JP4924587B2 - Control method for direct AC power converter - Google Patents
Control method for direct AC power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP4924587B2 JP4924587B2 JP2008267601A JP2008267601A JP4924587B2 JP 4924587 B2 JP4924587 B2 JP 4924587B2 JP 2008267601 A JP2008267601 A JP 2008267601A JP 2008267601 A JP2008267601 A JP 2008267601A JP 4924587 B2 JP4924587 B2 JP 4924587B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- value
- power supply
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
本発明は直接形交流電力変換装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a control method for a direct AC power converter.
特許文献１には、直流リンク付きの直接形交流電力変換装置が記載されている。当該直接形交流電力変換装置は、電流形コンバータと、電圧形インバータと、これらを相互に接続する直流リンクとを備えている。
電流形コンバータは直流リンクに電流を出力する。より具体的には、電流形コンバータは、自身に入力される三相交流電圧のうち、最大相と最小相との間の第１線間電圧及び最大相（若しくは最小相）と中間相との間の第２線間電圧を、選択的に交互に直流リンクに出力して、直流リンクに直流電圧を出力する。よって、直流リンクに印加される直流電圧は第１線間電圧と第２線間電圧の何れかを交互に採る。そして当該直流リンクには平滑コンデンサが設けられないため、直流電圧は脈動する。 The current source converter outputs current to the DC link. More specifically, the current source converter has a first line voltage between the maximum phase and the minimum phase and a maximum phase (or minimum phase) and an intermediate phase among the three-phase AC voltages input to itself. The second inter-line voltage is selectively output alternately to the DC link, and the DC voltage is output to the DC link. Therefore, the DC voltage applied to the DC link alternately takes either the first line voltage or the second line voltage. Since the DC link is not provided with a smoothing capacitor, the DC voltage pulsates.
電圧形インバータは当該直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する。このとき電圧形インバータは直流電圧の脈動成分が打ち消されるように制御される。より具体的には、インバータが出力する各出力ベクトルの期間、若しくは当該期間を決定する電圧指令を補正している。これによって、直流電圧に対するインバータの出力電圧の比（以下、変調率と呼ぶ）に対して、線形に出力電圧の振幅を制御することができる。 The voltage source inverter converts the DC voltage into a three-phase AC voltage and outputs it. At this time, the voltage source inverter is controlled so that the pulsating component of the DC voltage is canceled. More specifically, the period of each output vector output from the inverter or the voltage command that determines the period is corrected. As a result, the amplitude of the output voltage can be controlled linearly with respect to the ratio of the inverter output voltage to the DC voltage (hereinafter referred to as the modulation factor).
特許文献２には直流電圧を検出し、当該直流電圧に基づく変調率を用いて、インバータを制御する方法が記載されている。
また本発明に関連する技術として非特許文献１が挙げられる。
Non-patent
特許文献１では変調率に対して線形に出力電圧の振幅を制御できる。よって、例えばＶ／Ｆ一定制御へ適用する場合には、運転周波数指令（モータに対する周波数指令）に対する変調率の比率が一定となるように制御することで可変速運転を実現できる。
In
特許文献１で示された技術では直流電圧が脈動しているので、当該技術において特許文献２に記載のように、直流電圧を検出して変調率を求めた場合、変調率は脈動成分を含む。これに起因して入力電流が歪む。この点は後に詳述する。
Since the DC voltage pulsates in the technique disclosed in
そこで、本発明は、入力電流から直流電圧の脈流成分の影響を低減できる直接形交流電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a control method for a direct AC power converter that can reduce the influence of a pulsating component of a DC voltage from an input current.
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第１の態様は、相互間に三相交流電圧が印加される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記３つの入力端と前記第１の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記３つの入力端と前記第２の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有し、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に電流を出力する電流形コンバータと、前記３つの出力端の各々と前記第１の直流電源線との間にそれぞれ接続される３つのスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記３つの出力端の各々と前記第２の直流電源線の間にそれぞれ接続されるスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータとを備える直接形交流電力変換装置を制御する方法であって、（ａ）前記電流形コンバータが有するスイッチング素子を、台形状波形を信号波とするパルス幅制御でスイッチングさせることにより、前記３つの入力端の相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加するステップと、（ｂ）前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）の最大値と所定値（√３／２）とを積算した等価直流電圧（Ｖｄｃ２）に対する、前記電圧形インバータが出力すべき電圧の比（Ｋｓ）を算出するステップと、（ｃ）前記直流電圧の脈動成分を補正するための、前記三相交流の内で最も絶対値が大きい第１値（ｃｏｓθｉｎ）と、前記比とに基づいて、前記電圧形インバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を制御するステップとを実行し、前記所定値は、前記第１線間電圧及び前記第２線間電圧を、それぞれが前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加される第１及び第２期間（Ｄ１，Ｄ２）で、それぞれ重み付けし、これらを加算して得られる第２値（Ｖｄｃ１=√３／２／cosθin）と、前記第１値（cosθin）の積である。 The first aspect of the control method of the direct AC power converter according to the present invention is the three input terminals (Pr, Ps, Pt) to which a three-phase AC voltage is applied, and the three output terminals (Pu). , Pv, Pw), the first and second DC power supply lines (LH, LL), and the switching elements (Srp, Ssp,...) Connected between the three input terminals and the first DC power supply line. Stp) and switching elements (Srn, Ssn, Stn) connected between the three input terminals and the second DC power supply line, and the first and second DC power supply lines. A current source converter that outputs current therebetween, three switching elements (Sup, Svp, Swp) connected between each of the three output terminals and the first DC power supply line, and the three Between each of the output terminals and the second DC power supply line A direct-type AC power converter comprising a voltage source inverter having switching elements (Sun, Svn, Swn) connected thereto, wherein: (a) a switching element included in the current source converter is The first line voltage (E1) taking the maximum value among the line voltages applied between the three input terminals, the maximum value, and the minimum value by switching with pulse width control using the shape waveform as a signal wave. Applying any one of the second line voltages (E2) that are not values in a complementary manner between the first and second DC power supply lines; and (b) the first and second The ratio of the voltage to be output by the voltage source inverter to the equivalent DC voltage (Vdc2) obtained by integrating the maximum value of the voltage (Vdc) between the second DC power supply lines and a predetermined value (√3 / 2) ( Ks) And (c) the voltage source inverter based on the first value (cos θin) having the largest absolute value in the three-phase alternating current for correcting the pulsating component of the direct current voltage and the ratio. Controlling the conduction / non-conduction of the switching element of the first and second line voltages, and the predetermined value is the first line voltage and the second line voltage, respectively. A first value and a second value (Vdc1 = √3 / 2 / cosθin) obtained by weighting and adding the first and second periods (D1, D2) applied between the lines, and the first value The product of (cosθin).
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法であって、前記ステップ（ｂ）にて、前記三相交流電圧の一周期の１２分の１の期間内に検出した前記直流電圧を平均して平均値を求め、予め算出された、前記平均値に対する前記直流電圧の前記最大値の比を、前記平均値に乗じて前記最大値を求める。 A second aspect of the method for controlling a direct AC power converter according to the present invention is a method for controlling a direct AC power converter according to the first aspect, wherein in the step (b), the three-phase An average value is obtained by averaging the DC voltage detected within a period of 1/12 of one cycle of the AC voltage, and a ratio of the maximum value of the DC voltage to the average value calculated in advance is calculated as the average value. The value is multiplied to obtain the maximum value.
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様であって、前記ステップ（ｂ）にて、前記キャリヤの前記一周期内で前記直流電流を平均して第２平均値を求め、前記第２平均値を前記三相交流電圧の一周期の６分の１の期間内で更に平均、して前記平均値を求める。 A third aspect of the direct AC power converter according to the present invention is the second aspect of the direct AC power converter according to the second aspect, wherein in the step (b), the carrier The DC current is averaged within one period to obtain a second average value, the second average value is further averaged within one-sixth of a period of the three-phase AC voltage, and the average value is obtained. Ask.
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第１の態様によれば、コンバータをステップ（ａ）に基づいて動作させることにより入力電流を正弦波に近づけつつ、これに伴って直流電圧が脈動（ＰＷＭに起因するものも、台形状波形に起因するものも含め）するものの、インバータをステップ（ｂ）（ｃ）に基づいて動作させることにより、電圧の比（変調率）を当該脈動に応答して修正する必要がない。また、ステップ（ｄ）にて直流電圧の脈流成分を補正するための第１値と、直流電圧を一定値と見なせる等価直流電圧（例えば直流電圧の最大値の√３／２倍）を因数に持つ電圧の比とに基づいて電圧形インバータの制御を実行しているので、電圧形インバータは脈流成分の影響を除去した適切な電圧を出力端を介して出力でき、同様に脈流成分の影響を除去した適切な電流が、入力端を介して電流形コンバータに入力される。 According to the first aspect of the direct AC power converting apparatus according to the present invention, the DC voltage is pulsated (with the input current approaching a sine wave by operating the converter based on step (a). Although it is caused by PWM and includes those caused by trapezoidal waveforms), by operating the inverter based on steps (b) and (c), the voltage ratio (modulation rate) is responded to the pulsation. There is no need to correct it. In addition, the first value for correcting the pulsating component of the DC voltage in step (d) and an equivalent DC voltage that can be regarded as a constant value (for example, √3 / 2 times the maximum value of the DC voltage) are factors. Since the voltage source inverter is controlled based on the ratio of the voltage to the voltage source inverter, the voltage source inverter can output an appropriate voltage from which the influence of the pulsating current component has been removed via the output terminal, and similarly the pulsating current component An appropriate current from which the influence of the above is removed is input to the current source converter via the input end.
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様によれば、直流電圧の最大値を瞬間的に検出するよりも、ノイズの影響を低減でき、以って精度よく最大値を求めることができる。 According to the second aspect of the direct AC power converting apparatus of the present invention, the influence of noise can be reduced and the maximum value can be obtained with high accuracy rather than instantaneously detecting the maximum value of the DC voltage. Can do.
本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第３の態様によれば、キャリヤの一周期内で直流電圧を平均した第２平均値を例えば三相交流電圧の供給が遮断されたか否かを検知するために用いることができる。また、キャリヤの一周期は三相交流電圧の一周期に比べて十分に小さいので、三相交流電圧の供給が遮断されてから、これを検知するまでの期間を短縮できる。 According to the third aspect of the direct AC power converting apparatus of the present invention, the second average value obtained by averaging the DC voltage within one cycle of the carrier is detected, for example, whether the supply of the three-phase AC voltage is cut off. Can be used to In addition, since one cycle of the carrier is sufficiently smaller than one cycle of the three-phase AC voltage, it is possible to shorten a period from when the supply of the three-phase AC voltage is interrupted to when this is detected.
第１の実施の形態．
＜直接形交流電力変換装置の構成＞
図１は直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示している。直接形交流電力変換装置は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、電流形コンバータ１と、直流電源線ＬＨ，ＬＬと、電圧形インバータ２と、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとを備えている。
First embodiment.
<Configuration of direct AC power converter>
FIG. 1 shows an example of a conceptual configuration of a direct AC power converter. The direct AC power converter includes input terminals Pr, Ps, Pt, a
入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源に接続されて三相交流電圧が印加される。 The input terminals Pr, Ps, and Pt are connected to, for example, a three-phase AC power source and a three-phase AC voltage is applied.
電流形コンバータ１はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（但し、ｘはｒ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｘｐは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｘｎは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。
The
スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはいずれも逆阻止能力を有している。図２はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｘｐはトランジスタＴｘｐ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｘｐとを備えている。ダイオードＤｘｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｐと直列に接続されている。スイッチング素子ＳｘｎはトランジスタＴｘｎ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｘｎとを備えている。ダイオードＤｘｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｎと直列に接続されている。ダイオードＤｘｐ，Ｄｘｎによって、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはそれぞれ逆阻止能力を有する。 Both the switching elements Sxp and Sxn have reverse blocking capability. FIG. 2 shows an example of the switching elements Sxp and Sxn. The switching element Sxp includes a transistor Txp (for example, an insulated gate bipolar transistor) and a diode Dxp. The diode Dxp is connected in series with the transistor Txp with the anode facing the DC power supply line LL and the cathode facing the DC power supply line LH. The switching element Sxn includes a transistor Txn (for example, an insulated gate bipolar transistor) and a diode Dxn. The diode Dxn is connected in series with the transistor Txn with the anode facing the DC power supply line LL and the cathode facing the DC power supply line LH. Due to the diodes Dxp and Dxn, the switching elements Sxp and Sxn have reverse blocking capabilities, respectively.
スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎは台形状波形を信号波（以下、指令値とも呼ぶ）とするパルス幅制御でスイッチングされる。具体的には該信号波とキャリヤとの比較結果に基づくスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎが入力されてそれぞれその導通／非導通が制御される。 The switching elements Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn are switched by pulse width control using a trapezoidal waveform as a signal wave (hereinafter also referred to as a command value). Specifically, switching signals SSrp, SSrn, SSsp, SSsn, SStp, and SStn based on the comparison result between the signal wave and the carrier are input, and conduction / non-conduction is controlled respectively.
電圧形インバータ２はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎ（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｙｐは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｙｎは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。
The
図３はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｙｐはトランジスタＴｙｐ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｙｐとを備えている。ダイオードＤｙｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｐと並列に接続されている。スイッチング素子ＳｙｎはトランジスタＴｙｎ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｙｎとを備えている。ダイオードＤｙｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｎと並列に接続されている。 FIG. 3 shows an example of the switching elements Syp and Syn. The switching element Syp includes a transistor Typ (for example, an insulated gate bipolar transistor) and a diode Dyp. The diode Dyp is connected in parallel with the transistor Typ with the anode facing the DC power supply line LL and the cathode facing the DC power supply line LH. The switching element Syn includes a transistor Tyn (for example, an insulated gate bipolar transistor) and a diode Dyn. The diode Dyn is connected in parallel with the transistor Tyn with the anode facing the DC power supply line LL and the cathode facing the DC power supply line LH.
スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎは例えば正弦波を信号波（以下、指令値とも呼ぶ）とするパルス幅制御でスイッチングされる。具体的には該信号波とキャリヤとの比較結果に基づくスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎが入力されてそれぞれその導通／非導通が制御される。 The switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn are switched by, for example, pulse width control using a sine wave as a signal wave (hereinafter also referred to as a command value). Specifically, switching signals SSrp, SSrn, SSsp, SSsn, SStp, and SStn based on the comparison result between the signal wave and the carrier are input, and conduction / non-conduction is controlled respectively.
出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには負荷（例えば三相モータ）が接続される。 A load (for example, a three-phase motor) is connected to the output terminals Pu, Pv, and Pw.
＜直接形交流電力変換装置の制御方法＞
まず、電流形コンバータ１の制御方法について概説し、次に電圧形インバータ２の制御方法について概説し、次に電圧制御率（特許文献２における変調率の大きさに相当）について述べる。
<Control method of direct AC power converter>
First, the control method of the
電流形コンバータ１は、台形状波形を信号波とするパルス幅制御（ＰＭＷ）でスイッチングさせることにより、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される線間電圧のうちいずれか２つを選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。台形状波形を信号波とするパルス幅制御の一例については後に詳述する。
The
例えば電流形コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される３つの線間電圧のうち、より大きい２つの線間電圧を選択的に交互に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。以下、具体的なスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの制御方法の一例について概説する。なお、導通であると言及しない限り、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎは非導通である。
For example, the
図４は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのそれぞれに印加される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを示している。これらのいずれもが入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間の線間電圧の最大値で規格化されている。図４を参照して、例えば位相角θが３０度から９０度の領域１では、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔのいずれもが線間電圧Ｖｒｓ以上である。よって、領域１では電流形コンバータ１は線間電圧Ｖｒｔと、線間電圧Ｖｓｔとを交互に選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。より具体的には、電流形コンバータ１は、スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターン（このとき線間電圧Ｖｒｔを出力する）と、スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターン（このとき線間電圧Ｖｓｔを出力する）とを交互に選択に採る。
FIG. 4 shows phase voltages Vr, Vs, and Vt applied to the input terminals Pr, Ps, and Pt, respectively. All of these are standardized by the maximum value of the line voltage between the input terminals Pr, Ps, and Pt. Referring to FIG. 4, for example, in the
なお、この内容は、領域１において、最小相たるｔ相を基準相とし、当該基準相と、他の２つの相の何れか一方を選択して、これらの間の線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力している、とも把握できる。
In this case, in the
他の領域においても、３つの線間電圧のうち、より大きい２つの線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に交互に選択的に印加する。例えば位相角θが２００度から２６０度までの領域２について説明する。領域２においては、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔの絶対値が線間電圧Ｖｒｓの絶対値以上である。よって、領域２においては線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔが交互に選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力される。より具体的にはスイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｔｐが導通するスイッチングパターンと、スイッチング素子Ｓｓｎ，Ｓｔｐが導通するスイッチングパターンとを交互に選択的に採る。なお、この内容は、領域２において、最大相たるｔ相を基準相とし、当該基準相と、他の２つの相の何れか一方を選択して、これらの間の線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力している、とも把握できる。
Also in the other regions, two larger line voltages among the three line voltages are selectively applied alternately between the DC power supply lines LH and LL. For example, the
電流形コンバータ１は上述した制御において、基準相に対して他の２つの相の何れか一方を選択する比率を適宜に設定することで、直流電圧Ｖｄｃを直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力する。図５はかかる直流電圧Ｖｄｃを説明するためのグラフを示している。図５については後に詳述する。
The
なお、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに流れる線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは正弦波に近いことが望ましく、この観点から上記比率が求められる。線電流ｉｒ,ｉｓ,ｉｔが相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同位相の電流波形を呈するために、正弦波形状を呈する比率で基準相に対する２つの相を導通させる。かかる比率（以下、電流分配率と呼ぶ）が図６に示されている。電流分配率Ｄ１，Ｄ２は、キャリヤの一周期において、基準相以外で選択される二相の線電流が電流形コンバータ１を通流する期間の割合を示している。
The line currents ir, is, and it flowing through the input terminals Pr, Ps, and Pt are preferably close to a sine wave, and the above ratio is obtained from this viewpoint. In order for the line current ir, is, it to exhibit a current waveform having the same phase as the phase voltages Vr, Vs, Vt, the two phases with respect to the reference phase are made conductive at a ratio exhibiting a sine wave shape. Such a ratio (hereinafter referred to as current distribution ratio) is shown in FIG. The current distribution ratios D1 and D2 indicate a ratio of a period during which a two-phase line current selected other than the reference phase flows through the
電流分配率Ｄ１は、キャリヤの一周期において、基準相及び中間相のいずれでもない相が選択される期間の割合を示している。例えば領域１における位相角６０度区間のうち始めの位相角３０度区間においては当該相はｒ相であり、線電流ｉｒが通流する期間の割合を示す。キャリヤの一周期は相電圧の周期に対して非常に短いので、電流分配率Ｄ１は、キャリヤの一周期においてスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通している期間の割合であるといえる。
The current distribution ratio D1 indicates a ratio of a period in which a phase that is neither the reference phase nor the intermediate phase is selected in one cycle of the carrier. For example, in the first phase angle interval of 30 degrees in the phase angle range of the
電流分配率Ｄ２とは、キャリヤの一周期において、中間相が選択される期間の割合を示す。例えば領域１の始めの位相角３０度区間においては、中間相はｓ相であり、線電流ｉｓが通流する期間の割合を示す。言い換えれば、電流分配率Ｄ２は、キャリヤの一周期においてスイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通している期間の割合である。
The current distribution ratio D2 indicates a ratio of a period during which the intermediate phase is selected in one cycle of the carrier. For example, in the
図６に示す電流分配率Ｄ１，Ｄ２及びこれらの和たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌは、１２０度の位相差を有して連続する正弦波の絶対値の波形を呈している。具体的には電流分配率Ｄ２は中間相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈している。電流分配率Ｄ１は基準相が最大相であれば最小相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈し、基準相が最小相であれば最大相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈する。そして電流分配率Ｄｔｏｔａｌは基準相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈している。但しこれらの振幅についてはこの限りではない。以下、代表して領域１の始めの３０度区間を例に採って説明する。当該３０度区間の始まりを０度とし、終わりを３０度とする位相角θを導入する。電流分配率Ｄ１，Ｄ２、及び電流分配率Ｄ１，Ｄ２の和たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌは次式で表される。
The current distribution ratios D1 and D2 shown in FIG. 6 and the current distribution ratio Dtotal obtained by summing them have a waveform of an absolute value of a continuous sine wave having a phase difference of 120 degrees. Specifically, the current distribution ratio D2 has the same shape as the absolute value of the phase voltage waveform of the intermediate phase. The current distribution ratio D1 has the same shape as the absolute value of the phase voltage waveform of the minimum phase if the reference phase is the maximum phase, and the same shape as the absolute value of the phase voltage waveform of the maximum phase if the reference phase is the minimum phase. Presents. The current distribution ratio Dtotal has the same shape as the absolute value of the phase voltage waveform of the reference phase. However, these amplitudes are not limited to this. Hereinafter, the first 30 degree section of the
なお、電流分配率Ｄｔｏｔａｌは、キャリヤの一周期において、基準相が導通する、より正確には基準相に対応する線電流が通流する期間の割合を示している。 The current distribution ratio Dtotal indicates a ratio of a period in which the reference phase is conducted in one cycle of the carrier, more precisely, a line current corresponding to the reference phase flows.
かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２を採用することによって、各相が正弦波形状に従って通流し、以って線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを正弦波形状にすることができる。 By adopting such current distribution ratios D1 and D2, each phase flows in accordance with a sine wave shape, so that the line currents ir, is, and it can be made into a sine wave shape.
しかしながら直流電圧Ｖｄｃを得るためには、基準相は位相角６０度区間において常に導通状態である必要がある。例えば領域１の始めの位相角３０度区間では、基準相たる最小相ｔ相が導通状態（スイッチング素子Ｓｔｎが導通状態）とする必要がある。よって、電流分配率Ｄ１，Ｄ２を、それぞれ基準相が導通する期間の割合たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌで除算した電流分配率を採用する必要がある。かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２が次式で表されている。
However, in order to obtain the DC voltage Vdc, it is necessary that the reference phase is always in a conductive state in the phase angle interval of 60 degrees. For example, in the
但し、ｃｏｓθｉｎ＝√３ｍａｘ（｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜）であり、基準相がｔそうであればｃｏｓθｉｎ＝√３｜Ｖｔ｜となる。上述のように電流分配率Ｄｔｏｔａｌは基準相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈しており、Ｄｔｏｔａｌ＝ｃｏｓθｉｎである。よって式（４）（５）から、電流分配率Ｄｔｏｔａｌは図７において１である。 However, cos θin = √3max (| Vr |, | Vs |, | Vt |), and if the reference phase is t, cos θin = √3 | Vt |. As described above, the current distribution ratio Dtotal has the same shape as the absolute value of the phase voltage waveform of the reference phase, and Dtotal = cos θin. Therefore, from equations (4) and (5), the current distribution ratio Dtotal is 1 in FIG.
かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２を採用することによって、直流電圧Ｖｄｃを得ることができる。なお図５において、基準相でも中間相でもない相と基準相との間の線間電圧を直流電圧Ｅ１で示し、基準相と中間相との間の線間電圧を直流電圧Ｅ２で示している。直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃはこの直流電圧Ｅ１，Ｅ２をキャリヤ一周期の各々において繰り返し交互に採る。なお図５においては、キャリヤ周期で変動する様子を図示すると繁雑となるので、直流電圧Ｖｄｃは示されていない。なお、かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２による制御は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加している、と把握できる。 By adopting such current distribution ratios D1 and D2, a DC voltage Vdc can be obtained. In FIG. 5, the line voltage between the phase that is neither the reference phase nor the intermediate phase and the reference phase is indicated by a DC voltage E1, and the line voltage between the reference phase and the intermediate phase is indicated by a DC voltage E2. . The DC voltage Vdc between the DC power supply lines LH and LL repeatedly takes the DC voltages E1 and E2 in each carrier cycle. In FIG. 5, the DC voltage Vdc is not shown because it becomes complicated to illustrate the fluctuation in the carrier period. The control by the current distribution ratios D1 and D2 is performed by the first line voltage (E1) having the maximum value among the line voltages applied between the input terminals Pr, Ps, and Pt, the maximum value, and the minimum value. It can be understood that any one of the second line voltages (E2) that is not any of the above is applied between the first and second DC power supply lines complementarily.
例えば領域１の始めの位相角３０度区間において、直流電圧Ｅ２は基準相ｔ相に対する中間相ｓ相の線間電圧である。かかる直流電圧Ｅ２は線間電圧Ｖｓｔと同一であるので、次式で表される。
For example, in the
例えば領域１の始めの位相角３０度区間において、直流電圧Ｅ１は基準相ｔ相に対する最大相ｒ相の電圧である。かかる直流電圧Ｅ１は線間電圧Ｖｒｔと同一であるので、次式で表される。
For example, in the first phase angle interval of 30 degrees in the
図５においては、キャリヤの一周期内で直流電圧Ｖｄｃを平均した第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が示されている。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は、キャリヤの一周期内で出力される直流電圧Ｅ１，Ｅ２に対し、それぞれ対応する電流分配率Ｄ１，Ｄ２を乗算し、その結果を加算することで求められる。例えば領域１における始めの３０度区間において、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は次式で表される。
FIG. 5 shows a first average DC voltage Vdc1 obtained by averaging the DC voltage Vdc within one cycle of the carrier. The first average DC voltage Vdc1 is obtained by multiplying the DC voltages E1 and E2 output within one cycle of the carrier by the corresponding current distribution ratios D1 and D2, respectively, and adding the results. For example, in the first 30 degree section in the
以上のように、上記コンバータ制御によって、基準相に対する中間相の直流電圧２と、基準相に対する他の相の直流電圧Ｅ１のいずれか一方を採る直流電圧Ｖｄｃが直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される。なお、他の位相角においても同じ計算結果が得られる。よって、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は式（８）に示すように脈動する。かかる脈動は、電流分配率Ｄ１，Ｄ２同士の比を保ちつつ、電流分配率Ｄｔｏｔａｌを１にしたことに起因する（式（３）〜（５）参照）。そしてその脈動は三相交流の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最も大きい値であるｃｏｓθｉｎによってもたらされる。
As described above, by the converter control, the DC voltage Vdc taking either the
次に、電圧形インバータ２の制御について概説する。なお、実際は線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの波形を整える目的で、以下に述べる制御よりも複雑な制御を行うことが望ましい。この内容については後に概説する。
Next, the control of the
電圧形インバータ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの相互間に印加する。より具体的には、スイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎを相補的に導通させ、８つのスイッチングパターンを選択して、その各々に対応した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する。そして、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する順序及びその出力期間を制御して、直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加している。
The
このときキャリヤの一周期内で平均すると（１／ｃｏｓθｉｎ）に比例する直流電圧Ｖｄｃの脈流を補正すべく、直流電圧Ｖｄｃが一定であると仮定して算出した各電圧ベクトルの出力期間にｃｏｓθｉｎを乗じる。例えば、直流電圧Ｖｄｃが一定と仮定した場合に、キャリヤの一周期内で電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｔ−ｔ４０−ｔ６０，ｔ４０，ｔ６０（但し、Ｔはキャリヤ周期）にわたって出力する場合について説明する。上記補正によって、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間ｔ０，ｔ４，ｔ６は次式で表される。 At this time, in order to correct the pulsating flow of the DC voltage Vdc that is proportional to (1 / cos θin) when averaged within one cycle of the carrier, cos θin is output during the output period of each voltage vector calculated on the assumption that the DC voltage Vdc is constant. Multiply For example, assuming that the DC voltage Vdc is constant, the voltage vectors V0, V4, and V6 are output over a period of Tt40-t60, t40, and t60 (where T is the carrier period) within one period of the carrier. Will be described. By the above correction, the periods t0, t4, t6 of the voltage vectors V0, V4, V6 are expressed by the following equations.
式（９）によって、キャリヤの一周期で平均した直流電圧Ｖｄｃ（第１平均直流電圧Ｖｄｃ１）の脈動分を補正している。これによって脈流成分の影響を除いて電圧ベクトルを出力できる。 The pulsation of the DC voltage Vdc (first average DC voltage Vdc1) averaged over one period of the carrier is corrected by the equation (9). As a result, the voltage vector can be output without the influence of the pulsating flow component.
次に、電圧制御率Ｋｓを導入して電圧形インバータ２における指令値（キャリヤと比較される信号波）を求める場合に、当該電圧制御率Ｋｓの算出方法について述べる。なお、実際には電圧制御率Ｋｓと制御位相角φに基づいて指令値が算出される。当該算出の方法は公知であるので、詳細な説明は省略する。
Next, a method for calculating the voltage control rate Ks when the command value (signal wave to be compared with the carrier) in the
電圧形インバータ２が出力する線間電圧の実効値Ｖｉは次式で表される。
The effective value Vi of the line voltage output from the
ここで、Ｖｄ*，Ｖｑ*はそれぞれｄ軸、ｑ軸における電圧形インバータ２の出力電圧の指令値を示す。
Here, Vd * and Vq * indicate command values of the output voltage of the
電圧制御率Ｋｓは線間電圧の実効値Ｖｉを用いて次式で表される。 The voltage control rate Ks is expressed by the following equation using the effective value Vi of the line voltage.
ここで、Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃの最大値の√３／２倍（以下、等価直流電圧Ｖｄｃ２と呼ぶ）を示している。なお、図６を参照して、等価直流電圧Ｖｄｃ２は、直流電圧Ｅ１の波高値の√３／２とも把握できる。√３／２という数値については後に述べる。 Here, Vdc2 indicates √3 / 2 times the maximum value of DC voltage Vdc (hereinafter referred to as equivalent DC voltage Vdc2). Referring to FIG. 6, equivalent DC voltage Vdc2 can be grasped as √3 / 2 of the peak value of DC voltage E1. The value of √3 / 2 will be described later.
また制御位相角φは次式で表される。 The control phase angle φ is expressed by the following equation.
図８は式（１０）〜式（１２）で表された電圧制御率Ｋｓと制御位相角φとを用いて制御を行った場合の、電圧制御率Ｋｓ、相電圧Ｖｒ，線電流ｉｒ，出力端Ｐｕを流れる線電流ｉｕを示している。図９は線電流ｉｒに含まれる高調波成分を示している。 FIG. 8 shows the voltage control rate Ks, the phase voltage Vr, the line current ir, and the output when control is performed using the voltage control rate Ks and the control phase angle φ expressed by the equations (10) to (12). A line current iu flowing through the end Pu is shown. FIG. 9 shows harmonic components included in the line current ir.
比較のために、特許文献２で示される変調率を、本直接形電力変換装置に適用した場合についても説明する。特許文献２にかかる電圧制御率Ｋｓ’は次式で表される。
For comparison, the case where the modulation factor shown in
図１０は式（１３）で示される電圧制御率Ｋｓ’と制御位相角φを用いて制御を行った場合の、電圧制御率Ｋｓ’、相電圧Ｖｒ，線電流ｉｒ，出力端Ｐｕを流れる線電流ｉｕを示している。図１１は線電流ｉｒに含まれる高調波成分を示している。 FIG. 10 shows the voltage control rate Ks ′, the phase voltage Vr, the line current ir, and the line flowing through the output terminal Pu when the control is performed using the voltage control rate Ks ′ and the control phase angle φ expressed by the equation (13). Current iu is shown. FIG. 11 shows harmonic components included in the line current ir.
ｃｏｓθｉｎ＝√３ｍａｘ（｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜）より、ｃｏｓθｉｎは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の周期の６分の１の周期を有する。電圧制御率Ｋｓ’はｃｏｓθｉｎを因数に有する（式８、１３を参照）ことから、線電流ｉｒには６次調波成分が含まれる。よって、キャリヤの一周期で平均した線電流に含まれる高調波成分ｉｒ’は次式で表される。 From cos θin = √3max (| Vr |, | Vs |, | Vt |), cos θin has a period that is 1/6 of the period of the three-phase AC voltage applied to the input terminals Pr, Ps, Pt. Since the voltage control rate Ks ′ has cos θin as a factor (see Equations 8 and 13), the line current ir includes a sixth-order harmonic component. Therefore, the harmonic component ir 'included in the line current averaged over one period of the carrier is expressed by the following equation.
但し、ＩLは線電流ｉｒの振幅、ωsは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の角速度、ｔは時間である。なお、ここでは直接形交流電力変換装置の入力電圧（入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される電圧）と、出力電圧（出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される電圧）は等しいと仮定している。 Where I L is the amplitude of the line current ir, ω s is the angular velocity of the three-phase AC voltage applied to the input terminals Pr, Ps, and Pt, and t is time. Here, it is assumed that the input voltage (voltage applied to the input terminals Pr, Ps, Pt) and the output voltage (voltage applied to the output terminals Pu, Pv, Pw) of the direct AC power converter are equal. ing.
式（１４）を三角関数の公式に則って変形すると、次式が導かれる。 When Expression (14) is transformed according to the trigonometric formula, the following expression is derived.
式（１５）から分かるように、線電流に含まれる高調波成分ｉｒ’には５次と７次の高調波成分が含まれる。これが図１１に示されている。 As can be seen from the equation (15), the harmonic component ir ′ included in the line current includes fifth-order and seventh-order harmonic components. This is illustrated in FIG.
そして、図９と図１１との比較から容易に理解できるように、本制御方法によれば、線電流ｉｒに含まれる高調波成分（特に５次と７次の高調波成分）を低減することができる。言い換えれば、脈流成分の影響を除去した適切な電流が電流形コンバータ１に入力される。これは式（１０）及び式（１１）から理解できるように、電圧制御率Ｋｓがｃｏｓθｉｎを含まないからである。
As can be easily understood from the comparison between FIG. 9 and FIG. 11, according to this control method, the harmonic components (particularly the fifth and seventh harmonic components) included in the line current ir are reduced. Can do. In other words, an appropriate current from which the influence of the pulsating flow component has been removed is input to the
次に電圧形インバータ３の出力電圧について述べる。上述した制御方法に従えば、電圧形インバータ２が出力する電圧Ｖｏは、電圧制御率Ｋｓと、脈動成分ｃｏｓθｉｎと、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１との積で示される（Ｖｏ＝Ｋｓ・ｃｏｓθｉｎ・Ｖｄｃ１）。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は（１／ｃｏｓθｉｎ）の因子を有するものの、これとｃｏｓθｉｎが積算されるので、出力電圧Ｖｏはｃｏｓθｉｎの因子を有さない。具体的には、式（８）を考慮して、出力電圧Ｖｏ＝Ｋｓ・√３／２となる。但し、本実施の形態では入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間の線間電圧の最大値を１に規格化しているので、実際には出力電圧Ｖｏは、直流電圧Ｅ１の波高値（最大値）の√３／２に相当する直流電圧と、電圧制御率の積算で導出される、と把握できる。また、従来の間接形インバータにおける出力電圧はＶｏ’＝Ｋｓ’’・Ｖｄｃ’で表されることに鑑みると、上述した制御方法は、直流電圧Ｅ１の波高値の√３／２に相当する一定の直流電圧を用いてで電圧形インバータ２を制御していることと等価である。
Next, the output voltage of the
なお、この所定値√３／２は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１に対し、三相交流の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最も大きい値であるcosθinを乗じて得られる値である。 The predetermined value √3 / 2 is a value obtained by multiplying the first average DC voltage Vdc1 by cos θin, which is the largest absolute value of the three-phase AC phase voltages Vr, Vs, Vt.
以上のようにして、電圧制御率Ｋｓとして等価的に一定な直流電圧（上述した例ではＶｄｃ２）を用い、電圧制御率Ｋｓと、第１平均直流電圧Ｖｄｃの脈流補正を行うための、ｃｏｓθｉｎとに基づいて制御を行うことで、電圧形インバータ２は脈流成分の影響を除去した適切な電圧を出力できることが分かる。
As described above, cos θin for correcting the pulsating flow between the voltage control rate Ks and the first average DC voltage Vdc using an equivalently constant DC voltage (Vdc2 in the above example) as the voltage control rate Ks. By performing the control based on the above, it can be seen that the
また、特許文献２に示された制御方法を変更することなく、式（１１）にかかる電圧制御率Ｋｓを導入しているので、従来の制御構成をそのまま適用することができる。よって、製造コストや開発コストを低減できる。
In addition, since the voltage control rate Ks according to the equation (11) is introduced without changing the control method disclosed in
続いて、上記制御方法を実現する制御部の一例を説明する。 Then, an example of the control part which implement | achieves the said control method is demonstrated.
＜制御部の構成の一例＞
図１２は、上述した制御を行う制御部の具体的な内部構成の概念的な一例を示す。制御部１００は、等価直流電圧検出部１０と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、変調率算出部４０と、センサレスベクトル制御部５０とを備えている。
<Example of configuration of control unit>
FIG. 12 shows a conceptual example of a specific internal configuration of the control unit that performs the above-described control. The control unit 100 includes an equivalent DC
等価直流電圧検出部１０は直流電圧検出部１１を備えている。直流電圧検出部１１は直流電圧Ｖｄｃの最大値を検出し、これを√３／２倍した等価直流電圧Ｖｄｃ２を出力する。
The equivalent DC
コンバータ制御部２０は、線間電圧Ｖｒｔ（特にその位相角θ）を入力し、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを出力する。スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの各々が導通／非導通する。
インバータ制御部３０は、位相角θと、電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、モータの回転位置を示す磁束位相角φ’とを入力し、スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの各々が導通／非導通する。
The
コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、台形状電圧指令生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４とを有する。これらの動作は特許文献１で公知な技術であるので詳細な説明は省略するが、概略は以下の通りである。
特許文献１において示されていたとおり、電流と電圧との双対性から、キャリヤと比較されるべき電流形コンバータ１の指令値として、仮想的な電圧形コンバータの相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を採用する。ここでは相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリヤとの比較を行って仮想的な電圧形コンバータについてのスイッチング信号を求め、これを変換して電流形コンバータ１についてのスイッチング信号を得る。
As shown in
電源位相検出部２１は例えば線間電圧Ｖｒｓを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、台形状電圧指令生成部２２に出力する。
The power
台形状電圧指令生成部２２は受け取った位相角θと、例えば所定のテーブルとに基づいて、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を生成する。相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*は３６０度の周期を有し互いに１２０度ずれている。そしていずれもが例えば１２０度区間の平坦領域の一対と、平坦領域の一対を繋ぐ６０度区間の傾斜領域からなる台形状の形状を有している。例えば傾斜領域はその振幅を正規化して±√３・ｔａｎ（θ２）で示される（θ２は相電圧Ｖｒの位相を基準として相毎に定まる位相であって−π／６≦θ２≦π／６）。かかる相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*が図１３に示されている。
The trapezoidal voltage
比較器２３は、キャリヤＣと相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを生成する。この生成について以下に述べる。
The
前掲した非特許文献１は、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性、及び電圧形インバータの線間電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みて、線電流指令値に基づくスイッチングと相電流指令値に基づくスイッチングとの対応関係について教示している。 In view of the duality between the phase voltage of the voltage source inverter and the phase current of the current source inverter, and the duality between the line voltage of the voltage source inverter and the phase current of the current source inverter, It teaches the correspondence between switching based on current command values and switching based on phase current command values.
図１４はここで検討する仮想的なインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、電流形コンバータ１のスイッチングについて検討するためのものであり、電圧形インバータ２とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。当該インバータはａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｑａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｑａｎを、それぞれ有している。同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｑｃｐ，Ｑｃｎを、それぞれ有している。
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a virtual inverter studied here. The inverter is for examining the switching of the
ａ相の線電流ｉａは、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。 The a-phase line current ia is obtained by the difference between the phase current ica between the a-phase and the c-phase and the phase current iba between the b-phase and the a-phase. Current flows. The same applies to the line currents of the other phases. Therefore, the symbol Sjk represents whether or not the phase current ijk flows to the upper arm side switch element, and the symbol SjkB represents whether or not the phase current ijk flows to the lower arm side switch element. Here, the symbols j and k are different from each other, but represent the symbols a, b, and c. When the symbols Sjk and SjkB take binary logic “1” / “0”, the phase current ijk “flows” / It shall indicate “no flow”.
インバータが相電圧指令とキャリヤとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｑｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｑｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ+，Ｓｊ-で示すと、非特許文献１に示す内容は次の変換式で示される：Ｓａ+＝Ｓａｃ・ＳｂａＢ，Ｓｂ+＝Ｓｂａ・ＳｃｂＢ，Ｓｃ+＝Ｓｃｂ・ＳａｃＢ，Ｓａ-＝Ｓｂａ・ＳａｃＢ，Ｓｂ-＝Ｓｃｂ・ＳｂａＢ，Ｓｃ-＝Ｓａｃ・ＳｃｂＢ。
When the inverter passes a line current based on the comparison between the phase voltage command and the carrier, switch commands for controlling conduction / non-conduction of the switch element Qjp on the high arm side and the switch element Qjn on the low arm side are represented by symbols Sj + , When expressed as Sj − , the contents shown in
ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリヤとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献１によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋは相電圧指令Ｖｊ*とキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢは相電圧指令Ｖｊ*とキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｎを導通させる論理と一致する。
Further, in view of the duality between the phase voltage of the voltage source inverter and the phase current of the current source inverter, the logical value on the right side of each of the above formulas is the result of comparison between the phase voltage and the carrier in the voltage source inverter. You can see that According to
記号ＳｂａＢは相電圧指令Ｖｂとキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａは相電圧指令Ｖｂとキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリヤ以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｑｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ+、Ｓｂ+は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐを導通させる期間を示す。 Symbol SbaB coincides with the logic for making switch elements Qap and Qbp conductive / non-conductive by comparing phase voltage command Vb and the carrier, respectively, and symbol Sba shows switch elements Qbp and Qap by comparing phase voltage command Vb and the carrier, respectively. Consistent with the logic to turn on / off. More specifically, the switch element Sap is turned on when the phase voltage command Vb is equal to or lower than the carrier, and the switch element Qbp is turned on in the above case. Symbols Sa + and Sb + indicate periods during which the switch elements Qap and Qbp are turned on when a line current flows.
今、上記相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*と読み替えて、これらが位相角０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ*，Ｖｃ*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ+＝ＳｂａＢ，Ｓｂ+＝Ｓｂａ，Ｓｃ+＝Ｓａ-＝Ｓｂ-＝０となる。
Now, a case will be described in which the phase voltage commands Vr * , Vs * , Vt * are read as voltage commands Va * , Vb * , Vc *, and they are at a phase angle of 0 to 60 degrees. Since the voltage commands Va * and Vc * take
換言すれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えて、相電圧指令Ｖｓ*がキャリヤＣ以下の場合にはスイッチング素子Ｓｒｐが導通し、キャリヤＣ以上の場合にはスイッチング素子Ｓｓｐが導通する。キャリヤＣの最小値が０であることに鑑みれば、電圧指令信号Ｖｓの値がスイッチ素子Ｓｒｐを導通させる期間に相当する。 In other words, the a-phase, b-phase, and c-phase are read as r-phase, s-phase, and t-phase, respectively. When the phase voltage command Vs * is equal to or lower than the carrier C, the switching element Srp becomes conductive, In this case, the switching element Ssp becomes conductive. Considering that the minimum value of the carrier C is 0, the value of the voltage command signal Vs corresponds to a period during which the switch element Srp is turned on.
電流ベクトルと電圧ベクトルとの間には３０度の位相差が生じることに鑑みると、相電圧指令Ｖｓ*の値は、位相角θが３０度から６０度の領域で電流分配率Ｄ２に相当する。これは電流形コンバータ１においてスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターンと，スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターンとを値Ｄ１，Ｄ２の比に比例する期間で交互に切り替えるタイミングを規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*の値についても上記の説明が妥当する。
Considering that a phase difference of 30 degrees occurs between the current vector and the voltage vector, the value of the phase voltage command Vs * corresponds to the current distribution ratio D2 in the region where the phase angle θ is 30 degrees to 60 degrees. . This defines the timing at which the switching pattern in which the switching elements Srp and Stn are conducted and the switching pattern in which the switching elements Ssp and Stn are conducted in the
図１２に戻り、上述のようにして決定される相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリヤＣとの比較によって得られた結果は、比較器２３から電流形ゲート論理変換部２４へと与えられる。そして上の変換式で示された変換式に則った変換が行われることにより、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎが求められる。
Returning to FIG. 12, the result obtained by comparing the phase voltage commands Vr * , Vs * , Vt * determined as described above with the carrier C is transferred from the
キャリヤＣを生成するキャリヤ生成部２５はコンバータ制御部２０に設けられてもよいし、次に説明するインバータ制御部３０に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。
The
インバータ制御部３０は、脈流算出部３１と、出力電圧指令生成部３２と、中間相検出部３３と、指令値補正部３４，３５と、比較器３６，３７と、論理演算部３８とを有する。インバータ制御部３０の動作も特許文献１で公知であるので、簡単な説明に留める。
The
特許文献１に示されたとおり、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの波形を正弦波に近づけるべく、電圧形インバータ２は、電流形コンバータ１側で出力される２つの線間電圧の期間の各々において、その電流分配率Ｄ１，Ｄ２に応じて各電圧ベクトルを採用する。例えば図４に示す領域１においてキャリヤの一周期内に、電圧形インバータ２が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６にわたって採用する場合について説明する。電流形コンバータ１が線間電圧Ｖｒｔを出力している期間に、電圧形インバータ２は電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｄ１・ｔ０，Ｄ１・ｔ４，Ｄ１・ｔ６に渡って出力する。そして電流形コンバータ１が線間電圧Ｖｓｔを出力している期間に、電圧形インバータ２は電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｄ２・ｔ０，Ｄ２・ｔ４，Ｄ２・ｔ６に渡って採用する。
As shown in
中間相検出部３３は、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*のうち、いずれがいわゆる中間相に相当するかを判断する。例えば位相角θが３０度から６０度の領域においては相電圧指令Ｖｓ*が相当する。そして相電圧指令Ｖｓ*の値に鑑み、比Ｄ１：Ｄ２（＝Ｄｔｏｔａｌ−Ｄ１＝１−Ｄ１）が決定され、値Ｄ１，Ｄ２が指令値補正部３４，３５に与えられる。
The intermediate
中間相検出部３３はインバータ制御部３０に設けられてもよいし、先に説明したコンバータ制御部２０に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。
The intermediate
脈流算出部３１は電源位相検出部２１から位相角θを受け取ってｃｏｓθｉｎを出力する。
The pulsating
出力電圧指令生成部３２は、脈流算出部３１から受け取ったｃｏｓθｉｎと、変調率算出部４０から受け取った電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、センサレスベクトル制御部５０から受け取った磁束位相角φ’とに基づいて、電圧形インバータ２の相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。具体的には、電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、磁束位相角φ’とに基づいて公知の技術によって生成した相電圧指令値にｃｏｓθｉｎを乗じて電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。なお、各電圧ベクトルの出力期間は相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリヤＣとの比較によって決定されるので、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*にｃｏｓθｉｎを乗じることによって、間接的に式（９）に表現された補正を行うことができる。
The output voltage
指令値補正部３４，３５は、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と、電流分配率（以下、補正値とも呼ぶ）Ｄ１，Ｄ２とに基づいて、電圧形インバータ２の転流のためにキャリヤＣと比較すべき値を生成する。相電圧指令Ｖｓ*が中間相である場合を例に採れば、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて値ｄ０，ｄ４，ｄ６（＝１−ｄ０−ｄ４）を計算し、これと補正値Ｄ１，Ｄ２とに基づいて、値Ｄ１（１−ｄ０−ｄ４），Ｄ２（１−ｄ０），Ｄ１＋Ｄ２・ｄ０，Ｄ１＋Ｄ２（ｄ０＋ｄ４）を生成する。また値０，Ｄ１＋Ｄ２も出力する。これらの値は比較器３６，３７において比較され、その結果が論理演算部によって演算される。そして論理演算部３８は比較器３６，３７における比較結果に基づいてスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成する。
The command
変調率算出部４０は、等価直流電圧Ｖｄｃ２と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを受け取って、式（１０）〜式（１２）に基づいて電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φとを算出し、これらを出力電圧指令生成部３２に出力する。
The modulation
センサレスベクトル制御部５０は、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからモータの回転数ωや磁束位相角φ’を算出し、これと外部から入力される回転数指令ω*とデューティとに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。
The sensorless
第２の実施の形態．
第１の実施の形態においては、直流電圧Ｖｄｃの最大値を検出し、これを√３／２倍した等価直流電圧Ｖｄｃ２を用いて電圧制御率Ｋｓを演算していた。直流電圧ＶｄｃはキャリヤＣの一周期という短い期間に直流電圧Ｅ１，Ｅ２を交互に採るため、その最大値を精度よく検出することはノイズの観点から困難であった。本第２の実施の形態にかかる制御方法は精度よく直流電圧Ｖｄｃの最大値を得て、精度のよい等価直流電圧Ｖｄｃ２を得ることを目的とする。
Second embodiment.
In the first embodiment, the maximum value of the DC voltage Vdc is detected, and the voltage control rate Ks is calculated using the equivalent DC voltage Vdc2 obtained by multiplying this by √3 / 2. Since the DC voltage Vdc is alternately taken as the DC voltages E1 and E2 in a short period of one cycle of the carrier C, it is difficult to accurately detect the maximum value from the viewpoint of noise. The control method according to the second embodiment aims to obtain the maximum value of the DC voltage Vdc with high accuracy and to obtain the equivalent DC voltage Vdc2 with high accuracy.
キャリヤ周期内で平均した第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は式（１８）で表される。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を位相角３０度の区間（例えば位相角θが０度から３０度）で積分すると、その結果たる第２平均直流電圧Ｖｄｃ３は次式で表される。 The first average DC voltage Vdc1 averaged within the carrier period is expressed by Expression (18). When the first average DC voltage Vdc1 is integrated in a section with a phase angle of 30 degrees (for example, the phase angle θ is 0 degrees to 30 degrees), the resulting second average DC voltage Vdc3 is expressed by the following equation.
直流電圧Ｖｄｃの最大値は直流電圧Ｅ１の最大値、即ち線間電圧の最大値と等しい。上述した式はいずれも線間電圧の最大値で規格化しているので、直流電圧Ｖｄｃの最大値は１である。よって、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘは次式で表すことができる。 The maximum value of the DC voltage Vdc is equal to the maximum value of the DC voltage E1, that is, the maximum value of the line voltage. Since the above-described equations are normalized by the maximum value of the line voltage, the maximum value of the DC voltage Vdc is 1. Therefore, the maximum value Vdc_max of the DC voltage Vdc can be expressed by the following equation.
従って、位相角３０度の区間（例えば位相角θ１が０度から３０度）に渡って直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を検出し、式（１７）から直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを求めることができる。 Therefore, the second average DC voltage Vdc3 obtained by averaging the DC voltage Vdc over a section having a phase angle of 30 degrees (for example, the phase angle θ1 is 0 degrees to 30 degrees) is detected, and the maximum value of the DC voltage Vdc is calculated from the equation (17). Vdc_max can be obtained.
よって、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘが直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を用いて算出されているので、ノイズの影響を低減して直流電圧Ｖｄｃ最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを得ることができる。ひいては精度よく等価直流電圧Ｖｄｃ２を得ることができる。 Therefore, since the maximum value Vdc_max of the DC voltage Vdc is calculated using the second average DC voltage Vdc3 obtained by averaging the DC voltage Vdc, the influence of noise can be reduced and the DC voltage Vdc maximum value Vdc_max can be obtained. As a result, the equivalent DC voltage Vdc2 can be obtained with high accuracy.
図１５はかかる制御を行う制御部の具体的な内部構成の一例を示している。図１２に示す制御部と比較して、等価直流電圧検出部１０が相違している。等価直流電圧検出部１０はフィルタ１２と、振幅補正部１３とを備えている。
FIG. 15 shows an example of a specific internal configuration of a control unit that performs such control. Compared to the control unit shown in FIG. 12, the equivalent DC
フィルタ１２には直流電圧Ｖｄｃが入力される。フィルタ１２は直流電圧Ｖｄｃをフィルタリングして例えば３０度の区間に渡って直流電圧Ｖｄｃを平均化し、これを第２平均直流電圧Ｖｄｃ２として出力する。かかるフィルタ１２は例えば一次フィルタによって実現することができる。
The DC voltage Vdc is input to the
振幅補正部１３は第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を受け取って、式（１７）より直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出し、これを√３／２倍して等価直流電圧Ｖｄｃ２を変調率算出部４０に出力する。
The
第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかる制御方法では、式（１６）に示す第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を検出し、式（１７）から、これを位相角において３０度の区間で平均して第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を検出する。
Third embodiment.
In the control method according to the third embodiment, the first average DC voltage Vdc1 shown in Equation (16) is detected, and from Equation (17), this is averaged over the interval of 30 degrees in the phase angle to obtain the second average. The DC voltage Vdc3 is detected.
第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を求める期間の基準であるキャリヤは例えば数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚである。第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を求める期間の基準である三相交流電圧の周波数の１２倍は、例えば日本では６００Ｈｚ（＝５０Ｈｚ×１２）あるいは７２０Ｈｚ（６０Ｈｚ×１２）である。よって、第２平均直流電圧Ｖｄｃ３に比べて第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は１０倍以上短い期間で検出できる。 The carrier that is a reference for the period for obtaining the first average DC voltage Vdc1 is, for example, several kHz to several tens kHz. For example, in Japan, the frequency of the three-phase AC voltage, which is a reference for the period for obtaining the second average DC voltage Vdc3, is 600 Hz (= 50 Hz × 12) or 720 Hz (60 Hz × 12). Therefore, the first average DC voltage Vdc1 can be detected in a period that is 10 times or more shorter than the second average DC voltage Vdc3.
第３の実施の形態にかかる制御方法では、一旦、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を検出しているので、これを例えば瞬停の判断基準として用いることができる。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１と基準値Ｖｒｅｆよりも低ければ、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔへの三相交流電圧の供給が遮断されたと判断する。 In the control method according to the third embodiment, since the first average DC voltage Vdc1 is once detected, this can be used, for example, as a judgment criterion for instantaneous power failure. If it is lower than the first average DC voltage Vdc1 and the reference value Vref, it is determined that the supply of the three-phase AC voltage to the input terminals Pr, Ps, Pt is cut off.
よって、例えば第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を用いて瞬停を判断する場合に比べて、実際に瞬停が生じてから瞬停を検出するまでの時間を短縮できる。 Therefore, for example, compared with the case where the instantaneous power failure is determined using the second average DC voltage Vdc3, the time from when the instantaneous power failure actually occurs until the instantaneous power failure is detected can be shortened.
図１６はかかる制御を実行する制御部の内部構成の概念的な一例を示している。図１２，１５に示す制御部と比較して、等価直流電圧検出部１０が相違している。等価直流電圧検出部１０は、キャリヤフィルタ１４と、比較器１５と、脈流フィルタ１６と、振幅補正部１３とを備えている。
FIG. 16 shows a conceptual example of the internal configuration of a control unit that executes such control. Compared with the control unit shown in FIGS. 12 and 15, the equivalent DC
キャリヤフィルタ１４には直流電圧Ｖｄｃが入力される。キャリヤフィルタ１４は直流電圧Ｖｄｃをフィルタリングしてキャリヤの一周期内で直流電圧Ｖｄｃを平均し、これを第１平均直流電圧Ｖｄｃ１として出力する。かかるキャリヤフィルタ１４は例えば公知の一次フィルタで構成することができる。なお、位相遅れなくキャリヤ成分（キャリヤの一周期で直流電圧Ｅ１，Ｅ２を採ることに起因する成分）をノイズなく除去して、電源周波数の６倍の高調波成分を含む第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を得ることは困難である。しかしながら、瞬停を検出するために第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を用いる場合であれば、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１の検出精度の要求を高める必要がない。 The DC voltage Vdc is input to the carrier filter 14. The carrier filter 14 filters the DC voltage Vdc, averages the DC voltage Vdc within one period of the carrier, and outputs this as the first average DC voltage Vdc1. The carrier filter 14 can be constituted by a known primary filter, for example. Note that the first average DC voltage Vdc1 including a harmonic component that is six times the power supply frequency is removed without noise without causing a carrier component (component resulting from taking the DC voltages E1 and E2 in one period of the carrier) without phase delay. It is difficult to get. However, if the first average DC voltage Vdc1 is used to detect an instantaneous power failure, there is no need to increase the detection accuracy requirement of the first average DC voltage Vdc1.
脈流フィルタ１６には第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が入力される。脈流フィルタ１６は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１をフィルタリングして、三相交流電圧の周期の１２分の１の期間内で第１平均直流電圧Ｖｄｃを平均し、これを第２平均直流電圧Ｖｄｃ３として出力する。
The pulsating
振幅補正部１３は第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を受け取って、式（１７）より直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出して、これを√３／２倍して等価直流電圧Ｖｄｃ２を変調率算出部４０に出力する。
The
比較器１５には第１平均直流電圧Ｖｄｃ１と、例えば予め設定された基準値Ｖｒｅｆとが入力される。比較器１５は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が基準値Ｖｒｅｆよりも小さければ、例えば瞬停が生じたと判断する。
The
変形例．
第１乃至第３の実施の形態では、電圧形インバータ２において、直流電圧Ｖｄｃが一定であると仮定して算出された各電圧ベクトルの出力期間に対して、ｃｏｓθｉｎを乗じて直流電圧Ｖｄｃの脈動分を補正していた。変形例にかかる制御方法では電圧形インバータ２において当該補正を行わない。そして、電圧制御率として電圧制御率Ｋｓを採用する。
Modified example.
In the first to third embodiments, in the
以下、第１の実施の形態にかかる制御方法における出力電圧と、変形例にかかる制御方法における出力電圧とについて、例えば電圧制御率Ｋｓを１に指定し、電圧形インバータ２が電圧ベクトルＶ４を出力する場合を例に挙げて述べる。
Hereinafter, with respect to the output voltage in the control method according to the first embodiment and the output voltage in the control method according to the modification, for example, the voltage control rate Ks is designated as 1, and the
まず、第１の実施の形態にかかる制御方法について考える。キャリヤの一周期に対する電圧ベクトルＶ４を出力する期間の割合（時比率）ｄは式（９）に鑑みて次式で表される。 First, consider the control method according to the first embodiment. The ratio (duty ratio) d of the period during which the voltage vector V4 is output with respect to one cycle of the carrier is expressed by the following equation in view of the equation (9).
よって、電圧ベクトルＶ４の大きさＶは次式で表される。 Therefore, the magnitude V of the voltage vector V4 is expressed by the following equation.
次に変形例にかかる制御方法について考える。式（１８）において電圧制御率Ｋｓを電圧制御率Ｋｓ’に置き換え、電圧ベクトルＶ４の出力期間ｔ４をｔ４０に置き換えると、時比率ｄ’は次式で表される。 Next, a control method according to the modification will be considered. When the voltage control rate Ks is replaced with the voltage control rate Ks ′ in the equation (18) and the output period t4 of the voltage vector V4 is replaced with t40, the time ratio d ′ is expressed by the following equation.
式（１１）およびＫｓ＝１に相当するように√（Ｖｄ*2＋Ｖｑ*2）＝√３／（２√２）とすると、 Assuming √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) = √3 / (2√2) so as to correspond to equation (11) and Ks = 1,
よって、電圧ベクトルＶ４の大きさＶ’は次式で表される。 Therefore, the magnitude V ′ of the voltage vector V4 is expressed by the following equation.
以上のように、変形例にかかる制御による電圧形インバータ２の電圧ベクトルの大きさと、第１の実施の形態にかかる制御による電圧形インバータ２の電圧ベクトルの大きさが等しい。よって、変形例にかかる制御によっても適切に出力電圧を出力することができる。
As described above, the magnitude of the voltage vector of the
但し、電圧制御率Ｋｓ’は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を含んでいる。直流電圧Ｖｄｃから電源周波数の６倍の高調波を含む第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を位相遅れなく精度よく検出するためには、２桁以上のキャリヤ周波数が必要である。５〜１０ｋＨｚ程度のキャリヤ周波数では精度よく第１平均直流電圧を検出することは困難である。少なくとも一次フィルタを用いて検出することは難しい。 However, the voltage control rate Ks ′ includes the first average DC voltage Vdc1. In order to accurately detect the first average DC voltage Vdc1 including a harmonic of 6 times the power supply frequency from the DC voltage Vdc without a phase delay, a carrier frequency of two digits or more is required. It is difficult to accurately detect the first average DC voltage at a carrier frequency of about 5 to 10 kHz. It is difficult to detect using at least a primary filter.
一方、第２及び第３の実施の形態にかかる制御方法であれば、キャリヤ周波数の１０分の一程度の電源周波数の１２分の１の周波数で直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを用いて電圧制御率Ｋｓを得ている。よって、例えば一次フィルタ程度を用いて電圧制御率Ｋｓを得ることができるので、製造コストを低減することができる。 On the other hand, in the control method according to the second and third embodiments, the second average DC voltage Vdc_max obtained by averaging the DC voltage Vdc at a frequency that is 1/12 of the power supply frequency that is about 1/10 of the carrier frequency. Is used to obtain the voltage control rate Ks. Therefore, for example, the voltage control rate Ks can be obtained using a primary filter or the like, so that the manufacturing cost can be reduced.
１ 電流形コンバータ
２ 電圧形インバータ
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ スイッチング素子
DESCRIPTION OF
Claims (3)
３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記３つの入力端と前記第１の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記３つの入力端と前記第２の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有し、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に電流を出力する電流形コンバータと、
前記３つの出力端の各々と前記第１の直流電源線との間にそれぞれ接続される３つのスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記３つの出力端の各々と前記第２の直流電源線の間にそれぞれ接続されるスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータと
を備える直接形交流電力変換装置を制御する方法であって、
（ａ）前記電流形コンバータが有するスイッチング素子を、台形状波形を信号波とするパルス幅制御でスイッチングさせることにより、前記３つの入力端の相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加するステップと、
（ｂ）前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）の最大値と所定値（√３／２）とを積算した等価直流電圧（Ｖｄｃ２）に対する、前記電圧形インバータが出力すべき電圧の比（Ｋｓ）を算出するステップと、
（ｃ）前記直流電圧の脈動成分を補正するための、前記三相交流の内で最も絶対値が大きい第１値（ｃｏｓθｉｎ）と、前記比とに基づいて、前記電圧形インバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を制御するステップと
を実行し、
前記所定値は、前記第１線間電圧及び前記第２線間電圧を、それぞれが前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加される第１及び第２期間（Ｄ１，Ｄ２）で、それぞれ重み付けし、これらを加算して得られる第２値（Ｖｄｃ１=√３／２／cosθin）と、前記第１値（cosθin）の積である、直接形交流電力変換装置の制御方法。 Three input terminals (Pr, Ps, Pt) to which a three-phase AC voltage is applied between them;
Three output terminals (Pu, Pv, Pw);
First and second DC power supply lines (LH, LL);
A switching element (Srp, Ssp, Stp) connected between the three input terminals and the first DC power supply line, and a connection between the three input terminals and the second DC power supply line. Switching element (Srn, Ssn, Stn), and a current source converter that outputs current between the first and second DC power supply lines,
Three switching elements (Sup, Svp, Swp) connected between each of the three output terminals and the first DC power supply line, each of the three output terminals, and the second DC power supply A method for controlling a direct AC power converter comprising a voltage source inverter having switching elements (Sun, Svn, Swn) connected respectively between lines,
(A) By switching the switching element of the current source converter by pulse width control using a trapezoidal waveform as a signal wave, the maximum value among the line voltages applied between the three input terminals is set. One of the first line voltage (E1) and the second line voltage (E2), which is neither the maximum value nor the minimum value, is complementary to the first and second DC power supply lines. Applying between, and
(B) the voltage source inverter for the equivalent DC voltage (Vdc2) obtained by integrating the maximum value of the voltage (Vdc) between the first and second DC power supply lines and a predetermined value (√3 / 2); Calculating a ratio (Ks) of voltages to be output;
(C) A switching element included in the voltage source inverter based on the first value (cos θin) having the largest absolute value in the three-phase alternating current and the ratio for correcting the pulsating component of the direct current voltage Controlling the conduction / non-conduction of
The predetermined value is the first and second periods (D1, D2) in which the first line voltage and the second line voltage are applied between the first and second DC power supply lines, respectively. The control method for the direct AC power conversion apparatus is a product of a second value (Vdc1 = √3 / 2 / cosθin) obtained by weighting and adding them together and the first value (cosθin).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008267601A JP4924587B2 (en) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | Control method for direct AC power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008267601A JP4924587B2 (en) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | Control method for direct AC power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010098848A JP2010098848A (en) | 2010-04-30 |
| JP4924587B2 true JP4924587B2 (en) | 2012-04-25 |
Family
ID=42260125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008267601A Active JP4924587B2 (en) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | Control method for direct AC power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4924587B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4877411B1 (en) | 2010-09-30 | 2012-02-15 | ダイキン工業株式会社 | Link voltage measurement method |
| CN113452016A (en) * | 2021-06-04 | 2021-09-28 | 浙江大学 | Harmonic analysis method for AC/DC hybrid power distribution network based on augmented node admittance matrix |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4135026B2 (en) * | 2006-04-20 | 2008-08-20 | ダイキン工業株式会社 | Power converter and control method of power converter |
| JP4135027B2 (en) * | 2006-04-20 | 2008-08-20 | ダイキン工業株式会社 | Power converter and control method of power converter |
-
2008
- 2008-10-16 JP JP2008267601A patent/JP4924587B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2010098848A (en) | 2010-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5874800B1 (en) | Control device for direct power converter | |
| EP2204900B1 (en) | Power conversion device | |
| JP5930108B2 (en) | Power converter | |
| US11218107B2 (en) | Control device for power converter | |
| WO2009113367A1 (en) | Converter control method and control apparatus | |
| JP5806273B2 (en) | Capacity estimation device for inverter DC link capacitor | |
| US10374503B2 (en) | Power conversion device | |
| JP2015084637A (en) | Power conversion apparatus | |
| JPWO2010050086A1 (en) | Power converter | |
| JP5813934B2 (en) | Power converter | |
| JP6107860B2 (en) | Inverter control device | |
| CN103081337B (en) | Method for measuring link voltage | |
| JP4924587B2 (en) | Control method for direct AC power converter | |
| JP5196269B2 (en) | Electric motor control device | |
| JP2013215061A (en) | Power conversion device | |
| JP2016149913A (en) | Power conversion device | |
| JP6094615B2 (en) | Inverter control device | |
| JP5923873B2 (en) | Inverter control circuit | |
| WO2021224976A1 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| WO2021044597A1 (en) | Power conversion device | |
| JP5067424B2 (en) | Power converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100326 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120110 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120123 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150217 Year of fee payment: 3 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 4924587 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150217 Year of fee payment: 3 |