JP7501058B2 - Motor Control Device - Google Patents
Motor Control Device Download PDFInfo
- Publication number
- JP7501058B2 JP7501058B2 JP2020065295A JP2020065295A JP7501058B2 JP 7501058 B2 JP7501058 B2 JP 7501058B2 JP 2020065295 A JP2020065295 A JP 2020065295A JP 2020065295 A JP2020065295 A JP 2020065295A JP 7501058 B2 JP7501058 B2 JP 7501058B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- unit
- pwm
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 65
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 34
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 47
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
本開示は、モータ制御装置に関する。 This disclosure relates to a motor control device.
モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される3相の交流電圧(以下では「3相電圧」と呼ぶことがある)を生成するスイッチングモジュールを有する。スイッチングモジュールは、複数のスイッチング素子から構成される。スイッチングモジュールは、インバータと呼ばれることもある。 A motor control device that controls the drive of a motor has a switching module that generates a three-phase AC voltage (hereinafter sometimes referred to as a "three-phase voltage") that is applied to the motor. The switching module is composed of multiple switching elements. The switching module is sometimes called an inverter.
また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ-タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値(目標速度)に一致するようにd軸電流指令値及びq軸電流指令値を生成し、d軸電流指令値及びq軸電流指令値からd軸電圧指令値及びq軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値を3相の電圧指令値へ変換する。 When vector control is used for the motor control device, the motor control device generates a d-axis current command value and a q-axis current command value so that the motor rotation speed matches the speed command value (target speed), and generates a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value from the d-axis current command value and the q-axis current command value. Furthermore, the motor control device converts the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value into three-phase voltage command values.
3相の電圧指令値に基づいてスイッチングモジュールを制御する技術としてPWM(Pulse Width Modulation)が知られている。PWMは、スイッチングモジュールを構成する複数のスイッチング素子のオン/オフ時間の長さを調節することによりスイッチングモジュールの出力電圧(つまり、3相電圧)を変化させる技術である。スイッチング素子のオン/オフを制御する信号(以下では「PWM信号」と呼ぶことがある)は、PWMの搬送波であるキャリア信号と比較値との比較結果に基づいて生成される。PWM信号に応じてスイッチング素子のオン/オフが制御されることにより、モータに3相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。 PWM (Pulse Width Modulation) is known as a technique for controlling a switching module based on three-phase voltage command values. PWM is a technique for changing the output voltage (i.e., three-phase voltage) of a switching module by adjusting the on/off time of multiple switching elements that make up the switching module. A signal that controls the on/off of the switching elements (hereinafter sometimes referred to as a "PWM signal") is generated based on the result of comparing a carrier signal, which is the carrier wave of the PWM, with a comparison value. By controlling the on/off of the switching elements according to the PWM signal, a three-phase voltage is applied to the motor, controlling the drive of the motor.
また、モータのロータの回転位置(以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある)を検出するためのセンサ(以下では「位置センサ」と呼ぶことがある)を使用せずにモータの駆動を制御する技術(以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある)が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる3相の電流(以下では「モータ電流」と呼ぶことがある)を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。 There is also known a technology (hereinafter sometimes referred to as the "position sensorless method") that controls the drive of a motor without using a sensor (hereinafter sometimes referred to as the "position sensor") for detecting the rotational position of the motor rotor (hereinafter sometimes referred to as the "rotor position"). In the position sensorless method, the rotor position is estimated without using a position sensor by detecting the three-phase current (hereinafter sometimes referred to as the "motor current") that flows through the motor.
また、モータ電流の検出方式として「1シャント検出方式」が知られている。1シャント検出方式では、3相電圧を生成するスイッチングモジュールと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの2相分の電流を検出し、残りの1相分の電流を、2相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。 The "single-shunt detection method" is also known as a method for detecting motor current. In the single-shunt detection method, two phases of the motor current are detected based on the bus current flowing between the DC power supply and the switching module that generates the three-phase voltage, and the remaining one phase of current is calculated from the two phases of current using Kirchhoff's law.
1シャント検出方式を用いてモータ電流を検出するモータ制御装置では、モータを制御するために各相に印加する電圧指令値が近い値になる場合(3相の電圧指令値の差が小さい場合)に、PWM信号のパルス幅の差が小さくなるため、モータ電流のうちの2相分の電流を検出するための時間(以下では「電流検出時間」呼ぶことがある)を確保することができないことがある。電流検出時間の確保ができないと、1シャント検出方式によるモータ電流の検出ができないため、位置センサレス方式によるモータの駆動制御が不安定になってしまう。 In a motor control device that detects motor current using a single-shunt detection method, when the voltage command values applied to each phase to control the motor are close (when the difference between the voltage command values of the three phases is small), the difference in the pulse width of the PWM signal becomes small, so it may not be possible to ensure the time required to detect the current of two phases of the motor current (hereinafter sometimes referred to as the "current detection time"). If the current detection time cannot be ensured, the motor current cannot be detected using the single-shunt detection method, and motor drive control using the position sensorless method becomes unstable.
そこで、本開示では、モータに流れる3相の電流を検出できる領域を広げる技術を提案する。 Therefore, this disclosure proposes technology to expand the range in which the three-phase current flowing through the motor can be detected.
本開示のモータ制御装置は、スイッチングモジュールと、電流検出部と、電流算出部と、PWM部とを有する。前記スイッチングモジュールは、直流電源から供給される直流電圧を3相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記電流検出部は、前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する。前記電流算出部は、前記モータに流れる3相の電流を前記母線電流に基づいて算出する。前記PWM部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたPWMにより、前記スイッチングモジュールを制御するPWM信号を生成する。また、前記PWM部は、前記PWM信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、前記電流算出部は、前記3相の電流のうち、前記PWM信号のシフトによって前記キャリア信号の第一周期において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記PWM信号のシフトによって前記キャリア信号の前記第一周期の次の周期である第二周期において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出する。 The motor control device of the present disclosure has a switching module, a current detection unit, a current calculation unit, and a PWM unit. The switching module converts a DC voltage supplied from a DC power supply into a three-phase AC voltage and applies the AC voltage to a motor. The current detection unit detects a bus current of the switching module using a resistor connected between the DC power supply and the switching module. The current calculation unit calculates a three-phase current flowing through the motor based on the bus current. The PWM unit generates a PWM signal that controls the switching module by PWM using a carrier signal having a predetermined period. In addition, the PWM unit shifts the PWM signal forward or backward in time within the period of the carrier signal. The current calculation unit calculates a first phase current, among the three phase currents, that can be calculated in a first period of the carrier signal due to a shift in the PWM signal, calculates a second phase current, which can be calculated in a second period that is the next period of the carrier signal after the first period due to a shift in the PWM signal, and calculates a third phase current from the first phase current and the second phase current.
開示の技術によれば、モータに流れる3相の電流を検出できる領域を広げることができる。 The disclosed technology makes it possible to expand the range in which three-phase current flowing through a motor can be detected.
以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。 Below, examples of the present disclosure will be described with reference to the drawings. In the following examples, the same components are given the same reference numerals.
[実施例]
<モータ制御装置の構成>
図1は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図1に示すモータ制御装置100は、位置センサレス方式、1シャント検出方式、及び、PWMを用いてモータMの駆動を制御する。図1において、モータ制御装置100は、減算部46,47,52と、d軸電流設定部48と、速度制御部49と、d軸q軸電圧設定部45と、dq/3φ変換部43と、PWM部41と、スイッチングモジュール10と、直流電源EDCと、シャント抵抗Rsとを有する。また、モータ制御装置100は、DC電圧検出部31と、電流検出部21と、AD変換部71,72と、3φ電流算出部61と、DC電圧算出部32と、3φ/dq変換部42と、位置・速度推定部44と、1/Pn処理部51とを有する。
[Example]
<Configuration of the motor control device>
FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a motor control device according to an embodiment of the present disclosure. The
また、スイッチングモジュール10は、上アームのスイッチング素子SWup,SWvp,SWwpと、下アームのスイッチング素子SWun,SWvn,SWwnとを有する。以下では、スイッチング素子SWup,SWvp,SWwp,SWun,SWvn,SWwnを「スイッチング素子SW」と総称することがある。
The
モータ制御装置100において、d軸電流設定部48は、所定値のd軸電流指令値id*を減算部46へ出力する。
In the
減算部46には、d軸電流設定部48からd軸電流指令値id*が入力され、3φ/dq変換部42からd軸電流idが入力される。減算部46は、d軸電流指令値id*からd軸電流idを減算することによりd軸電流偏差Δidを算出し、算出したd軸電流偏差Δidをd軸q軸電圧設定部45へ出力する。
The
速度制御部49は、減算部52から入力される速度偏差Δωがゼロに近づくようにq軸電流指令値iq*を算出し、算出したq軸電流指令値iq*を減算部47へ出力する。
The
減算部47には、速度制御部49からq軸電流指令値iq*が入力され、3φ/dq変換部42からq軸電流iqが入力される。減算部47は、q軸電流指令値iq*からq軸電流iqを減算することによりq軸電流偏差Δiqを算出し、算出したq軸電流偏差Δiqをd軸q軸電圧設定部45へ出力する。
The
d軸q軸電圧設定部45には、減算部46からd軸電流偏差Δidが入力され、減算部47からq軸電流偏差Δiqが入力され、3φ/dq変換部42からd軸電流id及びq軸電流iqが入力される。d軸q軸電圧設定部45は、d軸電流偏差Δid及びq軸電流偏差Δiqがゼロに近づくようにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を算出し、算出したd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を位置・速度推定部44及びdq/3φ変換部43へ出力する。d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*は、3φ電流算出部61により算出されるモータ電流であるU相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwに応じて変化する。
The d-axis/q-axis voltage setting unit 45 receives the d-axis current deviation Δid from the
位置・速度推定部44には、3φ/dq変換部42からd軸電流id及びq軸電流iqが入力され、d軸q軸電圧設定部45からd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*が入力される。位置・速度推定部44は、d軸電流id、q軸電流iq、d軸電圧指令値Vd*、及び、q軸電圧指令値Vq*に基づいて、モータMの電気的な角速度ωeと、回転座標系(dq座標系)でのモータMの回転位相角θdqとを推定する。位置・速度推定部44は、推定した角速度ωeを1/Pn処理部51へ出力し、推定した位相角θdqを3φ/dq変換部42及びdq/3φ変換部43へ出力する。 The position/speed estimator 44 receives the d-axis current id and the q-axis current iq from the 3φ/dq converter 42, and receives the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * from the d-axis/q-axis voltage setting unit 45. The position/speed estimator 44 estimates the electrical angular velocity ωe of the motor M and the rotational phase angle θdq of the motor M in the rotating coordinate system (dq coordinate system) based on the d-axis current id , the q-axis current iq, the d-axis voltage command value Vd *, and the q-axis voltage command value Vq*. The position/speed estimator 44 outputs the estimated angular velocity ωe to the 1/Pn processor 51, and outputs the estimated phase angle θdq to the 3φ/dq converter 42 and the dq/3φ converter 43.
1/Pn処理部51は、角速度ωeをモータMの極対数で除することにより、電気的な角速度ωeをモータMが有するロータの機械的な角速度ωmに変換し、変換後の角速度ωmを減算部52へ出力する。
The 1/Pn processing unit 51 converts the electrical angular velocity ωe into the mechanical angular velocity ωm of the rotor of the motor M by dividing the angular velocity ωe by the number of pole pairs of the motor M, and outputs the converted angular velocity ωm to the
減算部52には、1/Pn処理部51から角速度ωmが入力され、モータ制御装置100の外部から(例えば、モータ制御装置100の上位のコントローラから)速度指令値ωm*が入力される。減算部52は、速度指令値ωm*から角速度ωmを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御部49へ出力する。
The
dq/3φ変換部43は、位相角θdqを用いて、回転座標系のd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、固定座標系(UVW座標系)の3相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に変換する。dq/3φ変換部43は、変換後の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*をPWM部41へ出力する。 The dq/3φ converter 43 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * in the rotating coordinate system into three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * in a fixed coordinate system (UVW coordinate system) using the phase angle θdq. The dq/3φ converter 43 outputs the converted voltage command values Vu * , Vv * , Vw * to the PWM unit 41.
PWM部41には、dq/3φ変換部43から電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*が入力され、DC電圧算出部32からDC電圧Vdcが入力される。また、PWM部41には、モータ制御装置100の外部から(例えば、モータ制御装置100の上位のコントローラから)、PWMの搬送波であるキャリア信号と、キャリア信号の所定の周期(以下では「キャリア周期」と呼ぶことがある)と、AD変換部72でのサンプリングに必要な時間(以下では「サンプリング必要時間」と呼ぶことがある)とが入力される。 The PWM unit 41 receives voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from the dq/3φ conversion unit 43, and receives a DC voltage Vdc from the DC voltage calculation unit 32. The PWM unit 41 also receives a carrier signal which is a PWM carrier wave, a predetermined period of the carrier signal (hereinafter sometimes referred to as the "carrier period"), and a time required for sampling in the AD conversion unit 72 (hereinafter sometimes referred to as the "required sampling time") from outside the motor control device 100 (for example, from a higher-level controller of the motor control device 100).
PWM部41は、PWM部41への入力に基づいて、3相のPWM信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnを生成し、生成したPWM信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnをスイッチングモジュール10及び3φ電流算出部61へ出力する。また、PWM部41は、PWM部41への入力に基づいて、AD変換部72に対するサンプリングの開始指示(以下では「AD変換トリガ」と呼ぶことがある)を生成し、生成したAD変換トリガをAD変換部72へ出力する。また、PWM部41は、PWM部41への入力に基づいて、モータ電流の検出可否を表す検出不可フラグを“TRUE”(検出不可)または“FALSE”(検出可)に設定し、設定後の検出不可フラグを3φ/dq変換部42へ出力する。PWM部41の詳細については後述する。
Based on the input to the PWM unit 41, the PWM unit 41 generates three-phase PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn, and outputs the generated PWM signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn to the
スイッチングモジュール10には、直流電源EDCから直流電圧が供給され、PWM部41からPWM信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnが入力される。スイッチングモジュール10は、直流電源EDCから供給される直流電圧をPWM信号Up~Wnに従って3相の交流電圧に変換し、変換後の3相の交流電圧をモータMに印加する。3相の交流電圧がモータMに印加されることによりモータMが駆動される。スイッチングモジュール10では、PWM信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnに従って各スイッチング素子SWup,SWun,SWvp,SWvn,SWwp,SWwnがオン/オフされることにより、直流電圧が3相電圧に変換される。各スイッチング素子SWup,SWun,SWvp,SWvn,SWwp,SWwnの両端には、還流ダイオードDup,Dun,Dvp,Dvn,Dwp,Dwnが接続されている。
The
電流検出部21は、直流電源EDCとスイッチングモジュール10との間に接続されているシャント抵抗Rsを用いて、スイッチングモジュール10の母線電流Isを検出する。シャント抵抗Rsは、直流電源EDCにおけるN側端子とスイッチングモジュール10との間のDCラインであるNラインLN上に配置されている。なお、シャント抵抗Rsは、直流電源EDCにおけるP側端子とスイッチングモジュール10との間のDCラインであるPラインLP上に配置されても良い。シャント抵抗Rsには、モータ電流であるU相電流、V相電流、W相電流と、PWM信号とに応じた母線電流Isが流れ、シャント抵抗Rsに母線電流Isが流れるときに、シャント抵抗Rsの両端に電圧降下が生じる。電流検出部21は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Rsの抵抗値とから、シャント抵抗Rsに流れる母線電流Isを検出する。さらに、電流検出部21は、シャント抵抗Rsと母線電流Isとに基づいて、式(1)によって表されるアナログ電圧VA1を算出し、算出したアナログ電圧VA1をAD変換部72へ出力する。式(1)における“k”は所定の増幅率を示す。
VA1=k×(Rs・Is) …(1)
The
VA1=k×(Rs·Is) ... (1)
AD変換部72は、PWM部41から入力されるAD変換トリガに従って、アナログ電圧VA1に対してサンプリングを行うことにより、アナログ電圧VA1をデジタル電圧値VA2へ変換し、変換後のデジタル電圧値VA2を3φ電流算出部61へ出力する。
The
3φ電流算出部61は、1シャント検出方式を用いてモータ電流を算出する。3φ電流算出部61は、シャント抵抗Rsの抵抗値と、増幅率kと、デジタル電圧値VA2と、PWM信号Up~Wnとに基づいて、モータ電流であるU相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwを算出し、算出したモータ電流iu,iv,iwを3φ/dq変換部42へ出力する。
The 3φ
3φ/dq変換部42は、位置・速度推定部44から入力される位相角θdqを用いて、固定座標系の電流ベクトルを示すモータ電流iu,iv,iwを、回転座標系の電流ベクトルを示すd軸電流id及びq軸電流iqに変換して時系列で記憶する。3φ/dq変換部42は、変換後のd軸電流idを位置・速度推定部44、d軸q軸電圧設定部45及び減算部46へ出力し、変換後のq軸電流iqを位置・速度推定部44、d軸q軸電圧設定部45及び減算部47へ出力する。
The 3φ/dq conversion unit 42 converts the motor currents iu, iv, iw, which indicate the current vector in the fixed coordinate system, into d-axis current id and q-axis current iq, which indicate the current vector in the rotating coordinate system, using the phase angle θdq input from the position/speed estimation unit 44, and stores them in a time series. The 3φ/dq conversion unit 42 outputs the converted d-axis current id to the position/speed estimation unit 44, the d-axis/q-axis voltage setting unit 45, and the
DC電圧検出部31は、PラインLPとNラインLNとの間の母線電圧を検出し、検出したアナログの母線電圧VB1をAD変換部71へ出力する。 The DC voltage detection unit 31 detects a bus voltage between the P line LP and the N line LN , and outputs the detected analog bus voltage VB1 to the AD conversion unit 71.
AD変換部71は、アナログの母線電圧VB1に対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電圧VB1をデジタルの母線電圧値VB2へ変換し、変換後のデジタルの母線電圧値VB2をDC電圧算出部32へ出力する。 The AD conversion unit 71 samples the analog bus voltage VB1 to convert it into a digital bus voltage value VB2, and outputs the converted digital bus voltage value VB2 to the DC voltage calculation unit 32.
DC電圧算出部32は、デジタルの母線電圧値VB2からDC電圧Vdcを算出し、算出したDC電圧VdcをPWM部41へ出力する。 The DC voltage calculation unit 32 calculates the DC voltage Vdc from the digital bus voltage value VB2 and outputs the calculated DC voltage Vdc to the PWM unit 41.
<PWM部の構成>
図2は、本開示の実施例のPWM部の構成例を示す図である。図2において、PWM部41は、デューティ算出部411と、オン時間算出部412と、検出領域拡大部413とを有する。
<Configuration of PWM section>
2 is a diagram showing an example of the configuration of a PWM unit according to an embodiment of the present disclosure. In FIG. 2, the PWM unit 41 includes a
デューティ算出部411には、DC電圧算出部32からDC電圧Vdcが入力され、dq/3φ変換部43から電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*が入力される。デューティ算出部411は、式(2),(3),(4)に従って、DC電圧Vdcに対する各相の電圧指令値のデューティであるU相デューティDuty_u,V相デューティDuty_v,W相デューティDuty_wを算出し、算出した各相のデューティDuty_u,Duty_v,Duty_wをオン時間算出部412及び検出領域拡大部413へ出力する。
Duty_u=Vu*/Vdc …(2)
Duty_v=Vv*/Vdc …(3)
Duty_w=Vw*/Vdc …(4)
The
Duty_u = Vu * / Vdc ... (2)
Duty_v=Vv * /Vdc... (3)
Duty_w=Vw * /Vdc... (4)
オン時間算出部412は、デューティ算出部411から入力されたデューティDuty_u,Duty_v,Duty_wと、モータ制御装置100の外部から入力されるキャリア周期Tcとに基づいて、式(5),(6),(7)に従って、スイッチング素子SWup,SWvp,SWwpのオン時間であるU相オン時間On_u,V相オン時間On_v,W相オン時間On_wを算出し、算出したオン時間On_u,On_v,On_wを検出領域拡大部413へ出力する。
On_u=Tc・Duty_u …(5)
On_v=Tc・Duty_v …(6)
On_w=Tc・Duty_w …(7)
The on-
On_u = Tc · Duty_u ... (5)
On_v = Tc · Duty_v ... (6)
On_w=Tc·Duty_w (7)
検出領域拡大部413は、オン時間算出部412から入力されたオン時間On_u,On_v,On_wと、デューティ算出部411から入力されたU相デューティDuty_u,V相デューティDuty_v,W相デューティDuty_wと、モータ制御装置100の外部から入力されるキャリア信号、キャリア周期及びサンプリング必要時間とに基づいて、AD変換トリガとPWM信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnとを生成するとともに、検出不可フラグを設定する。検出領域拡大部413は、オンレベルまたはオフレベルのPWM信号Up~Wnを生成する。
The detection
PWM信号UpがオンレベルになるときはPWM信号Unがオフレベルになり、PWM信号UpがオフレベルになるときはPWM信号Unがオンレベルになる。また、PWM信号Upがオンレベルであるときはスイッチング素子SWupがオンになり、PWM信号Upがオフレベルであるときはスイッチング素子SWupがオフになる。また、PWM信号Unがオンレベルであるときはスイッチング素子SWunがオンになり、PWM信号Unがオフレベルであるときはスイッチング素子SWunがオフになる。 When the PWM signal Up is at the on level, the PWM signal Un is at the off level, and when the PWM signal Up is at the off level, the PWM signal Un is at the on level. Also, when the PWM signal Up is at the on level, the switching element SWup is on, and when the PWM signal Up is at the off level, the switching element SWup is off. Also, when the PWM signal Un is at the on level, the switching element SWun is on, and when the PWM signal Un is at the off level, the switching element SWun is off.
また、PWM信号VpがオンレベルになるときはPWM信号Vnがオフレベルになり、PWM信号VpがオフレベルになるときはPWM信号Vnがオンレベルになる。また、PWM信号Vpがオンレベルであるときはスイッチング素子SWvpがオンになり、PWM信号Vpがオフレベルであるときはスイッチング素子SWvpがオフになる。また、PWM信号Vnがオンレベルであるときはスイッチング素子SWvnがオンになり、PWM信号Vnがオフレベルであるときはスイッチング素子SWvnがオフになる。 When the PWM signal Vp is at the on level, the PWM signal Vn is at the off level, and when the PWM signal Vp is at the off level, the PWM signal Vn is at the on level. When the PWM signal Vp is at the on level, the switching element SWvp is on, and when the PWM signal Vp is at the off level, the switching element SWvp is off. When the PWM signal Vn is at the on level, the switching element SWvn is on, and when the PWM signal Vn is at the off level, the switching element SWvn is off.
また、PWM信号WpがオンレベルになるときはPWM信号Wnがオフレベルになり、PWM信号WpがオフレベルになるときはPWM信号Wnがオンレベルになる。また、PWM信号Wpがオンレベルであるときはスイッチング素子SWwpがオンになり、PWM信号Wpがオフレベルであるときはスイッチング素子SWwpがオフになる。また、PWM信号Wnがオンレベルであるときはスイッチング素子SWwnがオンになり、PWM信号Wnがオフレベルであるときはスイッチング素子SWwnがオフになる。 When the PWM signal Wp is at the on level, the PWM signal Wn is at the off level, and when the PWM signal Wp is at the off level, the PWM signal Wn is at the on level. When the PWM signal Wp is at the on level, the switching element SWwp is on, and when the PWM signal Wp is at the off level, the switching element SWwp is off. When the PWM signal Wn is at the on level, the switching element SWwn is on, and when the PWM signal Wn is at the off level, the switching element SWwn is off.
そこで、検出領域拡大部413は、オンレベルである時間がU相オン時間On_uであるPWM信号Up、オンレベルである時間がV相オン時間On_vであるPWM信号Vp、及び、オンレベルである時間がW相オン時間On_wであるPWM信号Wpを生成する。
Therefore, the detection
<モータ制御装置の動作>
PWM部41において、検出領域拡大部413には、図3に示すような三角波信号がキャリア信号として入力される。図3は、本開示の実施例のキャリア信号の一例を示す図である。以下では、三角波信号であるキャリア信号において、山側の頂点を「山」と呼び、谷側の頂点を「谷」と呼ぶことがある。また以下では、キャリア信号の1周期(つまり、1キャリア周期)において、谷から山までの範囲を「キャリア前半」と呼び、山から谷までの範囲を「キャリア後半」と呼ぶことがある。よって、キャリア前半及びキャリア後半のそれぞれの長さは、キャリア周期の2分の1に相当する。また、図3におけるキャリア信号の振幅にデューティが対応付けられ、キャリア信号の振幅を0~1としたとき、比較値が1のときのデューティが0%、0のときのデューティが100%となる。
<Operation of the motor control device>
In the PWM unit 41, a triangular wave signal as shown in FIG. 3 is input to the detection
図4は、本開示の実施例の比較処理の一例を示す図である。検出領域拡大部413は、図4に示すように、比較値とキャリア信号とを比較することによりPWM信号Up~Wnを生成する。ここで、検出領域拡大部413は、U相デューティDuty_u,V相デューティDuty_v,W相デューティDuty_wに応じて、各相の比較値を設定する。比較値とキャリア信号との比較処理は、U相、V相、W相の各相毎に行われる。
Figure 4 is a diagram showing an example of the comparison process of an embodiment of the present disclosure. As shown in Figure 4, the detection
例えば、山を基準にして比較値とキャリア信号との比較処理が行われる場合(つまり、キャリア信号が山基準である場合)、検出領域拡大部413は、山がキャリア周期の中央になるようにキャリア周期を設定する。そして、検出領域拡大部413は、キャリア信号のレベルが比較値を超えた時点でPWM信号Up,Vp,Wpをオンレベルにする一方でPWM信号Un,Vn,Wnをオフレベルにし、キャリア信号のレベルが比較値以下になった時点でPWM信号Up,Vp,Wpをオフレベルにする一方でPWM信号Un,Vn,Wnをオンレベルにする。よって、図4に示すように、キャリア周期において、PWM信号Up,Vp,Wpは、山に対して(つまり、キャリア前半とキャリア後半とで)対称なパターンになる。
For example, when the comparison process between the comparison value and the carrier signal is performed based on the peak (i.e., when the carrier signal is based on the peak), the detection
また、検出領域拡大部413は、式(5),(6),(7)で表される各相のオン時間に応じて比較値を増加または減少させることにより、PWM信号Up,Vp,Wpがオンレベルにある時間を制御する。すなわち、検出領域拡大部413は、オン時間算出部412から入力されるオン時間が長くなるほど比較値を小さくし、オン時間算出部412から入力されるオン時間が短くなるほど比較値を大きくすることにより、オンレベルである時間がオン時間算出部412から入力されるオン時間であるPWM信号Up,Vp,Wpを生成する。そして、このようにして生成されたPWM信号Up,Vp,Wpに従って、スイッチングモジュール10では、3相の交流電圧、すなわち、モータMのU相の端子に印加される電圧(以下では「U相端子電圧」と呼ぶことがある)と、モータMのV相の端子に印加される電圧(以下では「V相端子電圧」と呼ぶことがある)と、モータMのW相の端子に印加される電圧(以下では「W相端子電圧」と呼ぶことがある)とが生成される。つまり、スイッチングモジュール10では、オン時間On_uに相当するパルス幅を有するU相端子電圧と、オン時間On_vに相当するパルス幅を有するV相端子電圧と、オン時間On_wに相当するパルス幅を有するW相端子電圧とが生成される。以下では、U相端子電圧、V相端子電圧、及び、W相端子電圧を「端子電圧」と総称することがある。
The detection
図5は、本開示の実施例の各相の端子電圧と母線電流との関係の一例を示す図である。上記のように、各相の端子電圧のパルス幅は各相のオン時間に一致する。 Figure 5 shows an example of the relationship between the terminal voltage of each phase and the bus current in an embodiment of the present disclosure. As described above, the pulse width of the terminal voltage of each phase corresponds to the on-time of each phase.
図5に示すキャリア周期Tc1,Tc2,Tc3の3周期分のキャリア信号において、区間S1,S7,S13,S19では、PWM信号Up,Vp,Wpのすべてがオフレベルであるため母線電流はゼロとなり、区間S4,S10,S16では、PWM信号Up,Vp,Wpのすべてがオンレベルであるため母線電流はゼロとなる。 In the carrier signal for three periods, carrier periods Tc1, Tc2, and Tc3, shown in FIG. 5, in sections S1, S7, S13, and S19, the PWM signals Up, Vp, and Wp are all at the off level, so the bus current is zero, and in sections S4, S10, and S16, the PWM signals Up, Vp, and Wp are all at the on level, so the bus current is zero.
また、区間S2,S6では、PWM信号Up,Vp,WpのうちPWM信号Wpだけがオンレベルであるため、母線電流はW相電流となる。また、区間S8,S12では、PWM信号Up,Vp,WpのうちPWM信号Upだけがオンレベルであるため、母線電流はU相電流となる。また、区間S14,S18では、PWM信号Up,Vp,WpのうちPWM信号Vpだけがオンレベルであるため、母線電流はV相電流となる。 In addition, in sections S2 and S6, only the PWM signal Wp of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a W-phase current. In addition, in sections S8 and S12, only the PWM signal Up of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a U-phase current. In addition, in sections S14 and S18, only the PWM signal Vp of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, so the bus current is a V-phase current.
また、区間S3,S5,S15,S17では、PWM信号Up,Vp,WpのうちPWM信号Vp,Wpの2つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したU相電流となる。また、区間S9,S11では、PWM信号Up,Vp,WpのうちPWM信号Up,Vpの2つがオンレベルであるため、母線電流は符号が反転したW相電流となる。 In addition, in sections S3, S5, S15, and S17, two of the PWM signals Up, Vp, and Wp, Vp and Wp, are at the on level, so the bus current is a U-phase current with an inverted sign.In addition, in sections S9 and S11, two of the PWM signals Up, Vp, and Wp, Vp and Wp, are at the on level, so the bus current is a W-phase current with an inverted sign.
以上から、PWM信号Up,Vp,Wpのすべてがオンレベルまたはオフレベルにあるときは母線電流がゼロになることが分かる。また、PWM信号Up,Vp,Wpのうち1相だけがオンレベルにあるときは、オンレベルにある相の電流が母線電流として出現することが分かる。また、PWM信号Up,Vp,Wpのうち2相がオンレベルにあるときは、オフレベルにある相の符号が反転した電流が母線電流として出現することが分かる。 From the above, we can see that when all of the PWM signals Up, Vp, and Wp are at the on level or off level, the bus current is zero. We can also see that when only one phase of the PWM signals Up, Vp, and Wp is at the on level, the current of the phase that is at the on level appears as the bus current. We can also see that when two phases of the PWM signals Up, Vp, and Wp are at the on level, the current with the opposite sign to the phase that is at the off level appears as the bus current.
以下、図6を参照し、本発明のPWM信号のシフト処理について説明する。図6は、本開示の実施例のPWM信号のシフト処理の一例を示す図である。 Below, the shift processing of the PWM signal of the present invention will be described with reference to FIG. 6. FIG. 6 is a diagram showing an example of the shift processing of the PWM signal in an embodiment of the present disclosure.
図6に示すように、増減前の比較値である元比較値を用いてシフト前のPWM信号が生成される場合、元比較値のキャリア前半部分をαだけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ増加させることにより、PWM信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中左方へ(つまり、キャリア周期において時間的に後方へ)シフトする。例えば、PWM信号を1キャリアの周期内でキャリア前半の部分の時間幅に対し30%だけ図中左方へシフトさせる場合、元比較値のキャリア前半部分をデューティが30%に相当する値だけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をデューティが30%に相当する値だけ増加させればよい。逆に、元比較値のキャリア前半部分をαだけ増加させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ減少させることにより、PWM信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中右方へ(つまり、キャリア周期において時間的に前方へ)シフトする。上記のように、端子電圧はPWM信号に従って生成されるため、PWM信号がシフトすると、PWM信号のシフトと同様にして端子電圧のパルスもシフトする。また、1キャリア周期内における元比較値を、キャリア前半でαだけ減少させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ増加させる、または、キャリア前半でαだけ増加させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ減少させることにより、1キャリア内でのデューティ(式(2),(3),(4))は、PWM信号のシフト前後で同一値に保たれる。 6, when the PWM signal before shifting is generated using the original comparison value, which is the comparison value before increase or decrease, by decreasing the first half of the carrier of the original comparison value by α and increasing the second half of the carrier of the original comparison value by α, the PWM signal shifts to the left in the figure by β corresponding to the magnitude of α (i.e., backward in time in the carrier cycle) without changing the pulse width. For example, when shifting the PWM signal to the left in the figure by 30% of the time width of the first half of the carrier within one carrier cycle, the first half of the carrier of the original comparison value is decreased by a value corresponding to a duty of 30%, and the second half of the carrier of the original comparison value is increased by a value corresponding to a duty of 30%. Conversely, by increasing the first half of the carrier of the original comparison value by α and decreasing the second half of the carrier of the original comparison value by α, the PWM signal shifts to the right in the figure by β corresponding to the magnitude of α (i.e., forward in time in the carrier cycle) without changing the pulse width. As described above, since the terminal voltage is generated according to the PWM signal, when the PWM signal shifts, the terminal voltage pulse also shifts in the same manner as the PWM signal shifts. Also, by decreasing the original comparison value in one carrier period by α in the first half of the carrier and increasing it by the same magnitude α in the second half of the carrier, or by increasing it by α in the first half of the carrier and decreasing it by the same magnitude α in the second half of the carrier, the duty within one carrier (equations (2), (3), and (4)) is kept the same before and after the PWM signal shift.
そこで、検出領域拡大部413は、サンプリング必要時間を確保することができない場合に、以下のようにして、PWM信号のシフトによって端子電圧のパルスをシフトさせる。以下、端子電圧のパルスのシフト例について説明する。
Therefore, when the required sampling time cannot be secured, the detection
<端子電圧のシフト例>
以下では、U相端子電圧のパルスを「U相パルス」と呼び、V相端子電圧のパルスを「V相パルス」と呼び、W相端子電圧のパルスを「W相パルス」と呼ぶことがある。また、U相パルス、V相パルス及びW相パルスを「端子電圧パルス」と総称することがある。
<Example of terminal voltage shift>
Hereinafter, the U-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "U-phase pulse," the V-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "V-phase pulse," and the W-phase terminal voltage pulse may be referred to as the "W-phase pulse." Furthermore, the U-phase pulse, V-phase pulse, and W-phase pulse may be collectively referred to as the "terminal voltage pulse."
図7,8は、本開示の実施例の端子電圧のシフト例の説明に供する図である。図7,8には、PWM部41が3相変調を行う場合を一例として示す。 Figures 7 and 8 are diagrams for explaining examples of terminal voltage shifts in an embodiment of the present disclosure. Figures 7 and 8 show an example in which the PWM unit 41 performs three-phase modulation.
図7には、連続する2つのキャリア周期Tca,Tcbのそれぞれにおいて、V相パルスのパルス幅がW相パルスのパルス幅より小さく、U相パルスのパルス幅がV相パルスのパルス幅より小さく、U相パルス、V相パルス及びW相パルスの各々がキャリアの山に対して対称となる状態で、V相パルスのパルス幅とW相パルスのパルス幅との差、U相パルスのパルス幅とV相パルスのパルス幅との差、及び、U相パルスのパルス幅とW相パルスのパルス幅との差の何れもがサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。 Figure 7 shows an example in which, in each of two consecutive carrier periods Tca and Tcb, the pulse width of the V-phase pulse is smaller than the pulse width of the W-phase pulse, the pulse width of the U-phase pulse is smaller than the pulse width of the V-phase pulse, and the U-phase pulse, V-phase pulse, and W-phase pulse are each symmetrical with respect to the carrier crest, and the difference between the pulse width of the V-phase pulse and the pulse width of the W-phase pulse, the difference between the pulse width of the U-phase pulse and the pulse width of the V-phase pulse, and the difference between the pulse width of the U-phase pulse and the pulse width of the W-phase pulse are all smaller than the required sampling time.
図7に示す状態では、母線電流として、W相電流と符号が反転したU相電流とが出現する。しかし、キャリア周期Tca,Tcbの何れにおいても、W相電流の出現時間、及び、V相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。このため、図7に示す状態では、AD変換部72は、キャリア周期Tca,Tcbの何れにおいても、3φ電流算出部61によるW相電流iwの算出のためのサンプリングも、3φ電流算出部61によるU相電流iuの算出のためのサンプリングも行うことができない。よって、図7に示す状態では、3φ電流算出部61は、1シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。
In the state shown in FIG. 7, the W-phase current and the U-phase current with the opposite sign appear as the bus current. However, in both carrier periods Tca and Tcb, the appearance time of the W-phase current and the appearance time of the V-phase current are both less than the required sampling time. Therefore, in the state shown in FIG. 7, the
また、図7に示す端子電圧パルスの例では、端子電圧パルスをどのようにシフトさせても、U相電流iu、V相電流iv、W相電流iwのうちの2相分の電流の算出のためのサンプリング必要時間をキャリア前半のみにおいて確保できない。例えば、W相パルスを図中左方へシフトさせる一方でU相パルス及びV相パルスを図中右方へシフトさせると、キャリア前半においてW相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間以上になるが、U相電流及びV相電流である母線電流の出願時間はサンプリング必要時間未満となる。よって、図7に示す例では、3φ電流算出部61は、1キャリア周期内のキャリア前半だけでは、1シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。
In addition, in the example of the terminal voltage pulse shown in FIG. 7, no matter how the terminal voltage pulse is shifted, the required sampling time for calculating the currents of two phases, the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw, cannot be secured in only the first half of the carrier. For example, if the W-phase pulse is shifted to the left in the figure while the U-phase pulse and the V-phase pulse are shifted to the right in the figure, the appearance time of the bus current, which is the W-phase current, in the first half of the carrier will be longer than the required sampling time, but the appearance time of the bus current, which is the U-phase current and the V-phase current, will be shorter than the required sampling time. Therefore, in the example shown in FIG. 7, the 3φ
また、図7に示す端子電圧パルスの例では、端子電圧パルスをどのようにシフトさせても、U相電流iu、V相電流iv、W相電流iwのうちの2相の電流の算出のためのサンプリング必要時間を1キャリア周期のみにおいて確保することはできない。例えば、W相パルスを図中左方へシフトさせる一方でU相パルス及びV相パルスを図中右方へシフトさせると、1キャリアの周期内でW相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間以上になるが、U相電流及びV相電流である母線電流の出願時間はサンプリング必要時間未満となる。よって、図7に示す例では、3φ電流算出部61は、1キャリア周期内だけでは、1シャント検出方式を用いてモータ電流を算出することができない。
In addition, in the example of the terminal voltage pulse shown in FIG. 7, no matter how the terminal voltage pulse is shifted, the required sampling time for calculating two of the currents of the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw cannot be secured within only one carrier period. For example, if the W-phase pulse is shifted to the left in the figure while the U-phase pulse and the V-phase pulse are shifted to the right in the figure, the appearance time of the bus current, which is the W-phase current, within one carrier period will be longer than the required sampling time, but the appearance time of the bus current, which is the U-phase current and the V-phase current, will be shorter than the required sampling time. Therefore, in the example shown in FIG. 7, the 3φ
そこで、検出領域拡大部413は、図8に示すように、キャリア周期Tcaのキャリア後半においてW相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、W相パルスを図中右方へシフトさせる一方でU相パルス及びV相パルスを図中左方へシフトさせる。また、検出領域拡大部413は、図8に示すように、キャリア周期Tcbのキャリア前半においてV相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、V相パルスを図中左方へシフトさせる一方でU相パルス及びW相パルスを図中右方へシフトさせる。
Therefore, as shown in FIG. 8, the detection
これにより、AD変換部72では、3φ電流算出部61で算出されるW相電流iwのためのサンプリング必要時間をキャリア周期Tcaのキャリア後半において確保することが可能になるため、AD変換部72は、キャリア周期Tcaのキャリア後半においてW相電流iwの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。また、AD変換部72では、3φ電流算出部61で算出されるV相電流ivのためのサンプリング必要時間をキャリア周期Tcbのキャリア前半において確保することが可能になるため、AD変換部72は、キャリア周期Tcbのキャリア前半においてV相電流ivの算出のためのサンプリングを行うことが可能になる。
As a result, the
そこで、検出領域拡大部413は、図8に示すキャリア周期Tcaのキャリア後半においては、V相パルスの立ち下がりタイミングであるタイミングTFでAD変換トリガを生成し、生成したAD変換トリガをAD変換部72へ出力する。また、検出領域拡大部413は、図8に示すキャリア周期Tcbのキャリア前半においては、W相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングTSでAD変換トリガを生成し、生成したAD変換トリガをAD変換部72へ出力する。そして、AD変換部72は、AD変換トリガに従って、タイミングTF,TSのそれぞれでサンプリングを開始する。
The detection
よって、3φ電流算出部61は、キャリア周期Tcaのキャリア後半においてW相電流iwを算出し、キャリア周期Tcbのキャリア前半においてV相電流ivを算出することが可能になる。また、3φ電流算出部61は、キャリア周期Tcbのキャリア前半において、W相電流iw及びV相電流ivからキルヒホッフの法則を用いてU相電流iuを算出することが可能になる。
Therefore, the 3φ
つまり、このシフト例では、以上のようにして検出領域拡大部413が端子電圧パルスをシフトさせることにより、モータ電流の検出可能領域が拡大するため、1シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能になる。このようにして端子電圧パルスが決定されることで、PWM部41は、次のキャリア周期において、1シャント検出方式によるモータ電流の検出が可能となるように、PWM信号を出力できる。
In other words, in this shift example, the detection
なお、上記のシフト例では、検出領域拡大部413は、キャリア周期Tcaのキャリア後半と、キャリア周期Tcbのキャリア前半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせた。また、上記のシフト例では、3φ電流算出部61は、キャリア周期Tcaのキャリア後半においてW相電流iwを算出し、キャリア周期Tcbのキャリア前半においてV相電流ivを算出した。
In the above shift example, the detection
しかし、端子電圧パルスのシフト方法は図8に示すものに限定されない。例えば、検出領域拡大部413は、キャリア周期Tcaのキャリア前半と、キャリア周期Tcbのキャリア前半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。また例えば、検出領域拡大部413は、キャリア周期Tcaのキャリア前半と、キャリア周期Tcbのキャリア後半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。また例えば、検出領域拡大部413は、キャリア周期Tcaのキャリア後半と、キャリア周期Tcbのキャリア後半との双方でサンプリング必要時間を確保するように、端子電圧パルスをシフトさせても良い。
However, the method of shifting the terminal voltage pulse is not limited to that shown in FIG. 8. For example, the detection
<検出領域拡大部の処理>
以下、検出領域拡大部413における処理についてより詳細に説明する。検出領域拡大部413は、3相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、連続する2つのキャリア周期内で、第一周期で1回かつ第二周期で1回(つまり、連続する2つのキャリア周期で1回ずつ)、それぞれ異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定する。ここで、上述のように、端子電圧パルスのシフトのさせ方は様々なパターンが考えられ、3相のうちのいずれの相を、どちらにどれだけシフトするかによって異なる端子電圧パルスが得られる。そこで、検出領域拡大部413は、端子電圧パルスをシフトさせるパターンを所定の順番で確認し、各パターンでサンプリング必要時間を確保できるかを判定する。
<Processing of detection area enlargement section>
The process in the detection
検出領域拡大部413は、いずれかのパターンでサンプリング必要時間を確保できると判定すると、当該パターンによって端子電圧パルスをシフトさせる。次いで、検出領域拡大部413は、検出不可フラグを“FALSE”に設定し、“FALSE”に設定した検出不可フラグを3φ/dq変換部42へ出力する。なお、3φ/dq変換部42は、検出領域拡大部413から入力される検出不可フラグが“FALSE”に設定されている場合は、3φ電流算出部61により算出されたモータ電流からd軸電流id及びq軸電流iqを生成して出力する。
When the detection
次いで、検出領域拡大部413は、シフト後の端子電圧パルスに基づいてAD変換トリガを生成し、生成したAD変換トリガをAD変換部72へ出力する。AD変換部72は、検出領域拡大部413からAD変換トリガが入力された時点でサンプリングを開始する。
Next, the detection
一方で、検出領域拡大部413は、すべてのパターンでサンプリング必要時間を確保できないと判定した場合は、端子電圧パルスをシフトしたとしてもサンプリング必要時間の確保ができないと判定する。そして、検出領域拡大部413は、検出不可フラグを“TRUE”に設定し、“TRUE”に設定した検出不可フラグを3φ/dq変換部42へ出力する。この場合、3φ/dq変換部42は、モータ電流の算出が可能だった直近のキャリア周期におけるd軸電流id及びq軸電流iqを出力する。
On the other hand, if the detection
以上、実施例について説明した。 The above explains the examples.
以上のように、本開示のモータ制御装置(実施例のモータ制御装置100)は、スイッチングモジュール(実施例のスイッチングモジュール10)と、電流検出部(実施例の電流検出部21)と、電流算出部(実施例の3φ電流算出部61)と、PWM部(実施例のPWM部41)とを有する。スイッチングモジュールは、直流電源(実施例の直流電源EDC)から供給される直流電圧を3相の交流電圧に変換し、交流電圧をモータ(実施例のモータM)に印加する。電流検出部は、直流電源とスイッチングモジュールとの間に接続された抵抗(実施例のシャント抵抗Rs)を用いてスイッチングモジュールの母線電流を検出する。電流算出部は、モータに流れる3相の電流をスイッチングモジュールの母線電流に基づいて算出する。PWM部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたPWMにより、スイッチングモジュールを制御するPWM信号を生成する。また、PWM部は、PWM信号をキャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。そして、電流算出部は、モータに流れる3相の電流のうち、PWM信号のシフトによってキャリア信号の第一周期(実施例のキャリア周期Tca)において算出が可能になる第一相の電流を算出し、PWM信号のシフトによってキャリア信号の第一周期の次の周期である第二周期(実施例のキャリア周期Tcb)において算出が可能になる第二相の電流を算出し、第一相の電流と第二相の電流とから第三相の電流を算出する。
As described above, the motor control device (
こうすることで、モータに流れる3相の電流を検出できる領域を広げることができる。 This makes it possible to expand the range in which the three-phase current flowing through the motor can be detected.
また、電流算出部は、第一周期の後半(実施例のキャリア周期Tcaのキャリア後半)において第一相の電流を算出し、第二周期の前半(実施例のキャリア周期Tcbのキャリア前半)において第二相の電流を算出する。 The current calculation unit also calculates the first phase current in the second half of the first cycle (the second half of the carrier of the carrier cycle Tca in the embodiment) and calculates the second phase current in the first half of the second cycle (the first half of the carrier of the carrier cycle Tcb in the embodiment).
こうすることで、第一相の電流の算出タイミングと第二相の電流の算出タイミングとを接近させることができるため、第一相の電流と第二相の電流とからキルヒホッフの法則を用いて算出される第三相の電流の算出誤差を低減することができる。 This allows the calculation timing of the first phase current and the second phase current to be closer together, thereby reducing the calculation error of the third phase current calculated from the first phase current and the second phase current using Kirchhoff's law.
また、PWM部は、PWMにおいてキャリア信号と比較される比較値をキャリア信号の前半で減少させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で増加させる、または、キャリア信号の前半で増加させる値と同一の大きさだけキャリア信号の後半で減少させることによりPWM信号をシフトさせる。 The PWM unit also shifts the PWM signal by increasing the comparison value compared to the carrier signal in the second half of the carrier signal by the same amount as the amount by which it is decreased in the first half of the carrier signal, or by decreasing the comparison value in the second half of the carrier signal by the same amount as the amount by which it is increased in the first half of the carrier signal.
こうすることで、DC電圧に対する電圧指令値のデューティをPWM信号のシフト前後で同一値に保ったままPWM信号をシフトさせることができる。 This allows the PWM signal to be shifted while keeping the duty of the voltage command value for the DC voltage the same before and after the PWM signal is shifted.
100 モータ制御装置
10 スイッチングモジュール
21 電流検出部
72 AD変換部
61 3φ電流算出部
41 PWM部
REFERENCE SIGNS
Claims (3)
前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する電流検出部と、
前記モータに流れる3相の電流を前記母線電流に基づいて算出する電流算出部と、
所定の周期を有するキャリア信号を用いたPWMにより、前記スイッチングモジュールを制御するPWM信号を生成するPWM部と、を具備し、
前記PWM部は、前記PWM信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせ、
前記電流算出部は、
前記3相の電流のうち、前記PWM信号のシフトによって前記キャリア信号の第一周期において算出が可能になる第一相の電流を算出し、前記PWM信号のシフトによって前記キャリア信号の前記第一周期の次の周期である第二周期において算出が可能になる第二相の電流を算出し、前記第一相の電流と前記第二相の電流とから第三相の電流を算出し、
前記3相の電流のうちの2相分の電流の算出のためのサンプリング必要時間が前記キャリア信号の前半のみ、及び、前記キャリア信号の1周期のみにおいて確保することができない場合に、前記第一相の電流、前記第二相の電流及び前記第三相の電流を算出する、
モータ制御装置。 a switching module that converts a DC voltage supplied from a DC power source into a three-phase AC voltage and applies the AC voltage to a motor;
a current detection unit that detects a bus current of the switching module using a resistor connected between the DC power source and the switching module;
a current calculation unit that calculates three-phase currents flowing through the motor based on the bus currents;
a PWM unit that generates a PWM signal for controlling the switching module by PWM using a carrier signal having a predetermined period;
The PWM unit shifts the PWM signal forward or backward in time within a period of the carrier signal,
The current calculation unit
calculating a first phase current among the three phase currents that can be calculated in a first period of the carrier signal by shifting the PWM signal, calculating a second phase current that can be calculated in a second period that is a period following the first period of the carrier signal by shifting the PWM signal, and calculating a third phase current from the first phase current and the second phase current;
Calculating the first phase current, the second phase current, and the third phase current when the sampling time required for calculating two of the three phase currents cannot be ensured only in the first half of the carrier signal and only in one cycle of the carrier signal.
Motor control device.
請求項1に記載のモータ制御装置。 the current calculation unit calculates a current of the first phase in a second half of the first period and calculates a current of the second phase in a first half of the second period;
The motor control device according to claim 1 .
請求項1に記載のモータ制御装置。 The PWM unit shifts the PWM signal by increasing a comparison value, which is compared with the carrier signal in the PWM, in the latter half by the same amount as the amount by which the comparison value is decreased in the first half, or by decreasing the comparison value in the latter half by the same amount as the amount by which the comparison value is increased in the first half.
The motor control device according to claim 1 .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020065295A JP7501058B2 (en) | 2020-03-31 | 2020-03-31 | Motor Control Device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020065295A JP7501058B2 (en) | 2020-03-31 | 2020-03-31 | Motor Control Device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021164321A JP2021164321A (en) | 2021-10-11 |
JP7501058B2 true JP7501058B2 (en) | 2024-06-18 |
Family
ID=78003899
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2020065295A Active JP7501058B2 (en) | 2020-03-31 | 2020-03-31 | Motor Control Device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7501058B2 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007236143A (en) | 2006-03-02 | 2007-09-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor drive device |
JP2013068639A (en) | 2006-11-07 | 2013-04-18 | Robert Bosch Gmbh | Method and device for measuring current |
JP2015139359A (en) | 2014-01-24 | 2015-07-30 | 株式会社富士通ゼネラル | Motor controller |
JP2017163789A (en) | 2016-03-11 | 2017-09-14 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Motor drive device and phase current detection method in motor drive device |
-
2020
- 2020-03-31 JP JP2020065295A patent/JP7501058B2/en active Active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007236143A (en) | 2006-03-02 | 2007-09-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor drive device |
JP2013068639A (en) | 2006-11-07 | 2013-04-18 | Robert Bosch Gmbh | Method and device for measuring current |
JP2015139359A (en) | 2014-01-24 | 2015-07-30 | 株式会社富士通ゼネラル | Motor controller |
JP2017163789A (en) | 2016-03-11 | 2017-09-14 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Motor drive device and phase current detection method in motor drive device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2021164321A (en) | 2021-10-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP7102407B2 (en) | Inverter device and electric power steering device | |
US7598698B2 (en) | Motor control device | |
US7750595B2 (en) | Rotating machinery controller | |
US20070296371A1 (en) | Position sensorless control apparatus for synchronous motor | |
JP2017163789A (en) | Motor drive device and phase current detection method in motor drive device | |
US10432124B2 (en) | Current detection apparatus and control apparatus of rotary electric machine | |
CN112204873B (en) | Permanent magnet synchronous motor control device, electric vehicle and magnetic pole polarity distinguishing method | |
JP6129972B2 (en) | AC motor control device, AC motor drive system, fluid pressure control system, positioning system | |
JP2006230049A (en) | Motor control device and motor current detector | |
JP2009124782A (en) | Multiphase electric motor controller | |
US20110062904A1 (en) | Alternating current motor control system | |
JP2002300800A (en) | Power converter | |
JP2011004538A (en) | Inverter device | |
JP7447636B2 (en) | motor control device | |
JP7501058B2 (en) | Motor Control Device | |
JP3677804B2 (en) | Inverter control device | |
JP2004248480A (en) | Controlling device for three-phase ac motor | |
JP7452200B2 (en) | motor control device | |
JP2005045990A (en) | Device for detecting speed electromotive force and method therefor, and inverter controller and the like | |
JP6493135B2 (en) | In-vehicle electric compressor | |
US11342877B2 (en) | Controller of rotating electric machine | |
JP7406449B2 (en) | motor drive device | |
JP2000278985A (en) | Driving device of dc brushless motor | |
JP4946064B2 (en) | Power converter control method | |
JP2011004539A (en) | Inverter device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20221228 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20231011 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20231024 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20231225 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20240206 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20240408 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20240507 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20240520 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7501058 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |