつつ、各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とする電力変換装置の制御方法を提供するものである。 In view of the above points, the present invention provides a power conversion device (motor drive system) using a plurality of power supplies with a low loss, a smaller size, and a lower cost. The present invention provides a method for controlling a power conversion device that can be controlled to a value.
上述した諸課題を解決すべく、この発明による電力変換装置の制御方法は、
交流モータを駆動するためのパルス状電圧を直流電圧源の出力電圧から生成する電力変換装置の制御方法であって、
スイッチング手段を用いて、前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて3つ以上の電位の出力部のうちのいずれか1つとの間の経路を選択的に切り換え、選択された経路上のスイッチング手段のオンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行うパルス生成ステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記交流モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出ステップと、
を含むことを特徴とする。
In order to solve the various problems described above, the control method of the power converter according to the invention this is
A control method for a power converter that generates a pulse voltage for driving an AC motor from an output voltage of a DC voltage source,
With switching means selecting the phase of the pin of the AC motor, either one path between one of the outputs of three or more potentials including a common potential contained in the DC voltage source A pulse generation step of generating a pulsed voltage by controlling the on / off pulse width of the switching means on the selected path ,
The first output portion of the positive potential and all the all of the first switching means are all turned to disengaging between terminals of the AC motor of the DC voltage source of the DC voltage source output portion, or all turned off in it a between first zero vector District, the DC voltage source output unit every second that disconnects between all terminals of the positive side the AC motor to the potential of the output portion of the second DC voltage source of A motor current detecting step for detecting a motor current flowing in the AC motor in a section in which the length of the zero vector section is the longest among the second zero vector sections in which the switching means are all on or all off ;
It is characterized by including.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記モータ電流検出ステップは、
前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択ステップと、
前記第1零ベクトル区間及び前記第2零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御するステップと、
を含むことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
The motor current detection step includes
Of the between the first zero vector ku the second zero vector segment, and the section selection step of the length of the zero vector section selects the longest interval,
Controlling the AC motor using a current value detected in the selected section among the currents detected in the first zero vector section and the second zero vector section ;
It is characterized by including.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記区間選択ステップで選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択ステップ、
を含むことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
A current selection step of selecting a current value with reference to a predetermined selection criterion among the current values of the section selected in the section selection step;
It is characterized by including.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第1の電圧Vdc1からPWMパルスを生成するための第1のキャリアと、前記出力電圧のうちの第2の電圧Vdc2からPWMパルスを生成するための第2のキャリアとを生成するステップを含み、
前記電流選択ステップにおける前記所定の選択基準が、
前記生成した第1および第2のキャリアのうちの少なくとも一方のキャリアの最大値のタイミング、あるいはその近傍で検出された電流値を選択することである、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
A first carrier for generating a PWM pulse from the first voltage Vdc1 of the output voltage of the DC voltage source output unit, and a PWM pulse from the second voltage Vdc2 of the output voltage Generating a second carrier,
The predetermined selection criterion in the current selection step is:
Selecting the timing value of the maximum value of at least one of the generated first and second carriers, or a current value detected in the vicinity thereof,
It is characterized by that.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第1の電圧Vdc1からPWMパルスを生成するための第1の電圧指令値群を生成し、前記出力電圧のうちの第2の電圧Vdc2からPWMパルスを生成するための第2の電圧指令値群を生成するステップと、
前記第1の電圧指令値群と前記第2の電圧指令値群を生成するための、前記直流電圧源出力部から出力される電力の目標値である分配電力目標値を生成するステップとを含み、
前記区間選択ステップが、前記分配電力目標値に基づいて、区間を選択する、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
A first voltage command value group for generating a PWM pulse is generated from the first voltage Vdc1 of the output voltage of the DC voltage source output unit, and the PWM pulse is generated from the second voltage Vdc2 of the output voltage. Generating a second voltage command value group for generating
Generating a distributed power target value, which is a target value of power output from the DC voltage source output unit, for generating the first voltage command value group and the second voltage command value group. ,
The section selection step selects a section based on the distributed power target value.
It is characterized by that.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記区間選択ステップは、前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
The section selecting step is generated by the first zero of the vector section and the second zero vector interval, switching means for connecting the absolute value is most sizes rather set DC voltage source side of the distribution power target value Select the section as the section where the current value should be detected,
It is characterized by that.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電流検出手段が、前記検出された電流値をバッファする手段を備え、
前記電流選択ステップが、前記バッファされた電流値の中から、前記分配電力目標値に基づいて電流値を選択する、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
The current detection means comprises means for buffering the detected current value;
The current selection step selects a current value from the buffered current values based on the distributed power target value;
It is characterized by that.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電流選択ステップは、前記バッファされた検出電流値の中から、前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
The current selection step, from among the buffered detected current value, the first zero of the vector section and the second zero vector interval, the absolute value of the most size rather set DC voltage of the distribution power target value Select the section generated by the switching means connected to the source side as the section in which the current value is to be detected .
It is characterized by that.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記モータ電流検出ステップが、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めのタイミングで電流を検出するステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出するステップと、
前記始めの検出電流値と前記終わりの検出電流値との平均値を電流検出値とするステップと、を含む、
ことを特徴とする。
Moreover, the control method of the power converter device by the other aspect of this invention is as follows.
The motor current detection step includes
All the first switching means for connecting / disconnecting between the positive side potential of the output unit of the first DC voltage source and all the terminals of the AC motor among the DC voltage source output units are all on or all off. there as between first zero vector District, all of the second switching means during disconnecting of all terminals of the AC motor and the positive side of the potential of the output of the second DC voltage source of the DC voltage source output unit Detecting the current at the start timing of the section having the longest length of the zero vector section among the second zero vector sections in which all are on or all off ;
All the first switching means for connecting / disconnecting between the positive side potential of the output unit of the first DC voltage source and all the terminals of the AC motor among the DC voltage source output units are all on or all off. there as between first zero vector District, all of the second switching means during disconnecting of all terminals of the AC motor and the positive side of the potential of the output of the second DC voltage source of the DC voltage source output unit Detecting a current at the end timing of a section having the longest zero vector section length among the second zero vector sections in which all are on or all off ;
An average value of the detected current value at the beginning and the detected current value at the end as a current detected value,
It is characterized by that.
上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、この発明によるによる電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
交流モータを駆動するためのパルス状電圧を直流電圧源の出力電圧から生成する電力変換装置であって、
前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて3つ以上の電位の出力部のうちのいずれか1つとの間の経路を選択的に切り換え、オンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行う、選択された経路上のスイッチング手段(回路など)と、
前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段(回路など)と、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記電流検出手段がモータ電流を検出するモータ電流検出手段(回路など)と、
を備えることを特徴とする。
As described above, the solution of the present invention has been described as a method. However, the present invention can be realized as a device, a program, and a storage medium storing the program substantially corresponding to these, and the scope of the present invention. It should be understood that these are also included.
For example, when the configured control method of the power converter according to according to the present invention as an apparatus,
A power conversion device that generates a pulse voltage for driving an AC motor from an output voltage of a DC voltage source,
Wherein each phase of the pin of the AC motor, the DC voltage source to any one of the path between one of the outputs of more than three, including the common potential of the potential selectively switched contained, on-off Switching means (such as a circuit) on a selected path that generates a pulsed voltage by controlling the pulse width; and
Current detection means (circuit etc.) for detecting the current flowing in the AC motor;
The first output portion of the positive potential and all the all of the first switching means are all turned to disengaging between terminals of the AC motor of the DC voltage source of the DC voltage source output portion, or all turned off in it a between first zero vector District, the DC voltage source output unit every second that disconnects between all terminals of the positive side the AC motor to the potential of the output portion of the second DC voltage source of Motor current detection means (circuit or the like) in which the current detection means detects the motor current in a section where the length of the zero vector section is the longest among the second zero vector sections in which the switching means are all on or all off. )When,
It is characterized by providing.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
前記電力変換装置が、
前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択手段(回路など)と、
前記第1零ベクトル区間及び前記第2零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御する制御手段(回路など)と、
を備えることを特徴とする。
Moreover, when the control method of the power conversion device according to another aspect of the present invention is configured as a device,
The power converter is
Of the between the first zero vector ku the second zero vector section, section selection means for the length of the zero vector section selects the longest interval (such as circuit),
Control means (such as a circuit) for controlling the AC motor using a current value detected in the selected section among the currents detected in the first zero vector section and the second zero vector section ;
It is characterized by providing.
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法を装置として構成させると、
前記電力変換装置が、
前記区間選択手段で選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択手段(回路など)、
を備えることを特徴とする。
Moreover, when the control method of the power conversion device according to another aspect of the present invention is configured as a device,
The power converter is
Current selection means (such as a circuit) for selecting a current value with reference to a predetermined selection criterion among the current values of the section selected by the section selection means,
It is characterized by providing.
この発明によれば、電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、モータ電流を検出するため、電流の変化率が小さい区間で電流検出ができる。これにより、インバータのデッドタイムや、AD変換の遅れがある場合であっても相電流の基本波に極めて近い電流値を検出することができる。従って、電流をより高精度に制御できるようになる。これ応じて、本発明を車両に適用した際には、トルク応答性やアクセル応答性を高めることができる。 According to the present invention, first of all the first switching means are all turned to disengaging between all terminals at the positive potential and the AC motor at the output of the DC voltage source of the voltage source output unit or, , as between the first zero vector ku all are off, the voltage source output unit every second that disconnects between all terminals at the positive potential and the AC motor at the output of the second DC voltage source of Among the second zero vector sections where the switching means are all on or all off , the motor current is detected in the section where the length of the zero vector section is the longest. Therefore, the current detection is performed in the section where the current change rate is small. Can do. As a result, a current value extremely close to the fundamental wave of the phase current can be detected even when there is an inverter dead time or AD conversion delay. Therefore, the current can be controlled with higher accuracy. Accordingly, when the present invention is applied to a vehicle, torque response and accelerator response can be improved.
また、この発明の他の態様によれば、第1零ベクトル区間と第2零ベクトル区間のうち、電流の変化率がもっとも少ない区間である「零ベクトルが最も長い区間」を選択して電流を検出するので、零ベクトル区間が全体的に短くなるモータ高回転状態においても、電流の変化率がより小さい区間で電流検出するため、高精度に電流を検出できる。即ち、検出する電流区間のうち電流の変化率が大きい区間(即ち、零ベクトル区間以外の区間)では電流を検出せず、電流の変化率が小さい区間(零ベクトル区間)で電流値を検出するため、より基本波に近い電流値を検出することができ、電流制御を高精度化できる。 According to another aspect of the invention, one of the first zero vector between Le Reserve and second zero vector segment, select the "zero vector longest interval" rate of change of the current is lowest section Since the current is detected, the current can be detected with high accuracy because the current is detected in a section where the rate of change of the current is smaller even in a high motor rotation state in which the zero vector section is shortened as a whole. That is, the current value is not detected in a section where the current change rate is large (that is, a section other than the zero vector section) among the detected current sections, and the current value is detected in a section where the current change rate is small (zero vector section). Therefore, a current value closer to the fundamental wave can be detected, and current control can be made highly accurate.
また、この発明の他の態様によれば、選択された区間の電流値からさらに所定の選択基準を参照して電流値を選択するため、より高精度な電流値を求めることできるようになる。即ち、検出された電流値のうち基本波との誤差が大きいものを制御に用いず、基本波により近い電流値を採用するという選択を行うため、高精度に電流を検出することができ、電流制御を高精度化できる。 In addition, according to another aspect of the present invention , a current value is selected with reference to a predetermined selection criterion from a current value in a selected section, so that a more accurate current value can be obtained. In other words, the selected current value that has a large error from the fundamental wave is not used for control, but the current value closer to the fundamental wave is selected, so that the current can be detected with high accuracy. Control can be highly accurate.
また、この発明の他の態様によれば、キャリアの最大値のタイミングで電流を検出することによって、三角波比較法でPWM生成を行った場合においては零ベクトルタイミングで電流を検出していることと等価になるため、電流検出の構成をシンプルにでき、装置を安価に構成できる。 According to another aspect of the present invention , by detecting the current at the timing of the maximum value of the carrier, when PWM generation is performed by the triangular wave comparison method, the current is detected at the zero vector timing. Since they are equivalent, the current detection configuration can be simplified and the apparatus can be configured at low cost.
また、この発明の他の態様によれば、分配電力指令値の大きさに基づいて零ベクトル区間の長さを判定し、電流検出区間を選択するので、零ベクトル区間の長さを検出するための装置を新たに用意しなくてもよく、全体として装置を安価に構成できる。 According to another aspect of the present invention , since the length of the zero vector section is determined based on the magnitude of the distributed power command value and the current detection section is selected, the length of the zero vector section is detected. This apparatus does not need to be newly prepared, and the apparatus can be configured at low cost as a whole.
また、この発明の他の態様によれば、第1零ベクトル区間と第2零ベクトル区間のうち、分配電力指令値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を選択するので、分配電力指令値の正、負にかかわらず零ベクトルが最も長い区間を確実に判定できる。 According to another aspect of the invention, one of the first zero vector zone and the second zero vector interval, the switching means connecting the DC voltage source side absolute value is most size rather setting of the distribution power command value Since the generated section is selected, it is possible to reliably determine the section having the longest zero vector regardless of whether the distributed power command value is positive or negative.
また、この発明の他の態様によれば、分配電力指令値の大きさに基づいて零ベクトル区間の長さを判定し、バッファされている検出電流値のなかから電流値を選択するので、零ベクトル区間の長さを検出する装置を新たに用いなくてもよく、全体として装置を安価に構成できる。 According to another aspect of the present invention , the length of the zero vector section is determined based on the magnitude of the distributed power command value, and the current value is selected from the buffered detected current values. It is not necessary to newly use a device for detecting the length of the vector section, and the device can be configured inexpensively as a whole.
また、この発明の他の態様によれば、バッファされている検出電流値のなかから、第1零ベクトル区間と第2零ベクトル区間のうち、分配電力指令値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間で検出された電流値を選択するので、分配電力指令値の正、負にかかわらず零ベクトルが最も長い区間で検出された電流値を確実に判定できる。 According to another aspect of the invention, from among the detected current values are buffered, in the first zero vector zone and the second zero vector interval, the absolute value of the distribution power command value is the most size rather set Since the current value detected in the section generated by the switching means connected to the DC voltage source side is selected, the current value detected in the section with the longest zero vector regardless of whether the distribution power command value is positive or negative is selected. Can be judged reliably.
また、この発明の他の態様によれば、直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めと、直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出し、その平均値を検出電流値とするので、搬送波を使ったパルス生成以外の制御方法に対しても安定して電流値を検出することができる。 According to another aspect of the present invention , all the first switchings that connect / disconnect between the positive potential of the output unit of the first DC voltage source and all the terminals of the AC motor among the DC voltage source output units. The first zero vector section in which all the means are on or all off, and the positive side potential of the output part of the second DC voltage source among the DC voltage source output parts and all terminals of the AC motor are disconnected. Of the second zero vector sections in which all the second switching means in contact are all on or all off, the beginning of the section having the longest zero vector section length and the first DC of the DC voltage source output section A first zero vector section in which all the first switching means for connecting / disconnecting between the positive potential of the output section of the voltage source and all the terminals of the AC motor are all on or off, and the DC voltage source output section No Of the second zero vector section in which all the second switching means connecting / disconnecting between the positive side potential of the output part of the second DC voltage source and all the terminals of the AC motor are all on or all off, Current is detected at the end timing of the longest zero vector section, and the average value is used as the detected current value. Therefore, the current value is stable even for control methods other than pulse generation using a carrier wave. Can be detected.
以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
実施例1
図1は、本発明の使用に適した電力変換システムの構成図である。本構成では、直流電源10aと直流電源10bとで構成されるマルチ出力直流電源10と、この電源の電圧を用いてモータに印加する電圧を生成する電力変換器30と、モータ20と、電力変換器30を駆動することでモータ20のトルクを制御しつつ、直流電圧源10a、10b夫々から供給される電力の分配比率を制御する制御装置40とで構成される。マルチ出力直流電源10は、直流電圧源10aの低電位側端子と10bの低電位側端子が接続されて共通電位(以降、GND電位と記す)が構成されている。この電源は、3つの電位、つまり、GND電位、直流電圧源10aの電位Vdc_a、直流電圧源10bの電位Vdc_bを出力する電源である。モータ20は3相交流モータである。このモータは、後ほど説明する電力変換器30から出力される交流電圧により駆動される。電力変換器30は、マルチ出力直流電源10から出力される3つの電位の電圧をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Example 1
FIG. 1 is a block diagram of a power conversion system suitable for use in the present invention. In this configuration, a multi-output
この電力変換器30は、図3に示すように各相同じ構成のスイッチ手段で構成されている。U相のスイッチ手段30Uを使って説明する。このスイッチは、モータ20のU相に出力する電圧を生成するスイッチ手段である。GND電位、Vdc_a、Vdc_bのなかから択一的に接続するスイッチであり、各電位に接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。V相のスイッチ手段30V、W相のスイッチ手段30Wも同様である。なお、本実施例の場合は、スイッチSW1,SW2を構成する素子は2つのIGBTを逆並列で接続した構成であり、SW3はIGBTとダイオードとを逆並列で接続した構成である。また、電力変換器30とモータ20とを結ぶ経路には電流センサ22が設けられる。
As shown in FIG. 3, the
図1に戻って、制御装置40の構成を説明する。図中の41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とからモータのd軸電流の指令値id*とq軸電流の指令値iq*とを演算するトルク制御手段である。42は、dq軸電流指令値id*、iq*とdq軸電流値id、iqとから、これらを一致させるための電圧指令値vd*、vq*を演算する電流制御手段である。id、iqは3相/dq変換手段48により3相電流iu、ivから求められる。43は、dq軸電圧指令値vd*、vq*を3相電圧指令vu*、vq*、vw*に変換するdq/3相電圧変換手段である。44は、3相電圧指令を、電源10aから供給する電力Paと、電源10bから供給する電力Pbの分配目標値(rto_pa、rto_pb)に応じて、それぞれの電源の電圧から生成するU相電圧指令vu_a*、vu_b*、V相電圧指令vv_a*、vv_b*、W相電圧指令vw_a*、vw_b*を生成する電圧分配手段である(以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す)。45は、電源10aの電圧Vdc_a、電源10bの電圧Vdc_bを入力し、vu_a*、vu_b*、vv_a*、vv_b*、vw_a*、vw_b*正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令mu_a*、mu_b*、mv_a*、mv_b*、mw_a*、mw_b*を生成する変調率演算手段である。46は、瞬時変調率指令にPWMを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令mu_a_c*、mu_b_c *、mv_a_c *、mv_b_c *、mw_a_c *、mw_b_c *を生成する変調率補正手段である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン/オフするPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段である。
Returning to FIG. 1, the configuration of the
次に作用を説明する。本構成では、図3に示すような簡単な構成の電力変換器で、モータのトルクを制御しつつ、2つの電源10a、10bから供給する電力の割合を指令値に応じて自由に変更できる。図1において、電圧分配手段44、変調率演算(規格化電圧指令生成)手段45で電力の分配を所望の値にするための電圧指令値を生成する。電圧分配手段44では、以下のような原理に基づいて演算を行う。モータのトルクを指令値どおりに制御しつつ、電源10aから供給される電力Paと電源10bから供給される電力Pbの割合を変更するには以下の2つの条件を満たせば良い。
1)電圧条件
Vu*=Vu_a*+Vu_b*
Vv*=Vv_a*+Vv_b*
Vu*=Vw_a*+Vw_b*
2)電力条件
Pa:Pb=Vu_a*:Vu_b*
Pa:Pb=Vv_a*:Vv_b*
Pa:Pb=Vw_a*:Vw_b*
Next, the operation will be described. In this configuration, the ratio of the power supplied from the two
1) Voltage condition Vu * = Vu_a * + Vu_b *
Vv * = Vv_a * + Vv_b *
Vu * = Vw_a * + Vw_b *
2) Power condition Pa: Pb = Vu_a *: Vu_b *
Pa: Pb = Vv_a *: Vv_b *
Pa: Pb = Vw_a *: Vw_b *
図6、図8にU相電圧指令Vu*と電源10a分電圧指令Vu_a*・電源10b分電圧指令Vu_b*を示す。図6は、PaとPbが同符号の場合であり、図8は異符号の場合である。上の2条件を電圧ベクトル表示すると、次のようになる。
1)電圧条件
V*=Va*(Vu_a*、Vv_a*、Vw_a*)+Vb*(Vu_b*、Vv_b*、Vw_b*)
2)電力条件
Pa:Pb=sgn(Va*)|Va*(Vu_a*、Vv_a*、Vw_a*)|
:sgn(Vb*)(|Vb*(Vu_b*、Vv_b*、Vw_b*)|
ただし、sgn(Va*)、sgn(Vb*)は、電圧ベクトルVと同じ方向を1、反対方向を−1と定義する。電圧ベクトルで表記すると、図7、図9のようになる。
6 and 8 show the U-phase voltage command Vu *, the power supply 10a voltage command Vu_a *, and the
1) Voltage condition V * = Va * (Vu_a *, Vv_a *, Vw_a *) + Vb * (Vu_b *, Vv_b *, Vw_b *)
2) Power condition Pa: Pb = sgn (Va *) | Va * (Vu_a *, Vv_a *, Vw_a *) |
: Sgn (Vb *) (| Vb * (Vu_b *, Vv_b *, Vw_b *) |
However, sgn (Va *) and sgn (Vb *) define the same direction as the voltage vector V as 1 and the opposite direction as -1. When expressed in terms of voltage vectors, they are as shown in FIGS.
さて、図1に戻って電圧分配手段44の動作を説明する。2つの電源から供給される電力の和をPとすると、
P=Pa+Pb
である。
ここで、
Pa=rto_pa・P
Pb=rto_pb・P
と定義する。ただし、rto_pa=Pa/P、rto_pb=Pb/Pである。
Now, returning to FIG. 1, the operation of the voltage distribution means 44 will be described. If the sum of the power supplied from the two power sources is P,
P = Pa + Pb
It is.
here,
Pa = rto_pa · P
Pb = rto_pb · P
It is defined as However, rto_pa = Pa / P and rto_pb = Pb / P.
電圧分配手段44には、電圧指令vu*、vv*、vw*と分配電力指令値rto_pa(=1-rto_pb)が入力される。これらから、以下の計算により電源10a分電圧指令、電源10b分電圧指令を求める。
vu_a*=rto_pa・vu*
vu_b*=rto_pb・vu*
vv_a*=rto_pa・vv*
vv_b*=rto_pb・vv*
vw_a*=rto_pa・vw*
vw_b*=rto_pb・vu*
A voltage command vu *, vv *, vw * and a distributed power command value rto_pa (= 1−rto_pb) are input to the
vu_a * = rto_pa ・ vu *
vu_b * = rto_pb ・ vu *
vv_a * = rto_pa ・ vv *
vv_b * = rto_pb ・ vv *
vw_a * = rto_pa ・ vw *
vw_b * = rto_pb ・ vu *
以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、PWMパルス生成手段47を図2、図4、図5を用いて詳細に説明する。図2は、図1の手段45〜47で構成される部分を抜き出した図である。図4は、図2の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図5は、PWMパルスの生成方法を示したものである。以下の説明は、U相についてのみ行うが、V相、W相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算手段45
変調率演算手段45は、図4に示す演算2を行う。U相の電源10a分電圧指令vu_a*、電源10b分電圧指令vu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令mu_a*、電源10b分瞬時変調率指令mu_b*を求める。
mu_a*=vu_a*/(Vdc_a/2)
mu_b*=vu_b*/(Vdc_b/2)
Hereinafter, the modulation
Modulation rate calculation means 45
The modulation factor calculation means 45 performs
mu_a * = vu_a * / (Vdc_a / 2)
mu_b * = vu_b * / (Vdc_b / 2)
変調率補正手段46
変調率補正手段46は、図4に示す演算3を行う。電源10a分瞬時変調率指令mu_a*、電源10b分瞬時変調率指令mu*_bから0.5を減算することで最終的な瞬時変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*を求める。
mu_a_c*=mu_a*−0.5
mu_b_c*=mu_b*−0.5
Modulation rate correction means 46
The modulation rate correction means 46 performs
mu_a_c * = mu_a * −0.5
mu_b_c * = mu_b * −0.5
PWMパルス生成手段47
PWMパルス生成手段47は、図4に示す演算4(図5)を行う。図5を用いてその動作を説明する。まず、電源10aの電圧Vdc_aから最終的な電源10a分瞬時変調率指令mu_a_c*に基づいてPWMパルスを生成する際に用いる電源10a用キャリアと、最終的な電源10b分瞬時変調率指令mu_b_c*から電源10b分電圧指令に基づいてPWMパルスを生成する際に用いる電源10a用キャリアがあり、これらの位相は反転している。そして、mu_a_c*と電源10a用キャリアが比較されvu_pwm1が生成される。また、mu_b_c*と電源10b用キャリアが比較されvu_pwm2が生成される。vu_pwm1、vu_pwm2、vu_pwm3(vu_pwm1とvu_pwm2の否定論理環NOR)が生成される。これらの信号が図3におけるSW1、SW2、SW3に加えられる。
PWM pulse generation means 47
The PWM pulse generation means 47 performs calculation 4 (FIG. 5) shown in FIG. The operation will be described with reference to FIG. First, from the voltage Vdc_a of the power supply 10a, the carrier for the power supply 10a used when generating a PWM pulse based on the final instantaneous power supply modulation command mu_a_c * for the power supply 10a, and the
この方法により、1PWM周期Tpwmの半分が電源10a分瞬時変調率指令mu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Tp1となり、残り半分が電源10b分瞬時変調率指令mu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Tp2となる。つまり
Tp1=Tp2=Tpwm/2
である。
また、キャリアを反転させているため、電源10aから生成されるvu_pwm1のオンパルスは1PWM周期の始まりと終わりの両端部に発生し、電源10bから生成されるvu_pwm2のオンパルスは1PWM周期の中央部に発生する。従って。それぞれのオンデューティが0〜100%なる範囲すべてのパルスを生成することができる。以上の演算により、PWMパルスが生成される。
By this method, half of one PWM cycle Tpwm becomes time Tp1 assigned to a pulse generated based on the instantaneous modulation rate command mu_a_c * for the power supply 10a, and the other half is generated based on the instantaneous modulation rate command mu_a_c * for the
It is.
Since the carrier is inverted, the on-pulse of vu_pwm1 generated from the power supply 10a is generated at both ends of the start and end of 1PWM cycle, and the on-pulse of vu_pwm2 generated from the
次に、本発明の主要な部分を図説明する。以下の説明は図1の電流iu,ivの検出方法について述べたものであり、図1に付け加えた部分について詳述する。図10は本発明の主要な部分を説明した図である。図中の符号400は、Vu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1 ,Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2とモータ電流iu,iv,iwを入力し、電流センサ22で計測される電流をサンプリングしてデジタル値として制御装置に電流値を受け渡す電流検出器を示す。431aはVu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1の論理積を演算するAND回路、431bはVu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2の論理積を演算するAND回路、441は2つの論理和を取るOR回路、451aはパルスの立ち上がりでトリガを発生するトリガ発生回路、451bはパルスの立ち下がりでトリガを発生するトリガ発生回路、461a,462bはトリガ信号のタイミングでU相の電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路、471はAD変換器、481は加算器、482は積算器である。491aはU相電流をサンプルホールドしてデジタル値にする変換器、491bはV相、491cはW相の変換器である。なお、491a, 491b, 491cのいずれかを省略した構成であってもよい。また、モータ20には位置センサ(レゾルバやエンコーダ)21が設けられている。
Next, the main part of the present invention will be described. The following description describes the method of detecting the currents iu and iv in FIG. 1, and the portions added to FIG. 1 will be described in detail. FIG. 10 is a diagram for explaining the main part of the present invention.
電流検出の構成
まず、本発明の電流検出原理を図11に基づいて説明する。図11はU相電流と電流検出値iu1,iu2、およびSW1u,SW1v,SW1w,SW2u,SW2v,SW2wのスイッチングのタイムチャートである。まず、語句の説明を行うと、U相電流は図10のモータのU相電流、SW1u,SW1v,SW1w同時オン区間は図10のスイッチSW1u,SW1v,SW1wが同時オンする区間、SW2u,SW2v,SW2w同時オン区間は図10のスイッチSW2u,SW2v,SW2wが同時オンする区間を示している。また、時間t1で検出された電流値をiu1,時間t2で検出された電流値をiu2とする。基本波により近いに電流値を検出するには、SW1u,SW1v,SW1w同時オン区間とSW2u,SW2v,SW2w同時オン区間で電流検出を行うのがよい。なぜなら、この区間で電流を検出することにより、電流の変化率が小さい区間で電流を検出することができるからである。また、なぜ電流の変化率が小さいかというと、SW1u,SW1v,SW1wが同時オンの区間とSW2u,SW2v,SW2wが同時オンの区間ではモータに電圧が印加されないからである。従って、この方式を用いることにより、より相電流の基本波に近い値を検出することができる。V相、W相についても同様の方法で検出を行う。
Configuration of the current detection First, a current detection principle of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a time chart of switching of the U-phase current, the current detection values iu1, iu2, and SW1u, SW1v, SW1w, SW2u, SW2v, SW2w. First, the terms are explained. The U-phase current is the U-phase current of the motor in FIG. 10, the SW1u, SW1v, and SW1w simultaneous on sections are the sections in which the switches SW1u, SW1v, and SW1w in FIG. The SW2w simultaneous ON section indicates a section in which the switches SW2u, SW2v, and SW2w in FIG. 10 are simultaneously turned on. Further, the current value detected at time t1 is iu1, and the current value detected at time t2 is iu2. In order to detect the current value closer to the fundamental wave, it is preferable to perform current detection in the SW1u, SW1v, and SW1w simultaneous ON sections and in the SW2u, SW2v, and SW2w simultaneous ON sections. This is because by detecting the current in this section, the current can be detected in the section where the rate of change of current is small. The reason why the rate of change of current is small is that no voltage is applied to the motor in the section where SW1u, SW1v and SW1w are simultaneously on and in the section where SW2u, SW2v and SW2w are simultaneously on. Therefore, by using this method, a value closer to the fundamental wave of the phase current can be detected. The V phase and W phase are also detected in the same way.
次に、検出された電流値iu1,iu2のどちらかを選択し、電流制御に用いる。より高精度に電流を検出するためには、同時オン区間が長いほうで検出された電流値を用いるほうが良い。なぜなら、同時オン区間が短い場合、インバータのデッドタイムやAD変換の遅れでサンプリングがずれた場合に、同時オン区間からはずれたところで電流値を検出する場合があり、誤差が増大するからである。以上の原理に基づき、電流の検出、選択を行う。この原理を実行する回路として、電流検出器400と電流選択部500とが考えられる。以下それぞれについて説明する。
Next, one of the detected current values iu1 and iu2 is selected and used for current control. In order to detect the current with higher accuracy, it is better to use the current value detected in the longer simultaneous ON section. This is because if the simultaneous ON section is short, the current value may be detected when the sampling shifts due to the inverter dead time or AD conversion delay, and the error increases. Based on the above principle, current detection and selection are performed. As a circuit for executing this principle, a
電流検出器
電流検出器400はVu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1 ,Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2とモータ電流iu,iv,iwを入力し、電流のデジタルサンプリング値を制御装置に受け渡す。この電流検出器400の構成を処理の流れに沿って説明する。まず、Vu_pwm1,Vv_pwm1,Vw_pwm1が431aに入力され、431aのAND回路によりSW1u,SW1v,SW1wの零ベクトル区間が検出される。また、Vu_pwm2,Vv_pwm2,Vw_pwm2が431bに入力され、431bによりSW2u,SW2v,SW2wの零ベクトル区間が検出される。これらの信号が441に入力され、論理和として出力される。これにより、零ベクトル全区間で1を出力するパルスが生成される。次に、このパルスがトリガ発生回路451a,451bに入力され、パルスの立ち上がり、立下りのタイミングでトリガ信号が生成される。次に461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。トリガ信号のタイミングで電流値をサンプリングすることで、零ベクトルパルスの立ち上がりタイミングと立下りタイミングで電流がサンプリングされる。このサンプリング値が471のAD変換器に入力され、デジタル値として出力される。次に481の加算器で立ち上がりサンプリング値と立下りサンプリング値の和がとられ、482のゲイン1/2が掛けられ、立ち上がりサンプリング値と立下りサンプリング値の平均値が取られる。この平均値がiu1に相当する。iu2についても、次の零ベクトルタイミングで同様に検出される。次に、検出されたiu1,iu2が電流選択部500に受け渡される。
The
電流選択部
電流選択部500では、時間t1でiu1,iv1,iw1,分配電力指令値が、時間t2でiu2,iv2,iw2,分配電力指令値が入力される。電流選択部500はメモリなどの記憶手段を備え、一旦これらの入力された値を記憶し、分配電力指令値に基づき以下のように出力する。
|rto pa|≧|rto pb|のとき iu1,iv1,iw1をiu,iv,iwとして出力
|rto pa|<|rto pb|のとき iu2,iv2,iw2をiu,iv,iwとして出力
以上の構成により、零ベクトル区間の長いほうのタイミングでサンプリングされた電流値が電流制御に用いられることとなる。制御装置40は、電流選択部500から渡される電流値と、分配電力指令値と、電圧センサ11,12で取得された電源10a,10bの電圧値からスイッチ開閉信号を生成し、この信号を電力変換器30に与える。
In current selection unit
| rto pa | ≧ | rto When pb |, output iu1, iv1, iw1 as iu, iv, iw
| rto pa | <| rto When pb |, output iu2, iv2, and iw2 as iu, iv, and iw With the above configuration, the current value sampled at the longer timing of the zero vector section is used for current control. The
本実施例によれば、零ベクトル全区間で電流を検出するため、電流の変化率が小さい区間で電流検出ができるようになる。これにより、インバータのデッドタイムや、AD変換の遅れがある場合であっても相電流の基本波に極めて近い電流値を検出することができる。従って、電流をより高精度に制御できる。さらに、検出された電流を分配電力指令値の大きさに基づいて選択することで、例えば分配電力指令値が小さいために電流の変化が急峻となった場合であっても、その区間で検出された電流値は制御に用いず、より高精度な区間の電流値を採用することにより、高精度に電流を検出することができ、電流制御を高精度化できる。 According to the present embodiment, since the current is detected in the whole zero vector section, the current can be detected in the section where the current change rate is small. As a result, a current value extremely close to the fundamental wave of the phase current can be detected even when there is an inverter dead time or AD conversion delay. Therefore, the current can be controlled with higher accuracy. Furthermore, by selecting the detected current based on the magnitude of the distributed power command value, for example, even if the change in current becomes steep due to a small distributed power command value, it is detected in that section. The current value is not used for control, but by adopting a current value in a more accurate section, the current can be detected with high accuracy, and the current control can be made highly accurate.
実施例2
図12に本発明の第2の実施例を示す。本実施例においては、実施例1との違いは電流検出器400aのみなので、電流検出器400aの動作について説明する。電流検出器400aは電源10a用キャリアと電源10b用キャリア、相電流iu,iv,iwを入力し、電流のデジタルサンプリング値を電流選択部500に受け渡す。流れに沿って説明すると、まず電源10a用キャリアが452aに入力され、452aは電源10a用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。452bには電源10b用キャリアが入力され、電源10b用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。電源10a用キャリアの最大値のタイミングが図11のt1に、電源10b用キャリアの最大値のタイミングが図11のt2に相当する。図12に戻って、461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。サンプルホールドされた値はAD変換器471でデジタル値に変換されて制御装置40に出力される。また、キャリアの最大値だけでなく、その近傍でサンプリングを行っても良い。
Example 2
FIG. 12 shows a second embodiment of the present invention. In this embodiment, since the difference from the first embodiment is only the
本実施例によれば、キャリアの最大値のタイミングで電流を検出することによって、三角波比較法でPWM生成を行った場合においては零ベクトルタイミングで電流を検出していることと等価になる。このようなキャリアに同期したPWM生成と電流検出を行うことで、零ベクトルの中間点でサンプリングできるため、基本波成分により近い値を検出できる。さらに、検出された電流を分配電力指令値の大きさに基づいて切り替えることで、例えば分配電力指令値が小さいために電流の変化が急峻となった場合であっても、その区間で検出された電流値は制御に用いず、より電流変化の小さい区間の電流値を採用することにより、より基本波に近い値を検出できるので、電流制御を高精度化できる。 According to the present embodiment, detecting the current at the timing of the maximum value of the carrier is equivalent to detecting the current at the zero vector timing when PWM generation is performed by the triangular wave comparison method. By performing PWM generation and current detection in synchronization with such a carrier, sampling can be performed at the midpoint of the zero vector, so that a value closer to the fundamental wave component can be detected. Further, by switching the detected current based on the magnitude of the distributed power command value, for example, even when the change in current becomes steep because the distributed power command value is small, it was detected in that section Since the current value is not used for the control and the current value in the section where the current change is smaller is adopted, a value closer to the fundamental wave can be detected, so that the current control can be highly accurate.
実施例3
図13に本発明の第3の実施例を示す。本実施例においては、実施例1との違いは電流検出器400bのみなので、400bについて説明する。電流検出器400bは電源10a用キャリアと電源10b用キャリア、相電流iu,iv,iw分配電力指令値を入力し、分配電力指令値に応じてサンプリングタイミングを選択してデジタルサンプリング値を制御装置40に受け渡す。流れに沿って説明すると、まず電源10a用キャリアが452aに入力され、452aは電源10a用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。452bには電源10b用キャリアが入力され、電源10b用キャリアの最大値のタイミングでトリガ信号を出力する。他方で分配電力指令値が判定回路495に入力され、判定回路495は
|rto pa|≧|rto pb|のとき 1
|rto pa|<|rto pb|のとき 0
の信号を出力する。
Example 3
FIG. 13 shows a third embodiment of the present invention. In the present embodiment, since the difference from the first embodiment is only the current detector 400b, 400b will be described. The current detector 400b inputs the carrier for the power source 10a, the carrier for the
| rto pa | ≧ | rto When pb |
| rto pa | <|
The signal is output.
判定回路495からの信号とトリガ信号が496aに入力され、論理積が取られる。また、判定回路495からの信号がNOT回路496cに入力されて信号の否定が出力され、496bで論理積が取られる。以上の構成により、分配電力指令値の絶対値が最も大きい区間のキャリアの最大値のタイミングで電流値がサンプリングされる。電源10a用キャリアの最大値のタイミングが図11のt1に、電源10b用キャリアの最大値のタイミングが図11のt2に相当する。図13に戻って、461a,461bにそれぞれトリガ信号が入力され、トリガ信号のタイミングで電流値がサンプルホールドされる。サンプルホールドされた値はAD変換器471でデジタル値に変換されて制御装置40に出力される。
The signal from the
本実施例によれば、電流を検出する際に分配電力指令値の大きさに基づいて電流を検出する区間を切り替えるので、分配電力指令値が小さく、電流の変化が急峻で誤差が大きいと考えられる区間の電流値を制御に採用せず、より精度の高い区間の電流値を制御に採用するため、電流制御を高精度化できる。 According to the present embodiment, when the current is detected, the current detection period is switched based on the magnitude of the distributed power command value. Therefore, the distributed power command value is small, the current change is steep, and the error is large. Therefore, the current value in the section to be used is not adopted for the control, and the current value in the section having a higher precision is adopted for the control.
本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各部材、各手段、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の部材、手段、ステップなどを1つに組み合わせたり或いは分割したりすることが可能である。例えば、実施例では電流検出器にAND回路やOR回路、AD変換器などからなる判定回路を組み込んだ形式で説明してあるが、これは単なる一実施形態に過ぎずこれらの機能の一部或いは全てを別個に設けることも可能である。また、実施例では、2つの直流電源からなるマルチ出力直流電源を説明してあるが、本願発明の原理は3つ以上の電源を組み合わせた構成にも同様に適用でき同様の効果が得られるものである。さらに、本装置を構成する回路、部、手段などの装置は、その一部や全てをマイクロコードなどのソフトウェア、或いはそのソフトウェアを実行する演算手段に置換し得るものであることに注意されたい。 Although the present invention has been described based on the drawings and examples, it should be noted that those skilled in the art can easily make various modifications and corrections based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these variations and modifications are included in the scope of the present invention. For example, the functions included in each member, each means, each step, etc. can be rearranged so that there is no logical contradiction, and a plurality of members, means, steps, etc. can be combined or divided into one. Is possible. For example, in the embodiment, the current detector is described in a form in which a determination circuit including an AND circuit, an OR circuit, an AD converter, and the like is incorporated. However, this is merely an embodiment and a part of these functions or It is also possible to provide all of them separately. In the embodiment, a multi-output DC power source composed of two DC power sources has been described. However, the principle of the present invention can be similarly applied to a configuration in which three or more power sources are combined, and similar effects can be obtained. It is. Furthermore, it should be noted that a part of or all of the circuits, units, means, and the like constituting the apparatus can be replaced with software such as microcode or arithmetic means for executing the software.
10 マルチ出力直流電源
10a 第1の直流電源
10b 第2の直流電源
11,12 電圧センサ
20 モータ
21 位置センサ
22 電流センサ
30 電力変換器
30U U相のスイッチ手段
30V V相のスイッチ手段
30W W相のスイッチ手段
SW1,SW2,SW3 スイッチ
SW1u, SW1v, SW1w スイッチ
SW2u, SW2v, SW2w スイッチ
SW3u, SW3v, SW3w スイッチ
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 dq/3相変換手段
44 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46 変調率補正手段
47 パルス生成手段
48 3相/dq変換手段
400,400a,400b 電流検出器
431a,b AND回路
441 OR回路
451a,b トリガ発生回路
452a,b トリガ発生回路
461a,b サンプルホールド回路
471 AD変換器
481 加算器
482 積算器
491a,b,c 変換器
492a,b,c 変換器
495 判定回路
496a,b AND回路
496c NOT回路
500 電流選択部
10 Multi-output DC power supply
10a First DC power supply
10b Second DC power supply
11,12 Voltage sensor
20 Motor
21 Position sensor
22 Current sensor
30 Power converter
30U U-phase switch means
30V V-phase switch means
30W W phase switch means
SW1, SW2, SW3 switch
SW1u, SW1v, SW1w switch
SW2u, SW2v, SW2w switch
SW3u, SW3v, SW3w switch
40 Control unit
41 Torque control means
42 Current control means
43 dq / 3-phase conversion means
44 Voltage distribution means
45 Modulation rate calculation means
46 Modulation rate correction means
47 Pulse generation means
48 Three-phase / dq conversion means
400,400a, 400b Current detector
431a, b AND circuit
441 OR circuit
451a, b Trigger generation circuit
452a, b Trigger generation circuit
461a, b Sample hold circuit
471 AD converter
481 Adder
482 integrator
491a, b, c converter
492a, b, c converter
495 Judgment circuit
496a, b AND circuit
496c NOT circuit
500 Current selector
Claims (9)
スイッチング手段を用いて、前記交流モータの各相の端子と、前記直流電圧源に含まれる共通電位を含めて3つ以上の電位の出力部のうちのいずれか1つとの間の経路を選択的に切り換え、選択された経路上のスイッチング手段のオンオフのパルス幅を制御することによりパルス状電圧の生成を行うパルス生成ステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間にて、前記交流モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出ステップと、
を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A control method for a power converter that generates a pulse voltage for driving an AC motor from an output voltage of a DC voltage source,
With switching means selecting the phase of the pin of the AC motor, either one path between one of the outputs of three or more potentials including a common potential contained in the DC voltage source A pulse generation step of generating a pulsed voltage by controlling the on / off pulse width of the switching means on the selected path ,
The first output portion of the positive potential and all the all of the first switching means are all turned to disengaging between terminals of the AC motor of the DC voltage source of the DC voltage source output portion, or all turned off in it a between first zero vector District, the DC voltage source output unit every second that disconnects between all terminals of the positive side the AC motor to the potential of the output portion of the second DC voltage source of A motor current detecting step for detecting a motor current flowing in the AC motor in a section in which the length of the zero vector section is the longest among the second zero vector sections in which the switching means are all on or all off ;
The control method of the power converter device characterized by including.
前記モータ電流検出ステップは、
前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間を選択する区間選択ステップと、
前記第1零ベクトル区間及び前記第2零ベクトル区間で検出された電流のうち、前記選択された区間にて検出された電流値を用いて前記交流モータを制御するステップと、
を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 1,
The motor current detection step includes
Of the between the first zero vector ku the second zero vector segment, and the section selection step of the length of the zero vector section selects the longest interval,
Controlling the AC motor using a current value detected in the selected section among the currents detected in the first zero vector section and the second zero vector section ;
The control method of the power converter device characterized by including.
前記区間選択ステップで選択された区間の電流値のうち、所定の選択基準を参照して、電流値を選択する電流選択ステップ、
を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 2,
A current selection step of selecting a current value with reference to a predetermined selection criterion among the current values of the section selected in the section selection step;
The control method of the power converter device characterized by including.
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第1の電圧Vdc1からPWMパルスを生成するための第1のキャリアと、前記出力電圧のうちの第2の電圧Vdc2からPWMパルスを生成するための第2のキャリアとを生成するステップを含み、
前記電流選択ステップにおける前記所定の選択基準が、
前記生成した第1および第2のキャリアのうちの少なくとも一方のキャリアの最大値のタイミング、あるいはその近傍で検出された電流値を選択することである、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 3,
A first carrier for generating a PWM pulse from the first voltage Vdc1 of the output voltage of the DC voltage source output unit, and a PWM pulse from the second voltage Vdc2 of the output voltage Generating a second carrier,
The predetermined selection criterion in the current selection step is:
Selecting the timing value of the maximum value of at least one of the generated first and second carriers, or a current value detected in the vicinity thereof,
A method for controlling a power conversion device.
前記直流電圧源出力部の出力電圧のうちの第1の電圧Vdc1からPWMパルスを生成するための第1の電圧指令値群を生成し、前記出力電圧のうちの第2の電圧Vdc2からPWMパルスを生成するための第2の電圧指令値群を生成するステップと、
前記第1の電圧指令値群と前記第2の電圧指令値群を生成するための、前記直流電圧源出力部から出力される電力の目標値である分配電力目標値を生成するステップとを含み、
前記区間選択ステップが、前記分配電力目標値に基づいて、区間を選択する、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device of any one of Claims 2-4,
A first voltage command value group for generating a PWM pulse is generated from the first voltage Vdc1 of the output voltage of the DC voltage source output unit, and the PWM pulse is generated from the second voltage Vdc2 of the output voltage. Generating a second voltage command value group for generating
Generating a distributed power target value, which is a target value of power output from the DC voltage source output unit, for generating the first voltage command value group and the second voltage command value group. ,
The section selection step selects a section based on the distributed power target value.
A method for controlling a power conversion device.
前記区間選択ステップは、前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 5,
The section selecting step is generated by the first zero of the vector section and the second zero vector interval, switching means for connecting the absolute value is most sizes rather set DC voltage source side of the distribution power target value Select the section as the section where the current value should be detected,
A method for controlling a power conversion device.
前記電流検出手段が、前記検出された電流値をバッファする手段を備え、
前記電流選択ステップが、前記バッファされた電流値の中から、前記分配電力目標値に基づいて電流値を選択する、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 5 or 6,
The current detection means comprises means for buffering the detected current value;
The current selection step selects a current value from the buffered current values based on the distributed power target value;
A method for controlling a power conversion device.
前記電流選択ステップは、前記バッファされた検出電流値の中から、前記第1零ベクトル区間と前記第2零ベクトル区間のうち、前記分配電力目標値の絶対値が最も大きく設定された直流電圧源側と接続するスイッチング手段によって生成される区間を、電流値を検出すべき区間として選択する、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to claim 7,
The current selection step, from among the buffered detected current value, the first zero of the vector section and the second zero vector interval, the absolute value of the most size rather set DC voltage of the distribution power target value Select the section generated by the switching means connected to the source side as the section in which the current value is to be detected .
A method for controlling a power conversion device.
前記モータ電流検出ステップが、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の始めのタイミングで電流を検出するステップと、
前記直流電圧源出力部のうち第1の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第1スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第1零ベクトル区間と、前記直流電圧源出力部のうち第2の直流電圧源の出力部の正側の電位と前記交流モータのすべての端子の間を断接するすべての第2スイッチング手段がすべてオン、あるいは、すべてオフである第2零ベクトル区間のうち、零ベクトル区間の長さが最も長い区間の終わりのタイミングで電流を検出するステップと、
前記始めの検出電流値と前記終わりの検出電流値との平均値を電流検出値とするステップと、を含む、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the control method of the power converter device according to any one of claims 1 to 8,
The motor current detection step includes
All the first switching means for connecting / disconnecting between the positive side potential of the output unit of the first DC voltage source and all the terminals of the AC motor among the DC voltage source output units are all on or all off. there as between first zero vector District, all of the second switching means during disconnecting of all terminals of the AC motor and the positive side of the potential of the output of the second DC voltage source of the DC voltage source output unit Detecting the current at the start timing of the section having the longest length of the zero vector section among the second zero vector sections in which all are on or all off ;
All the first switching means for connecting / disconnecting between the positive side potential of the output unit of the first DC voltage source and all the terminals of the AC motor among the DC voltage source output units are all on or all off. there as between first zero vector District, all of the second switching means during disconnecting of all terminals of the AC motor and the positive side of the potential of the output of the second DC voltage source of the DC voltage source output unit Detecting a current at the end timing of a section having the longest zero vector section length among the second zero vector sections in which all are on or all off ;
An average value of the detected current value at the beginning and the detected current value at the end as a current detected value,
A method for controlling a power conversion device.
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