JP4935227B2 - 温度検出回路およびその動作方法、並びに半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、温度検出回路およびその動作方法、並びに温度検出回路を内蔵した半導体装置に関する。

半導体装置には、当該装置が置かれる環境の温度変化を検出する温度検出回路を内蔵したものがある。この種の半導体装置の製造段階においては、内蔵の温度検出回路の動作試験を行う必要がある。従来は、温度検出回路の動作試験を、温度検出回路を形成する半導体基板内の温度センサ部の近傍部分埋め込み領域を用いてヒータを形成し、当該ヒータを用いて加熱することによって行うようにしていた（例えば、特許文献１参照）。また、スイッチング素子の動作によって抵抗比を代えて擬似的な出力電圧の変化を見ることで温度検出回路の動作試験を行うようにしていた（例えば、特許文献２参照）。

特開平１０−３２５７６１号公報 特許第３３２２５５３号公報

しかしながら、特許文献１記載の従来技術では、ヒータによる加熱によって温度が上昇するまでに時間がかかるために、動作試験の効率を落とすという問題がある。また、特許文献２記載の従来技術では、スイッチング素子によるつなぎかえを行うことでＯＮ抵抗が誤差分として検出結果に影響を及ぼすことになり、また温度検出の電圧試験数を増やすにはスイッチ素子をその個数分追加する必要があり、その分寄生抵抗の影響を受けやすくなっていくという問題がある。

本発明は、電源供給回路に内蔵される温度検出回路であって、当該電源供給回路の動作試験時に、動作環境を変えることなく、かつ、短時間で動作試験を行うことが可能な温度検出回路およびその試験方法を提供することを目的とする。また、本発明は、当該温度検出回路を内蔵した半導体装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、半導体基板上に設けられ、当該半導体基板の外部から与えられる電源電圧を基に当該電源電圧とは電圧値が異なるローカル電圧を生成して駆動対象の回路部に供給する電源供給回路に設けられ、前記ローカル電圧の値に温度依存性を持たせるために、温度依存性のある素子を用い環境温度に依存して出力が変化する温度検出回路において、前記温度依存性のある素子に流す定電流の電流値を変化させることによって、前記出力を変化させる試験回路を内蔵する構成を採っている。

上記構成の温度検出回路において、試験回路を内蔵することで環境温度（環境条件）を変えることなく、電源供給回路の回路動作の確認が可能になる。そして、温度依存性のある素子に定電流を流すことによる動作試験であるために、電流値を決める要素として、温度依存性のある素子に対して直列に繋がるスイッチ素子の寄生抵抗や接触抵抗の影響を受けない。

本発明によれば、環境温度を変えることなく、かつ寄生抵抗による影響を受けずに、動作試験を短時間で容易に行うことができ、それに伴って動作試験の効率を上げることができるために、コストダウンを図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

ここでは、本発明が適用される半導体装置として、例えば、被写体を経た入射光の光強度を検出する固体撮像装置を例に挙げて説明するものとする。

図１は、本発明が適用される固体撮像装置のシステム構成の概略を示すシステム構成図である。ここでは、固体撮像装置として、例えばＣＭＯＳ(Complementary Metal Oxide Semiconductor)イメージセンサを例に挙げて説明するものとする。

図１に示すように、本適用例に係る固体撮像装置１０は、半導体基板（チップ）１１上に、画素アレイ部１２、垂直駆動部１３、カラム回路群１４、水平駆動部１５、水平信号線１６、出力部１７、制御部１８およびローカル電圧供給部（電源供給回路）１９などが搭載されたシステム構成となっている。

画素アレイ部１２は、入射光をその光強度に応じた電荷量に光電変換する光電変換素子を含む画素２０が行列状（マトリクス状）に多数２次元配置された構成となっている。画素２０の具体的な回路構成については後述する。画素アレイ部１２には、行列状の画素配置に対して画素行ごとに画素駆動配線１２１が配線され、画素列ごとに垂直信号線１２２が配線されている。

垂直駆動部１３は、画素アレイ部１２の各画素２０を行単位で順次選択走査し、その選択行の各画素に対して画素駆動配線１２１を通して必要な駆動パルス（制御パルス）を供給する。ここでは、図示を省略するが、垂直駆動部１３は、画素２０を行単位で順に選択して当該選択行の各画素２０の信号を読み出す読み出し動作を行うための読み出し走査系と、当該読み出し走査系による読み出し走査よりもシャッタ速度に対応した時間だけ前に同じ行の画素２０の光電変換素子にそれまでに蓄積された電荷を捨てる（リセットする）シャッタ動作を行うためのシャッタ走査系とを有する構成となっている。

そして、シャッタ走査系によるシャッタ走査によって光電変換素子の不要な電荷がリセットされたタイミングから、読み出し走査系による読み出し走査によって画素２０の信号が読み出されるタイミングまでの期間が、画素２０における信号電荷の蓄積時間（露光時間）となる。すなわち、電子シャッタ動作とは、光電変換素子に蓄積された信号電荷をリセットし、新たに信号電荷の蓄積を開始する動作である。

選択行の各画素２０から出力される信号は、垂直信号線１２２の各々を通してカラム回路群１４に供給される。カラム回路群１４は、画素アレイ部１２の例えば画素列ごとに、即ち画素列に対して１対１の対応関係をもって各カラム回路が配置され、１行分の各画素２０から出力される信号を画素列ごとに受けて、その信号に対して画素固有の固定パターンノイズを除去するためのＣＤＳ(Correlated Double Sampling;相関二重サンプリング)や信号増幅などの信号処理を行う。カラム回路群１４の各カラム回路に、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換機能を持たせた構成を採ることも可能である。

水平駆動部１５は、水平走査回路１５１および水平選択スイッチ群１５２によって構成されている。水平走査回路１５１は、シフトレジスタなどによって構成され、水平選択スイッチ群１５２の各スイッチを順に選択走査することにより、カラム回路群１４の各カラム回路で信号処理後の１行分の信号を水平信号線１６に順番に出力させる。

出力部１７は、カラム回路群１４の各カラム回路から水平選択スイッチ群１５２および水平信号線１６を通して順に供給される信号に対して種々の信号処理を施して出力信号ＯＵＴとして出力する。出力部１７では、例えば、バッファリング処理だけを行う場合もあるし、あるいはバッファリング処理の前に黒レベル調整、列ごとのばらつきの補正、信号増幅、色関係処理などを行う場合もある。

制御部１８は、図示せぬインターフェースを介して本固体撮像装置１０の動作モードなどを指令するデータを基板外部から受け取り、また本固体撮像装置１０の情報を含むデータを外部に出力するとともに、垂直同期信号Ｖｓｙｎｃ、水平同期信号ＨｓｙｎｃおよびマスタークロックＭＣＫに基づいて、垂直駆動部１３、カラム回路群１４および水平駆動部１５などの動作の基準となるクロック信号や制御信号などを生成し、これら各回路部に対して与える。

ローカル電圧供給部１９は、チャージポンプ回路などによって構成され、本固体撮像装置１０の通常の動作電圧である、半導体基板１１の外部から与えられる電源電圧Ｖｄｄ−接地電圧ＧＮＤを基に、これら通常の動作電圧とは電圧値が異なる電圧（以下、「ローカル電圧」と記述する）、例えば負電圧を生成し、この生成した負電圧を垂直駆動部１３に供給する。このローカル電圧供給部１９は本発明の特徴とする部分であり、その詳細については後述する。

ＣＭＯＳイメージセンサでは、例えば、暗電流の低減を目的として、画素２０内の転送トランジスタがオフするときのゲート電圧を当該転送トランジスタが形成されているウェルの電圧よりもオフ側の電圧、本例では負電圧にするために負電圧生成回路が設けられている（例えば、特開２００２−２１７３９７号公報参照）。この負電圧生成回路がローカル電圧供給部１９に相当する。

（画素回路）
図２は、画素２０の回路構成の一例を示す回路図である。図２に示すように、本回路例に係る画素２０は、光電変換素子である埋込みフォトダイオード２１に加えて、転送トランジスタ２２、リセットトランジスタ２３、増幅トランジスタ２４および選択トランジスタ２５の４つのトランジスタを有する回路構成となっている。ここでは、４つのトランジスタ２２〜２５として、例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いている。

この画素２０に対して、画素駆動配線１２１として、転送配線１２１Ａ、リセット配線１２１Ｂおよび選択配線１２１Ｃが同一行の画素に対して共通に配線されている。

図２において、フォトダイオード２１は、受光した光をその光強度に応じた電荷量の光電荷（ここでは、電子）に光電変換する。フォトダイオード２１のカソードは、転送トランジスタ２２を介して増幅トランジスタ２４のゲートと電気的に接続されている。この増幅トランジスタ２４のゲートと電気的に繋がったノードをＦＤ（フローティングディフュージョン）部２６と呼ぶ。このＦＤ部２６は、フォトダイオード２１から転送された信号電荷を保持するとともに、当該信号電荷を電圧に変換する機能を持つ。

転送トランジスタ２２は、フォトダイオード２１のカソードとＦＤ部２６との間に接続され、ゲートに転送配線１２１Ａを介して転送パルスＴＲＦが与えられることによってオン状態となり、フォトダイオード２１で光電変換され、ここに蓄積された光電荷をＦＤ部２６に転送する。

リセットトランジスタ２３は、ドレインが電源電圧Ｖｄｄの電源配線に、ソースがＦＤ部２６にそれぞれ接続され、ゲートにリセット配線１２１Ｂを介してリセットパルスＲＳＴが与えられることによってオン状態となり、フォトダイオード２１からＦＤ部２６への信号電荷の転送に先立って、ＦＤ部２６の電荷を電源（Ｖｄｄ）配線に捨てることによって当該ＦＤ部２６をリセットする。

増幅トランジスタ２４は、ゲートがＦＤ部２６に、ドレインが電源配線Ｖｄｄの電源配線にそれぞれ接続され、リセットトランジスタ２３によってリセットされた後のＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして出力し、さらに転送トランジスタ２２によってフォトダイオード２１から信号電荷が転送された後のＦＤ部２６の電位を信号レベルとして出力する。

選択トランジスタ２５は、例えば、ドレインが増幅トランジスタ２４のソースに、ソースが垂直信号線１２２にそれぞれ接続されている。すなわち、増幅トランジスタ２４と垂直信号線１２２との間に、当該増幅トランジスタ２４に対して直列に接続されている。この選択トランジスタ２５は、ゲートに選択配線１２１Ｃを介して選択パルスＳＥＬが与えられることによってオン状態となり、画素２０Ａを選択状態として増幅トランジスタ２４で増幅された信号を垂直信号線１２２に出力する。

本回路例では、選択トランジスタ２５を増幅トランジスタ２４と垂直信号線１２２との間に接続した構成を採っているが、選択トランジスタ２５を増幅トランジスタ２４と電源Ｖｄｄとの間に接続する構成を採ることも可能である。

また、画素２０としては、転送トランジスタ２２、リセットトランジスタ２３、増幅トランジスタ２４および選択トランジスタ２５の４つのトランジスタからなる上述した回路構成のものに限られるものではなく、例えば、増幅トランジスタ２４を選択トランジスタとして兼用した３つのトランジスタからなる回路構成のものなどでも良く、その構成は問わないものとする。

（垂直駆動部）
図３は、垂直駆動部１３の構成の一例を示すブロック図である。図３に示すように、垂直駆動部１３は、行選択回路１３１、マルチプレクサ１３２、レベルシフタ１３３および出力バッファ１３４を有する構成となっている。ここでは、グランドや電源の入力系については省略して示している。

行選択回路１３１は、シフトレジスタあるいはデコーダなどによって構成され、制御部１８から供給される走査信号あるいはアドレス信号に従って画素アレイ部１２の画素行を選択走査する。マルチプレクサ１３２は、制御部１８から供給される画素駆動パルスを、行選択回路１３１によって選択走査された画素行に対して転送パルスＴＲＦ、リセットパルスＲＳＴおよび選択パルスＳＥＬとして出力する。

レベルシフタ１３３は、マルチプレクサ１３２から与えられる画素駆動パルスの高レベルおよび低レベルをそれぞれ所定のレベルにレベルシフト（レベル変換）する。レベルシフタ１３３でレベルシフトされた画素駆動パルス、即ち転送パルスＴＲＦ、リセットパルスＲＳＴおよび選択パルスＳＥＬは、低インピーダンスの出力バッファ１３４を通して、画素駆動配線１２１（即ち、転送配線１２１Ａ、リセット配線１２１Ｂおよび選択配線１２１Ｃ）に与えられる。

レベルシフタ１３３および出力バッファ１３４には、ローカル電圧供給部１９からローカル電圧として例えば負電圧が供給されている。なお、レベルシフタ１３３および出力バッファ１３４は、転送パルスＴＲＦ、リセットパルスＲＳＴおよび選択パルスＳＥＬの各々に対応して設けられることになる。

（出力バッファ）
ここで、負電圧が供給されるレベルシフタ１３３および出力バッファ１３４のうち、例えば転送パルスＴＲＦを扱う出力バッファ１３４について詳細に説明する。

図４に示すように、出力バッファ１３４は、正側電源Ｖｄｄと負側電源Ｖｓｓとの間に縦続接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱｐとＮｃｈＭＯＳトランジスタＱｎとで形成される、いわゆるＣＭＯＳインバータ回路によって構成されている。そして、負側電源Ｖｓｓとして、ローカル電圧供給部１９からローカル電圧である負電圧が供給される。ここでは、理解を容易にするために、出力バッファ１３４を１段のインバータ回路によって構成した例を示したが、複数段のインバータ回路で構成することも可能である。

このように、転送パルスＴＲＦを扱う出力バッファ１３４の負側電源Ｖｓｓとして、ローカル電圧供給部１９から負電圧を供給するのは、先述したように、暗電流の低減を目的として、画素２０内の転送トランジスタ２２がオフするときのゲート電圧を当該転送トランジスタ２２が形成されているウェルの電圧よりもオフ側の電圧、具体的には負電圧にするためである。

すなわち、レベルシフタ１３３から出力バッファ１３４に転送パルスＴＲＦの元となる走査パルスとして低レベルが入力されたときは、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＱｐが導通状態となって転送パルスＴＲＦとしてＶｄｄレベルを出力し、走査パルスとして高レベルが入力されたときは、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＱｎが導通状態となって転送パルスＴＲＦとしてＶｓｓレベル（負電圧）を出力する。これにより、転送トランジスタ２２がオフするときのゲート電圧を当該転送トランジスタ２２が形成されているウェルの電圧よりも負電圧にすることができる。

＜負電圧供給による作用＞
ここで、出力バッファ１３４の負側電源Ｖｓｓとして、ローカル電圧供給部１９から負電圧を供給し、転送トランジスタ２２のゲートに、低レベルが負電圧の転送パルスＴＲＦを印加することによる作用について、図５を用いて説明する。

図５において、（Ａ）は埋込みフォトダイオード２１および転送トランジスタ２２の回路構成を、（Ｂ）は埋込みフォトダイオード２１および転送トランジスタ２２の素子断面の構成を、（Ｃ）は転送トランジスタ２２のゲートに負電圧を印加したときの電圧ポテンシャルをそれぞれ示している。

画素駆動時の詳細なタイミングチャートについては図示を省略するが、ここで重要なことは、電荷蓄積期間に転送トランジスタ２２のゲート電位が負電位になっていることである。この転送トランジスタ２２のゲート電位が負電位になると、ゲート電圧の振幅が増えるので飽和信号量が増加し、ダイナミックレンジが拡大する。

加えて、他の重要な点としては、転送トランジスタ２２のゲートに印加する負電位の値が、ゲート下にチャネル（本例では、正孔のチャネル）が形成されるレベル（ここでは、−１．１Ｖ程度）であることである。転送トランジスタ２２のゲート下に正孔のチャネルを形成することで暗電流を抑制することができる。

すなわち、電荷蓄積期間には光電変換された電荷と同時に暗電流がフォトダイオード２１に流れ込むが、フォトダイオード２１として、酸化膜との界面に当該フォトダイオード２１の電荷蓄積領域（例えば、ｎ型半導体領域）とは逆導電型の領域（例えば、ｐ型半導体領域）を形成した、いわゆる埋込みフォトダイオードを用いた場合の主な暗電流の発生源は、ゲート下の酸化膜界面である。ここに、転送トランジスタ２２のゲートを負電位として正孔のチャネルを形成することで、転送特性を劣化させることなく、暗電流を防止することができる。

なお、転送トランジスタ２２のゲートに印加する負電位の値を−１．１Ｖ程度にするのは一例に過ぎない。詳細については図示を省略するが、負電位が−０．５Ｖ程度から暗電流の低減効果が発生し、−０．８Ｖ程度以下で暗電流が略０になることが分かっており、転送トランジスタ２２のゲートに印加する負電位としては、−０．５Ｖ以下、好ましくは−０．８以下にするとよい（特開２００２−２１７３９７号公報、特に図９とその説明を参照）。

［ローカル電圧供給部］
続いて、本発明の特徴とするローカル電圧供給部１９について、具体的な実施例を挙げて説明する。

（実施例１）
図６は、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａの構成例を示す回路図である。本実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａは、スイッチド・キャパシタ型のＤＣ−ＤＣコンバータ、いわゆるチャージポンプ回路を利用した構成となっている。

すなわち、図６に示すように、ローカル電圧供給部１９Ａは、チャージポンプスイッチ群１９１、出力電圧設定部１９２、基準電圧生成部１９３、参照電圧生成部１９４、誤差増幅器１９５、スイッチング制御部１９６、周期信号生成部１９７および温度検出回路部１９８を有する構成となっている。

チャージポンプスイッチ群１９１は、４つのスイッチ１９１１〜１９１４とインバータ１９１５とを有し、２つの容量接続端子ａ，ｂ間に接続されたポンプ容量１９１６および出力電圧Ｖout が出力される出力端子ｃ−接地間に接続された出力容量１９１７と共にチャージポンプ回路を構成している。スイッチ１９１１〜１９１４は、たとえば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどのスイッチ素子によって構成することができる。

スイッチ１９１１の一方の端子は接地され、スイッチ１９１２の一方の端子は回路出力端子ｃに接続され、スイッチ１９１３の一方の端子は電源Ｖｄｄに接続され、スイッチ１９１４の一方の端子は一方の回路入力端子ｄに接続されている。また、スイッチ１９１１，１９１２の各他方の端子は容量接続端子ａに共通に接続され、スイッチ１９１３，１９１４の各他方の端子は容量接続端子ｂに共通に接続されている。

一方の回路入力端子ｄは、スイッチング制御部１９６の一方の制御出力端子Ｏ１に接続されている。これにより、スイッチング制御部１９６から回路入力端子ｄを介してスイッチ１９１４の一方の端子に、誤差増幅部１９５の出力電圧Ｖａもしくは出力電流Ｉａに対応した制御ループにおける動作点を示す出力電圧制御信号Ｓout が供給されるようになっている。

他方の回路入力端子ｅは、スイッチング制御部１９６の他方の制御出力端子Ｏ２に接続されている。これにより、スイッチング制御部１９６からスイッチング制御信号が回路入力端子ｅを介してスイッチ１９１１，１９１３の各制御端子に共通に与えられ、さらにインバータ１９１５を介してスイッチ１９１２，１９１４の各制御端子に共通に与えられるようになっている。すなわち、スイッチ１９１１とスイッチ１９１３、スイッチ１９１２とスイッチ１９１４はそれぞれ連動して制御されるようになっている。

詳細な動作タイミングチャートについては図示を省略するが、チャージポンプスイッチ群１９１の上記の接続態様により、スイッチ１９１１，１９１３がオンでかつスイッチ１９１２，１９１４がオフのときには、図示しない外部電源からポンプ容量１９１６に電荷が転送される。これにより、ポンプ容量１９１６は、容量接続端子ｂ側が正電位（電源Ｖｄｄ）、容量接続端子ａ側が負電位（接地）に充電される。

その後、スイッチ１９１１，１９１３がオフでかつスイッチ１９１２，１９１４がオンに切り替ることで、ポンプ容量１９１６に充電された電荷が出力容量１９１７に転送される。このような動作を繰り返すことにより、チャージポンプスイッチ群１９１の出力端子ｃには所定の電圧が現れ、出力容量１９１７から電流を負荷に供給することができるようになる。つまり、外部電源から出力容量１９１７に電荷が直接転送されることはない。

本例に係るチャージポンプスイッチ群１９１の各スイッチ１９１１〜１９１４の接続態様では、ポンプ容量１９１６に充電された電荷を出力容量１９１７に転送する際に、容量接続端子ｂに誤差増幅部１９５の出力に対応する出力電圧制御信号Ｓout がスイッチ１９１４を介して供給されるようになっている。容量接続端子ｂにおいては、出力電圧制御信号Ｓout と電源電圧Ｖｄｄとの間でのスイッチング信号ＣＢとして現われ、出力容量１９１７に現れる電圧は負となり、原理的な最大出力可能電圧値は−１×Ｖｄｄとなる。

なお、チャージポンプスイッチ群１９１の構成は、図示した接続態様に限られたものではなく、接続態様を適宜変更することで、出力電圧値を変えることができ、たとえば、最大出力電圧として外部電源の電圧Ｖｄｄの２倍を得ることもできる。

また、スイッチの数は、図示したチャージポンプスイッチ群１９１のように４個に限定されるものではなく、スイッチの数を増やし、それに応じた接続態様とすることで、出力電圧の絶対値の最大値をさらに大きくすることもできる。

出力電圧設定部１９２は、チャージポンプ回路から出力電圧Ｖout が出力される出力ライン、即ちチャージポンプスイッチ群１９１の出力端子ｃと基準電圧生成部１９３との間に直列に接続された例えば５つの抵抗素子１９２１〜１９２５からなる抵抗分割回路と、これら抵抗素子１９２１〜１９２５の分割ノードＮ１とＮ２、Ｎ２とＮ３、Ｎ３とＮ４の間にそれぞれ接続された３つのスイッチ１９２６〜１９２８とから構成されている。

この出力電圧設定部１９２において、抵抗素子１９２１，１９２５の各抵抗値をＲ２，Ｒ１とする。また、抵抗素子１９２２，１９２３，１９２４の各抵抗値については、その抵抗比が４Ｒ，２Ｒ，Ｒの関係になるように設定する。スイッチ１９２６〜１９２８は、温度検出回路部１９８からの制御信号によってオン／オフ制御が行われるようになっている。そして、スイッチ１９２６〜１９２８のオン／オフ状態で決まる抵抗分割回路の抵抗分割比によってチャージポンプ回路の出力電圧Ｖout の電圧値が設定される。

基準電圧生成部１９３は、出力電圧設定部１９２による出力電圧設定の基準となる基準電圧Ｖrefoutを設定する。出力電圧設定部１９２と基準電圧生成部１９３とは、本実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａが生成した出力電圧Ｖout （ローカル電圧）の大きさ（電圧値）を検知する検知部を構成している。

出力電圧設定部１９２を構成する抵抗素子１９２１〜１９２５は、いわゆる外付けのディスクリート部品とすることができるし、積極的に外付け部品とする対応を採ることもある。外付け部品とすることで、出力電圧値やその温度特性を外部調整できる仕様にすることができる。

基準電圧生成部１９３は、その電源電圧が変化しても、ある一定の基準電圧Ｖrefoutが得られるものとする。たとえば、基準電圧生成部１９３としては、バンドギャップ型基準電圧回路などを用いることができる。基準電圧生成部１９３の電源は外部電源からの電源Ｖｄｄとしてもよいし、回路構成によっては、チャージポンプスイッチ群１９１の出力端子ｃにおける出力電圧Ｖout としてもよい。何れにしても、参照電圧生成部１９４で生成される参照電圧Ｖref0よりも高い電源電圧が要求される。なお、本例において、基準電圧Ｖrefoutは、安定した０以上の電圧値とする。

参照電圧生成部１９４は参照電圧Ｖref0を生成する。参照電圧生成部１９４としては、その電源電圧が変化しても、ある一定の参照電圧Ｖref0が得られるものとする。例えば、参照電圧生成部１９４としては、バンドギャップ型基準電圧回路などを用いることができる。参照電圧生成部１９４の電源は外部電源からの電源Ｖｄｄとしてもよいし、回路構成によっては、チャージポンプスイッチ群１９１の出力端子ｃにおける出力電圧Ｖout としてもよい。何れにしても、発生する参照電圧Ｖref0よりも高い電源電圧が要求される。

誤差増幅器（エラーアンプ部）１９５は、出力電圧設定部１９２により出力電圧Ｖout を分圧したフィードバック電圧ＶＦＢを反転入力端子（−）に受け、参照電圧生成部１９４からの参照電圧Ｖref0を非反転入力端子（＋）に受け、フィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧Ｖref0の差を増幅もしくは減衰する。誤差増幅部１９５としては、演算増幅器（オペアンプ）を使用することができる。

なお、誤差増幅部１９５の非反転入力端子（＋）と出力端子との間には、帰還回路網の安定化のための位相補償部１９９が設けられている。また、図示しないが、出力電圧設定部１９２についても、当該出力電圧設定部１９２の入力側（出力電圧Ｖout 側）と出力側（誤差増幅部１９５側）との間にも、帰還回路網の安定化のための位相補償部を設けることができる。

スイッチング制御部１９６は、誤差増幅部１９５の出力電圧Ｖａあるいは出力電流Ｉａを一方の入力端子ＩＮ１に受けて、直接的または間接的に、チャージポンプスイッチ群１９１にスイッチング制御信号（オン／オフ制御信号）として供給する。

周期信号生成部１９７は、スイッチング制御部１９６の他方の入力端子ＩＮ２に三角波などの所定の周期信号を供給する。周期信号生成部１９７としては、例えば、リング発振回路、非安定マルチバイブレータ回路、ブロッキング発振回路などを利用することができる。周期信号生成部１９７の電源は参照電圧生成部１９４と同様に、外部電源からの電源Ｖｄｄとしてもよいし、回路構成によっては、チャージポンプスイッチ群１９１の出力端子ｃにおける出力電圧Ｖout としてもよい。出力電流やポンプ容量１９１７の条件によっては、周期信号生成部１９７は、外部から与えられる電圧や外部に接続される容量値によって発振周波数を調整できるようにすることもできる。

誤差増幅部１９５を中心とする全体の制御アンプ構成としては、負帰還回路となっており、参照電圧Ｖref0と出力電圧Ｖout の出力電圧設定部１９２による分割電圧（フィードバック電圧ＶＦＢ）が等しくなるように制御されることとなる。つまり、ローカル電圧供給部１９Ａでは、誤差増幅部１９５による負帰還制御ループを構成して、常時、出力電圧Ｖout の安定化を図っており、負荷電流変動に対してもある程度追随するようにし、ローカル電圧供給部１９Ａの後段に、安定化回路を別途設けることを不要にしている。安定化回路を不要化することで、無効消費電力も事実上ゼロにすることができる。

したがって、参照電圧生成部１９４による参照電圧Ｖref0や、基準電圧生成部１９３による基準電圧Ｖrefout、あるいは出力電圧設定部１９２による出力電圧Ｖout の分割比を調整することで、出力電流供給能力や出力電圧値を変えることができる。詳細は後述するが、負電圧の設定に温度依存を持たせる手法においては、これら３つの少なくとも何れか１つに着目して、出力電圧に温度特性を持たせるようにする。

なお、参照電圧Ｖref0、基準電圧Ｖrefout、あるいは出力電圧Ｖout の分割比の何れに温度依存を持たせるかによって、得られる効果が異なる。例えば、参照電圧Ｖref0に温度依存を持たせる手法を採用した場合には、基準電圧Ｖrefoutとしては電源電圧Ｖｄｄを利用することができる。この場合、事実上、基準電圧生成部１９３が不要になるので、システムが簡潔になり、レイアウトを小さくできる。

また、出力電圧Ｖout の分割比に温度依存を持たせる際は、例えば、抵抗素子１９２１〜１９２５をＩＣに内蔵するのではなく、積極的に外付けのディスクリート部品とすることで、出力電圧値の温度特性を外部抵抗によって自由に調整できるという効果が得られるようになる。

出力電圧Ｖout の分割比を決める２つの抵抗素子１９２１，１９２５に違った方向の温度特性を持つものを用いることで、両者の差を利用した温度特性の微調整ができるようにもなる。もちろん、基準電圧Ｖrefoutとしては電源電圧Ｖｄｄを利用することができる。

また、参照電圧Ｖref0、基準電圧Ｖrefout、および出力電圧Ｖout の分割比の何れか複数を任意に組み合わせるとともに、それぞれに違った方向の温度特性を持たせることで、両者の差を利用した温度特性の微調整ができるようにもなる。

なお、ここで示したチャージポンプ回路を利用したローカル電圧供給部１９Ａの構成は一例に過ぎず、様々な変形が可能である（たとえば、特開平６−３５１２２９号公報、特開平１０−２４８２４０号公報、特開２００２−１７１７４８号公報等を参照）。

また、チャージポンプ回路を利用したローカル電圧供給部１９Ａは、充電電荷をポンプ容量１９１６に転送していわゆるｎ倍電圧整流に対応するｎ倍電圧昇圧をするもので、比較的小パワーのものに適し、チョッパ型に比べて、小型化や低消費電力化を図る上で都合がよい。

このようにしてローカル電圧供給部１９Ａで生成されたローカル電圧である負電圧（出力電圧Ｖout ）は、先述したように、図４に示す出力バッファ１３４のＮｃｈＭＯＳトランジスタＱｎのソースに供給される。この負電圧がソースに供給されるトランジスタにおいて、ゲートと基板間には、オン時に電源電圧＋｜負電圧｜の電位差、つまり、通常の動作電圧である電源電圧よりも大きな電圧が印加されることになる。このように、通常の動作電圧以上の電圧がトランジスタに印加されることにより、ゲート酸化膜の絶縁耐圧不良の問題が起こり得る。

ところで、先述した説明では、画素２０の転送トランジスタ２２のゲートに印加する負電位の値を、ゲート下にチャネルが形成されるレベルにすることで、暗電流を抑制することができると述べたが、抑制しようとする暗電流温度依存性を持っている。したがって、負電位の値を常時一定にする必要はないと考えられる。むしろ、暗電流の温度依存性に合わせて、負電位の値を調整するようにすれば、過剰な負電位を与えることがなくなるために、暗電流の温度依存性に最適化された負電位を供給しつつ、トランジスタの信頼性を向上させることができる。

すなわち、白点の原因の１つとなる暗電流の発生は、温度特性に強く依存することが分かっている（例えば、特開平１−１９６８６４号公報参照）。よって、暗電流の原因となる暗電子の発生を防ぐための負電圧の印加は、トランジスタの性能劣化効果が大きくなるものの、動作温度が高いほど、その絶対値を大きくすることが重要になってくると考えられる。逆に言えば、動作温度が常温（例えば、２０〜３０度程度）やそれ以下のときなど動作温度が低いときには、事実上、暗電流の発生が少ないと考えてよく、高動作温度時に適合させた絶対値の大きな負電圧を低温時に供給することは、暗電流の低減に関しては過剰な状態となる一方で、トランジスタの性能劣化効果の方が強くなってしまう。また、白点の原因として転送トランジスタ２２とＦＤ部２６との電界の強さも関係しており、高温での負電圧を常温で印加することは白点を悪化させることがある。

そこで、本実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａでは、負電圧の設定に温度依存を持たせる、つまり、暗電流の温度特性を考慮して最適化した負電圧を出力バッファ１３４に供給する構成を採るようにしている。具体的には、暗電流の抑制を行ない、かつゲート酸化膜などトランジスタの信頼性を向上させることを実現するために、高温時には、十分暗電流を抑制できる負電圧（例えば、特開２００２−２１７３９７号公報に記載の−１．１Ｖ）を維持し、常温など、事実上、暗電流が問題とならない動作温度時には負電圧の絶対値を下げる（例えば、−０．８Ｖ）ようにする。

ローカル電圧供給部１９Ａでは、負電圧の設定に温度依存を持たせる機能を出力電圧設定部１９２および温度検出回路部１９８に持たせている。具体的には、温度が変化したとき、その温度変化を温度検出回路部１９８で検出し、当該温度検出回路部１９８による制御によって出力電圧設定部１９２の抵抗分割比を変更することで出力電圧Ｖoutの電圧値を変更するようにする。

図７は、温度検出回路部１９８の構成の一例を示すブロック図である。図７に示すように、温度検出回路部１９８は、温度検知部１９８１、閾値値電圧生成部１９８２、差動アンプ１９８３，１９８４、ＡＮＤ回路１９８５，１９８６、ＮＯＲ回路１９８７およびラッチ回路１９８８〜１９９０を有する構成となっている。

温度検知部１９８１は、温度特性の少ない理想的な定電流源と温度依存性のある素子との組み合わせにより、温度依存性のある素子の出力として、温度依存性のある電圧を得る点に特徴を有している。本例に係る温度検知部１９８１では、温度依存性のある素子としてダイオードを用いている。

図７において、温度依存性のある素子であるダイオードＤ１はカソードが基準電位ノード（例えば、接地）に接続されている。理想的な定電流源Ｉ１は一端が電源Ｖｄｄに接続されている。温度特性の少ない理想的な定電流源Ｉ１としては、バンドギャップリファレンス電圧と温度特性の無視できる抵抗（１００Ω程度のポリシリコンなど）によって構成されるバンドギャップ型基準電圧回路によって実現可能である。

定電流源Ｉ１の他端とダイオードＤ１のアノードとの間にはスイッチＳＷ１が接続されている。モニター端子１９９１とダイオードＤ１のアノードとの間にはスイッチＳＷ２が接続されている。電源Ｖｄｄとモニター端子１９９１との間には定電流源Ｉ２とスイッチＳＷ３とが直列に接続されている。定電流源Ｉ１と定電流源Ｉ２とはカレントミラー回路を形成している。

かかる構成の温度検知部１９８１は、図８に示すダイオードの温度特性を利用し、環境温度を検知する。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端には、環境温度に応じて変化する順方向電圧Ｖtempが現れ、この順方向電圧Ｖtempが環境温度の検知信号として温度検知部１９８１から出力される。

ここで、環境温度を検知するだけならば、温度検知部１９８１はダイオードＤ１と定電流源Ｉ１とを備えるだけで十分である。本例に係る温度検出回路部１９８では、当該温度検出回路部１９８の動作試験を行う試験機能（試験回路）を温度検知部１９８１に持たせたことを特徴としている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３および定電流源Ｉ２は温度検出回路部１９８の動作試験を行う際に用いられる。

閾値値電圧生成部１９８２は、固定電位Ｖref と接地電位との間に直列に接続された例えば３つの抵抗素子Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃからなる抵抗分割回路によって構成され、各分割ノードに２つの分割電圧Ｖ１，Ｖ２を得る。固定電位Ｖref としては、バンドギャップリファレンス電圧などから生成する温度依存の少ない電圧源を用いる。

差動アンプ１９８３，１９８４は、閾値値電圧生成部１９８２から出力される分割電圧Ｖ１，Ｖ２を各反転入力（−）とし、温度検知部１９８１から出力される順方向電圧Ｖtempを非反転入力（＋）とし、環境温度に応じて変化する順方向電圧Ｖtempを固定電位Ｖref に基づく分割電圧Ｖ１，Ｖ２と比較する。すなわち、順方向電圧Ｖtempの閾値を分割電圧Ｖ１，Ｖ２とすることによって温度範囲を設定する。

ここでは、温度範囲を分割電圧Ｖ１，Ｖ２によって３段階に設定し、出力電圧Ｖoutの電圧値を３段階に変化させるようにしている。だだし、温度範囲の設定は３段階に限られるものではなく、閾値値電圧生成部１９８２の抵抗素子および差動アンプの数を増やすことにより、温度範囲を４段階以上に設定し、出力電圧Ｖout の電圧値を４段階以上に変化させるようにすることも可能である。

差動アンプ１９８３の比較出力は、ＡＮＤ回路１９８５，１９８６に各一方の入力として与えられ、ＮＯＲ回路１９８７にその一方の入力（反転入力）として与えられる。差動アンプ１９８４の比較出力は、ＡＮＤ回路１９８５にその他方の入力として与えられ、ＡＮＤ回路１９８６にその他方の入力（反転入力）として与えられ、ＮＯＲ回路１９８７にその他方の入力（反転入力）として与えられる。

ラッチ回路１９８８〜１９９０は、例えばＤ−フリップフロップによって構成され、各データ（Ｄ）入力となるＡＮＤ回路１９８５，１９８６およびＮＯＲ回路１９８７の各出力を、インバータ１９９２を介してクロック（ＣＫ）入力となるフレーム同期信号ＸＶＳに同期してラッチする。フレーム同期信号ＸＶＳは、１フレーム周期で発生する信号である。ラッチ回路１９８８〜１９９０の各出力信号Ａ〜Ｃは、図６に示す出力電圧設定部１９２の３つのスイッチ１９２６〜１９２８に各スイッチ制御信号として与えられる。ここでのフレーム同期信号ＸＶＳは、前記垂直同期信号Ｖｓｙｎｃと同じであっても良い。

次に、上記構成の温度検出回路部１９８の回路動作について説明する。順方向電圧Ｖｔｅｍｐの閾値を分割電圧Ｖ１，Ｖ２とすることによって温度範囲を設定することで、温度範囲は、図９に示すように、Ｖtemp＞Ｖ１、Ｖ２＜Ｖtemp＜Ｖ１，Ｖtemp＜Ｖ２の３段階に設定される。この温度範囲は、差動アンプ１９８３，１９８４、ＡＮＤ回路１９８５，１９８６およびＮＯＲ回路１９８７の作用によって決定される。

そして、Ｖtemp＞Ｖ１、Ｖ２＜Ｖtemp＜Ｖ１，Ｖtemp＜Ｖ２のとき、ラッチ回路１９８８〜１９９０は、フレーム同期信号ＸＶＳに同期して高レベルのスイッチ制御信号Ａ〜Ｃを出力する。このスイッチ制御信号Ａ〜Ｃに応答して、出力電圧設定部１９８のスイッチ１９２６〜１９２８がオン／オフを行うことで、出力電圧設定部１９８の抵抗分割比を変更する。この抵抗分割比の変更により、ローカル電圧生成部１９Ａの出力電圧Ｖout の電圧値は次式（１）にしたがって変化する。

Ｖout ＝｛（Ｒ１＋Ｒ２′）／Ｒ１｝
＊Ｖref0−（Ｒ２′／Ｒ１）＊Ｖrefout ……（１）
なお、Ｒ２′＝Ｒ２＋Ｒ＋２Ｒである。ただし、このときの抵抗値Ｒ２′は、Ｖtemp＞Ｖ１のとき、即ち出力電圧設定部１９８のスイッチ１９２６のみがオンのときの合成抵抗値である。スイッチ１９２６〜１９２８のオン／オフ制御はフレーム同期信号ＸＶＳに同期して行われるため、出力電圧Ｖout の変化はブランキング期間内で起こる。

上述したように、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａにおいて、出力電圧設定部１９２および温度検出回路部１９８に、ローカル電圧である負電圧の設定に温度依存を持たせる機能を持たせて、暗電流の温度特性を考慮して最適化した負電圧を図４に示す出力バッファ１３４に供給することで、暗電流や電界による白点の抑制を行ない、かつゲート酸化膜などトランジスタの信頼性を向上させることができる。

ここで、温度検出回路部１９８を内蔵したローカル電圧供給部１９Ａを搭載した半導体装置（本実施形態では、固体撮像装置）において、当該半導体装置の製造段階で内蔵の温度検出回路部１９８を含むローカル電圧供給部１９Ａ全体の回路動作のテスト（確認）を行う必要があるが、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａは、先述したように、その動作テストを行うためのテスト機能を温度検知部１９８１に持たせている。

ローカル電圧供給部１９Ａの回路動作のテストを行う場合の手順について以下に説明する。先ず、テスト手順１として、図１０に示すように、温度検知部１９８１において、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２をオフにし、定電流源Ｉ１からダイオードＤ１に流し込む一定電流Ｉconst を定電流源Ｉ１，Ｉ２からなるカレントミラー回路にて折り返して定電流源Ｉ２によってモニター用電流Ｉtestを生成する。

このモニター用電流Ｉtestは、スイッチＳＷ３を通ってモニター端子１９９１から、当該モニター端子１９９１にあらかじめ接続した電流計５１に流れる。このとき、電流計５１に流れるモニター用電流Ｉtestの電流値を測定する。そして、電流値によってダイオードＤ１の温度特性が変動するために、モニター用電流Ｉtestが設定値であるか否かを確認することができる。

次に、テスト手順２として、図１１に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフにして定電流源Ｉ１，Ｉ２を切り離すとともに、スイッチＳＷ２をオンにしてダイオードＤ１のアノード端をモニター端子１９９１に接続する。一方、モニター端子１９９１に可変電流源５２を接続しておき、当該可変電流源５２からモニター端子１９９１を通してダイオードＤ１に電流Ｉforce を与えるようにする。

このとき、ダイオードＤ１のＩ−Ｖ特性は、次式（２）に従うため、ダイオードＤ１に流す電流Ｉforce を変化させることで、ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖtempが変化する。
Ｖtemp＝ｋＴ／ｑ＊ｌｎ（Ｉ／Ｉｓ） ……（２）
ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは素電荷、Ｉｓはダイオードの逆方向飽和電流である。

図８に示すダイオードのＩ−Ｖ特性から明らかなように、一定電流Ｉconst 下では温度が上昇すると、ダイオードの順方向電圧Ｖｆが低下する。ここで、ダイオードＤ１に流す電流値を変動させることによる順方向電圧Ｖtempの変化を見ることによって温度変化の状況を作り出し、ローカル電圧供給部１９Ａの動作を確認することができる。つまり、一定電流Ｉconst において高温時の電圧Ｖ２を供給電流Ｉ２とすることで、常温においてもローカル電圧供給部１９Ａの回路動作の確認を行うことが可能になる。

具体的には、Ｉforce ＞Ｉ１、Ｉ２＜Ｉforce ＜Ｉ１、Ｉforce ＜Ｉ２となる適当な電流値を３回供給する。その際に、温度検出回路部１９８は、Ｖtemp＞Ｖ１、Ｖ２＜Ｖtemp＜Ｖ１，Ｖtemp＜Ｖ２として変化する回路構成であるために、このときの出力電圧Ｖout を測定することで、温度検出回路部１９８の回路動作を確認することができる。

上述したテスト手順１，２を実現可能なテスト機能（テスト回路）を温度検出回路部１９８、具体的には温度検知部１９８１に組み込む（内蔵する）ことで、モニター端子１９９１に電流計５１や可変電流源５２を接続するだけで、実際に環境温度（環境条件）を変えることなく、ローカル電圧供給部１９Ａの回路動作のテスト（確認）を行うことができる。

特に、温度依存性のある素子であるダイオードＤ１に定電流を流すことによる動作試験であることから、特許文献２記載の従来技術にように擬似的な出力電圧を見る場合に比べて、電流値を決める要素として、ダイオードＤ１に対して直列に繋がるスイッチＳＷ１，ＳＷ２等の寄生抵抗や接触抵抗の影響を受けないだけでなく、複数の電圧のテストを短時間で容易に行うことができる。そして、テスト時間の短縮によって試験の効率を上げることができるために、コストダウンを図ることができる。

（実施例２）
図１２は、実施例２に係るローカル電圧供給部１９Ｂの構成例を示す回路図であり、図中、図６と同等部分には同一符号を付して示している。本実施例２に係るローカル電圧供給部１９Ｂは、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａと同様に、チャージポンプ回路を利用した構成となっている。

図１２に示すように、本実施例２に係るローカル電圧供給部１９Ｂは、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａと同じ構成要素を持った構成となっているが、異なる点は、参照電圧生成部１９４′に環境温度の変化を検知する機能を持たせ、温度依存性のある参照電圧Ｖref0を得る点と、それに伴って出力電圧設定部１９２′が抵抗素子（抵抗値Ｒ２）１９２１と抵抗素子（抵抗値Ｒ１）１９２５とからなる抵抗分割回路からなる点にある。

図１３は、参照電圧生成部１９４′の構成の一例を示す回路図である。図１３に示すように、本例に係る参照電圧生成部１９４′は、温度検知部１９４１と、差動アンプ１９４２と、出力トランジスタ１９４３と、抵抗素子１９４４，１９４５とを有する構成となっている。

温度検知部１９４１は、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａにおける温度検出回路部１９８の温度検知部１９８１と同様の構成となっている。すなわち、温度特性の少ない理想的な定電流源と温度依存性のある素子との組み合わせにより、温度依存性のある素子の出力として、温度依存性のある電圧を得る点に特徴を有している。本例に係る温度検知部１９４１では、温度依存性のある素子としてダイオードを用いている。

図１３において、温度依存性のある素子であるダイオードＤ１はカソードが接地されている。理想的な定電流源Ｉ１は一端が電源Ｖｄｄに接続されている。温度特性の少ない理想的な定電流源Ｉ１としては、バンドギャップリファレンス電圧と温度特性の無視できる抵抗（１００Ω程度のポリシリコンなど）によって構成されるバンドギャップ型基準電圧回路によって実現可能である。

定電流源Ｉ１の他端とダイオードＤ１のアノードとの間にはスイッチＳＷ１が接続されている。モニター端子１９４６とダイオードＤ１のアノードとの間にはスイッチＳＷ２が接続されている。電源Ｖｄｄとモニター端子１９４６との間には定電流源Ｉ２とスイッチＳＷ３とが直列に接続されている。定電流源Ｉ１と定電流源Ｉ２とはカレントミラー回路を形成している。

かかる構成の温度検知部１９４１は、図８に示すダイオードの温度特性を利用し、環境温度を検知する。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端には、環境温度に応じて変化する順方向電圧Ｖtempが現れ、この順方向電圧Ｖtempが環境温度の検知信号として温度検知部１９４１から出力される。

差動アンプ１９４２は、温度検知部１９４１で得られたダイオードＤ１の順方向電圧Ｖtempを非反転（＋）入力とし、出力トランジスタ１９４３のソース電位を反転入力（−）としている。出力トランジスタ１９４３は、ドレインが電源Ｖｄｄに、ゲートがオペアンプ１９４２の出力端に接続されている。

抵抗素子１９４４と抵抗素子１９４５とは、出力トランジスタ１９４３のソースと接地との間に直列に接続されて抵抗分割回路を形成しており、出力トランジスタ１９４３のソースと抵抗素子１９４４との接続ノードＮ１１の電位（出力トランジスタ１９４３のソース電位）と接地との間の電位差を、抵抗素子１９４４，１９４５の抵抗分割比によって分割することにより、分割ノードＮ１２に参照電圧Ｖref0を得る。

差動アンプ１９４２を中心とする全体の制御アンプ構成としては、負帰還回路となっている。そして、この負帰還回路において、ノードＮ１１の電位が順方向電圧Ｖtempと等しくなるように制御が行われることで、ノードＮ１２に温度依存性のある参照電圧Ｖref0が得られる。

上述したように、実施例２に係るローカル電圧供給部１９Ｂでは、参照電圧生成部１９４′において温度依存性のあるダイオードＤ１を使用して、出力電圧Ｖout である負電圧の生成の基準となる参照電圧Ｖref0に温度特性を持たせることで、負電圧を環境温度の変化に応じて変化させることができる、即ちローカル電圧である負電圧の設定に温度依存を持たせることができる。そして、暗電流の温度特性を考慮して最適化した負電圧を図４に示す出力バッファ１３４に供給することで、暗電流や電界による白点の抑制を行ない、かつゲート酸化膜などトランジスタの信頼性を向上させることができる。

加えて、実施例２に係るローカル電圧供給部１９Ｂでは、実施例１に係るローカル電圧供給部１９Ａの場合と同様に、温度検知部１９４１を内蔵した参照電圧生成部１９４′を含むローカル電圧供給部１９Ｂ全体の回路動作のテストを行うためのテスト機能を温度検知部１９４１に持たせている。

ローカル電圧供給部１９Ｂの回路動作のテストを行う場合の手順について以下に説明する。先ず、テスト手順１として、図１４に示すように、温度検知部１９４１において、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２をオフにし、定電流源Ｉ１からダイオードＤ１に流し込む一定電流Ｉconst を定電流源Ｉ１，Ｉ２からなるカレントミラー回路にて折り返して定電流源Ｉ２によってモニター用電流Ｉtestを生成する。

このモニター用電流Ｉtestは、スイッチＳＷ３を通ってモニター端子１９４６から、当該モニター端子１９４６にあらかじめ接続した電流計５１に流れる。このとき、電流計５１に流れるモニター用電流Ｉtestの電流値を測定する。そして、電流値によってダイオードＤ１の温度特性が変動するために、モニター用電流Ｉtestが設定値であるか否かを確認することができる。

次に、テスト手順２として、図１５に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフにして定電流源Ｉ１，Ｉ２を切り離すとともに、スイッチＳＷ２をオンにしてダイオードＤ１のアノード端をモニター端子１９４６に接続する。一方、モニター端子１９４６に可変電流源５２を接続しておき、当該可変電流源５２からモニター端子１９４６を通してダイオードＤ１に電流Ｉforce を与えるようにする。このとき、先述した理由により、ダイオードＤ１に流す電流Ｉforce を変化させることで、ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖtempが変化する。

図８に示すダイオードのＩ−Ｖ特性から明らかなように、一定電流Ｉconst 下では温度が上昇すると、ダイオードの順方向電圧Ｖｆが低下する。ここで、ダイオードＤ１に流す電流値を変動させることによる順方向電圧Ｖtempの変化を見ることによって温度変化の状況を作り出し、ローカル電圧供給部１９Ｂの動作を確認することができる。つまり、一定電流Ｉconst において高温時の電圧Ｖ２を供給電流Ｉ２とすることで、常温においてもローカル電圧供給部１９Ｂの回路動作の確認を行うことが可能になる。

上述したテスト手順１，２を実現可能なテスト機能（テスト回路）を参照電圧生成部１９４′、具体的には温度検知部１９４１に組み込むことで、モニター端子１９４６に電流計５１や可変電流源５２を接続するだけで、実際に環境温度（環境条件）を変えることなく、ローカル電圧供給部１９Ｂの回路動作のテスト（確認）を行うことができる。

特に、温度依存性のある素子であるダイオードＤ１に定電流を流すことによる動作試験であることから、特許文献２記載の従来技術に比べて、電流値を決める要素として、ダイオードＤ１に対して直列に繋がるスイッチＳＷ１，ＳＷ２等の寄生抵抗や接触抵抗の影響を受けないだけでなく、複数の電圧のテストを短時間で容易に行うことができる。そして、テスト時間の短縮によって試験の効率を上げることができるために、コストダウンを図ることができる。

なお、実施例１，２では、温度依存性のある素子としてダイオードＤ１を用いた場合を例に挙げて説明したが、これは一例に過ぎず、ドレインとゲートとを共通に接続した、いわゆるダイオード接続のトランジスタや、不純物をドープしたポリシリコン抵抗などを用いても、同等の作用効果を得ることができる。

また、実施例１，２では、定電流源Ｉ１をバンドギャップ型基準電圧回路で実現するとしたが、これに限られるものではなく、例えば、ばらつきの少ない外部抵抗を用いた電流回路で実現することも可能である。その際には、寄生抵抗を加味するために実際に流れ込む電流値を測定しておくようにする。

また、外部から電流を供給する代わりに、図１６に示すように、定電流源Ｉ１，Ｉ２に加えて、複数（例えば、２つ）の定電流源Ｉ３，Ｉ４をカレントミラーミラー構成にてＩＣ内部に搭載することも可能である。ここに、一例として、定電流源Ｉ１，Ｉ２の各電流値Ｉconst ，Ｉtestを１０μＡとし、定電流源Ｉ３，Ｉ４の各電流値を１μＡ，１ｍＡとする。このような構成によれば、カレントミラーで電流値を決定しており、定電流源Ｉ１〜Ｉ４に対して直接に接続されてスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４のオン抵抗を無視できるために、特許文献２記載の従来技術に比べて精度の高い動作テストを実現できる。

なお、上記実施形態では、電源供給回路であるローカル電圧供給部１９から供給されローカル電圧を負電圧としたが、ローカル電圧としては負電圧に限られるものでなく、電源電圧Ｖｄｄと電圧値が異なる正電圧であってもよく、当該正電圧をローカル電圧として供給する電源供給回路にも本発明を適用することが可能であり、上記実施形態の場合と同様の作用効果を奏することができる。

また、上記実施形態では、半導体装置として固体撮像装置を例に挙げて説明したが、本発明は固体撮像装置への適用に限られるものではなく、半導体基板上に設けられ、当該半導体基板の外部から与えられる電源電圧を基に当該電源電圧とは電圧値が異なるローカル電圧を生成して駆動対象の回路部に供給する電源供給回路に内蔵され、温度依存性のある素子を用いて環境温度の変化を検出する温度検出回路を備えた半導体装置全般に適用可能である。

本発明が適用される固体撮像装置のシステム構成の概略を示すシステム構成図である。 画素の回路構成の一例を示す回路図である。 垂直駆動部の構成の一例を示すブロック図である。 出力バッファの構成の一例を示す回路図である。 負電圧供給による作用を説明するための図である。 実施例１に係るローカル電圧供給部の構成例を示す回路図である。 温度検出回路部の構成の一例を示すブロック図である。 ダイオードのＩ−Ｖ特性を示す簡略図である。 ダイオードの温度特性と電圧設定範囲を示す図である。 実施例１に係るローカル電圧供給部におけるテスト手順１での温度検知部の回路接続を示す図である。 実施例１に係るローカル電圧供給部におけるテスト手順２での温度検知部の回路接続を示す図である。 実施例２に係るローカル電圧供給部の構成例を示す回路図である。 参照電圧生成部の構成の一例を示す回路図である。 実施例２に係るローカル電圧供給部におけるテスト手順１での温度検知部の回路接続を示す図である。 実施例２に係るローカル電圧供給部におけるテスト手順２での温度検知部の回路接続を示す図である。 内部定電流を利用したテスト回路を示す回路図である。

符号の説明

１０…固体撮像装置、１１…半導体基板（チップ）、１２…画素アレイ部、１３…垂直駆動部、１４…カラム回路群、１５…水平駆動部、１６…水平信号線、１７…出力部、１８…制御部、１９，１９Ａ，１９Ｂ…ローカル電圧供給部、２０…画素、２１…フォトダイオード、２２…転送トランジスタ、２３…リセットトランジスタ、２４…増幅トランジスタ、２５…選択トランジスタ、２６…フローティングディフュージョン部（ＦＤ部）、１９１…チャーシポンプスイッチ群、１９２，１９２′…出力電圧設定部、１９３…基準電圧生成部、１９４，１９４′…参照電圧生成部、１９５…誤差増幅器、１９６…スイッチング制御部、１９７…周期信号生成部、１９８…温度検出回路部、１９４１，１９８１…温度検知部

Claims (8)

1. 半導体基板上に設けられ、当該半導体基板の外部から与えられる電源電圧を基に当該電源電圧とは電圧値が異なるローカル電圧を生成して駆動対象の回路部に供給する電源供給回路に設けられ、前記ローカル電圧の値に温度依存性を持たせるために、温度依存性のある素子を用い環境温度に依存して出力が変化する温度検出回路であって、
   前記温度依存性のある素子に流す定電流の電流値を変化させることによって、前記出力を変化させる試験回路を内蔵する
   温度検出回路。
2. 前記試験回路は、前記ローカル電圧が所定の電圧であることを確認するときに、環境温度を変化させずに前記温度依存性のある素子に流す電流値を変化させる
   請求項１記載の温度検出回路。
3. 前記試験回路は、前記ローカル電圧が所定の電圧であることを確認するときに、環境温度を変化させずに、前記半導体基板の外部から前記温度依存性のある素子に対して電流を供給し、その電流値を変化させる
   請求項２記載の温度検出回路。
4. 前記温度検出回路は、
   一端が基準電位ノードに接続された前記温度依存性のある素子と、
   当該素子に一定電流を供給する第１の定電流源と、
   前記試験回路と
   の組み合わせからなり、
   前記試験回路は、
   モニター端子と、
   前記第１の定電流源とカレントミラーを形成する第２の定電流源と、
   前記第１の定電流源と前記温度依存性のある素子の他端との間に接続された第１のスイッチと、
   前記モニター端子と前記温度依存性のある素子の他端との間に接続された第２のスイッチと、
   前記第２の定電流源と前記モニター端子との間に接続された第３のスイッチと
   を有する
   請求項１から３の何れか一項に記載の温度検出回路。
5. 前記試験回路は、前記第１，第３のスイッチをオンとし、前記第２のスイッチをオフとしたときに、前記第２の定電流源から前記第３のスイッチおよび前記モニター端子を通して出力されるモニター電流が設定値であるか否かを確認可能な構成を有する
   請求項４記載の温度検出回路。
6. 前記試験回路は、前記第１，第３のスイッチをオフとし、前記第２のスイッチをオンとしたときに、前記モニター端子を通して前記温度依存性のある素子に供給する電流値を変化させ、当該ダイオードの順方向電圧を変化させることにより、当該温度検出回路の前記出力を変化させることが可能である
   請求項５記載の温度検出回路。
7. 半導体基板上に設けられ、当該半導体基板の外部から与えられる電源電圧を基に当該電源電圧とは電圧値が異なるローカル電圧を生成して駆動対象の回路部に供給する電源供給回路に設けられ、前記ローカル電圧の値に温度依存性を持たせるために、温度依存性のある素子を用い環境温度に依存して出力が変化する温度検出回路において、
   前記電源供給回路の回路動作を試験するときに、前記温度依存性のある素子に流す定電流の電流値を変化させることによって、前記出力を変化させる
   温度検出回路の動作方法。
8. 半導体基板上に設けられ、当該半導体基板の外部から与えられる電源電圧を基に当該電源電圧とは電圧値が異なるローカル電圧を生成して駆動対象の回路部に供給する電源供給回路に設けられ、前記ローカル電圧の値に温度依存性を持たせるために、温度依存性のある素子を用い環境温度に依存して出力が変化する温度検出回路を備えた半導体装置であって、
   前記温度検出回路は、前記温度依存性のある素子に流す定電流の電流値を変化させることによって、前記出力を変化させる試験回路を内蔵する
   半導体装置。

Images