JP4937262B2

JP4937262B2 - バーストモード変換のためのピーク充電電流の変調

Info

Publication number: JP4937262B2
Application number: JP2008529032A
Authority: JP
Inventors: ベルチ，マーク・アンソニー
Original assignee: Linear Technology LLC
Current assignee: Linear Technology LLC
Priority date: 2005-09-07
Filing date: 2006-07-13
Publication date: 2012-05-23
Anticipated expiration: 2026-07-13
Also published as: EP1922802B1; TW200711282A; US7893665B2; TWI400869B; EP1922802A1; JP2009507461A; US20070052395A1; ATE516623T1; WO2007030199A1

Description

関連出願
本願の主題は、本願と同一譲渡人に譲渡された、２００５年２月８日出願のＦｌａｔｎｅｓｓ他による同時係属中の米国出願番号第１１／０５２，４７３号に関連する。当該出願の開示をここに援用する。

技術分野
本開示はスイッチングレギュレータに関し、特にバーストモード動作中のピーク充電電流しきい値の制御に関する。

背景
制御された出力電圧を上回る、下回る、または等しい入力電圧から変換することができる電圧レギュレータが知られており、それぞれ降圧モード調整、昇圧モード調整、または昇降圧モード調整を行なう。レギュレータ構造は典型的に、自動車用アプリケーション、ラップトップコンピュータ、電気通信装置、および分散型電力システム用の電源に提供される。既知の「４スイッチ」昇降圧コンバータは、Linear Technology社製のＬＴＣ３４４０「マイクロパワー同期整流式昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ」集積回路に関する２００１年１０月のデータシートに記載されている。４つのスイッチのうちの２つはインダクタの入力側に接続され、残りのスイッチは出力側に接続される。レギュレータは、制御される電圧出力のレベルおよび電圧入力のレベルによって、複数の動作状態を取る機能を有し、複数の動作状態において、スイッチはさまざまに連続して活性化または非活性化され、インダクタを入力、出力、および／またはコモングラウンド接続に接続する。

図１は、ＬＴＣ３４４０などの４スイッチレギュレータの簡略化した概略図である。４つの制御可能なスイッチは、ＡからＤと表示されたブロックによって表わされる。インダクタ１０は、一方端において、「Ａ」スイッチ１２を介して入力電圧Ｖ_INと、「Ｂ」スイッチ１４を介してコモン端子とに連結される。他方端において、インダクタ１０は、「Ｄ」スイッチ１６を介して出力Ｖ_OUTと、「Ｃ」スイッチ１８を介してコモン端子とに連結される。通常負荷降圧モード動作中は、スイッチ１２および１６が閉じ、スイッチ１４および１８が開いている「ＡＤ」充電サイクルと、スイッチ１４および１６が閉じ、スイッチ１２および１８が開いている「ＢＤ」放電サイクルとの間でインダクタが繰返し切換えられる。このモードでは、Ｖ_OUTはＶ_INよりも低いレベルに維持される。通常負荷昇圧モード動作中は、スイッチ１２および１８が閉じ、スイッチ１４および１６が開いている「ＡＣ」充電サイクルと、電荷が出力に転送されるＡＤサイクルとの間でインダクタが繰返し切換えられる。このモードでは、Ｖ_OUTはＶ_INよりも高いレベルに維持される。通常負荷昇降圧モード動作中は、３つのサイクル、すなわちＡＣ充電サイクル、ＡＤ電荷転送サイクル、およびＢＤ放電サイクルの間でインダクタが典型的に繰返し切換えられる。このモードでは、Ｖ_OUTはＶ_INのレベルまたはその付近に維持される。

多くの携帯型システムにおいて、出力負荷が軽く出力電圧が調整電圧にあるとき、スイッチングレギュレータは、省電力バーストモード動作に入るよう制御される。出力キャパシタによって、すべての不要な機能を遮断することができ、零入力電流が著しく低減する。この状態を一般に「スリープ」状態と呼ぶ。出力電圧が変動して調整レベル未満のプログラムされたレベルまで下がると、レギュレータが「起動」し、出力電圧が調整電圧に戻ってスリープ状態に復帰するまで、出力キャパシタにバーストエネルギを供給する。出力負荷が増加した状態に応答してバーストモードが終了するまで、間欠的なサイクルが繰返
される。

４スイッチコンバータ構造は、４つのスイッチすべてが動作していると、スイッチング損失に起因して効率が低下する。したがって、このようなコンバータの効率を向上させる必要がある。

開示の概要
バーストモード動作中に、コンバータの入力電圧および出力電圧を検出することができ、入力電圧および出力電圧の間の差が規定の範囲内であるときには、事前設定されたピーク充電電流しきい値レベルを変調することができる。充電サイクルは、変調されたピーク充電しきい値レベルに達し、設定ピークレベルにて遮断されるまで進行する。その後、電荷転送サイクルおよび放電サイクルに進む。

しきい値充電電流しきい値は、２つの電流源の和によって表わすことができ、そこからコンパレータ入力の電圧しきい値を得ることができる。充電電流に関連する電圧は、コンパレータの第２の入力に印加することができる。２つの電流源のうちの一方は固定することができ、他方は可変である。事前設定されたピーク充電電流しきい値レベルは、可変電流源が最大値にあるときの２つの電流源の和に相当する。コンバータの入力電圧および出力電圧の間の差に関連する信号を生成し、生成された信号が設定範囲内であるとき、生成された信号に応答して可変電流源を調整することによって、しきい値を変調することができる。出力電圧が入力電圧に等しいとき、可変電流源は当該範囲の最大値における自身の最大値からゼロまで低下する。したがって、ピーク充電電流レベルしきい値は、電圧差がゼロであるとき、その最小値に設定される。入力電圧が規定範囲を超えて出力電圧を上回る場合は、事前設定されたしきい値レベルをある値に設定し、出力電圧が規定範囲を超えて入力電圧を上回る場合は、別の値に設定し得る。

コンバータは、インダクタに連結されたスイッチを活性化および非活性化させるようにコントローラが連結された状態に構成し得る。基準レベル設定回路は、入力端子および出力端子に連結される。コンパレータの第１の入力は、インダクタ電流を検出するセンサに連結し得る。コンパレータの第２の入力は、基準レベル設定回路の出力に連結される。コンパレータの出力は、コントローラに連結される。コントローラは、コンパレータに応答し、適切なスイッチを活性化および非活性化させる。

基準レベル設定回路は、入力端子および出力端子に連結された電圧差動回路と、電圧差動回路の出力に連結された変調回路とを含み得る。変調回路の出力は、コンパレータのピーク充電電流しきい値レベルを定める。変調回路は、変調回路の出力点において可変電流源回路に連結された固定電流源を含み得る。可変電流源回路は、電源の両端においてトランジスタと第３の固定電流源とに直列に連結された第２の固定電流源を含み得る。トランジスタの制御端子は、電圧差動回路の出力に連結される。電流伝送回路は、変調回路の出力点と、第３の固定電流源およびトランジスタの接続部との間に連結し得る。

詳細な説明
本発明の実施形態を添付の図面の図において例示を目的として図示するが、限定を目的とするものではなく、同じ参照符号は同様の要素を示す。

電源からの入力電圧Ｖ_inが、図２の入力端子に印加される。調整された出力電圧Ｖ_out
が出力端子に印加される。入力端子と出力端子との間には、第１のスイッチ２２、インダクタ２４、および第２のスイッチ２７が直列に接続される。入力キャパシタ２８は、入力端子とコモングラウンドとの間に接続される。出力キャパシタ３０は、出力端子とコモングラウンドとの間に接続される。第３のスイッチ３３は、スイッチ２２およびインダクタの接続部と、センス抵抗３８との間に接続される。第４のスイッチ３４は、インダクタ２４およびスイッチ２７の接続部と、抵抗３８との間に接続される。抵抗３８は、グラウンドに接続される。分圧抵抗４０および４２は、出力端子とコモングラウンドとの間に直列に接続される。スイッチはＭＯＳＦＥＴとして例示するが、任意の制御されたスイッチ装置を利用し得る。

コントローラ４４の入力は、抵抗４０および４２の接続点に連結され、それによって抵抗４２における出力帰還電圧を受取る。抵抗４２における電圧は、出力電圧に比例する。コントローラ４４の入力ＳＮＳ＋およびＳＮＳ−は、抵抗３８にかかる電圧を受取る。これは検知されたインダクタ電流を表わす。これらの入力に応答して、コントローラ４４は、たとえば上記の同時係属中の米国出願番号第１１／０５２，４７３号に記載されているようなさまざまな動作モードに関して、スイッチ２２、２７、３３および３４を活性化および非活性化するための信号を出力する。

ＬＴＣ３４４０などのコンバータは、降圧モード、昇圧モード、および昇降圧モードにおいて効率的な動作を提供することができる。動作モードは、所定の調整出力電圧が入力電圧より大きいかまたは小さいかということと、それらの電圧差の大きさとによって規定される。これらのモードの各々において、軽負荷状態中はスリープ状態のバーストモード動作が行なわれる。軽負荷時には、出力電圧を調整レベルに維持するために必要なインダクタ電流は低い。コントローラは、高い出力電圧および低い電流に応答して、バーストモードに移行する。

バーストモードにおいて、Ｖ_INがＶ_OUTに近い場合、Ｖ_OUTが調整出力電圧を下回るレベルにドリフトすると、ＡＣサイクルが開始される。スイッチ２２および３４が活性化され、ピーク電流Ｉ_peakに達するまで、インダクタ２４に充電電流が印加される。その時点でＡＤサイクルが開始する。スイッチ３４が非活性化され、スイッチ２７が活性化されて、インダクタ２４を入力と出力との間に連結する。インダクタに蓄えられているエネルギが出力キャパシタ３０に転送され、出力電圧が上昇する。ＡＤサイクルは設定期間続行する、または出力電圧が調整レベルまで上昇すれば、設定期間よりも早く終了する。ＢＤサイクルが次に行なわれる。スイッチ２２が非活性化され、スイッチ３３が活性化されて、インダクタ２４を出力とグラウンドとの間に連結する。インダクタに残っているすべてのエネルギが出力に放出される。電圧が調整レベルに達していない場合は、一連のＡＣサイクル、ＡＤサイクル、およびＢＤサイクルが続行される。

単位時間当たりのインダクタ電流の変化は、インダクタにかかる電圧に等しい。図３Ａから図３Ｃは、Ｖ_OUTとＶ_INとの間のさまざまな関係についてのインダクタ電流の波形を示す。図３Ａは、入力電圧が出力電圧より低いときの動作に相当する。ＡＣサイクルが適用され、Ｉ_peakレベルに達するまでインダクタを充電する。次にＡＤサイクルが開始し、Ｖ_OUTがＶ_INよりも大きいため、このサイクル中の電流レベルは低下する。ＢＤサイクルにおいて、電流がゼロまで低下し、インダクタが放電される。図３Ｂは、入力電圧が出力電圧よりも大きいときの動作に相当する。ＡＣサイクルが適用され、Ｉ_peakレベルに達するまでインダクタが充電される。次にＡＤサイクルが開始し、Ｖ_OUTがＶ_INよりも小さいため、このサイクル中の電流レベルは上昇する。図３Ｃは、入力電圧が出力電圧と同じときの動作に相当する。ＡＣサイクルが適用され、Ｉ_peakレベルに達するまでインダクタを充電する。次にＡＤサイクルが開始し、Ｖ_OUTがＶ_INに等しいため、このサイクル中の電流レベルはほぼ一定である。

ＡＤバーストモードサイクル中は、インダクタにかかる電圧がゼロに近いとき、電流にはほとんどまたは全く変化がない。したがって充電電流ピーク値Ｉ_peakの値を低下させることができ、それでもなおスイッチングサイクルごとに十分なエネルギを提供して出力電圧を満たすことができる。ピーク電流が低下すると、エネルギ転送サイクル中の伝導損失がより小さくなり、したがって効率が向上する。図４は、この利点を得るために図２のレギュレータとともに用いて、Ｉ_peakの設定値を変調することができる電流制限回路の概略図である。電流検知抵抗５０は、入力端子と「Ａ」スイッチ１２との間に接続されるものとして示す。スイッチ１２は、図２のスイッチ２２に対応する。抵抗５０は、図２の電流検知抵抗３８または別個のインダクタ電流センサに対応し得る。抵抗５０およびスイッチ１２の接続部は、コンパレータ５２の負の入力に接続される。電圧入力端子とグラウンドとの間には、抵抗５４および可変電流源５６の直列接続が連結され、それらの接続部は、コンパレータ５２の正の入力に接続される。コンパレータの出力は、図２のコントローラ４４に連結される。

抵抗５４を流れる電流Ｉ_thは、コンパレータ５２の基準電圧しきい値を設定する。スイッチ１２を流れる電流は、抵抗５０の両端において対応する電圧をもたらす。Ｉ_peak電流は、スイッチＡを流れる電流であり、抵抗５０にかかる電圧を抵抗５４の電圧しきい値と同じにするものである。バーストモードＡＣ充電サイクル中は、コントローラがコンパレータ５２の高い出力に応答して、スイッチ２２（Ａ）および３４（Ｃ）を活性化した状態に維持する。コンパレータのしきい値が電流レベルＩ_peakに達するまで、電流は抵抗５０を介して上昇する。そうすると、低いコンパレータ出力が生成される。これに応答して、コントローラはスイッチ３４を非活性化させ、スイッチ２７（Ｄ）を活性化させる。しきい値電流源５６は、コンバータの入力電圧および出力電圧の間の差が、ゼロ電圧差を中心とする規定範囲内にあるときには変動するように制御される。Ｉ_thはゼロ電圧差において最小であり、電圧差が範囲の境界に近づくにつれ上昇する。

図５は、電流源５６のしきい値電流のレベルを設定するための可変しきい値制御を示すブロック図である。電圧差動回路６０は、入力がＶ_INとＶ_OUTとに連結され、差動出力信号を可変電流源１００に与える。変調回路８０は、可変電流源回路１００および固定電流源１３０を有し、これらは加算されてしきい値電流Ｉ_thを発生させる。Ｉ_thは、電圧差Ｖ_IN−Ｖ_OUTの関数として図６のグラフに示される。可変電流源回路１００は電圧差動回路６０に応答して、Ｖ_INとＶ_OUTとが等しいときには電流を発生させない。ゼロ電圧差においては、固定電流源１３０のみによってしきい値電流が発生し、これをレベルＩ_Xによって表わす。電圧差が正または負の向きに上昇すると、可変電流源回路１００によって発生される電流は、最大電流レベルＩ_Yが得られるまで比較的直線的に上昇する。しきい値電流Ｉ_thは、電圧差の値−Δ_Yおよび＋Δ_Yにおいて最大レベルＩ_X＋Ｉ_Yに達し、この電圧差の範囲外では最大レベルを維持する。したがってバーストモードＡＣ充電電流のピーク値は、インダクタ２４にかかる電圧がゼロのときには最小レベルに設定される。ピーク充電電流は、インダクタ電圧に従ってより高いレベルに設定され、ＡＤサイクル中に十分な電荷転送をもたらす。

図５の可変電流しきい値を実現するための例示的な回路を図７に示す。電圧差動回路６０において、電圧入力とグラウンドとの間に、抵抗Ｒ１、トランジスタ６２および固定電流源６４が連結される。電圧出力とグラウンドとの間に、抵抗Ｒ２、トランジスタ６６、トランジスタ６８、および固定電流源７０が連結される。トランジスタ６６のゲートは、トランジスタ６２のゲートと、トランジスタ６２および電流源６４の接続部とに接続される。トランジスタ６８のドレインおよびゲートは相互に接続される。可変電流源回路１００において、電圧入力とグラウンドとの間に、固定電流源１０２および１０４、ならびにトランジスタ１０６が連結される。図６の波形と比較するため、電流源１０２の電流レベ
ルはＩ_Yに設定し得る。電流源１０４の電流レベルは２Ｉ_Yに設定し得る。トランジスタ１０６のゲートは、トランジスタ６８のゲートとドレインとに接続される。トランジスタ１０６のドレインは、トランジスタ１０８と１１０との接続部に接続される。トランジスタ１１０のドレインおよびゲートは相互に接続される。トランジスタ１１０のソースは接地される。トランジスタ１０８のゲートは、バイアス電圧Ｖ_BIASに設定される。トランジスタ１０８のドレインは、トランジスタ１１２のドレインに接続され、トランジスタ１１２のソースは接地される。トランジスタ１１２のゲートは、トランジスタ１１０のゲートとドレインとに接続される。トランジスタ１０８および１１２の接続部は、出力ノード１２０において固定電圧源１３０に接続される。電流源１３０の電流レベルはＩ_Xに設定し得る。

出力ノード１２０は、図４の抵抗５４とコンパレータ５２の正の入力とに連結される。動作において、コンバータの出力電圧Ｖ_OUTがコンバータの入力電圧Ｖ_INよりも著しく大きい（−Δ_Y）ときには、トランジスタ６６および６８は十分導電する。トランジスタ１０６は十分にバイアスされ、トランジスタ１０８は導電状態にバイアスされる。トランジスタ１０６は電流源１０４の電流２Ｉ_Yを下げるようにバイアスされ、電流源１０２からの電流がＩ_Yであるため、トランジスタ１０８は電流Ｉ_Yを流す。トランジスタ１１０および１１２は導電しない。出力ノード１２０における電流Ｉ_thは、電流源１３０の電流と、トランジスタ１０８を流れる電流との和であるため、しきい値Ｉ_peakはＩ_X＋Ｉ_Yである。

コンバータの出力電圧Ｖ_OUTがコンバータの入力電圧Ｖ_INよりも著しく小さい（＋Δ_Y）ときには、トランジスタ６６、６８、１０８および１０６は導電しない。電流源１０２の電流Ｉ_Yはトランジスタ１１０によって流れ、トランジスタ１１２にミラーされる。出力ノード１２０における電流Ｉ_thは、電流源１３０の電流と、トランジスタ１１２を流れる電流との和Ｉ_X＋Ｉ_Yである。したがって、コンバータの出力と入力との間の電圧差の絶対値がΔ_Yよりも大きいとき、Ｉ_peakは最大レベルＩ_X＋Ｉ_Yに設定される。トランジスタ１０８、１１０および１１２は、可変電流源回路１００の電流伝達回路を形成する。

電圧差が−Δ_Yから＋Δ_Yの範囲にあるとき、トランジスタ６８および１０６は、完全なオンと完全なオフとの間のレベルで導電する。コンバータの出力電圧Ｖ_OUTがコンバータの入力電圧Ｖ_INに等しいとき、トランジスタ１０４は電流源１０４の半分の電流Ｉ_Yを通し、全体として電流源１０２によって下げられる。トランジスタ１０８もトランジスタ１１２も導電しない。出力ノード１２０における電流Ｉ_thは、電流源１３０の値Ｉ_Xとなる。このレベルはＩ_peakの最小値である。コンバータの電圧差がゼロと＋Δ_Yとの間で上昇すると、トランジスタ１０６はあまり導電しなくなり、電流源１０２からの電流は高いレベルでトランジスタ１１０に分流され、トランジスタ１１２にミラーされる。これに応じてＩ_thが上昇する。コンバータの電圧差がゼロと−Δ_Yとの間で低下すると、トランジスタ１０６はより導電するようになり、トランジスタ１０８を介して高い電流が得られる。これに応じてＩ_thが再び上昇する。したがって、電圧差変調範囲内において、Ｉ_peakは、ゼロ電圧差における最小値からΔ_Yの絶対値での電圧差における最大値まで、直線的に上昇する。

本開示においては、本発明の好ましい実施形態およびその多様性を示すいくつかの例を示し、記載したにすぎない。本発明は、さまざまな他の組合せおよび環境において使用することができ、ここに説明した発明の概念の範囲内で変更または修正を行なうことができると理解されるべきである。たとえば、図７の回路に調整を行なって、Ｉ_X＋Ｉ_Yの相対的なレベルと、電圧差変調範囲とを変更してもよい。変調範囲におけるＩ_thの波形は、直線的な特性から、異なる特性の曲線に変えてもよい。

具体例として、固定電流源１０２と１０４との関係を調整することができる。電流源１
０４の電流レベルを１．５Ｉ_Yに変更し、電流源１０２の電流レベルをＩ_Yに維持する場合、Ｖ_OUTがＶ_INより大きいときには、Ｉ_peakは最大レベルＩ_X＋０．５Ｉ_Yとなるが、Ｖ_OUTがＶ_INより小さいときには最大レベルＩ_X＋Ｉ_Yとなる。電流源１０２の電流レベルを１．５Ｉ_Yに変更し、電流源１０４の電流レベルを２Ｉ_Yに維持する場合、Ｖ_OUTがＶ_INより大きいときには、Ｉ_peakは最大レベルＩ_X＋０．５Ｉ_Yとなるが、Ｖ_OUTがＶ_INより小さいときには最大レベルＩ_X＋１．５Ｉ_Yとなる。

別の調整では、特定のレギュレータがさまざまなバーストモード電荷転送要件を有している場合、図６の電圧差変調範囲をゼロ電圧点に関して非対称となるように設定することができる。

既知の４スイッチレギュレータの簡略化した概略図である。本発明とともに使用し得るスイッチングレギュレータの部分概略ブロック図である。図１に概略的に示したレギュレータのＶ_OUTとＶ_INとの間のさまざまな関係についての電流波形を示す図である。図１に概略的に示したレギュレータのＶ_OUTとＶ_INとの間のさまざまな関係についての電流波形を示す図である。図１に概略的に示したレギュレータのＶ_OUTとＶ_INとの間のさまざまな関係についての電流波形を示す図である。図２のレギュレータとともに使用し得る電流制限回路の概略図である。図４の回路のための可変電流しきい値制御を示すブロック図である。本発明に係る、入力／出力電圧差の関数としてのピーク充電電流を示すグラフである。図５の可変電流しきい値を実現するために使用し得る例示的な回路の回路図である。

Claims

複数のスイッチと、前記複数のスイッチに結合されてピーク電流充電レベルに充電されるまで充電電流により充電されるインダクタンス素子とを有する電圧コンバータを制御する方法であって、
前記ピーク電流充電レベルを事前設定されたピーク充電電流しきい値レベルと比較して前記複数のスイッチのスイッチングを制御するステップと、
前記電圧コンバータの入力電圧および出力電圧を検出するステップと、
前記入力電圧および前記出力電圧の間の差が所定範囲内のとき、前記コンバータの前記事前設定されたピーク充電電流しきい値レベルを変調して前記入力電圧と前記出力電圧の差が減少するにつれて前記しきい値レベルを低下させるステップとを備える、方法。
バーストモード制御ステップをさらに備え、前記バーストモード制御ステップは、
前記ピーク電流充電レベルに達するまで前記インダクタンス素子を充電するステップと、
前記インダクタンス素子から出力にエネルギを転送するステップと、
前記インダクタンス素子を放電するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
前記ピーク電流充電レベルに関連する電圧しきい値レベルを設定するステップと、
前記インダクタンス素子の電流に関連する電圧を検知するステップと、
該検知した電圧を前記電圧しきい値レベルと比較するステップと、
前記検知した電圧が前記電圧しきい値レベルに近づくと、前記充電ステップから前記転送ステップに進むステップとをさらに備える、請求項２に記載の方法。
前記変調するステップは、
前記コンバータの前記入力電圧および出力電圧の間の差に関連する信号を生成するステップと、
該生成された信号に応答して可変電流源を調整するステップと、
前記可変電流源を固定電流源に加えて、前記電流しきい値レベルを得るステップとを含む、請求項３に記載の方法。
前記変調するステップは、
前記ピーク充電電流しきい値レベルを、前記事前設定されたレベルから、前記入力電圧および出力電圧の間の差の絶対値とともに変化する値の分だけ低下させるステップを含む、請求項１に記載の方法。
前記入力電圧が前記入力電圧と前記出力電圧の差の規定範囲を超えて出力電圧を上回る場合は、前記事前設定されたレベルは第１の値であり、前記出力電圧が前記規定範囲を超えて前記入力電圧を上回る場合は、前記事前設定されたレベルは前記第１の値と異なる第２の値である、請求項５に記載の方法。
入力ノードおよび出力ノードと、
インダクタピーク電流に到達するまで電流により充電されるインダクタと、
前記インダクタに結合される制御可能な複数のスイッチと、
前記複数のスイッチに結合される出力を有し、前記複数のスイッチを制御するコントローラと、
前記入力ノードおよび出力ノードに連結され、前記インダクタ電流のピークレベルを規定する可変基準レベルを生成する基準レベル設定回路とを備え、前記可変基準レベルは前記入力ノードの入力電圧と前記出力ノードの出力電圧との差が所定範囲内にあるとき前記基準レベルは前記差が減少するにつれて減少するように可変であり、
前記インダクタ電流および前記基準レベル設定回路の出力の基準レベルに応答して前記インダクタ電流が前記ピークレベルに到達すると前記コントローラに供給される信号を生成して前記複数のスイッチのスイッチング動作を制御するコンパレータを備える、電圧コンバータ。
前記コンパレータは、
電流センサに連結された第１の入力と、
前記基準レベル設定回路の出力に連結された第２の入力と、
前記コントローラに連結された出力とを含む、請求項７に記載の電圧コンバータ。
前記基準レベル設定回路は、
前記入力ノードおよび前記出力ノードに連結された電圧差動回路と、
前記電圧差動回路の出力に連結された変調回路とを含み、前記変調回路の出力が、前記コンパレータに対する前記基準レベルを設定する、請求項７に記載の電圧コンバータ。
前記変調回路は、前記変調回路の出力ノードにおいて可変電流源回路に連結された固定電流源を含む、請求項９に記載の電圧コンバータ。
前記可変電流源回路は、電源の両端においてトランジスタと第３の固定電流源とに直列に連結された第２の固定電流源を含み、前記トランジスタの制御端子は前記電圧差動回路の出力に連結される、請求項１０に記載の電圧コンバータ。
前記可変電流源回路は、前記変調回路の出力ノードと、前記第３の固定電流源および前記トランジスタの接続部との間に連結された電流伝達回路をさらに含む、請求項１１に記載の電圧コンバータ。