JP7501058B2

JP7501058B2 - Motor Control Device

Info

Publication number: JP7501058B2
Application number: JP2020065295A
Authority: JP
Inventors: 聖仁下野
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2020-03-31
Filing date: 2020-03-31
Publication date: 2024-06-18
Anticipated expiration: 2040-03-31
Also published as: JP2021164321A

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。 This disclosure relates to a motor control device.

モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される３相の交流電圧（以下では「３相電圧」と呼ぶことがある）を生成するスイッチングモジュールを有する。スイッチングモジュールは、複数のスイッチング素子から構成される。スイッチングモジュールは、インバータと呼ばれることもある。 A motor control device that controls the drive of a motor has a switching module that generates a three-phase AC voltage (hereinafter sometimes referred to as a "three-phase voltage") that is applied to the motor. The switching module is composed of multiple switching elements. The switching module is sometimes called an inverter.

また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）に一致するようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値へ変換する。 When vector control is used for the motor control device, the motor control device generates a d-axis current command value and a q-axis current command value so that the motor rotation speed matches the speed command value (target speed), and generates a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value from the d-axis current command value and the q-axis current command value. Furthermore, the motor control device converts the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value into three-phase voltage command values.

３相の電圧指令値に基づいてスイッチングモジュールを制御する技術としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が知られている。ＰＷＭは、スイッチングモジュールを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調節することによりスイッチングモジュールの出力電圧（つまり、３相電圧）を変化させる技術である。スイッチング素子のオン／オフを制御する信号（以下では「ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある）は、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と比較値との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、モータに３相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。 PWM (Pulse Width Modulation) is known as a technique for controlling a switching module based on three-phase voltage command values. PWM is a technique for changing the output voltage (i.e., three-phase voltage) of a switching module by adjusting the on/off time of multiple switching elements that make up the switching module. A signal that controls the on/off of the switching elements (hereinafter sometimes referred to as a "PWM signal") is generated based on the result of comparing a carrier signal, which is the carrier wave of the PWM, with a comparison value. By controlling the on/off of the switching elements according to the PWM signal, a three-phase voltage is applied to the motor, controlling the drive of the motor.

また、モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる３相の電流（以下では「モータ電流」と呼ぶことがある）を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。 There is also known a technology (hereinafter sometimes referred to as the "position sensorless method") that controls the drive of a motor without using a sensor (hereinafter sometimes referred to as the "position sensor") for detecting the rotational position of the motor rotor (hereinafter sometimes referred to as the "rotor position"). In the position sensorless method, the rotor position is estimated without using a position sensor by detecting the three-phase current (hereinafter sometimes referred to as the "motor current") that flows through the motor.

また、モータ電流の検出方式として「１シャント検出方式」が知られている。１シャント検出方式では、３相電圧を生成するスイッチングモジュールと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの２相分の電流を検出し、残りの１相分の電流を、２相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。 The "single-shunt detection method" is also known as a method for detecting motor current. In the single-shunt detection method, two phases of the motor current are detected based on the bus current flowing between the DC power supply and the switching module that generates the three-phase voltage, and the remaining one phase of current is calculated from the two phases of current using Kirchhoff's law.

特開２００１－３２７１７３号公報JP 2001-327173 A 特開２０１３－０５５７７２号公報JP 2013-055772 A

１シャント検出方式を用いてモータ電流を検出するモータ制御装置では、モータを制御するために各相に印加する電圧指令値が近い値になる場合（３相の電圧指令値の差が小さい場合）に、ＰＷＭ信号のパルス幅の差が小さくなるため、モータ電流のうちの２相分の電流を検出するための時間（以下では「電流検出時間」呼ぶことがある）を確保することができないことがある。電流検出時間の確保ができないと、１シャント検出方式によるモータ電流の検出ができないため、位置センサレス方式によるモータの駆動制御が不安定になってしまう。 In a motor control device that detects motor current using a single-shunt detection method, when the voltage command values applied to each phase to control the motor are close (when the difference between the voltage command values of the three phases is small), the difference in the pulse width of the PWM signal becomes small, so it may not be possible to ensure the time required to detect the current of two phases of the motor current (hereinafter sometimes referred to as the "current detection time"). If the current detection time cannot be ensured, the motor current cannot be detected using the single-shunt detection method, and motor drive control using the position sensorless method becomes unstable.

そこで、本開示では、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げる技術を提案する。 Therefore, this disclosure proposes technology to expand the range in which the three-phase current flowing through the motor can be detected.

本開示のモータ制御装置は、スイッチングモジュールと、電流検出部と、電流算出部と、ＰＷＭ部とを有する。前記スイッチングモジュールは、直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記電流検出部は、前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する。前記電流算出部は、前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する。前記ＰＷＭ部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、前記電流算出部は、前記３相の電流のうち、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の第一周期において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の前記第一周期の次の周期である第二周期において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出する。 The motor control device of the present disclosure has a switching module, a current detection unit, a current calculation unit, and a PWM unit. The switching module converts a DC voltage supplied from a DC power supply into a three-phase AC voltage and applies the AC voltage to a motor. The current detection unit detects a bus current of the switching module using a resistor connected between the DC power supply and the switching module. The current calculation unit calculates a three-phase current flowing through the motor based on the bus current. The PWM unit generates a PWM signal that controls the switching module by PWM using a carrier signal having a predetermined period. In addition, the PWM unit shifts the PWM signal forward or backward in time within the period of the carrier signal. The current calculation unit calculates a first phase current, among the three phase currents, that can be calculated in a first period of the carrier signal due to a shift in the PWM signal, calculates a second phase current, which can be calculated in a second period that is the next period of the carrier signal after the first period due to a shift in the PWM signal, and calculates a third phase current from the first phase current and the second phase current.

開示の技術によれば、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げることができる。 The disclosed technology makes it possible to expand the range in which three-phase current flowing through a motor can be detected.

図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of a motor control device according to an embodiment of the present disclosure. 図２は、本開示の実施例のＰＷＭ部の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a PWM unit according to an embodiment of the present disclosure. 図３は、本開示の実施例のキャリア信号の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a carrier signal according to an embodiment of the present disclosure. 図４は、本開示の実施例の比較処理の一例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a comparison process according to an embodiment of the present disclosure. 図５は、本開示の実施例の各相の端子電圧と母線電流との関係の一例を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the relationship between the terminal voltages and the bus currents of the phases in the embodiment of the present disclosure. 図６は、本開示の実施例のＰＷＭ信号のシフト処理の一例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a shift process of a PWM signal according to an embodiment of the present disclosure. 図７は、本開示の実施例の端子電圧のシフト例の説明に供する図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a shift in terminal voltage in an embodiment of the present disclosure. 図８は、本開示の実施例の端子電圧のシフト例の説明に供する図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a shift in terminal voltage in an embodiment of the present disclosure.

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。 Below, examples of the present disclosure will be described with reference to the drawings. In the following examples, the same components are given the same reference numerals.

［実施例］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、位置センサレス方式、１シャント検出方式、及び、ＰＷＭを用いてモータＭの駆動を制御する。図１において、モータ制御装置１００は、減算部４６，４７，５２と、ｄ軸電流設定部４８と、速度制御部４９と、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５と、ｄｑ／３φ変換部４３と、ＰＷＭ部４１と、スイッチングモジュール１０と、直流電源Ｅ_ＤＣと、シャント抵抗Ｒｓとを有する。また、モータ制御装置１００は、ＤＣ電圧検出部３１と、電流検出部２１と、ＡＤ変換部７１，７２と、３φ電流算出部６１と、ＤＣ電圧算出部３２と、３φ／ｄｑ変換部４２と、位置・速度推定部４４と、１／Ｐｎ処理部５１とを有する。 [Example]
<Configuration of the motor control device>
FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a motor control device according to an embodiment of the present disclosure. The motor control device 100 shown in FIG. 1 controls the driving of a motor M using a position sensorless method, a one-shunt detection method, and PWM. In FIG. 1, the motor control device 100 includes subtraction units 46, 47, and 52, a d-axis current setting unit 48, a speed control unit 49, a d-axis and q-axis voltage setting unit 45, a dq/3φ conversion unit 43, a PWM unit 41, a switching module 10, a DC power supply E _DC , and a shunt resistor Rs. The motor control device 100 also includes a DC voltage detection unit 31, a current detection unit 21, AD conversion units 71 and 72, a 3φ current calculation unit 61, a DC voltage calculation unit 32, a 3φ/dq conversion unit 42, a position and speed estimation unit 44, and a 1/Pn processing unit 51.

また、スイッチングモジュール１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐと、下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎとを有する。以下では、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎを「スイッチング素子ＳＷ」と総称することがある。 The switching module 10 also has upper arm switching elements SWup, SWvp, and SWwp, and lower arm switching elements SWun, SWvn, and SWwn. Hereinafter, the switching elements SWup, SWvp, SWwp, SWun, SWvn, and SWwn may be collectively referred to as "switching elements SW."

モータ制御装置１００において、ｄ軸電流設定部４８は、所定値のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算部４６へ出力する。 In the motor control device 100, the d-axis current setting unit 48 outputs a predetermined d-axis current command value id ^* to the subtraction unit 46.

減算部４６には、ｄ軸電流設定部４８からｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄが入力される。減算部４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。 The subtraction unit 46 receives the d-axis current command value id ^* from the d-axis current setting unit 48, and receives the d-axis current id from the 3φ/dq conversion unit 42. The subtraction unit 46 calculates the d-axis current deviation Δid by subtracting the d-axis current id from the d-axis current command value id ^* , and outputs the calculated d-axis current deviation Δid to the d-axis/q-axis voltage setting unit 45.

速度制御部４９は、減算部５２から入力される速度偏差Δωがゼロに近づくようにｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を算出し、算出したｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算部４７へ出力する。 The speed control unit 49 calculates the q-axis current command value iq ^* so that the speed deviation Δω input from the subtraction unit 52 approaches zero, and outputs the calculated q-axis current command value iq ^* to the subtraction unit 47.

減算部４７には、速度制御部４９からｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｑ軸電流ｉｑが入力される。減算部４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。 The subtraction unit 47 receives the q-axis current command value iq ^* from the speed control unit 49 and the q-axis current iq from the 3φ/dq conversion unit 42. The subtraction unit 47 calculates the q-axis current deviation Δiq by subtracting the q-axis current iq from the q-axis current command value iq ^* , and outputs the calculated q-axis current deviation Δiq to the d-axis/q-axis voltage setting unit 45.

ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５には、減算部４６からｄ軸電流偏差Δｉｄが入力され、減算部４７からｑ軸電流偏差Δｉｑが入力され、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力される。ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがゼロに近づくようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を位置・速度推定部４４及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、３φ電流算出部６１により算出されるモータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗに応じて変化する。 The d-axis/q-axis voltage setting unit 45 receives the d-axis current deviation Δid from the subtraction unit 46, the q-axis current deviation Δiq from the subtraction unit 47, and the d-axis current id and the q-axis current iq from the 3φ/dq conversion unit 42. The d-axis/q-axis voltage setting unit 45 calculates a d-axis voltage command value Vd ^* and a q-axis voltage command value Vq ^* so that the d-axis current deviation Δid and the q-axis current deviation Δiq approach zero, and outputs the calculated d-axis voltage command value Vd ^* and q-axis voltage command value Vq ^* to the position/speed estimation unit 44 and the dq/3φ conversion unit 43. The d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* change according to the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw, which are motor currents calculated by the 3φ current calculation unit 61.

位置・速度推定部４４には、３φ／ｄｑ変換部４２からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力され、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５からｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が入力される。位置・速度推定部４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて、モータＭの電気的な角速度ωｅと、回転座標系（ｄｑ座標系）でのモータＭの回転位相角θｄｑとを推定する。位置・速度推定部４４は、推定した角速度ωｅを１／Ｐｎ処理部５１へ出力し、推定した位相角θｄｑを３φ／ｄｑ変換部４２及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。 The position/speed estimator 44 receives the d-axis current id and the q-axis current iq from the 3φ/dq converter 42, and receives the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* from the d-axis/q-axis voltage setting unit 45. The position/speed estimator 44 estimates the electrical angular velocity ωe of the motor M and the rotational phase angle θdq of the motor M in the rotating coordinate system (dq coordinate system) based on the d-axis current ^id , the q-axis current iq, the d-axis voltage command value ^Vd *, and the q-axis voltage command value Vq*. The position/speed estimator 44 outputs the estimated angular velocity ωe to the 1/Pn processor 51, and outputs the estimated phase angle θdq to the 3φ/dq converter 42 and the dq/3φ converter 43.

１／Ｐｎ処理部５１は、角速度ωｅをモータＭの極対数で除することにより、電気的な角速度ωｅをモータＭが有するロータの機械的な角速度ωｍに変換し、変換後の角速度ωｍを減算部５２へ出力する。 The 1/Pn processing unit 51 converts the electrical angular velocity ωe into the mechanical angular velocity ωm of the rotor of the motor M by dividing the angular velocity ωe by the number of pole pairs of the motor M, and outputs the converted angular velocity ωm to the subtraction unit 52.

減算部５２には、１／Ｐｎ処理部５１から角速度ωｍが入力され、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）速度指令値ωｍ^＊が入力される。減算部５２は、速度指令値ωｍ^＊から角速度ωｍを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御部４９へ出力する。 The subtraction unit 52 receives the angular velocity ωm from the 1/Pn processing unit 51, and receives a speed command value ωm ^* from outside the motor control device 100 (for example, from a higher-level controller of the motor control device 100). The subtraction unit 52 calculates a speed deviation Δω by subtracting the angular velocity ωm from the speed command value ωm ^* , and outputs the calculated speed deviation Δω to the speed control unit 49.

ｄｑ／３φ変換部４３は、位相角θｄｑを用いて、回転座標系のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、固定座標系（ＵＶＷ座標系）の３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。ｄｑ／３φ変換部４３は、変換後の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ部４１へ出力する。 The dq/3φ converter 43 converts the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* in the rotating coordinate system into three-phase voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* in a fixed coordinate system (UVW coordinate system) using the phase angle θdq. The dq/3φ converter 43 outputs the converted voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* to the PWM unit 41.

ＰＷＭ部４１には、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力され、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力される。また、ＰＷＭ部４１には、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と、キャリア信号の所定の周期（以下では「キャリア周期」と呼ぶことがある）と、ＡＤ変換部７２でのサンプリングに必要な時間（以下では「サンプリング必要時間」と呼ぶことがある）とが入力される。 The PWM unit 41 receives voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* from the dq/3φ conversion unit 43, and receives a DC voltage Vdc from the DC voltage calculation unit 32. The PWM unit 41 also receives a carrier signal which is a PWM carrier wave, a predetermined period of the carrier signal (hereinafter sometimes referred to as the "carrier period"), and a time required for sampling in the AD conversion unit 72 (hereinafter sometimes referred to as the "required sampling time") from outside the motor control device 100 (for example, from a higher-level controller of the motor control device 100).

ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎをスイッチングモジュール１０及び３φ電流算出部６１へ出力する。また、ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、ＡＤ変換部７２に対するサンプリングの開始指示（以下では「ＡＤ変換トリガ」と呼ぶことがある）を生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、ＰＷＭ部４１は、ＰＷＭ部４１への入力に基づいて、モータ電流の検出可否を表す検出不可フラグを“ＴＲＵＥ”（検出不可）または“ＦＡＬＳＥ”（検出可）に設定し、設定後の検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。ＰＷＭ部４１の詳細については後述する。 Based on the input to the PWM unit 41, the PWM unit 41 generates three-phase PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn, and outputs the generated PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn to the switching module 10 and the 3φ current calculation unit 61. Based on the input to the PWM unit 41, the PWM unit 41 also generates a sampling start instruction (hereinafter sometimes referred to as an "AD conversion trigger") for the AD conversion unit 72, and outputs the generated AD conversion trigger to the AD conversion unit 72. Based on the input to the PWM unit 41, the PWM unit 41 also sets a non-detectable flag indicating whether or not the motor current can be detected to "TRUE" (non-detectable) or "FALSE" (detectable), and outputs the set non-detectable flag to the 3φ/dq conversion unit 42. Details of the PWM unit 41 will be described later.

スイッチングモジュール１０には、直流電源Ｅ_ＤＣから直流電圧が供給され、ＰＷＭ部４１からＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが入力される。スイッチングモジュール１０は、直流電源Ｅ_ＤＣから供給される直流電圧をＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って３相の交流電圧に変換し、変換後の３相の交流電圧をモータＭに印加する。３相の交流電圧がモータＭに印加されることによりモータＭが駆動される。スイッチングモジュール１０では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎがオン／オフされることにより、直流電圧が３相電圧に変換される。各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎの両端には、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが接続されている。 The switching module 10 is supplied with a DC voltage from a DC power supply E _DC , and receives PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn from a PWM unit 41. The switching module 10 converts the DC voltage supplied from the DC power supply E _DC into a three-phase AC voltage in accordance with the PWM signals Up to Wn, and applies the converted three-phase AC voltage to a motor M. The motor M is driven by applying the three-phase AC voltage to the motor M. In the switching module 10, the switching elements SWup, SWun, SWvp, SWvn, SWwp, and SWwn are turned on/off in accordance with the PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn, thereby converting the DC voltage into a three-phase voltage. Freewheeling diodes Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, and Dwn are connected to both ends of each of the switching elements SWup, SWun, SWvp, SWvn, SWwp, and SWwn.

電流検出部２１は、直流電源Ｅ_ＤＣとスイッチングモジュール１０との間に接続されているシャント抵抗Ｒｓを用いて、スイッチングモジュール１０の母線電流Ｉｓを検出する。シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に配置されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に配置されても良い。シャント抵抗Ｒｓには、モータ電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流と、ＰＷＭ信号とに応じた母線電流Ｉｓが流れ、シャント抵抗Ｒｓに母線電流Ｉｓが流れるときに、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出部２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出する。さらに、電流検出部２１は、シャント抵抗Ｒｓと母線電流Ｉｓとに基づいて、式（１）によって表されるアナログ電圧ＶＡ１を算出し、算出したアナログ電圧ＶＡ１をＡＤ変換部７２へ出力する。式（１）における“ｋ”は所定の増幅率を示す。
ＶＡ１＝ｋ×（Ｒｓ・Ｉｓ） …（１） The current detection unit 21 detects the bus current Is of the switching module 10 by using a shunt resistor Rs connected between the DC power supply E _DC and the switching module 10. The shunt resistor Rs is arranged on an N line LN which is a DC line between an N-side terminal of the DC power supply E _DC and the switching module 10. The shunt resistor Rs may be arranged on a P line _LP which is a DC line between a P-side terminal of the DC power supply E _DC and the switching module _10. A bus current Is corresponding to a U-phase current, a V-phase current, and a W-phase current which are motor currents and a PWM signal flows through the shunt resistor Rs, and when the bus current Is flows through the shunt resistor Rs, a voltage drop occurs across the shunt resistor Rs. The current detection unit 21 detects the bus current Is flowing through the shunt resistor Rs from the magnitude of this voltage drop and the resistance value of the shunt resistor Rs. Furthermore, the current detection unit 21 calculates an analog voltage VA1 expressed by equation (1) based on the shunt resistance Rs and the bus current Is, and outputs the calculated analog voltage VA1 to the AD conversion unit 72. "k" in equation (1) represents a predetermined amplification factor.
VA1=k×(Rs·Is) ... (1)

ＡＤ変換部７２は、ＰＷＭ部４１から入力されるＡＤ変換トリガに従って、アナログ電圧ＶＡ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログ電圧ＶＡ１をデジタル電圧値ＶＡ２へ変換し、変換後のデジタル電圧値ＶＡ２を３φ電流算出部６１へ出力する。 The AD conversion unit 72 samples the analog voltage VA1 in accordance with the AD conversion trigger input from the PWM unit 41, converts the analog voltage VA1 to a digital voltage value VA2, and outputs the converted digital voltage value VA2 to the 3φ current calculation unit 61.

３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出する。３φ電流算出部６１は、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値と、増幅率ｋと、デジタル電圧値ＶＡ２と、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいて、モータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを算出し、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。 The 3φ current calculation unit 61 calculates the motor current using a single shunt detection method. The 3φ current calculation unit 61 calculates the motor currents U-phase current iu, V-phase current iv, and W-phase current iw based on the resistance value of the shunt resistor Rs, the amplification factor k, the digital voltage value VA2, and the PWM signals Up to Wn, and outputs the calculated motor currents iu, iv, and iw to the 3φ/dq conversion unit 42.

３φ／ｄｑ変換部４２は、位置・速度推定部４４から入力される位相角θｄｑを用いて、固定座標系の電流ベクトルを示すモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標系の電流ベクトルを示すｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換して時系列で記憶する。３φ／ｄｑ変換部４２は、変換後のｄ軸電流ｉｄを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４６へ出力し、変換後のｑ軸電流ｉｑを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４７へ出力する。 The 3φ/dq conversion unit 42 converts the motor currents iu, iv, iw, which indicate the current vector in the fixed coordinate system, into d-axis current id and q-axis current iq, which indicate the current vector in the rotating coordinate system, using the phase angle θdq input from the position/speed estimation unit 44, and stores them in a time series. The 3φ/dq conversion unit 42 outputs the converted d-axis current id to the position/speed estimation unit 44, the d-axis/q-axis voltage setting unit 45, and the subtraction unit 46, and outputs the converted q-axis current iq to the position/speed estimation unit 44, the d-axis/q-axis voltage setting unit 45, and the subtraction unit 47.

ＤＣ電圧検出部３１は、ＰラインＬ_ＰとＮラインＬ_Ｎとの間の母線電圧を検出し、検出したアナログの母線電圧ＶＢ１をＡＤ変換部７１へ出力する。 The DC voltage detection unit 31 detects a bus voltage between the P line _LP and the N line _LN , and outputs the detected analog bus voltage VB1 to the AD conversion unit 71.

ＡＤ変換部７１は、アナログの母線電圧ＶＢ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電圧ＶＢ１をデジタルの母線電圧値ＶＢ２へ変換し、変換後のデジタルの母線電圧値ＶＢ２をＤＣ電圧算出部３２へ出力する。 The AD conversion unit 71 samples the analog bus voltage VB1 to convert it into a digital bus voltage value VB2, and outputs the converted digital bus voltage value VB2 to the DC voltage calculation unit 32.

ＤＣ電圧算出部３２は、デジタルの母線電圧値ＶＢ２からＤＣ電圧Ｖｄｃを算出し、算出したＤＣ電圧ＶｄｃをＰＷＭ部４１へ出力する。 The DC voltage calculation unit 32 calculates the DC voltage Vdc from the digital bus voltage value VB2 and outputs the calculated DC voltage Vdc to the PWM unit 41.

＜ＰＷＭ部の構成＞
図２は、本開示の実施例のＰＷＭ部の構成例を示す図である。図２において、ＰＷＭ部４１は、デューティ算出部４１１と、オン時間算出部４１２と、検出領域拡大部４１３とを有する。 <Configuration of PWM section>
2 is a diagram showing an example of the configuration of a PWM unit according to an embodiment of the present disclosure. In FIG. 2, the PWM unit 41 includes a duty calculation unit 411, an on-time calculation unit 412, and a detection area expansion unit 413.

デューティ算出部４１１には、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力され、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力される。デューティ算出部４１１は、式（２），（３），（４）に従って、ＤＣ電圧Ｖｄｃに対する各相の電圧指令値のデューティであるＵ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗを算出し、算出した各相のデューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｄｕｔｙ＿ｖ，Ｄｕｔｙ＿ｗをオン時間算出部４１２及び検出領域拡大部４１３へ出力する。
Ｄｕｔｙ＿ｕ＝Ｖｕ^＊／Ｖｄｃ …（２）
Ｄｕｔｙ＿ｖ＝Ｖｖ^＊／Ｖｄｃ …（３）
Ｄｕｔｙ＿ｗ＝Ｖｗ^＊／Ｖｄｃ …（４） The duty calculation unit 411 receives the DC voltage Vdc from the DC voltage calculation unit 32 and receives the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* from the dq/3φ conversion unit 43. The duty calculation unit 411 calculates a U-phase duty Duty_u, a V-phase duty Duty_v, and a W-phase duty Duty_w, which are the duties of the voltage command values of the respective phases relative to the DC voltage Vdc, according to the equations (2), (3), and (4).
Duty_u = Vu ^* / Vdc ... (2)
Duty_v=Vv ^* /Vdc... (3)
Duty_w=Vw ^* /Vdc... (4)

オン時間算出部４１２は、デューティ算出部４１１から入力されたデューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｄｕｔｙ＿ｖ，Ｄｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア周期Ｔｃとに基づいて、式（５），（６），（７）に従って、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐのオン時間であるＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｖ相オン時間Ｏｎ＿ｖ，Ｗ相オン時間Ｏｎ＿ｗを算出し、算出したオン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｏｎ＿ｖ，Ｏｎ＿ｗを検出領域拡大部４１３へ出力する。
Ｏｎ＿ｕ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｕ …（５）
Ｏｎ＿ｖ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｖ …（６）
Ｏｎ＿ｗ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｗ …（７） The on-time calculation unit 412 calculates the U-phase on-time On_u, V-phase on-time On_v, and W-phase on-time On_w, which are the on-times of the switching elements SWup, SWvp, and SWwp, according to equations (5), (6), and (7) based on the duties Duty_u, Duty_v, and Duty_w input from the duty calculation unit 411 and the carrier period Tc input from outside the motor control device 100, and outputs the calculated on-times On_u, On_v, and On_w to the detection area expansion unit 413.
On_u = Tc · Duty_u ... (5)
On_v = Tc · Duty_v ... (6)
On_w=Tc·Duty_w (7)

検出領域拡大部４１３は、オン時間算出部４１２から入力されたオン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｏｎ＿ｖ，Ｏｎ＿ｗと、デューティ算出部４１１から入力されたＵ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア信号、キャリア周期及びサンプリング必要時間とに基づいて、ＡＤ変換トリガとＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎとを生成するとともに、検出不可フラグを設定する。検出領域拡大部４１３は、オンレベルまたはオフレベルのＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。 The detection area expansion unit 413 generates an AD conversion trigger and PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, Wn, and sets a non-detectable flag based on the on-times On_u, On_v, and On_w input from the on-time calculation unit 412, the U-phase duty Duty_u, V-phase duty Duty_v, and W-phase duty Duty_w input from the duty calculation unit 411, and the carrier signal, carrier period, and required sampling time input from outside the motor control device 100. The detection area expansion unit 413 generates on-level or off-level PWM signals Up to Wn.

ＰＷＭ信号ＵｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｕｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＵｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｕｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｕｎがオフになる。 When the PWM signal Up is at the on level, the PWM signal Un is at the off level, and when the PWM signal Up is at the off level, the PWM signal Un is at the on level. Also, when the PWM signal Up is at the on level, the switching element SWup is on, and when the PWM signal Up is at the off level, the switching element SWup is off. Also, when the PWM signal Un is at the on level, the switching element SWun is on, and when the PWM signal Un is at the off level, the switching element SWun is off.

また、ＰＷＭ信号ＶｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｖｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＶｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｖｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｖｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｖｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｖｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｖｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｖｎがオフになる。 When the PWM signal Vp is at the on level, the PWM signal Vn is at the off level, and when the PWM signal Vp is at the off level, the PWM signal Vn is at the on level. When the PWM signal Vp is at the on level, the switching element SWvp is on, and when the PWM signal Vp is at the off level, the switching element SWvp is off. When the PWM signal Vn is at the on level, the switching element SWvn is on, and when the PWM signal Vn is at the off level, the switching element SWvn is off.

また、ＰＷＭ信号ＷｐがオンレベルになるときはＰＷＭ信号Ｗｎがオフレベルになり、ＰＷＭ信号ＷｐがオフレベルになるときはＰＷＭ信号Ｗｎがオンレベルになる。また、ＰＷＭ信号Ｗｐがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｐがオンになり、ＰＷＭ信号Ｗｐがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｐがオフになる。また、ＰＷＭ信号Ｗｎがオンレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｎがオンになり、ＰＷＭ信号Ｗｎがオフレベルであるときはスイッチング素子ＳＷｗｎがオフになる。 When the PWM signal Wp is at the on level, the PWM signal Wn is at the off level, and when the PWM signal Wp is at the off level, the PWM signal Wn is at the on level. When the PWM signal Wp is at the on level, the switching element SWwp is on, and when the PWM signal Wp is at the off level, the switching element SWwp is off. When the PWM signal Wn is at the on level, the switching element SWwn is on, and when the PWM signal Wn is at the off level, the switching element SWwn is off.

そこで、検出領域拡大部４１３は、オンレベルである時間がＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕであるＰＷＭ信号Ｕｐ、オンレベルである時間がＶ相オン時間Ｏｎ＿ｖであるＰＷＭ信号Ｖｐ、及び、オンレベルである時間がＷ相オン時間Ｏｎ＿ｗであるＰＷＭ信号Ｗｐを生成する。 Therefore, the detection area expansion unit 413 generates a PWM signal Up whose on-level time is the U-phase on-time On_u, a PWM signal Vp whose on-level time is the V-phase on-time On_v, and a PWM signal Wp whose on-level time is the W-phase on-time On_w.

＜モータ制御装置の動作＞
ＰＷＭ部４１において、検出領域拡大部４１３には、図３に示すような三角波信号がキャリア信号として入力される。図３は、本開示の実施例のキャリア信号の一例を示す図である。以下では、三角波信号であるキャリア信号において、山側の頂点を「山」と呼び、谷側の頂点を「谷」と呼ぶことがある。また以下では、キャリア信号の１周期（つまり、１キャリア周期）において、谷から山までの範囲を「キャリア前半」と呼び、山から谷までの範囲を「キャリア後半」と呼ぶことがある。よって、キャリア前半及びキャリア後半のそれぞれの長さは、キャリア周期の２分の１に相当する。また、図３におけるキャリア信号の振幅にデューティが対応付けられ、キャリア信号の振幅を０～１としたとき、比較値が１のときのデューティが０％、０のときのデューティが１００％となる。 <Operation of the motor control device>
In the PWM unit 41, a triangular wave signal as shown in FIG. 3 is input to the detection area expansion unit 413 as a carrier signal. FIG. 3 is a diagram showing an example of a carrier signal in an embodiment of the present disclosure. In the following, in the carrier signal, which is a triangular wave signal, the peak on the crest side may be called a "peak" and the peak on the trough side may be called a "trough". In the following, in one cycle of the carrier signal (i.e., one carrier period), the range from the trough to the peak may be called the "first half of the carrier" and the range from the peak to the trough may be called the "second half of the carrier". Thus, the length of each of the first half of the carrier and the second half of the carrier is equivalent to half the carrier period. In addition, a duty is associated with the amplitude of the carrier signal in FIG. 3, and when the amplitude of the carrier signal is 0 to 1, the duty is 0% when the comparison value is 1, and 100% when the comparison value is 0.

図４は、本開示の実施例の比較処理の一例を示す図である。検出領域拡大部４１３は、図４に示すように、比較値とキャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。ここで、検出領域拡大部４１３は、Ｕ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗに応じて、各相の比較値を設定する。比較値とキャリア信号との比較処理は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎に行われる。 Figure 4 is a diagram showing an example of the comparison process of an embodiment of the present disclosure. As shown in Figure 4, the detection area expansion unit 413 generates PWM signals Up to Wn by comparing the comparison value with the carrier signal. Here, the detection area expansion unit 413 sets the comparison value for each phase according to the U-phase duty Duty_u, the V-phase duty Duty_v, and the W-phase duty Duty_w. The comparison process between the comparison value and the carrier signal is performed for each of the U-phase, V-phase, and W-phase.

例えば、山を基準にして比較値とキャリア信号との比較処理が行われる場合（つまり、キャリア信号が山基準である場合）、検出領域拡大部４１３は、山がキャリア周期の中央になるようにキャリア周期を設定する。そして、検出領域拡大部４１３は、キャリア信号のレベルが比較値を超えた時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオフレベルにし、キャリア信号のレベルが比較値以下になった時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオンレベルにする。よって、図４に示すように、キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、山に対して（つまり、キャリア前半とキャリア後半とで）対称なパターンになる。 For example, when the comparison process between the comparison value and the carrier signal is performed based on the peak (i.e., when the carrier signal is based on the peak), the detection area expansion unit 413 sets the carrier period so that the peak is in the center of the carrier period. Then, when the level of the carrier signal exceeds the comparison value, the detection area expansion unit 413 sets the PWM signals Up, Vp, and Wp to the on level while setting the PWM signals Un, Vn, and Wn to the off level, and when the level of the carrier signal falls below the comparison value, the detection area expansion unit 413 sets the PWM signals Up, Vp, and Wp to the off level while setting the PWM signals Un, Vn, and Wn to the on level. Therefore, as shown in FIG. 4, in the carrier period, the PWM signals Up, Vp, and Wp have a symmetrical pattern with respect to the peak (i.e., between the first half of the carrier and the second half of the carrier).

また、検出領域拡大部４１３は、式（５），（６），（７）で表される各相のオン時間に応じて比較値を増加または減少させることにより、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルにある時間を制御する。すなわち、検出領域拡大部４１３は、オン時間算出部４１２から入力されるオン時間が長くなるほど比較値を小さくし、オン時間算出部４１２から入力されるオン時間が短くなるほど比較値を大きくすることにより、オンレベルである時間がオン時間算出部４１２から入力されるオン時間であるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成する。そして、このようにして生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐに従って、スイッチングモジュール１０では、３相の交流電圧、すなわち、モータＭのＵ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｕ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＶ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｖ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＷ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｗ相端子電圧」と呼ぶことがある）とが生成される。つまり、スイッチングモジュール１０では、オン時間Ｏｎ＿ｕに相当するパルス幅を有するＵ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｖに相当するパルス幅を有するＶ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｗに相当するパルス幅を有するＷ相端子電圧とが生成される。以下では、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、及び、Ｗ相端子電圧を「端子電圧」と総称することがある。 The detection area expansion unit 413 controls the time during which the PWM signals Up, Vp, and Wp are at the on level by increasing or decreasing the comparison value according to the on time of each phase represented by equations (5), (6), and (7). That is, the detection area expansion unit 413 generates the PWM signals Up, Vp, and Wp whose on-level time is the on time input from the on-time calculation unit 412 by decreasing the comparison value as the on time input from the on-time calculation unit 412 becomes longer and increasing the comparison value as the on time input from the on-time calculation unit 412 becomes shorter. Then, in accordance with the PWM signals Up, Vp, and Wp thus generated, the switching module 10 generates three-phase AC voltages, that is, a voltage applied to the U-phase terminal of the motor M (hereinafter sometimes referred to as the "U-phase terminal voltage"), a voltage applied to the V-phase terminal of the motor M (hereinafter sometimes referred to as the "V-phase terminal voltage"), and a voltage applied to the W-phase terminal of the motor M (hereinafter sometimes referred to as the "W-phase terminal voltage"). That is, in the switching module 10, a U-phase terminal voltage having a pulse width corresponding to the on-time On_u, a V-phase terminal voltage having a pulse width corresponding to the on-time On_v, and a W-phase terminal voltage having a pulse width corresponding to the on-time On_w are generated. Hereinafter, the U-phase terminal voltage, the V-phase terminal voltage, and the W-phase terminal voltage may be collectively referred to as "terminal voltages."

図５は、本開示の実施例の各相の端子電圧と母線電流との関係の一例を示す図である。上記のように、各相の端子電圧のパルス幅は各相のオン時間に一致する。 Figure 5 shows an example of the relationship between the terminal voltage of each phase and the bus current in an embodiment of the present disclosure. As described above, the pulse width of the terminal voltage of each phase corresponds to the on-time of each phase.

図５に示すキャリア周期Ｔｃ１，Ｔｃ２，Ｔｃ３の３周期分のキャリア信号において、区間Ｓ１，Ｓ７，Ｓ１３，Ｓ１９では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオフレベルであるため母線電流はゼロとなり、区間Ｓ４，Ｓ１０，Ｓ１６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオンレベルであるため母線電流はゼロとなる。 In the carrier signal for three periods, carrier periods Tc1, Tc2, and Tc3, shown in FIG. 5, in sections S1, S7, S13, and S19, the PWM signals Up, Vp, and Wp are all at the off level, so the bus current is zero, and in sections S4, S10, and S16, the PWM signals Up, Vp, and Wp are all at the on level, so the bus current is zero.

また、区間Ｓ２，Ｓ６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｗｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＷ相電流となる。また、区間Ｓ８，Ｓ１２では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｕｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＵ相電流となる。また、区間Ｓ１４，Ｓ１８では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｖｐだけがオンレベルであるため、母線電流はＶ相電流となる。 In addition, in sections S2 and S6, only the PWM signal Wp of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a W-phase current. In addition, in sections S8 and S12, only the PWM signal Up of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a U-phase current. In addition, in sections S14 and S18, only the PWM signal Vp of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a V-phase current.

また、区間Ｓ３，Ｓ５，Ｓ１５，Ｓ１７では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｗｐの２つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したＵ相電流となる。また、区間Ｓ９，Ｓ１１では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，ＷｐのうちＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐの２つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したＷ相電流となる。 In addition, in sections S3, S5, S15, and S17, two of the PWM signals Up, Vp, and Wp, Vp and Wp, are at the on level, so the bus current is a U-phase current with an inverted sign.In addition, in sections S9 and S11, two of the PWM signals Up, Vp, and Wp, Vp and Wp, are at the on level, so the bus current is a W-phase current with an inverted sign.

以上から、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのすべてがオンレベルまたはオフレベルにあるときは母線電流がゼロになることが分かる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち１相だけがオンレベルにあるときは、オンレベルにある相の電流が母線電流として出現することが分かる。また、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち２相がオンレベルにあるときは、オフレベルにある相の符号が反転した電流が母線電流として出現することが分かる。 From the above, we can see that when all of the PWM signals Up, Vp, and Wp are at the on level or off level, the bus current is zero. We can also see that when only one phase of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, the current of the phase that is at the on level appears as the bus current. We can also see that when two phases of the PWM signals Up, Vp, and Wp are at the on level, the current with the opposite sign to the phase that is at the off level appears as the bus current.

以下、図６を参照し、本発明のＰＷＭ信号のシフト処理について説明する。図６は、本開示の実施例のＰＷＭ信号のシフト処理の一例を示す図である。 Below, the shift processing of the PWM signal of the present invention will be described with reference to FIG. 6. FIG. 6 is a diagram showing an example of the shift processing of the PWM signal in an embodiment of the present disclosure.

図６に示すように、増減前の比較値である元比較値を用いてシフト前のＰＷＭ信号が生成される場合、元比較値のキャリア前半部分をαだけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ増加させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中左方へ（つまり、キャリア周期において時間的に後方へ）シフトする。例えば、ＰＷＭ信号を１キャリアの周期内でキャリア前半の部分の時間幅に対し３０％だけ図中左方へシフトさせる場合、元比較値のキャリア前半部分をデューティが３０％に相当する値だけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をデューティが３０％に相当する値だけ増加させればよい。逆に、元比較値のキャリア前半部分をαだけ増加させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ減少させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中右方へ（つまり、キャリア周期において時間的に前方へ）シフトする。上記のように、端子電圧はＰＷＭ信号に従って生成されるため、ＰＷＭ信号がシフトすると、ＰＷＭ信号のシフトと同様にして端子電圧のパルスもシフトする。また、１キャリア周期内における元比較値を、キャリア前半でαだけ減少させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ増加させる、または、キャリア前半でαだけ増加させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ減少させることにより、１キャリア内でのデューティ（式（２），（３），（４））は、ＰＷＭ信号のシフト前後で同一値に保たれる。 6, when the PWM signal before shifting is generated using the original comparison value, which is the comparison value before increase or decrease, by decreasing the first half of the carrier of the original comparison value by α and increasing the second half of the carrier of the original comparison value by α, the PWM signal shifts to the left in the figure by β corresponding to the magnitude of α (i.e., backward in time in the carrier cycle) without changing the pulse width. For example, when shifting the PWM signal to the left in the figure by 30% of the time width of the first half of the carrier within one carrier cycle, the first half of the carrier of the original comparison value is decreased by a value corresponding to a duty of 30%, and the second half of the carrier of the original comparison value is increased by a value corresponding to a duty of 30%. Conversely, by increasing the first half of the carrier of the original comparison value by α and decreasing the second half of the carrier of the original comparison value by α, the PWM signal shifts to the right in the figure by β corresponding to the magnitude of α (i.e., forward in time in the carrier cycle) without changing the pulse width. As described above, since the terminal voltage is generated according to the PWM signal, when the PWM signal shifts, the terminal voltage pulse also shifts in the same manner as the PWM signal shifts. Also, by decreasing the original comparison value in one carrier period by α in the first half of the carrier and increasing it by the same magnitude α in the second half of the carrier, or by increasing it by α in the first half of the carrier and decreasing it by the same magnitude α in the second half of the carrier, the duty within one carrier (equations (2), (3), and (4)) is kept the same before and after the PWM signal shift.

そこで、検出領域拡大部４１３は、サンプリング必要時間を確保することができない場合に、以下のようにして、ＰＷＭ信号のシフトによって端子電圧のパルスをシフトさせる。以下、端子電圧のパルスのシフト例について説明する。 Therefore, when the required sampling time cannot be secured, the detection area expansion unit 413 shifts the terminal voltage pulse by shifting the PWM signal as follows. An example of shifting the terminal voltage pulse is described below.

＜端子電圧のシフト例＞
以下では、Ｕ相端子電圧のパルスを「Ｕ相パルス」と呼び、Ｖ相端子電圧のパルスを「Ｖ相パルス」と呼び、Ｗ相端子電圧のパルスを「Ｗ相パルス」と呼ぶことがある。また、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスを「端子電圧パルス」と総称することがある。 <Example of terminal voltage shift>
Hereinafter, the U-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "U-phase pulse," the V-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "V-phase pulse," and the W-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "W-phase pulse." Furthermore, the U-phase pulse, V-phase pulse, and W-phase pulse may be collectively referred to as the "terminal voltage pulse."

図７，８は、本開示の実施例の端子電圧のシフト例の説明に供する図である。図７，８には、ＰＷＭ部４１が３相変調を行う場合を一例として示す。 Figures 7 and 8 are diagrams for explaining examples of terminal voltage shifts in an embodiment of the present disclosure. Figures 7 and 8 show an example in which the PWM unit 41 performs three-phase modulation.

図７には、連続する２つのキャリア周期Ｔｃａ，Ｔｃｂのそれぞれにおいて、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルスのパルス幅がＶ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々がキャリアの山に対して対称となる状態で、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差、Ｕ相パルスのパルス幅とＶ相パルスのパルス幅との差、及び、Ｕ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差の何れもがサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。 Figure 7 shows an example in which, in each of two consecutive carrier periods Tca and Tcb, the pulse width of the V-phase pulse is smaller than the pulse width of the W-phase pulse, the pulse width of the U-phase pulse is smaller than the pulse width of the V-phase pulse, and the U-phase pulse, V-phase pulse, and W-phase pulse are each symmetrical with respect to the carrier crest, and the difference between the pulse width of the V-phase pulse and the pulse width of the W-phase pulse, the difference between the pulse width of the U-phase pulse and the pulse width of the V-phase pulse, and the difference between the pulse width of the U-phase pulse and the pulse width of the W-phase pulse are all smaller than the required sampling time.

図７に示す状態では、母線電流として、Ｗ相電流と符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア周期Ｔｃａ，Ｔｃｂの何れにおいても、Ｗ相電流の出現時間、及び、Ｖ相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。このため、図７に示す状態では、ＡＤ変換部７２は、キャリア周期Ｔｃａ，Ｔｃｂの何れにおいても、３φ電流算出部６１によるＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングも、３φ電流算出部６１によるＵ相電流ｉｕの算出のためのサンプリングも行うことができない。よって、図７に示す状態では、３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。 In the state shown in FIG. 7, the W-phase current and the U-phase current with the opposite sign appear as the bus current. However, in both carrier periods Tca and Tcb, the appearance time of the W-phase current and the appearance time of the V-phase current are both less than the required sampling time. Therefore, in the state shown in FIG. 7, the AD conversion unit 72 cannot perform sampling for the calculation of the W-phase current iw by the 3φ current calculation unit 61, nor can it perform sampling for the calculation of the U-phase current iu by the 3φ current calculation unit 61, in either carrier period Tca or Tcb. Therefore, in the state shown in FIG. 7, the 3φ current calculation unit 61 cannot calculate the motor current using the one-shunt detection method.

また、図７に示す端子電圧パルスの例では、端子電圧パルスをどのようにシフトさせても、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相分の電流の算出のためのサンプリング必要時間をキャリア前半のみにおいて確保できない。例えば、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＵ相パルス及びＶ相パルスを図中右方へシフトさせると、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間以上になるが、Ｕ相電流及びＶ相電流である母線電流の出願時間はサンプリング必要時間未満となる。よって、図７に示す例では、３φ電流算出部６１は、１キャリア周期内のキャリア前半だけでは、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。 In addition, in the example of the terminal voltage pulse shown in FIG. 7, no matter how the terminal voltage pulse is shifted, the required sampling time for calculating the currents of two phases, the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw, cannot be secured in only the first half of the carrier. For example, if the W-phase pulse is shifted to the left in the figure while the U-phase pulse and the V-phase pulse are shifted to the right in the figure, the appearance time of the bus current, which is the W-phase current, in the first half of the carrier will be longer than the required sampling time, but the appearance time of the bus current, which is the U-phase current and the V-phase current, will be shorter than the required sampling time. Therefore, in the example shown in FIG. 7, the 3φ current calculation unit 61 cannot calculate the motor current using the one-shunt detection method in only the first half of the carrier within one carrier period.

また、図７に示す端子電圧パルスの例では、端子電圧パルスをどのようにシフトさせても、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相の電流の算出のためのサンプリング必要時間を１キャリア周期のみにおいて確保することはできない。例えば、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＵ相パルス及びＶ相パルスを図中右方へシフトさせると、１キャリアの周期内でＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間以上になるが、Ｕ相電流及びＶ相電流である母線電流の出願時間はサンプリング必要時間未満となる。よって、図７に示す例では、３φ電流算出部６１は、１キャリア周期内だけでは、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。 In addition, in the example of the terminal voltage pulse shown in FIG. 7, no matter how the terminal voltage pulse is shifted, the required sampling time for calculating two of the currents of the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw cannot be secured within only one carrier period. For example, if the W-phase pulse is shifted to the left in the figure while the U-phase pulse and the V-phase pulse are shifted to the right in the figure, the appearance time of the bus current, which is the W-phase current, within one carrier period will be longer than the required sampling time, but the appearance time of the bus current, which is the U-phase current and the V-phase current, will be shorter than the required sampling time. Therefore, in the example shown in FIG. 7, the 3φ current calculation unit 61 cannot calculate the motor current using the one-shunt detection method within only one carrier period.

そこで、検出領域拡大部４１３は、図８に示すように、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｗ相パルスを図中右方へシフトさせる一方でＵ相パルス及びＶ相パルスを図中左方へシフトさせる。また、検出領域拡大部４１３は、図８に示すように、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｖ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＵ相パルス及びＷ相パルスを図中右方へシフトさせる。 Therefore, as shown in FIG. 8, the detection area expansion unit 413 shifts the W-phase pulse to the right in the figure while shifting the U-phase pulse and the V-phase pulse to the left in the figure until the appearance time of the bus current, which is the W-phase current, in the second half of the carrier of the carrier period Tca reaches the required sampling time. Also, as shown in FIG. 8, the detection area expansion unit 413 shifts the V-phase pulse to the left in the figure while shifting the U-phase pulse and the W-phase pulse to the right in the figure until the appearance time of the bus current, which is the V-phase current, in the first half of the carrier of the carrier period Tcb reaches the required sampling time.

これにより、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＷ相電流ｉｗのためのサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃａのキャリア後半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半においてＷ相電流ｉｗの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。また、ＡＤ変換部７２では、３φ電流算出部６１で算出されるＶ相電流ｉｖのためのサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部７２は、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半においてＶ相電流ｉｖの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。 As a result, the AD conversion unit 72 can ensure the required sampling time for the W-phase current iw calculated by the 3φ current calculation unit 61 in the latter half of the carrier period Tca, and therefore the AD conversion unit 72 can perform sampling for calculating the W-phase current iw in the latter half of the carrier period Tca. Also, the AD conversion unit 72 can ensure the required sampling time for the V-phase current iv calculated by the 3φ current calculation unit 61 in the first half of the carrier period Tcb, and therefore the AD conversion unit 72 can perform sampling for calculating the V-phase current iv in the first half of the carrier period Tcb.

そこで、検出領域拡大部４１３は、図８に示すキャリア周期Ｔｃａのキャリア後半においては、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングであるタイミングＴＦでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。また、検出領域拡大部４１３は、図８に示すキャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半においては、Ｗ相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴＳでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。そして、ＡＤ変換部７２は、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴＦ，ＴＳのそれぞれでサンプリングを開始する。 The detection area expansion unit 413 therefore generates an AD conversion trigger at timing TF, which is the falling timing of the V-phase pulse, in the latter half of the carrier of the carrier cycle Tca shown in FIG. 8, and outputs the generated AD conversion trigger to the AD conversion unit 72. Also, in the first half of the carrier of the carrier cycle Tcb shown in FIG. 8, the detection area expansion unit 413 generates an AD conversion trigger at timing TS, which is located temporally after the rising timing of the W-phase pulse by the required sampling time, and outputs the generated AD conversion trigger to the AD conversion unit 72. Then, the AD conversion unit 72 starts sampling at each of timings TF and TS in accordance with the AD conversion trigger.

よって、３φ電流算出部６１は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半においてＷ相電流ｉｗを算出し、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半においてＶ相電流ｉｖを算出することが可能になる。また、３φ電流算出部６１は、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半において、Ｗ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖからキルヒホッフの法則を用いてＵ相電流ｉｕを算出することが可能になる。 Therefore, the 3φ current calculation unit 61 is able to calculate the W-phase current iw in the latter half of the carrier period Tca, and calculate the V-phase current iv in the first half of the carrier period Tcb. In addition, the 3φ current calculation unit 61 is able to calculate the U-phase current iu from the W-phase current iw and the V-phase current iv using Kirchhoff's law in the first half of the carrier period Tcb.

つまり、このシフト例では、以上のようにして検出領域拡大部４１３が端子電圧パルスをシフトさせることにより、モータ電流の検出可能領域が拡大するため、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能になる。このようにして端子電圧パルスが決定されることで、ＰＷＭ部４１は、次のキャリア周期において、１シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能となるように、ＰＷＭ信号を出力できる。 In other words, in this shift example, the detection area expansion unit 413 shifts the terminal voltage pulse in the above manner, thereby expanding the detectable area of the motor current, making it possible to detect the motor current using the one-shunt detection method. By determining the terminal voltage pulse in this manner, the PWM unit 41 can output a PWM signal in the next carrier period so that the motor current can be detected using the one-shunt detection method.

なお、上記のシフト例では、検出領域拡大部４１３は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半と、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせた。また、上記のシフト例では、３φ電流算出部６１は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半においてＷ相電流ｉｗを算出し、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半においてＶ相電流ｉｖを算出した。 In the above shift example, the detection area expansion unit 413 shifted the terminal voltage pulse so as to ensure the necessary sampling time in both the second half of the carrier period Tca and the first half of the carrier period Tcb. In the above shift example, the 3φ current calculation unit 61 calculated the W-phase current iw in the second half of the carrier period Tca and calculated the V-phase current iv in the first half of the carrier period Tcb.

しかし、端子電圧パルスのシフト方法は図８に示すものに限定されない。例えば、検出領域拡大部４１３は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア前半と、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。また例えば、検出領域拡大部４１３は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア前半と、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア後半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。また例えば、検出領域拡大部４１３は、キャリア周期Ｔｃａのキャリア後半と、キャリア周期Ｔｃｂのキャリア後半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。 However, the method of shifting the terminal voltage pulse is not limited to that shown in FIG. 8. For example, the detection area expansion unit 413 may shift the terminal voltage pulse so as to ensure the required sampling time in both the first half of the carrier of the carrier period Tca and the first half of the carrier of the carrier period Tcb. For another example, the detection area expansion unit 413 may shift the terminal voltage pulse so as to ensure the required sampling time in both the first half of the carrier of the carrier period Tca and the second half of the carrier of the carrier period Tcb. For another example, the detection area expansion unit 413 may shift the terminal voltage pulse so as to ensure the required sampling time in both the second half of the carrier of the carrier period Tca and the second half of the carrier of the carrier period Tcb.

＜検出領域拡大部の処理＞
以下、検出領域拡大部４１３における処理についてより詳細に説明する。検出領域拡大部４１３は、３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、連続する２つのキャリア周期内で、第一周期で１回かつ第二周期で１回（つまり、連続する２つのキャリア周期で１回ずつ）、それぞれ異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定する。ここで、上述のように、端子電圧パルスのシフトのさせ方は様々なパターンが考えられ、３相のうちのいずれの相を、どちらにどれだけシフトするかによって異なる端子電圧パルスが得られる。そこで、検出領域拡大部４１３は、端子電圧パルスをシフトさせるパターンを所定の順番で確認し、各パターンでサンプリング必要時間を確保できるかを判定する。 <Processing of detection area enlargement section>
The process in the detection area expansion unit 413 will be described in more detail below. The detection area expansion unit 413 judges whether or not it is possible to secure the required sampling time for each of the different phases once in the first period and once in the second period (i.e., once each in two consecutive carrier periods) by shifting at least one of the three-phase terminal voltage pulses. Here, as described above, there are various patterns of how to shift the terminal voltage pulse, and different terminal voltage pulses can be obtained depending on which of the three phases is shifted, to which direction, and by how much. Therefore, the detection area expansion unit 413 checks the patterns for shifting the terminal voltage pulse in a predetermined order, and judges whether the required sampling time can be secured for each pattern.

検出領域拡大部４１３は、いずれかのパターンでサンプリング必要時間を確保できると判定すると、当該パターンによって端子電圧パルスをシフトさせる。次いで、検出領域拡大部４１３は、検出不可フラグを“ＦＡＬＳＥ”に設定し、“ＦＡＬＳＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。なお、３φ／ｄｑ変換部４２は、検出領域拡大部４１３から入力される検出不可フラグが“ＦＡＬＳＥ”に設定されている場合は、３φ電流算出部６１により算出されたモータ電流からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。 When the detection area expansion unit 413 determines that the required sampling time can be secured with any of the patterns, it shifts the terminal voltage pulse according to that pattern. Next, the detection area expansion unit 413 sets the detection impossible flag to "FALSE" and outputs the detection impossible flag set to "FALSE" to the 3φ/dq conversion unit 42. Note that when the detection impossible flag input from the detection area expansion unit 413 is set to "FALSE", the 3φ/dq conversion unit 42 generates and outputs the d-axis current id and the q-axis current iq from the motor current calculated by the 3φ current calculation unit 61.

次いで、検出領域拡大部４１３は、シフト後の端子電圧パルスに基づいてＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部７２へ出力する。ＡＤ変換部７２は、検出領域拡大部４１３からＡＤ変換トリガが入力された時点でサンプリングを開始する。 Next, the detection area expansion unit 413 generates an AD conversion trigger based on the shifted terminal voltage pulse and outputs the generated AD conversion trigger to the AD conversion unit 72. The AD conversion unit 72 starts sampling when the AD conversion trigger is input from the detection area expansion unit 413.

一方で、検出領域拡大部４１３は、すべてのパターンでサンプリング必要時間を確保できないと判定した場合は、端子電圧パルスをシフトしたとしてもサンプリング必要時間の確保ができないと判定する。そして、検出領域拡大部４１３は、検出不可フラグを“ＴＲＵＥ”に設定し、“ＴＲＵＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。この場合、３φ／ｄｑ変換部４２は、モータ電流の算出が可能だった直近のキャリア周期におけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを出力する。 On the other hand, if the detection area expansion unit 413 determines that the required sampling time cannot be secured for all patterns, it determines that the required sampling time cannot be secured even if the terminal voltage pulse is shifted. Then, the detection area expansion unit 413 sets the detection impossible flag to "TRUE" and outputs the detection impossible flag set to "TRUE" to the 3φ/dq conversion unit 42. In this case, the 3φ/dq conversion unit 42 outputs the d-axis current id and the q-axis current iq in the most recent carrier cycle in which the motor current could be calculated.

以上、実施例について説明した。 The above explains the examples.

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００）は、スイッチングモジュール（実施例のスイッチングモジュール１０）と、電流検出部（実施例の電流検出部２１）と、電流算出部（実施例の３φ電流算出部６１）と、ＰＷＭ部（実施例のＰＷＭ部４１）とを有する。スイッチングモジュールは、直流電源（実施例の直流電源Ｅ_ＤＣ）から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、交流電圧をモータ（実施例のモータＭ）に印加する。電流検出部は、直流電源とスイッチングモジュールとの間に接続された抵抗（実施例のシャント抵抗Ｒｓ）を用いてスイッチングモジュールの母線電流を検出する。電流算出部は、モータに流れる３相の電流をスイッチングモジュールの母線電流に基づいて算出する。ＰＷＭ部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ部は、ＰＷＭ信号をキャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、電流算出部は、モータに流れる３相の電流のうち、ＰＷＭ信号のシフトによってキャリア信号の第一周期（実施例のキャリア周期Ｔｃａ）において算出が可能になる第一相の電流を算出し、ＰＷＭ信号のシフトによってキャリア信号の第一周期の次の周期である第二周期（実施例のキャリア周期Ｔｃｂ）において算出が可能になる第二相の電流を算出し、第一相の電流と第二相の電流とから第三相の電流を算出する。 As described above, the motor control device (motor control device 100 of the embodiment) of the present disclosure includes a switching module (switching module 10 of the embodiment), a current detection unit (current detection unit 21 of the embodiment), a current calculation unit (3φ current calculation unit 61 of the embodiment), and a PWM unit (PWM unit 41 of the embodiment). The switching module converts a DC voltage supplied from a DC power source (DC power source E _DC of the embodiment) into a three-phase AC voltage and applies the AC voltage to a motor (motor M of the embodiment). The current detection unit detects a bus current of the switching module using a resistor (shunt resistor Rs of the embodiment) connected between the DC power source and the switching module. The current calculation unit calculates a three-phase current flowing through the motor based on the bus current of the switching module. The PWM unit generates a PWM signal that controls the switching module by PWM using a carrier signal having a predetermined period. In addition, the PWM unit shifts the PWM signal forward or backward in time within the period of the carrier signal. The current calculation unit calculates a first phase current, of the three-phase currents flowing through the motor, that can be calculated in a first period of the carrier signal (carrier period Tca in the embodiment) by shifting the PWM signal, calculates a second phase current that can be calculated in a second period (carrier period Tcb in the embodiment), which is the period next to the first period of the carrier signal, by shifting the PWM signal, and calculates a third phase current from the first phase current and the second phase current.

こうすることで、モータに流れる３相の電流を検出できる領域を広げることができる。 This makes it possible to expand the range in which the three-phase current flowing through the motor can be detected.

また、電流算出部は、第一周期の後半（実施例のキャリア周期Ｔｃａのキャリア後半）において第一相の電流を算出し、第二周期の前半（実施例のキャリア周期Ｔｃｂのキャリア前半）において第二相の電流を算出する。 The current calculation unit also calculates the first phase current in the second half of the first cycle (the second half of the carrier of the carrier cycle Tca in the embodiment) and calculates the second phase current in the first half of the second cycle (the first half of the carrier of the carrier cycle Tcb in the embodiment).

こうすることで、第一相の電流の算出タイミングと第二相の電流の算出タイミングとを接近させることができるため、第一相の電流と第二相の電流とからキルヒホッフの法則を用いて算出される第三相の電流の算出誤差を低減することができる。 This allows the calculation timing of the first phase current and the second phase current to be closer together, thereby reducing the calculation error of the third phase current calculated from the first phase current and the second phase current using Kirchhoff's law.

また、ＰＷＭ部は、ＰＷＭにおいてキャリア信号と比較される比較値をキャリア信号の前半で減少させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で増加させる、または、キャリア信号の前半で増加させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で減少させることによりＰＷＭ信号をシフトさせる。 The PWM unit also shifts the PWM signal by increasing the comparison value compared to the carrier signal in the second half of the carrier signal by the same amount as the amount by which it is decreased in the first half of the carrier signal, or by decreasing the comparison value in the second half of the carrier signal by the same amount as the amount by which it is increased in the first half of the carrier signal.

こうすることで、ＤＣ電圧に対する電圧指令値のデューティをＰＷＭ信号のシフト前後で同一値に保ったままＰＷＭ信号をシフトさせることができる。 This allows the PWM signal to be shifted while keeping the duty of the voltage command value for the DC voltage the same before and after the PWM signal is shifted.

１００モータ制御装置
１０スイッチングモジュール
２１電流検出部
７２ＡＤ変換部
６１３φ電流算出部
４１ＰＷＭ部 REFERENCE SIGNS LIST 100 Motor control device 10 Switching module 21 Current detection section 72 AD conversion section 61 3φ current calculation section 41 PWM section

Claims

直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するスイッチングモジュールと、
前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する電流検出部と、
前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する電流算出部と、
所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記スイッチングモジュールを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、を具備し、
前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせ、
前記電流算出部は、
前記３相の電流のうち、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の第一周期において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記ＰＷＭ信号のシフトによって前記キャリア信号の前記第一周期の次の周期である第二周期において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出し、
前記３相の電流のうちの２相分の電流の算出のためのサンプリング必要時間が前記キャリア信号の前半のみ、及び、前記キャリア信号の１周期のみにおいて確保することができない場合に、前記第一相の電流、前記第二相の電流及び前記第三相の電流を算出する、
モータ制御装置。 a switching module that converts a DC voltage supplied from a DC power source into a three-phase AC voltage and applies the AC voltage to a motor;
a current detection unit that detects a bus current of the switching module using a resistor connected between the DC power source and the switching module;
a current calculation unit that calculates three-phase currents flowing through the motor based on the bus currents;
a PWM unit that generates a PWM signal for controlling the switching module by PWM using a carrier signal having a predetermined period;
The PWM unit shifts the PWM signal forward or backward in time within a period of the carrier signal,
The current calculation unit
calculating a first phase current among the three phase currents that can be calculated in a first period of the carrier signal by shifting the PWM signal, calculating a second phase current that can be calculated in a second period that is a period following the first period of the carrier signal by shifting the PWM signal, and calculating a third phase current from the first phase current and the second phase current;
Calculating the first phase current, the second phase current, and the third phase current when the sampling time required for calculating two of the three phase currents cannot be ensured only in the first half of the carrier signal and only in one cycle of the carrier signal.
Motor control device.

前記電流算出部は、前記第一周期の後半において前記第一相の電流を算出し、前記第二周期の前半において前記第二相の電流を算出する、
請求項１に記載のモータ制御装置。 the current calculation unit calculates a current of the first phase in a second half of the first period and calculates a current of the second phase in a first half of the second period;
The motor control device according to claim 1 .

前記ＰＷＭ部は、前記ＰＷＭにおいて前記キャリア信号と比較される比較値を前記前半で減少させる値と同一の大きさだけ前記後半で増加させる、または、前記前半で増加させる値と同一の大きさだけ前記後半で減少させることにより前記ＰＷＭ信号をシフトさせる、
請求項１に記載のモータ制御装置。 The PWM unit shifts the PWM signal by increasing a comparison value, which is compared with the carrier signal in the PWM, in the latter half by the same amount as the amount by which the comparison value is decreased in the first half, or by decreasing the comparison value in the latter half by the same amount as the amount by which the comparison value is increased in the first half.
The motor control device according to claim 1 .